JP6652841B2

JP6652841B2 - 非接触受電装置

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Publication number: JP6652841B2
Application number: JP2016007539A
Authority: JP
Inventors: 昌弘金川; 加藤　雅一; 雅一加藤
Original assignee: Toshiba TEC Corp
Current assignee: Toshiba TEC Corp
Priority date: 2016-01-19
Filing date: 2016-01-19
Publication date: 2020-02-26
Anticipated expiration: 2036-01-19
Also published as: US10135300B2; JP2017131004A; US20170207662A1

Description

本発明の実施形態は、非接触で送電装置から電力を受電する非接触受電装置に関する。

近年、非接触で電力を給電する非接触給電システムが普及してきている。非接触給電システムは、電磁誘導や磁界共鳴などの電磁結合を利用して、携帯端末やタブレット端末などの受電装置に非接触で電力を給電する。一般に非接触給電システムは、送電装置と受電装置から構成され、送電装置では電力を給電するための送電回路及び送電コイルを備える。一方、受電装置では、非接触で送電装置から電力を受電するための受電コイルと、受電した電力を受電装置自機の駆動用に利用する電圧変換回路や、自機に搭載した２次電池を充電する充電回路などを備えている。

非接触給電装システムは、送電装置と受電装置が１〜２ｃｍ以上離れても受電装置に給電できるようにするため、送電コイル及び受電コイルのＱ値を高くする必要がある。このため、送電装置が出力する交流電力の周波数として、コイルのＱ値を高くすることが可能な数ＭＨｚ以上の周波数（例えば、６．７８ＭＨｚや１３．５６ＭＨｚなど）が利用される。コイルのＱ値を高くすると、送電コイルと受電コイルの間の距離が離れても、効率よく給電できる特性が得られる。

また受電装置は、受電コイルと共振コンデンサでＬＣ共振回路を構成し、ＬＣ共振回路のインピーダンスを低くなるように設計することで、送電装置が出力する交流電力を効率よく受け取ることができる。受電装置に給電した交流電力は、整流回路により直流電力に変換する。整流回路によって直流化した電力は、電圧変換回路により自機の駆動に必要な電圧に変換して利用する。

ところで、整流回路としては、一般的にダイオード全波整流回路が用いられるが、ダイオード全波整流回路は、ダイオードに接合容量Ｃｊが含まれるために高調波ノイズが発生する。即ち、ダイオードに逆電圧が印加されたときの等価回路は、０．数Ωの抵抗と数十ｐＦの接合容量Ｃｊ（コンデンサ）が直列接続された構成として模擬できる。

このため、ダイオードに順方向電圧が印加されている状態から逆方向電圧が印加される切り替わり目の直後において、ダイオードの接合容量Ｃｊが急速に充電されて、短時間に大電流が流れて高調波ノイズを発生してしまう。発生した高調波ノイズは受電装置の受電コイルなどから放射される。

また送電コイルと受電コイルとが数ｃｍ以上離れても受電装置に電力を給電できるようにした非接触給電システムにおいては、受電コイルが送電コイルと密に結合しないため、受電コイルから高調波ノイズを含む電磁波が空間に放射されやすくなる。したがって、受電コイルから出力する高調波ノイズを含む電磁波を低減するためには、ダイオード全波整流回路から発生する高調波ノイズを低減することが必要となる。

受電装置の高調波ノイズ対策の一例として、特許文献１のようなワイヤレス電力受電機が知られている。特許文献１の受電機は、ダイオード全波整流回路と平滑コンデンサとの間にバンドストップフィルタ回路を設け、整流器からの放射を電気的に絶縁するようにしている。

しかしながら、バンドストップフィルタ回路のコンデンサが、整流器のダイオードの接合容量Ｃｊと同様の働きをし、高調波ノイズを低減することは困難である。また、バンドストップフィルタ回路のコンデンサを極力小さくしてインダクタのみで構成する場合は、ノイズ低減に大きなインダクタが必要となる。このため、負荷回路に十分な電流を供給できなくなり、結果として受電装置の出力電力が低下してしまう。

特表２０１４−５３０５９２号公報

発明が解決しようとする課題は、高調波ノイズの発生を抑制する非接触受電装置を提供することにある。

実施形態に係る非接触受電装置は、送電装置から供給される交流電力を非接触で受電する受電コイルと、前記受電コイルと共振用コンデンサを含み、前記交流電力の周波数に共振する共振回路と、前記共振回路からの交流電力を第１、第２の入力端に入力し、出力端と基準電位端間に直流電力を出力するダイオード全波整流回路と、共通の磁性体に並列に同一方向に同じ巻回数だけ巻かれた第１のコイル及び第２のコイルを含み、前記ダイオード全波整流回路のうち前記第１、第２の入力端にそれぞれアノードが接続された第１、第２のダイオードの各カソードと前記出力端との間の電流路に前記第１のコイルを配置し、前記ダイオード全波整流回路のうち前記第１、第２の入力端にそれぞれカソードが接続された第３、第４のダイオードの各アノードと前記基準電位端との間の電流路に前記第２のコイルを配置し、前記交流電力の高調波のノイズを抑制するコモンモードフィルタと、前記出力端と前記基準電位端間に接続した平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサに並列に接続した負荷と、を備える。

