JP6676830B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

制御装置（２０）は、インバータ（２）の出力電流の検出値が電流指令値（ｉ＊）に追従するようにインバータ（２）を制御する。制御装置（２０）は、電流指令値（ｉ＊）とインバータ（２）の出力電流の検出値との電流偏差を演算し、演算した電流偏差が電流偏差指令値（Δｉ＊）以下となるようにスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）のスイッチングを制御するように構成される。制御装置（２０）は、負荷電流（ｉＬ）に過電流レベルよりも小さい電流リミッタを設ける。制御装置（２０）は、負荷電流（ｉＬ）の検出値が電流リミッタよりも大きいときには、負荷電流（ｉＬ）が電流リミッタよりも小さいときに比べて、電流偏差指令値（Δｉ＊）を減少させる。

Description

この発明は、電力変換装置に関する。

特開平８−９８５４２号公報（特許文献１）には、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータの制御方法を開示する。特許文献１では、インバータの出力回路における負荷電流検出回路に電流リミッタ回路を設ける。電流リミッタ回路を介して検出した負荷電流検出値と、基準電圧に基づいて生成した無負荷電流指令とを加えて、電流瞬時値制御信号を生成する。そして、この電流瞬時値制御信号にインバータの出力電流のフィードバック信号を加えて、電流制御信号を生成する。さらに、上記基準電圧に基づいて生成した電圧瞬時値制御信号および電圧平均値制御信号から成る電圧制御信号と、電流リミッタ回路からのリミッタ動作信号に基づいて変化する電圧信号発生器の出力信号とを乗算して、電圧制御信号を生成する。上記２つの電流制御信号と電圧制御信号との和をＰＷＭ（パルス幅変調）制御回路への制御信号とする。

特許文献１では、インバータの出力回路において過電流が検出された場合には、電流リミッタ回路からのリミッタ動作信号に従って、電圧信号発生器からの信号レベルを０とする。すなわち、ＰＷＭ制御回路へ入力する制御信号を上記２つの電流制御信号のみとする。

特開平８−９８５４２号公報

上記特許文献１に記載される制御方法によれば、過電流が検出された場合には、瞬時に電圧制御信号の信号レベルが０となるため、インバータは電流源として動作する。その結果、インバータの出力電流は電流リミッタ回路のリミッタ値に抑制される。再びリミッタ動作が解除されると、電圧制御信号はシーケンシャルなレベル信号であるため、インバータはクッションスタートで電圧が制御される。これにより、過電流が発生してもインバータは停止することなく、連続して運転することができる。

しかしながら、一方で、上記制御方法では、過電流が検出された場合には、瞬時に電圧制御量を０とするため、電圧制御が瞬時に停止させられることになる。その結果、インバータの出力電圧に歪みが発生しまうことが懸念される。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、過電流を発生させずに安定的に運転を継続することができる電力変換装置を提供することである。

この発明のある局面によれば、電力変換装置は、スイッチング素子を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータと、インバータの出力電流を検出する第１の電流検出器と、インバータから負荷に流れる負荷電流を検出する第２の電流検出器と、第１の電流検出器により検出される出力電流が電流指令値に追従するように、インバータを制御する制御装置とを備える。制御装置は、電流指令値と第１の電流検出器により検出される出力電流の電流偏差を演算し、演算した電流偏差が電流偏差指令値以下となるようにスイッチング素子のスイッチングを制御するように構成される。制御装置は、負荷電流に過電流レベルよりも小さい電流リミッタを設ける。制御装置は、第２の電流検出器により検出される負荷電流が電流リミッタよりも大きいときには、負荷電流が電流リミッタよりも小さいときに比べて、電流偏差指令値を減少させる。

この発明によれば、過電流を発生させずに安定的に運転を継続することができる電力変換装置を提供することができる。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の概略構成図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の動作を説明するための図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の動作を説明するための図である。 図１に示した電流偏差指令生成回路の第１の動作例を説明するための図である。 図１に示した電流偏差指令生成回路の第２の動作例を説明するための図である。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の概略構成図である。 実施の形態２に係る電力変換装置が出力可能な空間ベクトル図である。 スイッチングシーケンス論理回路により用いられる電圧ベクトル選択テーブルの一例を示す図である。 図６に示したシーケンス起動回路の構成例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の概略構成図である。本実施の形態に係る電力変換装置は、直流電力および三相交流電力（Ｕ相電力、Ｖ相電力、Ｗ相電力）の間で電力変換を行なうように構成される。

