JP6708175B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来、トランスの一次側に入力される電力をスイッチング動作により変換し、負荷が接続された二次側に出力する電力変換装置が知られている。

例えば、特許文献１に記載された高電圧発生装置は、高電圧発生用トランスの二次側に静電式空気清浄機の集塵電極が接続される。この装置は、高電圧発生用トランスの一次側に接続されたスイッチング素子（以下「スイッチ」）に流れる電流を検出し、制御回路にフィードバックする。フィードバックされた電流値に基づいて制御回路がスイッチのＤＵＴＹ比を制御することにより、静電式空気清浄機の集塵能力を一定に保持する。

特開２００１−２５１８５４号公報

動作状況等によって入力電圧が急変したとき、トランス一次側の電流を迅速に補償し、トランス二次側の出力を安定されることが要求される。しかし、特許文献１の従来技術では、入力電圧の急変に対しスイッチ電流がフィードバック制御されるため応答が遅れる。この応答遅れにより、指令値に対する出力電力のオーバーシュート、アンダーシュートや過電流が発生するという問題がある。

また、従来、プッシュプル回路を用いた共振インバータが知られている。従来の一般的なプッシュプル回路は、平滑コンデンサ及び二つのスイッチを含み、二つのスイッチが交互に動作することにより、共通のセンタタップに接続された二つの一次コイルを流れるトランス一次側電流を制御する。トランスの二次コイルには容量性の負荷が接続されており、負荷に流れる出力電流は二次回路のＬＣ成分によって共振する。
このような共振インバータでは、第１一次コイル及び第２一次コイルに流す電流を主に平滑コンデンサから取り出しているため、平滑コンデンサの負担が大きく、リップル電流が大きくなりやすいという課題がある。

共振インバータのこの課題に対し、アクティブクランプ式プッシュプル回路を用いることが考えられる。図１に示すように、アクティブクランプ式プッシュプル回路は、二つの下アームスイッチＱ１、Ｑ２、二つの上アームスイッチＱ３、Ｑ４、及びクランプコンデンサＣ２を含む。
上アームスイッチＱ３、Ｑ４のソース端子及び下アームスイッチＱ１、Ｑ２のドレイン端子は、それぞれ、第１一次コイル２１及び第２一次コイル２２のスイッチ側端部２３、２４に接続される。クランプコンデンサＣ２は、上アームスイッチＱ３、Ｑ４のドレイン端子と、低電位入力端１２との間に接続される。

このアクティブクランプ式プッシュプル回路において、下アームスイッチＱ１と上アームスイッチＱ４とを同時にオンさせる期間と、下アームスイッチＱ２と上アームスイッチＱ３とを同時にオンさせる期間を交互に繰り返す動作を想定する。この動作においてクランプコンデンサＣ２が平滑コンデンサＣ１の放電を補助することにより、平滑コンデンサＣ１の負担を減らし、リップル電流を低減することができる。

ここで、特許文献１のフィードバック制御の問題点に鑑み、下アームスイッチＱ１、Ｑ２のＤＵＴＹ比を入力電圧に基づいてフィードフォワード制御する構成を採用する。この場合、上アームスイッチＱ３、Ｑ４のＤＵＴＹ比を下アームスイッチＱ１、Ｑ２のＤＵＴＹ比に追従して変化させると、出力電流の不連続モードが発生する場合がある。
特に、出力電力に応じてスイッチング周波数を変化させる構成では、フィードフォワード制御においてＤＵＴＹ比がスイッチング周波数に依存するため、周波数に応じて複数のマップが必要になる。

本発明は上述の課題に鑑みて創作されたものであり、その目的は、アクティブクランプ式プッシュプル回路を用いた共振インバータ型の電力変換装置において、入力電圧の急変による出力変動や過電流を抑制し、リップル電流を低減し、且つ、不連続モードの発生を回避する電力変換装置を提供することにある。

本発明の電力変換装置は、平滑コンデンサ（Ｃ１）と、第１一次コイル（２１）及び第２一次コイル（２２）と、二次コイル（２６）と、第１−第４スイッチ（Ｑ１−Ｑ４）と、クランプコンデンサ（Ｃ２）と、スイッチ制御器（４０）と、を備える。
平滑コンデンサは、直流電源（１０）の入力電圧（Ｖｉｎ）が印加される高電位入力端（１１）及び低電位入力端（１２）の間に接続される。
第１一次コイル及び第２一次コイルは、高電位入力端に接続された共通のセンタタップに一端が接続され、トランス（２０）の一次側を構成する。
二次コイルは、トランスの二次側を構成し、負荷（Ｃ３）が接続される。

第１スイッチ（Ｑ１）及び第２スイッチ（Ｑ２）は、高電位側の端子が第１一次コイル及び第２一次コイルのセンタタップとは反対側の端部であるスイッチ側端部（２３、２４）にそれぞれ接続され、低電位側の端子が低電位入力端に接続されてブリッジ回路の下アームを構成する。第１スイッチ及び第２スイッチは、所定のスイッチング周期（Ｔｓ）で交互に動作する。
第３スイッチ（Ｑ３）及び第４スイッチ（Ｑ４）は、一方の端子が第１一次コイル及び第２一次コイルのスイッチ側端部にそれぞれ接続されてブリッジ回路の上アームを構成する。第３スイッチ及び第４スイッチは、第１スイッチ及び第２スイッチと同じスイッチング周期で交互に動作する。
クランプコンデンサは、第３スイッチ及び第４スイッチの他方の端子と低電位入力端との間に接続される。

ブリッジ回路スイッチは、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ及び第４スイッチからなる。
スイッチ制御器は、ブリッジ回路スイッチの動作について、スイッチング周期に対する各ブリッジ回路スイッチのオン時間の比であるＤＵＴＹ比を算出する。そして、スイッチ制御器は、少なくとも、第１スイッチのオン期間に第４スイッチがオンしており、第２スイッチのオン期間に第３スイッチがオンしているように動作を制御する。
ここで、スイッチ制御器は、第１スイッチと第２スイッチとが同時にオンすること、及び、第３スイッチと第４スイッチとが同時にオンすることを禁止することが好ましい。

スイッチ制御器は、下アームＤＵＴＹ比算出器（５１）と、上アームＤＵＴＹ比算出器（５３）と、ＰＷＭ生成器（７０）と、を含む。
下アームＤＵＴＹ比算出器は、入力電圧に基づくフィードフォワード制御により、マップ又は数式を用いて第１スイッチ及び第２スイッチのＤＵＴＹ比である下アームＤＵＴＹ比を算出する。
上アームＤＵＴＹ比算出器は、第３スイッチ及び第４スイッチのＤＵＴＹ比である上アームＤＵＴＹ比として、入力電圧の変動範囲における下アームＤＵＴＹ比の最大値以上の一定値を出力する。
ＰＷＭ生成器は、下アームＤＵＴＹ比算出器及び上アームＤＵＴＹ比算出器の出力に基づいてＰＷＭ信号を生成し、ブリッジ回路スイッチに出力する。