図１を参照して、電力変換装置１００は、直流端子Ｐ，Ｎと、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗと、直流平滑コンデンサ１と、インバータ２と、リアクトル３と、ＡＣコンデンサ４と、電流検出器５，７と、電圧検出器６と、制御装置２０とを備える。

直流端子Ｐ（高電位側直流端子）および直流端子Ｎ（低電位側直流端子）は図示しない直流電源から直流電力を受ける。直流端子Ｐには直流正母線ＰＬが接続され、直流端子Ｎには直流負母線ＮＬが接続される。直流平滑コンデンサ１は、直流端子Ｐおよび直流端子Ｎの間に接続される。交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗには図示しない負荷が接続される。交流端子ＵはＵ相端子であり、交流端子ＶはＶ相端子であり、交流端子ＷはＷ相端子である。

インバータ２は、直流平滑コンデンサ１からの直流電力を三相交流電力に変換する。インバータ２から出力される三相交流電力は交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗを介して図示しない負荷に供給される。インバータ２は、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）Ｑ１〜Ｑ６を有する。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬの間に直列に接続され、Ｕ相アームを構成する。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４は直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬの間に直列に接続され、Ｖ相アームを構成する。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６は直流正母線ＰＬおよび直流負母線ＮＬの間に直列に接続され、Ｗ相アームを構成する。

なお、図１では、スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いているが、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などの任意の自己消弧型のスイッチング素子を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のそれぞれにはダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列に接続されている。ダイオードＤ１〜Ｄ６の各々は、対応するスイッチング素子のオフ時にフリーホイール電流を流すために設けられている。スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合、フリーホイールダイオードは寄生のダイオード（ボディダイオード）で構成される。スイッチング素子がダイオードを内蔵しないＩＧＢＴである場合、フリーホイールダイオードはＩＧＢＴに逆並列に接続されたダイオードで構成される。

リアクトル３およびＡＣコンデンサ４はフィルタ回路を構成し、インバータ２から発生する高調波成分を除去する。リアクトル３の一方端は対応する相アームの２つのスイッチング素子の接続点に接続される。リアクトル３の他方端は対応する相の交流端子に接続される。ＡＣコンデンサ４は各相間に接続される。

電流検出器５は、インバータ２から出力される三相交流電流（以下、出力電流とも称する）ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出し、検出値を制御装置２０に与える。電流検出器７は、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗから負荷に供給される三相交流電流（以下、負荷電流とも称する）ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗを検出し、検出値を制御装置２０に与える。電圧検出器６は、三相交流電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ）を検出し、検出値を制御装置２０に与える。

制御装置２０は、インバータ２を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチングを制御する。制御装置２０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオンオフさせるための制御信号（ゲート信号）を生成し、生成した制御信号をインバータ２へ出力する。制御装置２０は、主にＣＰＵ（Central Processing Unit）、メモリおよびインターフェイス回路などによって実現される。

本実施の形態では、制御装置２０は、電流瞬時値制御方式によって制御信号を生成する。具体的には、制御装置２０は、乗算器８ｕ，８ｖ，８ｗと、減算器９ｕ，９ｖ，９ｗと、ヒステリシスコンパレータ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗと、論理回路１１と、ゲート回路１２と、電流偏差指令生成回路１３とを有する。

乗算器８ｕは、電圧検出器６により検出されたＵ相電圧Ｖｕに予め定められた有効電流指令値ｉｐ＊に対応するゲインを乗算することにより、Ｕ相電流指令値ｉｕ＊を生成する。有効電流指令値ｉｐ＊は、インバータ２による出力有効電流指令値である。有効電流指令値ｉｐ＊の重みは、電圧検出器６のゲインを考慮して決定される。乗算器８ｖは、電圧検出器６により検出されたＶ相電圧Ｖｖに有効電流指令値ｉｐ＊に対応するゲインを乗算することにより、Ｖ相電流指令値ｉｖ＊を生成する。乗算器８ｗは、電圧検出器６により検出されたＷ相電圧Ｖｗに有効電流指令値ｉｐ＊に対応するゲインを乗算することにより、Ｗ相電流指令値ｉｗ＊を生成する。

減算器９ｕは、Ｕ相電流指令値ｉｕ＊と電流検出器５により検出されたＵ相電流ｉｕとの電流偏差Δｉｕを算出する。減算器９ｖは、Ｖ相電流指令値ｉｖ＊と電流検出器５により検出されたＶ相電流ｉｖとの電流偏差Δｉｖを算出する。減算器９ｗは、Ｗ相電流指令値ｉｗ＊と電流検出器５により検出されたＷ相電流ｉｗとの電流偏差Δｉｗを算出する。

電流偏差指令生成回路１３は、電流検出器７により検出された負荷電流ｉＬ（ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗ）に基づいて、電流偏差指令値Δｉ＊（Ｕ相電流偏差指令値Δｉｕ＊，Ｖ相電流偏差指令値Δｉｖ＊，Ｗ相電流偏差指令値Δｉｗ＊）を生成する。

ヒステリシスコンパレータ１０ｕは、減算器９ｕからＵ相電流偏差Δｉｕを受け、電流偏差指令生成回路１３からＵ相電流偏差指令値Δｉｕ＊を受ける。ヒステリシスコンパレータ１０ｕは、Ｕ相電流偏差ΔｉｕとＵ相電流偏差指令値Δｉｕ＊とを比較し、比較結果を示す信号を出力する。具体的には、ヒステリシスコンパレータ１０ｕは、Ｕ相電流偏差ΔｉｕがＵ相電流偏差指令値Δｉｕ＊を超えると、出力信号の論理値を「０」から「１」に変更する。ヒステリシスコンパレータ１０ｕは、Ｕ相電流偏差ΔｉｕがＵ相電流偏差指令値Δｉｕ＊を下回ると、出力信号の論理値を「１」から「０」に変更する。ヒステリシスコンパレータ１０ｕの出力信号はＰＷＭ信号Ｕｏに対応する。

ヒステリシスコンパレータ１０ｖは、減算器９ｖからＶ相電流偏差Δｉｖを受け、電流偏差指令生成回路１３からＶ相電流偏差指令値Δｉｖ＊を受ける。ヒステリシスコンパレータ１０ｖは、Ｖ相電流偏差ΔｉｖとＶ相電流偏差指令値Δｉｖ＊とを比較し、比較結果を示す信号を出力する。具体的には、ヒステリシスコンパレータ１０ｖは、Ｖ相電流偏差ΔｉｖがＶ相電流偏差指令値Δｉｖ＊を超えると、出力信号の論理値を「０」から「１」に変更する。ヒステリシスコンパレータ１０ｖは、Ｖ相電流偏差ΔｉｖがＶ相電流偏差指令値Δｉｖ＊を下回ると、出力信号の論理値を「１」から「０」に変更する。ヒステリシスコンパレータ１０ｖの出力信号はＰＷＭ信号Ｖｏに対応する。

ヒステリシスコンパレータ１０ｗは、減算器９ｗからＷ相電流偏差Δｉｗを受け、電流偏差指令生成回路１３からＷ相電流偏差指令値Δｉｗ＊を受ける。ヒステリシスコンパレータ１０ｗは、Ｗ相電流偏差ΔｉｗとＷ相電流偏差指令値Δｉｗ＊とを比較し、比較結果を示す信号を出力する。具体的には、ヒステリシスコンパレータ１０ｗは、Ｗ相電流偏差ΔｉｗがＷ相電流偏差指令値Δｉｗ＊を超えると、出力信号の論理値を「０」から「１」に変更する。ヒステリシスコンパレータ１０ｗは、Ｗ相電流偏差ΔｉｗがＷ相電流偏差指令値Δｉｗ＊を下回ると、出力信号の論理値を「１」から「０」に変更する。ヒステリシスコンパレータ１０ｗの出力信号はＰＷＭ信号Ｗｏに対応する。