本発明では、下アームＤＵＴＹ比算出器が入力電圧に基づくフィードフォワード制御により下アームＤＵＴＹ比を算出するため、入力電圧の急変による出力変動や過電流を適切に抑制可能である。
また、平滑コンデンサ及び下アームスイッチのみを含む一般的なプッシュプル回路でなく、クランプコンデンサ及び上アームスイッチを含むアクティブクランプ式プッシュプル回路が用いられる。平滑コンデンサの放電をクランプコンデンサが補助することで、平滑コンデンサの負担を減らし、リップル電流を低減することができる。

さらに、上アームＤＵＴＹ比は、入力電圧の変動範囲における下アームＤＵＴＹ比の最大値以上の一定値に設定されている。好ましくは、上アームＤＵＴＹ比は、「第３スイッチのオン期間と第４スイッチのオン期間との間に確保されるデッドタイムに相当する値を０．５から差し引いた最大値」に設定されている。
これにより、トランス印加電圧がワンパルス波形となり、不連続モードの発生を可及的に回避することができる。特に、出力電力に応じてスイッチング周波数を変化させる構成では、ＤＵＴＹ比のフィードフォワード制御における周波数依存性を無くすことができ、スイッチング周波数に応じたマップの取得や適合が不要となる。

アクティブクランプ式プッシュプル回路を用いた電力変換装置の構成図。 オゾン発生装置に用いられる放電リアクタの模式図。 アクティブクランプ式プッシュプル回路の動作例のタイムチャート。 （ａ）タイミングＡ〜Ｂの期間、（ｂ）タイミングＢ〜Ｃ及びＦ〜Ａの期間における電流経路を示す図。 （ｃ）タイミングＣ〜Ｄ及びＥ〜Ｆの期間、（ｄ）タイミングＤ〜Ｅの期間における電流経路を示す図。 第１、第２実施形態のスイッチ制御器の制御ブロック図。 入力電圧とＤＵＴＹ比との関係を規定したマップ。 ＤＵＴＹ比制御により一定出力を維持する作用を説明する図。 第１実施形態の電力制御器の制御ブロック図。 スイッチング周波数と電力との関係を示す特性図。 第１実施形態によるゲート駆動方法を説明する図。 第１実施形態によるトランス一次側電流、トランス印加電圧の波形図。 第１実施形態による（ａ）入力電圧−ＤＵＴＹ比マップ、（ｂ）ＤＵＴＹ比のスイッチング周波数依存性を示す図。 ＤＵＴＹ比の理論式導出に用いるワンパルス波形図。 第２実施形態の電力制御器の制御ブロック図。 間欠的な駆動パルス信号を示す図。 （ａ）スイッチング周波数−瞬時電力、（ｂ）バーストＤＵＴＹ比−平均電力の関係を示す図。 比較例によるゲート駆動方法を説明する図。 比較例によるトランス一次側電流、トランス印加電圧の波形図。 比較例による（ａ）入力電圧−ＤＵＴＹ比マップ、（ｂ）ＤＵＴＹ比のスイッチング周波数依存性を示す図。

以下、電力変換装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。第１及び第２実施形態を包括して「本実施形態」という。
本実施形態の電力変換装置は、トランスの一次側に入力される直流電力をプッシュプル回路のスイッチング動作により変換し、容量性負荷が接続された二次側に交流電力を出力する共振インバータである。共振インバータでは、出力電流の共振周波数に近い周波数でプッシュプル回路をスイッチング動作させることにより、高い電力を出力することができる。

［共振インバータの構成と動作］
最初に、本実施形態が適用される共振インバータの構成及び動作について、図１〜図５を参照して説明する。
図１に示すように、共振インバータ１００は、一端が共通のセンタタップ２５に接続された二つの一次コイル２１、２２、及び、二次コイル２６を含むトランス２０を備える。第１一次コイル２１、第２一次コイル２２のセンタタップ２５とは反対側の端部を、それぞれスイッチ側端部２３、２４と記す。
共振インバータ１００の高電位入力端１１及び低電位入力端１２は、直流電源としてのバッテリ１０の正極及び負極に接続され、バッテリ１０の入力電圧Ｖｉｎが印加される。例えば低電位入力端１２はグランド電位、すなわち接地状態であってもよい。
トランス２０のセンタタップ２５は、高電位入力端１１に接続される。

トランス２０の一次側には、平滑コンデンサＣ１、並びに、基本的なプッシュプル回路を構成する第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２が設けられている。
平滑コンデンサＣ１は、高電位入力端１１及び低電位入力端１２の間に接続され、バッテリ１０の入力電圧Ｖｉｎを平滑化する。平滑コンデンサＣ１は、高電位側電極１７及び低電位側電極１８を有し、比較的容量が大きい。

また、トランス２０の一次側には、本実施形態に特有の構成として、クランプコンデンサＣ２、並びに、第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４が設けられている。本明細書では、この構成を「アクティブクランプ式プッシュプル回路」と呼ぶ。
第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２は、ブリッジ回路の下アームを構成するため、「下アームスイッチＱ１、Ｑ２」ともいう。第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４は、ブリッジ回路の上アームを構成するため、「上アームスイッチＱ３、Ｑ４」ともいう。また、上下アームのスイッチを包括して「ブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４」という。

ブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４は、例えばＭＯＳＦＥＴにより構成され、ゲート信号が入力されると、ドレイン−ソース間が通電する。また、ソースからドレインに向かう電流を許容するボディダイオードが付随されている。なお、スイッチとして、還流ダイオードが並列に接続されたＩＧＢＴ等を用いてもよく、その場合、端子の名称を、適宜、コレクタ、エミッタ等に読み替えて解釈すればよい。

第１スイッチＱ１は、ドレイン端子が第１一次コイル２１のスイッチ側端部２３に接続され、ソース端子が低電位入力端１２に接続される。
第２スイッチＱ２は、ドレイン端子が第２一次コイル２２のスイッチ側端部２４に接続され、ソース端子が低電位入力端１２に接続される。
第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２は、図８等に参照される所定のスイッチング周期Ｔｓで交互に動作する。これにより、第１一次コイル２１及び第２一次コイル２２に、互いに逆向きの第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ２が流れ、それに伴ってトランス２０の二次側に、方向が交番する出力電流Ｉｏが流れる。