ヒステリシスコンパレータ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗから出力されたＰＷＭ信号Ｕｏ，Ｖｏ，Ｗｏは論理回路に入力される。論理回路は、ＰＷＭ信号Ｕｏ，Ｖｏ，Ｗｏおよびその論理反転信号に所定のオンディレイ処理を施すことにより、インバータ２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチングを制御するための制御信号を生成する。論理回路により生成された制御信号はゲート回路を介して、対応するインバータ２のスイッチング素子のゲートに印加される。

図２は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の動作を説明するための図である。図２ではＵ相を例に電力変換装置１００の動作を説明するが、Ｖ相およびＷ相についても同様である。

図２の上段において、一点鎖線は正弦波の電流指令値ｉｕ＊を示す。点線は電流指令値ｉｕ＊の上下各々に設けられたヒステリシス幅を示す。ヒステリシス幅は電流偏差指令値Δｉｕ＊の１／２の大きさを有している。実線はインバータ２の出力電流ｉｕを示す。図２の下段は、ヒステリシスコンパレータ１０ｕの出力信号を示す。

出力電流ｉｕが正方向へ変化して電流指令値（ｉｕ＊＋Δｉｕ＊／２）に達すると、ヒステリシスコンパレータ１０ｕの出力信号は論理値「０」となる。論理値「０」の出力信号はインバータ２の負側のスイッチング素子をオンする。これにより、交流負荷に負電圧が印加されるため、出力電流ｉｕが負方向に変化する。

電流ｉｕが負方向へ変化して電流指令値（ｉｕ＊−Δｉｕ＊／２）に達すると、ヒステリシスコンパレータ１０ｕの出力信号は論理値「１」となる。論理値「１」の出力信号はインバータ２の正側のスイッチング素子をオンする。これにより、交流負荷に正電圧が印加されるため、電流ｉｕが正方向に変化する。このようにして、電流ｉｕを電流指令値ｉｕ＊に対して±Δｉｕ＊／２のヒステリシス幅に収めるように、スイッチング素子のスイッチングが制御される。

インバータ２のゲインはほぼ無限大であることから、高速の電流制御応答が得られる。ただし、インバータ２のゲインがほぼ無限大であるため、スイッチング周波数を制限するためのヒステリシス幅が必要である。最大スイッチング周波数は、交流負荷の漏れインピーダンス、直流電圧、スイッチング素子のスイッチング速度およびヒステリシス幅などによって定まる。

以上説明したように、制御装置２０は、三相電流指令値ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊に高速に追従するように、電流瞬時値制御方式を用いて電流制御を行なう。しかしながら、交流電圧などに異常が発生した場合には、電流制御応答が遅れてしまう場合がある。その結果、過電流が発生し、電力変換装置１００の運転を継続できなくなることが懸念される。

そこで、実施の形態１では、負荷電流の過電流レベルよりも小さい電流値を、負荷電流の電流リミッタｉＬｌｉｍに設定する。そして、負荷電流が増大して電流リミッタｉＬｌｉｍに達すると、制御装置２０はヒステリシス幅を減少させる。

具体的には、電流偏差指令生成回路１３は、電流検出器７による負荷電流ｉＬの検出値が電流リミッタｉＬｉｍより高くなるとき、当該検出値が電流リミッタｉＬｍｉｎ未満である場合に比べて、電流偏差指令値Δｉ＊を減少させる。

図３は、実施の形態１に係る電力変換装置１００の動作を説明するための図であり、図２と対比される図である。図３ではＵ相を例に電力変換装置１００の動作を説明するが、Ｖ相およびＷ相についても同様である。

図３は、負荷電流ｉＬが電流リミッタｉＬｌｉｍよりも高い場合における電流制御を示している。図３の上段において、一点鎖線は正弦波の電流指令値ｉｕ＊を示す。点線は電流指令値ｉｕ＊の上下各々に設けられたヒステリシス幅を示す。実線はインバータ２の出力電流ｉｕを示す。図３の下段は、ヒステリシスコンパレータ１０ｕの出力信号を示す。

ヒステリシス幅はΔｉｕ＊／２の大きさを有しているため、電流偏差指令値Δｉｕ＊を小さくすると、ヒステリシス幅が減少する。減少させたヒステリシス幅に電流ｉｕを収めるように、スイッチング素子のスイッチングが制御される。

図３では、ヒステリシス幅を減少させたことによって、図２と比較して、出力電流ｉｕは電流指令値ｉｕ＊により追従することになる。これによると、出力電流ｉｕのリプルが小さくなるため、負荷電流ｉＬは電流リミッタｉＬｌｉｍよりも小さくなる。

このように負荷電流の過電流レベルよりも低い電流値を有する電流リミッタｉＬｌｉｍを設定しておき、負荷電流が電流リミッタｉＬｌｉｍに達したときには、電流瞬時値制御において、電流指令値ｉｕ＊への追従性を高める。これにより、過電流の発生を未然に防止することができるため、電力変換装置１００の運転を継続することができる。

ただし、図２と図３とを対比すると、ヒステリシス幅を減少させることで制御応答が高められる一方で、スイッチング素子のスイッチング周波数が高くなることが分かる。そのため、インバータ２において発生する電力損失（スイッチング損失）が増えることになる。したがって、負荷電流ｉＬが電流リミッタｉＬｌｉｍに満たない場合には、スイッチング損失等の観点から決定される好適なスイッチング周波数となるようにヒステリシス幅を決定し、負荷電流ｉＬが電流リミッタｉＬに達したときに、一時的にヒステリシス幅を減少させることが好ましい。

図４は、図１に示した電流偏差指令生成回路１３の第１の動作例を説明するための図である。図４は、電流偏差指令値Δｉ＊と負荷電流ｉＬとの関係を示す図である。図４の横軸は負荷電流ｉＬを示し、縦軸は電流偏差指令値Δｉ＊を示す。

図４に示すように、負荷電流ｉＬが電流リミッタｉＬｌｉｍ以下のときには、電流偏差指令値Δｉ＊はＩ１に設定される。一方、負荷電流ｉＬが電流リミッタｉＬｌｉｍより高いときには、電流偏差指令値Δｉ＊はＩ２に設定される。Ｉ２はＩ１よりも小さい値に設定される。図４の例では、Ｉ２＝０に設定されている。

なお、図４の例では、負荷電流ｉＬに応じて電流偏差指令値Δｉ＊をＩ１およびＩ２の２段階で変化させる構成としたが、３段階以上で変化させてもよい。この場合、負荷電流ｉＬが電流リミッタｉＬｌｉｍより高くなると、電流偏差指令値Δｉ＊は、負荷電流ｉＬに応じて、Ｉ１から０に向かって離散的に変化することになる。

あるいは、負荷電流ｉＬが電流リミッタｉＬｌｉｍより高くなるときには、負荷電流ｉＬに応じて電流偏差指令値Δｉ＊を連続的に変化させてもよい。図５は、図１に示した電流偏差指令生成回路１３の第２の動作例を説明するための図である。図５は、電流偏差指令値Δｉ＊と負荷電流ｉＬとの関係を示す図である。図５の横軸は負荷電流ｉＬを示し、縦軸は電流偏差指令値Δｉ＊を示す。

図５に示すように、負荷電流ｉＬが電流リミッタｉＬｌｉｍ以下のときには、電流偏差指令値Δｉ＊はＩ１に設定される。一方、負荷電流ｉＬが電流リミッタｉＬｌｉｍより高くなると、負荷電流ｉＬが高くなるに従って電流偏差指令値Δｉ＊を小さくする。よって、負荷電流ｉＬが電流リミッタｉＬｌｉｍよりも高いときの電流偏差指令値Δｉ＊は、負荷電流ｉＬが電流リミッタｉＬｌｉｍよりも低いときの電流偏差指令値Δｉ＊よりも小さくなる。

なお、図５の例では、負荷電流ｉＬに応じて電流偏差指令値Δｉ＊が線形的に変化する構成としたが、連続的な変化であれば変化の態様はこれに限定されるものではない。

図４または図５に示される関係を示すデータは、制御装置２０内部のメモリに記憶させておくことができる。電流偏差指令生成回路１３は、当該データを参照することによって、電流検出器７により検出された負荷電流ｉＬに基づいて電流偏差指令値Δｉ＊を生成することができる。なお、データの形式はテーブルであっても関数であってもよい。