第３スイッチＱ３は、ソース端子が第１一次コイル２１のスイッチ側端部２３、及び、第１スイッチＱ１のドレイン端子に接続される。
第４スイッチＱ４は、ソース端子が第２一次コイル２２のスイッチ側端部２４、及び、第２スイッチＱ２のドレイン端子に接続される。
第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４は、第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２と同じスイッチング周期Ｔｓで交互に動作する。動作の詳細については後述する。

クランプコンデンサＣ２は、第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４のドレイン端子と低電位入力端１２との間に接続される。クランプコンデンサＣ２は、高電位側電極２７及び低電位側電極２８を有し、平滑コンデンサＣ１の放電性能を補助し、リップル電流を低減する機能を有する。

トランス２０の二次側では、二次コイル２６の両端に、容量性の負荷Ｃ３の電極３１、３２が接続される。電極３２に接続される側の二次コイル２６の端部は、低電位入力端１２に接続されている。二次コイル２６のインダクタンス成分と負荷Ｃ３の容量成分とにより、二次回路を流れる出力電流Ｉｏに共振が発生する。インダクタンスをＬ、容量をＣとすると、その共振周波数は「１／（２π√ＬＣ）」で表される。

図２に示すように、例えば本実施形態の負荷Ｃ３は、オゾン発生装置３０に用いられる放電リアクタである。放電リアクタＣ３は、複数組の電極３１、３２が流路３３に沿って設けられており、電極３１、３２間に高電圧のパルス電力が供給されると、流路３３を通過する酸素分子が分解され、酸素ラジカルが生成される。そして、酸素ラジカル（Ｏ）が他の酸素分子（Ｏ₂）と反応することによりオゾン（Ｏ₃）が生成される。
このオゾン発生装置３０は、例えばエンジンを動力源とする車両に搭載され、排気中の未燃ＣＨを分解するためにオゾンを発生させる。共振インバータ１００は、放電リアクタＣ３に出力する電力を制御することにより、オゾンの生成量を調整する。

図１に戻り、共振インバータ１００のバッテリ１０側には入力電圧検出器１５が設けられている。また、トランス２０の一次側の入力電力検出器１６、又は、二次側の出力電力検出器３６の少なくとも一方が設けられている。
本実施形態のスイッチ制御器４０は、フィードフォワード制御を行うＤＵＴＹ比算出器５０、フィードバック制御を行う電力制御器６０、及び、ＰＷＭ信号を生成しブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４のゲートに出力するＰＷＭ生成器７０を含む。

ＤＵＴＹ比算出器５０は、入力電圧検出器１５から取得した入力電圧Ｖｉｎに基づくフィードフォワード制御により、マップ又は数式を用いてＤＵＴＹ比を算出する。ここで、ＤＵＴＹ比とは、スイッチング周期Ｔｓに対する各スイッチＱ１−Ｑ４のオン時間の比である。
なお、図１に示すＤＵＴＹ比算出器５０の構成は、本実施形態と対比される比較例にも共通するものであり、本実施形態に特有の構成については、後述の図６に参照される。

電力制御器６０は、入力電力検出器１６または出力電力検出器３６から取得した実電力Ｐを目標電力Ｐｒｅｆに一致させるようフィードバック制御する。電力制御器６０の詳細な構成についても後述する。
ＰＷＭ生成器７０は、ＤＵＴＹ比算出器５０及び電力制御器６０の出力に基づいてＰＷＭ信号を生成する。

次に図３〜図５を参照し、アクティブクランプ式プッシュプル回路の動作概要について説明する。
図１において、第１一次コイル２１を流れる電流を第１電流Ｉ１、第２一次コイル２２を流れる電流を第２電流Ｉ２とし、二次コイル２６を流れる電流を出力電流Ｉｏとする。第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ２は、センタタップ２５からスイッチ側端部２３、２４に向かう方向を正と定義する。出力電流Ｉｏは、負荷Ｃ３の電極３１から二次コイル２６を通り電極３２に向かう方向を正と定義する。

図３のタイムチャートには、スイッチＱ１、Ｑ２の動作と第１電流Ｉ１、第２電流Ｉ２及び出力電流Ｉｏの変化との関係を示す。
ここで、第１スイッチＱ１及び第４スイッチＱ４がオンする第１期間Ｔ１と、第２スイッチＱ２及び第３スイッチＱ３がオンする第２期間Ｔ２とは交互に切り替わるものとし、デッドタイムは無視する。

なお、この例では第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ２を検出し、第１電流Ｉ１と第２電流Ｉ２とが正の切替値Ｉ_SHIFTで等しくなるタイミングで各スイッチのオンオフを切り替えている。ただし、スイッチの切替タイミングは、これに限らない。
第２電流Ｉ２が第１電流Ｉ１より大きいとき、出力電流Ｉｏは正となり、第１電流Ｉ１が第２電流Ｉ２より大きいとき、出力電流Ｉｏは負となる。

スイッチング周期Ｔｓにおいて、第１電流Ｉ１又は第２電流Ｉ２がゼロクロスするタイミング、及び、第１電流Ｉ１と第２電流Ｉ２とがクロスし等しくなるタイミングに記号Ａ〜Ｆを付す。
第１期間Ｔ１中のタイミングＡ、Ｂでは、それぞれ第２電流Ｉ２が正から負、負から正にゼロクロスする。第１期間Ｔ１から第２期間Ｔ２に移行するタイミングＣでは、増加する第２電流Ｉ２と減少する第１電流Ｉ１とがクロスする。
第２期間Ｔ２中のタイミングＤ、Ｅでは、それぞれ第１電流Ｉ１が正から負、負から正にゼロクロスする。第２期間Ｔ２から第１期間Ｔ１に移行するタイミングＦでは、増加する第１電流Ｉ１と減少する第２電流Ｉ２とがクロスする。

図４（ａ）、図４（ｂ）、図５（ｃ）、図５（ｄ）には、それぞれ各タイミング間における第１電流Ｉ１及び第２電流Ｉ２の経路を示す。
平滑コンデンサＣ１及びクランプコンデンサＣ２において、低電位電極１８、２８から高電位電極１７、２７に向かう矢印は放電を意味し、高電位電極１７、２７から低電位電極１８、２８に向かう矢印は充電を意味する。
また、スイッチＱ１−Ｑ４を流れる電流の向きについて、ドレインからソースに流れる向きを順方向、ソースからドレインに流れる向きを逆方向と記す。

図４（ａ）に示すタイミングＡ〜Ｂの期間には、正の第１電流Ｉ１は、平滑コンデンサＣ１から放電され、センタタップ２５から第１一次コイル２１を通り、第１スイッチＱ１を順方向に流れる。負の第２電流Ｉ２は、クランプコンデンサＣ２から放電され、第４スイッチＱ４を順方向に流れて第２一次コイル２２及びセンタタップ２５を通り、平滑コンデンサＣ１に充電される。この期間には、平滑コンデンサＣ１の放電により発生する第１電流Ｉ１が第１一次コイル２１を流れると共に、クランプコンデンサＣ２の放電により発生する第２電流Ｉ２が第２一次コイル２２を流れる。