以上説明したように、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置によれば、負荷電流の過電流レベルよりも低い電流値を有する電流リミッタを設定しておき、負荷電流が電流リミッタに達したときには、電流瞬時値制御における電流偏差指令値Δｉ＊を減少させる。これによると、負荷電流が電流リミッタに達したときには、インバータの出力電流の電流指令値ｉｕ＊への追従性を高めることができる。

また、実施の形態１に係る電力変換装置では、電流瞬時値制御における電流偏差指令値を調整するため、電圧制御を瞬時に停止させる特許文献１とは異なり、インバータの出力電圧に歪みが発生することを抑制することができる。その結果、過電流を発生させずに、安定的に電力変換装置の運転を継続することができる。

［実施の形態２］
実施の形態２では、電流瞬時値制御方式の電力変換装置の他の構成例について説明する。図６は、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置１００の概略構成図である。図６を参照して、実施の形態２に係る電力変換装置１００は、図１に示した実施の形態１に係る電力変換装置１００と比較して、制御装置２０の構成が異なる。実施の形態２に係る電力変換装置１００のうち制御装置２０以外の構成については図１に示したものと同じであるため、説明を省略する。

実施の形態２に係る制御装置２０は、実施の形態１で示したヒステリシスコンパレータ１０ｕ，１０ｖ，１０ｗに代えて、ベクトル角演算回路１４、スイッチングシーケンス論理回路１５およびシーケンス起動回路１６を有する。

ベクトル角演算回路１４は、減算器９ｕ，９ｖ，９ｗからの電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを受ける。ベクトル角演算回路１４は、電流偏差ベクトルΔｉの角度θΔｉを演算する。

スイッチングシーケンス論理回路１５は、ベクトル角演算回路１４から出力される電流偏差ベクトル角θΔｉおよびシーケンス起動回路１６からのシーケンス起動信号Ｓｅｑに基づいて、各相のスイッチング指令ベクトルＳＷ（＝ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）を生成する。

シーケンス起動回路１６は、減算器９ｕ，９ｖ，９ｗからの電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗ、スイッチングシーケンス論理回路１５から現在出力中のスイッチング指令ベクトルＳＷ、および電流検出器７により検出された負荷電流ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗに基づいて、シーケンス起動信号Ｓｅｑをスイッチングシーケンス論理回路１５に出力する。

論理回路１１は、スイッチングシーケンス論理回路１５から与えられるスイッチング指令ベクトルＳＷに基づいて、インバータ２のスイッチング素子の制御信号を生成する。論理回路１１により生成された制御信号は、ゲート回路１２を介してインバータ２のスイッチング素子のゲートに与えられる。

図７は、実施の形態２に係る電力変換装置が出力可能な空間ベクトル図である。図７に示したベクトル図は、電力変換装置が出力可能な交流電圧を８種類の空間ベクトルＶ０〜Ｖ７で示したものである。

空間ベクトルＶ０は、スイッチング指令ベクトル（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（０，０，０）である空間電圧ベクトルである。空間ベクトルＶ１は、スイッチング指令ベクトル（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（１，０，０）である空間電圧ベクトルである。空間ベクトルＶ２は、スイッチング指令ベクトル（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（１，１，０）である空間電圧ベクトルである。空間ベクトルＶ３は、スイッチング指令ベクトル（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（０，１，０）である空間電圧ベクトルである。空間ベクトルＶ４は、スイッチング指令ベクトル（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（０，１，１）である空間電圧ベクトルである。空間ベクトルＶ５は、スイッチング指令ベクトル（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（０，０，１）である空間電圧ベクトルである。空間ベクトルＶ６は、スイッチング指令ベクトル（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（１，０，１）である空間電圧ベクトルである。空間ベクトルＶ７は、スイッチング指令ベクトル（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）＝（１，１，１）である空間電圧ベクトルである。

スイッチングシーケンス論理回路１５は、シーケンス起動回路１６からのシーケンス起動信号Ｓｅｑが「１」となった場合に、現在の電流偏差ベクトル角θΔｉと現在出力中の空間ベクトルとに基づいて、スイッチング指令ベクトルＳＷ＝（ｓｗｕ，ｓｗｖ，ｓｗｗ）を更新する。

更新後のスイッチング指令ベクトルＳＷとしては、８種類の空間ベクトルＶ０〜Ｖ７の中から、電流偏差ベクトル角θΔｉと現在出力中の空間電圧ベクトルとに基づいて、電流偏差Δｉを減少させることができる電圧ベクトルが選択される。

図８は、スイッチングシーケンス論理回路１５により用いられる電圧ベクトル選択テーブルの一例を示す図である。スイッチングシーケンス論理回路１５は、選択テーブルを記憶するための記憶回路（図示せず）を有している。

スイッチングシーケンス論理回路１５は、電圧ベクトル選択テーブルを用いて、電流偏差ベクトルθΔｉおよび現在出力中の空間電圧ベクトルから、次回出力すべき空間電圧ベクトルを選択する。

図９は、図６に示したシーケンス起動回路１６の構成例を示す図である。図９を参照して、シーケンス起動回路１６は、電流偏差ベクトル演算回路３０と、乗算器３２と、スイッチング周波数演算回路３４と、減算器３６と、電流偏差指令演算回路３８と、比較器４０とを有する。

電流偏差ベクトル演算回路３０は、減算器９ｕ，９ｖ，９ｗから電流偏差Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗを受けると、電流偏差の絶対値｜Δｉ｜を演算する。電流偏差の絶対値｜Δｉ｜は比較器４０に入力される。

乗算器３２は、インバータ２の出力周波数指令値ｆ＊をｎ（ｎは１以上の整数）倍する。

スイッチング周波数演算回路３４は、スイッチングシーケンス論理回路１５から出力されたスイッチング指令ベクトルＳＷを受ける。スイッチング周波数演算回路３４は、スイッチング指令ベクトルＳＷに基づいて、スイッチング周波数ｆｓｗを演算する。

減算器３６は、周波数指令値ｆ＊のｎ倍に対するスイッチング周波数ｆｓｗの偏差ｆ＊×ｎ−ｆｓｗを演算する。演算された偏差は電流偏差指令演算回路３８に与えられる。

電流偏差指令演算回路３８は、偏差ｆ＊×ｎ−ｆｓｗをＰＩ（比例積分）演算することにより、電流偏差指令値Δｉ＊を算出する。算出された電流偏差指令値Δｉ＊は比較器４０に入力される。

比較器４０は、電流偏差の絶対値｜Δｉ｜と電流偏差指令値Δｉ＊とを比較する。電流偏差の絶対値｜Δｉ｜が電流偏差指令値Δｉ＊よりも大きい場合、比較器４０の出力信号であるシーケンス起動信号Ｓｅｑは論理値「１」となる。シーケンス起動信号Ｓｅｑは一連のスイッチングシーケンスが完了した後、論理値「０」にクリアされる。

上記構成によれば、偏差ｆ＊×ｎ−ｆｓｗが０になるようにフィードバック制御が実行される。すなわち、スイッチング指令ベクトルＳＷは出力周波数指令値ｆ＊のｎ倍の周波数になるように動作する。比較器４０の入力信号の偏差（｜Δｉ｜−Δｉ＊）は出力周波数指令値ｆ＊のｎ倍の周波数で変化することになる。

実施の形態２では、実施の形態１と同様に、負荷電流の過電流レベルよりも小さい電流値を、負荷電流の電流リミッタｉＬｌｉｍに設定する。電流偏差指令演算回路３８は、電流検出器７による負荷電流ｉＬの検出値が増大して電流リミッタｉＬｌｉｍに達すると、当該検出値が電流リミッタｉＬｍｉｎ未満である場合に比べて、電流偏差指令値Δｉ＊を減少させる。