図４（ｂ）に示すタイミングＢ〜Ｃ及びＦ〜Ａの期間には、正の第１電流Ｉ１は、図４（ａ）と同じ経路を図４（ａ）と同じ向きに流れる。正の第２電流Ｉ２は、図４（ａ）と同じ経路を図４（ａ）とは逆向きに流れる。すなわち、正の第２電流Ｉ２は、平滑コンデンサＣ１から放電され、センタタップ２５から第２一次コイル２２を通り、第４スイッチＱ４を逆方向に流れてクランプコンデンサＣ２に充電される。

図５（ｃ）に示すタイミングＣ〜Ｄ及びＥ〜Ｆの期間には、正の第２電流Ｉ２は、平滑コンデンサＣ１から放電され、センタタップ２５から第２一次コイル２２を通り、第２スイッチＱ２を順方向に流れる。正の第１電流Ｉ１は、平滑コンデンサＣ１から放電され、センタタップ２５から第１一次コイル２１を通り、第３スイッチＱ３を逆方向に流れてクランプコンデンサＣ２に充電される。

図５（ｄ）に示すタイミングＤ〜Ｅの期間には、正の第２電流Ｉ２は、図５（ｃ）と同じ経路を図５（ｃ）と同じ向きに流れる。負の第１電流Ｉ１は、図５（ｃ）と同じ経路を図５（ｃ）とは逆向きに流れる。すなわち、負の第１電流Ｉ１は、クランプコンデンサＣ２から放電され、第３スイッチＱ３を順方向に流れて第１一次コイル２１及びセンタタップ２５を通り、平滑コンデンサＣ１に充電される。この期間には、平滑コンデンサＣ１の放電により発生する第２電流Ｉ２が第２一次コイル２２を流れると共に、クランプコンデンサＣ２の放電により発生する第１電流Ｉ１が第１一次コイル２１を流れる。

平滑コンデンサＣ１及び下アームスイッチＱ１、Ｑ２のみにより構成される通常のプッシュプル回路を用いた共振インバータでは、第１一次コイル２１及び第２一次コイル２２に流す電流を主に平滑コンデンサＣ１から取り出している。したがって、平滑コンデンサＣ１の負担が大きく、リップル電流が大きくなりやすいという課題がある。
それに対しアクティブクランプ式のプッシュプル回路では、タイミングＡ〜Ｂ及びＤ〜Ｅの期間に、平滑コンデンサＣ１の放電により発生する電流と、クランプコンデンサＣ２の放電により発生する電流との両方が一次コイル２１、２２を流れる。そのため、平滑コンデンサＣ１による放電の負担が軽減され、リップル電流を低減することができる。

（第１実施形態）
このようなアクティブクランプ式のプッシュプル回路を用いた電力変換装置において、本実施形態のスイッチ制御器４０の構成について、図１、及び、図６〜図１０を参照して説明する。
図６には、スイッチ制御器４０のＤＵＴＹ比算出器５０の構成が、図１に対し詳細に示されている。本実施形態のＤＵＴＹ比算出器５０は、下アームＤＵＴＹ比算出器５１及び上アームＤＵＴＹ比算出器５３をそれぞれ有している。
以下、下アームスイッチである第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２のＤＵＴＹ比を「下アームＤＵＴＹ比」という。また、上アームスイッチである第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４のＤＵＴＹ比を「上アームＤＵＴＹ比」という。

下アームＤＵＴＹ比算出器５１は、入力電圧検出器１５によって検出された入力電圧Ｖｉｎに基づくフィードフォワード制御により、マップ又は数式を用いて下アームＤＵＴＹ比を算出する。
図７に、フィードフォワード制御における入力電圧ＶｉｎとＤＵＴＹ比との関係を規定したマップを示す。このマップは、入力電圧Ｖｉｎの変動範囲において、入力電圧Ｖｉｎが高くなるほどＤＵＴＹ比が小さくなる負の相関を表している。したがって、変動範囲における入力電圧の下限値Ｖｉｎ＿ｍｉｎでのＤＵＴＹ比は最大となり、入力電圧の上限値Ｖｉｎ＿ｍａｘでのＤＵＴＹ比は最小となる。ここで、ＤＵＴＹ比の最大値を［α］と記す。なお、（ｄｍａｘ／２）及び［β］等の記載は、後の説明で引用される。

図８を参照し、ＤＵＴＹ比制御によって出力が一定に維持される作用を説明する。入力電圧Ｖｉｎの変動範囲における相対的に低い電圧をＶｉｎ＿Ｌ、相対的に高い電圧をＶｉｎ＿Ｈと表す。例えばバッテリ１０の電圧として、Ｖｉｎ＿Ｌは１０Ｖ程度、Ｖｉｎ＿Ｈは１６Ｖ程度と想定される。図８には、スイッチング周期Ｔｓの前半に第１スイッチＱ１がオンし、スイッチング周期Ｔｓの後半に第２スイッチＱ２がオンする動作が示される。
破線で示す低電圧Ｖｉｎ＿Ｌのとき、スイッチＱ１、Ｑ２のオン時間Ｔｏｎは、スイッチング周期の２分の１（Ｔｓ／２）に近く、ＤＵＴＹ比は０．５に近い。この状態から、実線で示す高電圧Ｖｉｎ＿Ｈまで入力電圧Ｖｉｎが上昇すると、スイッチＱ１、Ｑ２のオン時間Ｔｏｎが短く、すなわち、ＤＵＴＹ比が小さくなるように制御される。そのため、入力電圧Ｖｉｎが変化しても、ＤＵＴＹ比制御によって出力が一定に維持される。

図６に戻り、上アームＤＵＴＹ比算出器５３は、上アームＤＵＴＹ比として一定値を出力する。つまり、図７、図８を参照したＤＵＴＹ比のフィードフォワード制御は、本実施形態では下アームＤＵＴＹ比についてのみ適用され、上アームＤＵＴＹ比の設定には反映されない。
このように、本実施形態では上アームＤＵＴＹ比は固定値として出力される。上アームＤＵＴＹ比の値の具体的な設定、及び、この構成による作用効果については後述する。

第１実施形態及び第２実施形態は、電力制御器６０の構成が異なる。第１実施形態及び第２実施形態の電力制御器６０の符号をそれぞれ６０１、６０２とする。図９に示すように、第１実施形態の電力制御器６０１は、スイッチング周波数制御器６５及びＰＷＭ周波数生成器６６を有し、電力をフィードバック制御する。
スイッチング周波数制御器６５は、検出された電力Ｐを目標電力Ｐｒｅｆに一致させるようにスイッチング周波数を制御する。ＰＷＭ周波数生成器６６は、スイッチング周波数制御器６５の制御結果に基づきＰＷＭ周波数を生成し、ＰＷＭ生成器７０に出力する。