具体的には、電流偏差指令演算回路３８は、負荷電流ｉＬが電流リミッタｉＬｌｉｍ未満である場合、偏差ｆ＊×ｎ−ｆｓｗをＰＩ（比例積分）演算することによって算出された電流偏差指令値Δｉ＊を比較器４０へ出力する。一方、負荷電流ｉＬが電流リミッタｉＬｌｉｍよりも高い場合、電流偏差指令演算回路３８は、図４または図５に示される関係に従って、負荷電流ｉＬに応じて電流偏差指令値Δｉ＊を変化させる。これによると、負荷電流ｉＬが電流リミッタｉＬｌｉｍに達したときには、インバータ２の出力電流の電流指令値ｉ＊への追従性を高めることができる。これによると、過電流の発生を未然に防止できるため、電力変換装置１００の運転を継続することができる。

以上説明したように、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置においても、実施の形態１に係る電力変換装置と同様の作用効果を得ることができる。

今回開示された実施の形態は例示であって、上記内容のみに限定されるものではない。本発明の範囲は請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内のすべての変更が含まれることが意図される。

１ 直流平滑コンデンサ、２ インバータ、３ リアクトル、４ コンデンサ、５，７ 電流検出器、６ 電圧検出器、８ｕ，８ｖ，８ｗ 乗算器、９ｕ，９ｖ，９ｗ 減算器、１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ ヒステリシスコンパレータ、１１ 論理回路、１２ ゲート回路、１３ 電流偏差指令生成回路、１４ ベクトル角演算回路、１５ スイッチングシーケンス論理回路、１６ シーケンス起動回路、２０ 制御装置、３０ 電流偏差ベクトル演算回路、３４ スイッチング周波数演算回路、３８ 電流偏差指令演算回路、４０ 比較器、１００ 電力変換装置、Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子、Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード、ＰＬ 直流正母線、ＮＬ 直流負母線、ＳＷ スイッチング指令ベクトル、Ｓｅｑ シーケンス起動信号、ｉＬｌｉｍ 電流リミッタ、ｉＬ，ｉＬｕ，ｉＬｖ，ｉＬｗ 負荷電流、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 出力電流、ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊ 電流指令値、Δｉ，Δｉｕ，Δｉｖ，Δｉｗ 電流偏差、Δｉ＊，Δｉｕ＊，Δｉｖ＊，Δｉｗ＊ 電流偏差指令値。

Claims (5)

1. スイッチング素子を有し、直流電力を交流電力に変換するインバータと、
   前記インバータの出力電流を検出する第１の電流検出器と、
   前記インバータから負荷に流れる負荷電流を検出する第２の電流検出器と、
   前記第１の電流検出器により検出される前記出力電流が電流指令値に追従するように、前記インバータを制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記電流指令値と前記第１の電流検出器により検出される前記出力電流の電流偏差を演算し、演算した前記電流偏差が電流偏差指令値以下となるように前記スイッチング素子のスイッチングを制御するように構成され、
   前記制御装置は、
   前記負荷電流に過電流レベルよりも小さい電流リミッタを設けるとともに、
   前記第２の電流検出器により検出される前記負荷電流が前記電流リミッタよりも大きいときには、前記負荷電流が前記電流リミッタよりも小さいときに比べて、前記電流偏差指令値を減少させる、電力変換装置。
2. 前記制御装置は、前記負荷電流が前記電流リミッタよりも小さいときには前記電流偏差指令値を第１の電流値に設定し、前記負荷電流が前記電流リミッタよりも大きいときには、前記電流偏差指令値を前記第１の電流値よりも小さい第２の電流値に設定する、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御装置は、前記負荷電流が前記電流リミッタよりも大きいときには、前記負荷電流が大きくなるに従って前記電流偏差指令値を小さくする、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記制御装置は、前記第１の電流検出器により検出される前記出力電流が、前記電流指令値に対して前記電流偏差指令値に基づいたヒステリシス幅以内に収まるように、前記スイッチング素子のスイッチングを制御する、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記制御装置は、
   前記電流偏差に基づいて電流偏差ベクトル角度を演算するベクトル角演算回路と、
   前記電流偏差ベクトル角度と前記インバータの現在のスイッチング状態とに基づいて前記電流偏差が減少するように前記スイッチング素子のスイッチング信号を生成するスイッチングシーケンス論理回路と、
   前記電流偏差が前記電流偏差指令値よりも大きいときに、前記スイッチングシーケンス論理回路の起動信号を生成するシーケンス起動回路とを含む、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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