図１０に示すように、スイッチング周波数と電力とは、共振周波数をピークとする山型の関係を有している。入力電圧Ｖｉｎが低圧側のＶｉｎ＿Ｌから高圧側のＶｉｎ＿Ｈに上昇すると山型カーブが全体に高電力側にシフトする。
例えば、入力電圧Ｖｉｎ＿Ｌのとき、目標電力Ｐｒｅｆが得られるスイッチング周波数ｆ１で駆動されていたとする。その後、入力電圧Ｖｉｎ＿Ｈに上昇すると、スイッチング周波数ｆ１に対応する電力Ｐは目標電力Ｐｒｅｆを上回る。そこで、スイッチング周波数制御器６５は、電力Ｐが目標電力Ｐｒｅｆに一致するように、スイッチング周波数をｆ２に変化させる。

次に、主に図１１〜１３を参照し、本実施形態のスイッチ制御器４０の構成及び作用効果について、図１８〜図２０に示される比較例の構成、作用と対比しつつ説明する。比較例のＤＵＴＹ比算出器の構成としては、図１のＤＵＴＹ比算出器５０が参照される。
図１８に、比較例におけるブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４の駆動方法を示す。Ｔｓはスイッチング周期である。Ｔｏｎ＿Ｌは下アームスイッチＱ１、Ｑ２のオン時間であり、Ｔｏｎ＿Ｕは上アームスイッチＱ３、Ｑ４のオン時間である。ブロック矢印は、入力電圧Ｖｉｎが低い状態から高い状態に上昇したとき、各スイッチＱ１−Ｑ４のオン時間Ｔｏｎが破線の状態から実線の状態に短縮されることを示す。

比較例及び本実施形態に共通する駆動の前提として、下アームの第１スイッチＱ１及び第２スイッチＱ２は交互に同等に動作し、上アームの第３スイッチＱ３及び第４スイッチＱ４は交互に同等に動作する。また、図４、図５に示されるようなクランプコンデンサＣ２による放電補助作用が生じるためには、少なくとも、第１スイッチＱ１のオン期間に第４スイッチＱ４がオンしており、第２スイッチＱ２のオン期間に第３スイッチＱ３がオンしていることが必要である。
ここで、短絡防止のため、上下アーム対である第１スイッチＱ１と第３スイッチＱ３、及び、第２スイッチＱ２と第４スイッチＱ４とが同時にオンすることが禁止されることは一般に技術常識である。

さらに、アクティブクランプ式のプッシュプル回路では、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との同時オン状態、又は、第３スイッチＱ３と第４スイッチＱ４との同時オン状態が発生すると、トランス２０の一次コイル２１、２２の間で磁束がキャンセルされる。すると、二次側へ電力が出力されず、一次側で大きな電流が流れてしまう。その事態を回避するため、スイッチ制御器４０は、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２とが同時にオンすること、及び、第３スイッチＱ３と第４スイッチＱ４とが同時にオンすることを禁止する。これにより、一次側に異常な電流が流れることが防止され、電力が二次側の負荷Ｃ３へ適切に出力される。

以上の前提の下、比較例では、第１スイッチＱ１と第４スイッチＱ４は同時にオンオフし、第２スイッチＱ２と第３スイッチＱ３は同時にオンオフする。すなわち、上アームスイッチＱ３、Ｑ４のオン時間Ｔｏｎ＿Ｕは、入力電圧Ｖｉｎによらず、常に下アームスイッチＱ１、Ｑ２のオン時間Ｔｏｎ＿Ｌと等しく設定される。したがって、上アームＤＵＴＹ比は、入力電圧Ｖｉｎによらず、常に下アームＤＵＴＹ比と等しく設定される。

図１１に示すように、本実施形態では、下アームスイッチＱ１、Ｑ２のオン時間Ｔｏｎ＿Ｌは、入力電圧Ｖｉｎの上昇に伴って比較例と同様に短縮する。しかし、上アームスイッチＱ３、Ｑ４のオン時間Ｔｏｎ＿Ｕは、入力電圧Ｖｉｎの変化によらず、スイッチング周期Ｔｓに対して一定である。つまり、上アームＤＵＴＹ比は、入力電圧Ｖｉｎの変化によらず一定値に設定される。この上アームＤＵＴＹ比の一定値は、下アームＤＵＴＹ比の最大値以上であって、好ましくは、「０．５からデッドタイムＤＴに相当する値を差し引いた値」に設定される。

デッドタイムＤＴは、第３スイッチＱ３のオン期間と第４スイッチＱ４のオン期間との間に確保され、同時オン状態を回避するために必要な最小時間である。デッドタイムＤＴは、スイッチＱ３、Ｑ４の素子特性や製造ばらつきによって決まり、一般には、スイッチング周期Ｔｓの数％以内、例えば５％以内の時間が見込まれる。例えばデッドタイムＤＴに相当する値がスイッチング周期Ｔｓの５％の場合、「０．５から０．０５を差し引いた０．４５」が上アームＤＵＴＹ比として設定される。

図７のマップに、「０．５からデッドタイム相当値を差し引いた値」を［β］と記す。すると、本実施形態では、上アームＤＵＴＹ比は、入力電圧の下限値Ｖｉｎ＿ｍｉｎに対応する最大ＤＵＴＹ比［α］以上、且つ、０．５からデッドタイム相当値を差し引いた値［β］以下の一定値として示される。好ましくは、上アームＤＵＴＹ比は、この範囲の最大値である［β］と同等の値に設定される。

このように、本実施形態の現実的な駆動での上アームＤＵＴＹ比は、０．５からデッドタイム相当値を差し引いた値となる。しかし、理想的にデッドタイムをゼロと見なすと、本実施形態の駆動方法は、一方の上アームスイッチＱ３、Ｑ４を常にオンさせる「フルＤＵＴＹ比」での駆動を行うものであると言うことができる。一方、比較例の駆動方法は、上アームＤＵＴＹ比を下アームＤＵＴＹ比に追従させるものである。

このような駆動方法の違いによる駆動波形の違いについて、比較例の図１９及び本実施形態の図１２を参照する。
図１９及び図１２には、スイッチ電流、トランス一次側電流、トランス印加電圧、及びブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４に対するゲート指令を示す。スイッチ電流は、いずれかのスイッチＱ１−Ｑ４に流れる電流を一つの図に表したものであり、縦線のタイミングで電流の流れるスイッチが切り替わったことを意味する。トランス一次側電流は、切り替わりタイミングを除く期間のスイッチ電流が連続的に流れる。

図１９に示す比較例の駆動では、スイッチング周期Ｔｓの約４分の１に相当する時刻ｔ１０〜ｔ１１の期間に第１スイッチＱ１及び第４スイッチＱ４がオンし、時刻ｔ１２〜ｔ１３の期間に第２スイッチＱ２及び第３スイッチＱ３がオンする。時刻ｔ１１〜ｔ１２の期間、及び、時刻ｔ１３〜ｔ１４の期間には全てのスイッチＱ１−Ｑ４がオフする。
このような駆動により、全スイッチＱ１−Ｑ４のオフ状態から、第１及び第４スイッチＱ１、Ｑ４、又は、第２及び第３スイッチＱ２、Ｑ３のオン状態に移行する直前に、電流が不連続に変化する「不連続モード」が発生する。この不連続モードの期間、トランス印加電圧の極性が反転し、スイッチング周期Ｔｓ中に正電圧、負電圧のパルスが各２回含まれる波形となっている。

それに対し図１２に示す本実施形態の駆動では、第４スイッチＱ４は、第１スイッチＱ１がオンしている時刻ｔ０〜ｔ１の期間を超えて、時刻ｔ０〜ｔ２の期間オンする。第３スイッチＱ３は、第２スイッチＱ２がオンしている時刻ｔ２〜ｔ３の期間を超えて、時刻ｔ２〜ｔ４の期間オンする。
このような上アームスイッチＱ３、Ｑ４のフルＤＵＴＹ比駆動により、電流不連続モードの発生が回避される。また、トランス印加電圧は、スイッチング周期Ｔｓ中に正電圧、負電圧のパルスが各１回含まれる「ワンパルス波形」となる。ワンパルス波形は、指令通りのパルスがトランスに印加されることを意味する。

また、ＤＵＴＹ比算出器５０における周波数依存性の効果について、比較例の図２０及び本実施形態の図１３を参照する。図２０（ａ）及び図１３（ａ）は、シミュレーションによって求めた、入力電圧Ｖｉｎが変化した場合に一定の電力を出力するために必要なＤＵＴＹ比のマップをスイッチング周波数毎に示したものである。図２０（ｂ）及び図１３（ｂ）は、このマップを、入力電圧Ｖｉｎの低、中、高のレベル毎にスイッチング周波数対ＤＵＴＹ比の関係に直したものである。
なお、縦軸のＤＵＴＹ比は、比較例では下アームＤＵＴＹ比及び上アームＤＵＴＹ比として共通に用いられる値を表し、本実施形態では下アームＤＵＴＹ比を表す。

比較例では、同じ入力電圧Ｖｉｎにおいて、周波数が低いほどＤＵＴＹ比が高く、周波数が高いほどＤＵＴＹ比が低くなる傾向にある。すなわち、ＤＵＴＹ比はスイッチング周波数に依存している。したがって比較例では、ＤＵＴＹ比のフィードフォワード制御において、周波数に応じて複数のマップが必要となる。
また、負荷Ｃ３が放電リアクタである場合等には、負荷容量等のばらつきや温度変化によって特性が変化し、共振周波数が変化する可能性がある。すると、やはりＤＵＴＹ比のフィードフォワード制御において、負荷の特性変化による影響を受けることとなる。

それに対し、本実施形態の図１３（ａ）では複数のスイッチング周波数におけるマップが一本の線に重なっている。なお、図示では故意に複数の線を少しずらし、複数のマップが重なっていることを表している。また、図１３（ｂ）に示す通り、各入力電圧Ｖｉｎにおいて、ＤＵＴＹ比はスイッチング周波数に依存しない。周波数依存性が無いため、仮に負荷Ｃ３の特性が変化し共振周波数が変化した場合でも、その影響を受けることがない。
したがって本実施形態では、負荷Ｃ３の特性やスイッチング周波数に応じたマップの取得や適合が不要となり、一つのマップでＤＵＴＹ比のフィードフォワード制御を行うことが可能となる。

ところで、図１３（ａ）のマップはシミュレーションによって得られたものであるが、下アームＤＵＴＹ比算出器５１は、シミュレーション又は実験で得られた波形を多項式近似した数式を用いて下アームＤＵＴＹを算出してもよい。これにより、最適なＤＵＴＹ比を予め算出することができる。
また、下アームＤＵＴＹ比算出器５１は、図１３（ａ）のマップと同等のＤＵＴＹ比を理論式により導出することも可能である。次に、入力電圧Ｖｉｎに基づいてＤＵＴＹ比を算出する理論式の導出について説明する。

まず、式中の記号を以下のように定義する。
Ｖｉｎ：入力電圧
Ｖｉｎ＿ｍｉｎ：入力電圧の変動範囲における下限値
ｘ：必要減衰量
Ｖｔ：トランス２０に印加されるトランス印加電圧
Ｖｔ＿ｍｉｎ：トランス印加電圧の最小値
Ｖｃ：クランプコンデンサＣ２の電極間電圧であるクランプコンデンサ電圧
Ｖｃ＿ｍｉｎ：クランプコンデンサ電圧の最小値
ｄ：ＤＵＴＹ比の２倍値（ｄ＝２×ＤＵＴＹ比）
ｄｍａｘ：入力電圧の変動範囲におけるｄの最大値
ｋ：基底実効値比

図７の縦軸に示すように、入力電圧下限値Ｖｉｎ＿ｍｉｎにおけるＤＵＴＹ比の最大値は（ｄｍａｘ／２）と表される。必要減衰量ｘは、入力電圧下限値Ｖｉｎ＿ｍｉｎからの入力電圧Ｖｉｎの増加に伴って必要となるＤＵＴＹ比（＝ｄ／２）の減衰量である。
また、本実施形態ではトランス印加電圧Ｖｔがワンパルス波形となることに基づいて、ｄ値は、図１４に示すように定義される。すなわち、スイッチのオン時間がスイッチング周期の２分の１（２／Ｔｓ）であるときｄ＝１となる。現実には、ｄ値は０≦ｄ＜１の範囲で設定される。

アクティブクランプ式回路では、トランス印加電圧Ｖｔがクランプコンデンサ電圧Ｖｃとなることから、必要減衰量ｘは、式（１）で表される。

また、一次回路は昇圧形コンバータとなるため、入力電圧Ｖｉｎとクランプコンデンサ電圧Ｖｃとの関係は、式（２）、（３）で表される。

式（２）、（３）を式（１）に代入すると、必要減衰量ｘは、入力電圧Ｖｉｎ及びｄ値により表される。必要減衰量ｘを式（４）に代入するとｄ値が算出され、ｄ値からＤＵＴＹ比が求められる。よって、理論式により最適なＤＵＴＹ比を算出することができる。

式（４）の導出について補足する。図１４のワンパルス波形をフーリエ展開し基本波成分を抽出すると、以下の式（５．１）〜（５．３）が導出される。

式（５．１）〜（５．３）をまとめると、式（４）が得られる。

（本実施形態の効果）
（１）特許文献１（特開２００１−２５１８５４号公報）の従来技術では、フィードバックされた電流値に基づいてＤＵＴＹ比を制御するため、入力電圧が急変したときの応答遅れにより、出力変動や過電流が発生するおそれがある。
それに対し、本実施形態の下アームＤＵＴＹ比算出器５１は、入力電圧Ｖｉｎに基づくフィードフォワード制御によってＤＵＴＹ比を算出するため、入力電圧の急変による出力変動や過電流を抑制することができる。

（２）プッシュプル回路を用いた共振インバータでは、第１一次コイル２１及び第２一次コイル２２に流す電流を主に平滑コンデンサＣ１から取り出しているため、平滑コンデンサＣ１の負担が大きく、リップル電流が大きくなりやすいという課題がある。
本実施形態では、クランプコンデンサＣ２及び上アームスイッチＱ３、Ｑ４を含むアクティブクランプ式プッシュプル回路を用いることで、平滑コンデンサＣ１の放電をクランプコンデンサＣ２が補助する。これにより、平滑コンデンサＣ１の負担を減らし、リップル電流を低減することができる。

（３）アクティブクランプ式プッシュプル回路の駆動方法において上アームスイッチＱ３、Ｑ４のＤＵＴＹ比を下アームスイッチＱ１、Ｑ２のＤＵＴＹ比に追従して変化させると、出力電流の不連続モードが発生するという問題がある。
本実施形態の上アームＤＵＴＹ比算出器５３は、上アームＤＵＴＹ比として、入力電圧Ｖｉｎの変動範囲における下アームＤＵＴＹ比の最大値以上の一定値を出力する。好ましくは、上アームＤＵＴＹ比は、デッドタイムＤＴに相当する値を差し引いた最大値に設定されている。これにより、トランス印加電圧がワンパルス波形となり、不連続モードの発生を可及的に回避することができる。

（４）本実施形態の電力制御器６０１は、電力のフィードバック制御によりスイッチング周波数を制御することで、電力を一定に制御することができる。
また、この構成においてトランス印加電圧がワンパルス波形となることで、ＤＵＴＹ比のフィードフォワード制御における周波数依存性を無くすことができる。その結果、スイッチング周波数に応じたマップの取得や適合が不要となる。

（第２実施形態）
第２実施形態の電力変換装置について、図１５〜図１７を参照して説明する。第２実施形態は、第１実施形態に対し、電力フィードバック制御の構成が異なる。
図１５に示すように、第２実施形態の電力制御器６０２は、第１実施形態の電力制御器６０１が有するスイッチング周波数制御器６５及びＰＷＭ周波数生成器６６に加え、さらにバーストＤＵＴＹ比制御器６７及びバーストＤＵＴＹ比生成器６８を有する。

スイッチング周波数制御器６５及びＰＷＭ周波数生成器６６は、瞬時電力Ｐ_instの検出値を目標瞬時電力Ｐｒｅｆ_instに一致させるようにスイッチング周波数をフィードバック制御し、ＰＷＭ生成器７０に出力する。
バーストＤＵＴＹ比制御器６７及びバーストＤＵＴＹ比生成器６８は、平均電力Ｐ_avrの検出値を目標平均電力Ｐｒｅｆ_avrに一致させるようにバーストＤＵＴＹ比をフィードバック制御し、ＰＷＭ生成器７０に出力する。
ＰＷＭ生成器７０は、電力制御器６０２で生成されたスイッチング周波数及びバーストＤＵＴＹ比に基づいて、ブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４を間欠的に駆動するＰＷＭ信号を生成する。

図１６に示すように、ブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４は、駆動期間Ｔ_DRIVE及び停止期間Ｔ_STOPを含む所定のバースト周期Ｔ_Bで間欠的に駆動される。すなわち、ブリッジ回路スイッチＱ１−Ｑ４は、駆動期間Ｔ_DRIVEには指令されたＤＵＴＹ比及びスイッチング周波数に従ってオンオフ動作し、停止期間Ｔ_STOPには全てオフされる。
バーストＤＵＴＹ比は、バースト周期Ｔ_Bに対する駆動期間Ｔ_DRIVEの比である。例えば駆動期間Ｔ_DRIVEと停止期間Ｔ_STOPとが等しい場合、バーストＤＵＴＹ比は０．５である。なお、バースト周波数（Ｈｚ）はバースト周期（ｓ）の逆数である。
また、駆動期間Ｔ_DRIVEの出力パルスオン時における電力が瞬時電力Ｐ_instである。瞬時電力Ｐ_instにバーストＤＵＴＹ比を乗じた値が平均電力Ｐ_avrとなる。

図１７（ａ）に示す全層放電電力は、放電リアクタＣ３の全層、すなわち、全ての電極３１、３２間で放電を行わせるために投入が必要な瞬時電力を意味する。全層放電電力の下限値が目標瞬時電力Ｐｒｅｆ_instとして設定される。
電力制御器６０２は、まず、スイッチング周波数−電力特性線において目標瞬時電力Ｐｒｅｆ_instが得られるようにスイッチング周波数をｆ４からｆ３に変更することで、瞬時電力Ｐ_instを制御する。これにより、放電リアクタＣ３の全層での放電を実現することができる。

続いて電力制御器６０２は、図１７（ｂ）に示すバーストＤＵＴＹ比−電力特性線に基づき、目標平均電力Ｐｒｅｆ_avrに対応するバーストＤＵＴＹ比を生成する。要するに、目標瞬時電力Ｐｒｅｆ_instに対する目標平均電力Ｐｒｅｆ_avrの割合がバーストＤＵＴＹ比として生成される。
このように第２実施形態では、スイッチング周波数及びバーストＤＵＴＹ比の両方を操作することで、効率の良い全層での放電を維持しつつ、平均電力Ｐ_avrを制御することができる。また、第１実施形態と同様に出力電流の不連続モードの発生を回避し、下アームＤＵＴＹ比のフィードフォワード制御における周波数依存性を低減することができる。

（その他の実施形態）
（ａ）第２実施形態の電力制御器６０２は、スイッチング周波数の操作によって瞬時電力Ｐ_instを制御した上で、バーストＤＵＴＹ比を操作して平均電力Ｐ_avrを制御する。これに対し、スイッチング周波数を例えば出力電流の共振周波数付近に固定し、バーストＤＵＴＹ比を操作して平均電力Ｐ_avrのみをフィードバック制御する形態も考えられる。この形態の電力制御器は、バーストＤＵＴＹ比制御器６７及びバーストＤＵＴＹ比生成器６８のみを有する構成であればよい。この形態では、ＤＵＴＹ比のフィードフォワード制御における周波数依存性はそもそも問題とならないが、不連続モードの発生回避について上記実施形態と同様の効果を奏する。

（ｂ）トランス２０の二次コイル２６に接続される容量性の負荷Ｃ３は、オゾン発生装置３０に用いられる放電リアクタに限らず、他の負荷であってもよい。また、負荷Ｃ３の共振周波数を調整するためのインダクタ等が二次回路に接続されてもよい。
（ｃ）例えば負荷Ｃ３の特性により、出力電力を厳密に制御する必要のない場合等は、スイッチ制御器は電力Ｐのフィードバック制御を行わなくてもよい。少なくとも入力電圧Ｖｉｎに基づくＤＵＴＹ比のフィードフォワード制御のみを行うことで、上記実施形態の効果（１）〜（３）を奏することができる。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１０・・・バッテリ（直流電源）、
１１・・・高電位入力端、 １２・・・低電位入力端、
２０・・・トランス、 ２１・・・第１一次コイル、 ２２・・・第２一次コイル、
２３、２４・・・スイッチ側端部、 ２５・・・センタタップ、
２６・・・二次コイル、
４０・・・スイッチ制御器、
５１・・・下アームＤＵＴＹ比算出器、 ５３・・・上アームＤＵＴＹ比算出器、
６０・・・電力制御器、 ７０・・・ＰＷＭ生成器、
Ｃ１・・・平滑コンデンサ、 Ｃ２・・・クランプコンデンサ、
Ｃ３・・・負荷（放電リアクタ）、
Ｑ１−Ｑ４・・・第１−第４スイッチ（ブリッジ回路スイッチ）。

Claims (8)

1. 直流電源（１０）の入力電圧（Ｖｉｎ）が印加される高電位入力端（１１）及び低電位入力端（１２）の間に接続される平滑コンデンサ（Ｃ１）と、
   前記高電位入力端に接続された共通のセンタタップ（２５）に一端が接続され、トランス（２０）の一次側を構成する第１一次コイル（２１）及び第２一次コイル（２２）と、
   前記トランスの二次側を構成し、負荷（Ｃ３）が接続される二次コイル（２６）と、
   高電位側の端子が前記第１一次コイル及び前記第２一次コイルの前記センタタップとは反対側の端部であるスイッチ側端部（２３、２４）にそれぞれ接続され、低電位側の端子が前記低電位入力端に接続されてブリッジ回路の下アームを構成し、所定のスイッチング周期（Ｔｓ）で交互に動作する第１スイッチ（Ｑ１）及び第２スイッチ（Ｑ２）と、
   一方の端子が前記第１一次コイル及び前記第２一次コイルの前記スイッチ側端部にそれぞれ接続されてブリッジ回路の上アームを構成し、前記スイッチング周期で交互に動作する第３スイッチ（Ｑ３）及び第４スイッチ（Ｑ４）と、
   前記第３スイッチ及び第４スイッチの他方の端子と前記低電位入力端との間に接続されるクランプコンデンサ（Ｃ２）と、
   前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチからなるブリッジ回路スイッチの動作について、前記スイッチング周期に対する各前記ブリッジ回路スイッチのオン時間の比であるＤＵＴＹ比を算出し、少なくとも、前記第１スイッチのオン期間に前記第４スイッチがオンしており、前記第２スイッチのオン期間に前記第３スイッチがオンしているように動作を制御するスイッチ制御器（４０）と、
   を備え、
   前記スイッチ制御器は、
   前記入力電圧に基づくフィードフォワード制御により、マップ又は数式を用いて前記第１スイッチ及び第２スイッチのＤＵＴＹ比である下アームＤＵＴＹ比を算出する下アームＤＵＴＹ比算出器（５１）と、
   前記第３スイッチ及び第４スイッチのＤＵＴＹ比である上アームＤＵＴＹ比として、前記入力電圧の変動範囲における前記下アームＤＵＴＹ比の最大値以上の一定値を出力する上アームＤＵＴＹ比算出器（５３）と、
   前記下アームＤＵＴＹ比算出器及び前記上アームＤＵＴＹ比算出器の出力に基づいてＰＷＭ信号を生成し、前記ブリッジ回路スイッチに出力するＰＷＭ生成器（７０）と、
   を含む電力変換装置。
2. 前記スイッチ制御器は、前記第１スイッチと前記第２スイッチとが同時にオンすること、及び、前記第３スイッチと前記第４スイッチとが同時にオンすることを禁止する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記上アームＤＵＴＹ比は、前記第３スイッチのオン期間と前記第４スイッチのオン期間との間に確保されるデッドタイムに相当する値を０．５から差し引いた最大値に設定されている請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 入力電圧をＶｉｎ、
   入力電圧の変動範囲における下限値をＶｉｎ＿ｍｉｎ、
   前記下限値からの入力電圧の増加に伴って必要となるＤＵＴＹ比の減衰量である必要減衰量をｘ、
   前記トランスに印加されるトランス印加電圧をＶｔ、
   前記トランス印加電圧の最小値をＶｔ＿ｍｉｎ、
   前記クランプコンデンサの電極間電圧であるクランプコンデンサ電圧をＶｃ、
   前記クランプコンデンサ電圧の最小値をＶｃ＿ｍｉｎ、
   ＤＵＴＹ比の２倍値をｄ、
   入力電圧の変動範囲におけるＤＵＴＹ比の２倍値の最大値をｄｍａｘとすると、
   前記下アームＤＵＴＹ比算出器は、
   以下の式（１）、式（２）、式（３）を用いて入力電圧から前記必要減衰量を算出し、
   

   

   

   

   さらに、以下の式（４）によりｄ値を算出し、
   

   

   算出されたｄ値に基づいて前記下アームＤＵＴＹ比を算出する請求項１〜３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
5. 前記スイッチ制御器は、
   前記トランスの一次側の入力電力又は二次側の出力電力を目標電力に対してフィードバック制御する電力制御器（６０）をさらに備え、
   前記ＰＷＭ生成器は、さらに前記電力制御器の出力に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成する請求項１〜４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
6. 前記電力制御器（６０１）は、前記ブリッジ回路スイッチのスイッチング周波数を操作して電力を制御する請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記スイッチ制御器は、駆動期間（Ｔ_DRIVE）及び停止期間（Ｔ_STOP）を含む所定のバースト周期（Ｔ_B）で前記ブリッジ回路スイッチを間欠的に駆動し、
   前記電力制御器（６０２）は、前記バースト周期に対する前記駆動期間の比であるバーストＤＵＴＹ比を操作して電力を制御する請求項５または６に記載の電力変換装置。
8. 前記負荷は、オゾン発生装置（３０）に用いられる放電リアクタである請求項１〜７のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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