一実施形態に係る非接触給電システムの構成を示すブロック図。一実施形態に係る非接触受電装置の構成を示す回路図。一実施形態の非接触受電装置に使用するコモンモードフィルタを概略的に示す構成図。一実施形態の非接触受電装置に使用するコモンモードフィルタのインピーダンス・周波数特性を示す特性図。一実施形態の非接触受電装置に使用するダイオード全波整流回路の導通電流のシミュレーション波形図。従来の非接触受電装置におけるダイオード全波整流回路のダイオードの導通電流のシミュレーション波形図。第２の実施形態に係る非接触受電装置の構成を説明する回路図。第３の実施形態に係る非接触受電装置の構成を説明する回路図。第３の実施形態に係る非接触受電装置の他の構成を説明する回路図。第３の実施形態に係る非接触受電装置の別の構成を説明する回路図。

以下、発明を実施するための実施形態について、図面を参照して説明する。尚、各図において同一箇所については同一の符号を付す。

（第１の実施形態）
図１は、一実施形態に係る非接触受電装置を含む給電システム１００を示すブロック図である。給電システム１００は、電力を給電する送電装置１０と、給電された電力を非接触で受電する受電装置２０とを備えている。

送電装置１０は、送電コイル１１を有し、受電装置２０は受電コイル２１を有している。送電装置１０から出力された電力は、送電コイル１１と受電コイル２１との間の電磁誘導または磁界共鳴等の電磁結合を利用して、受電装置２０に給電される。

送電装置１０には、ＡＣアダプタ等の直流電源１２から直流電力が供給される。送電装置１０は、高周波電力を発生する送電回路１３と、送電コイル１１と、電圧変換回路１４と、発振回路１５及び制御回路１６を備えている。

送電回路１３は、直流を高周波の交流に変換して出力するもので、Ｅ級増幅器、または、ハーフブリッジ方式や、フルブリッジ方式のスイッチング回路で構成される。送電回路１３は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）または、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を行い、ソフトスイッチングを行う。

ソフトスイッチングは、共振現象を利用し、電圧または電流がゼロになるタイミングでスイッチング素子のオン／オフの切り替えを行う。ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）または、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）により、スイッチング損失を低減することができる。また、電圧波形または電流波形の変化が緩やかであることから、スイッチングノイズや伝導ノイズ、放射ノイズを低減可能である。

電圧変換回路１４は、直流電源１２から入力された電圧を、発振回路１５や制御回路１６が動作可能な適正な電圧に変換する。例えば、直流電源１２の出力電圧２４Ｖを、電圧変換回路１４で５Ｖもしくは３．３Ｖなどの電圧に変換する。

発振回路１５は、送電回路１３のスイッチング素子を制御する駆動信号を生成する。発振回路１５の発振周波数は、送電コイル１１及びコンデンサで構成される共振回路の自己共振周波数と同一、或いはほぼ同一の周波数となっている。発振回路１５の発振周波数、即ち、送電回路１３のスイッチング周波数は、送電コイル１１と受電コイル２１との距離を１〜２ｃｍ以上確保するという点から、数ＭＨｚ〜十数ＭＨｚのスイッチング周波数を使用する。具体的には、６．７８ＭＨｚや１３．５６ＭＨｚの周波数を使用する。

尚、送電コイル１１と受電コイル２１との距離が数ｍｍ程度と近ければ、数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ程度の周波数に対しても本実施形態の構成を適用することは可能である。ただし、送電回路１３のスイッチング回路に使用するコイルのインダクタンス値やコンデンサの値は周波数に合わせて調節が必要である。

制御回路１６は、ＣＰＵを含むマイクロコンピュータである。制御回路１６は、送電回路１３を必要に応じて動作させ、または停止させる駆動制御や、受電装置２０との間の通信制御などを行う。

受電装置２０は、受電コイル２１とコンデンサ２２、２３によって構成される共振回路と、ダイオード全波整流回路２４と、コモンモードフィルタ２５と、平滑コンデンサ２６と、電圧変換回路２７と、負荷回路２８と、制御回路２９とを備えている。

受電コイル２１とコンデンサ２２、２３による共振回路から送られる交流電圧は、ダイオード全波整流回路２４によって直流電圧に変換され、その後、直流電圧はコモンモードフィルタ２５と平滑コンデンサ２６で平滑される。電圧変換回路２７は、コモンモードフィルタ２５と平滑コンデンサ２６で平滑された直流電圧を、制御回路２９と負荷回路２８が動作可能な適正な電圧に変換する。例えば、平滑された４０Ｖ程度の直流電圧を、電圧変換回路２７で２４Ｖに変換して負荷回路２８に供給し、また５Ｖに変換して制御回路２９に供給する。

負荷回路２８は、携帯端末やタブレット端末等の電子機器の回路であり、受電装置２０で受電した電力は、電子機器の動作や、電子機器が内蔵するバッテリーの充電等に利用される。制御回路２９は、ＣＰＵを含むマイクロコンピュータで成り、受電電力を負荷回路２８へ必要に応じて供給または停止させる駆動制御や、送電装置１０との間の通信制御などを行う。

図２は、非接触受電装置２０の具体的な構成を示す回路図である。図２において、受電装置２０は、受電コイル２１とコンデンサ２２、２３によって構成される共振回路５０と、共振回路５０の出力側にあってコンデンサ２３の両端に接続されたダイオード全波整流回路２４を含む。

ダイオード全波整流回路２４は、ダイオード４１〜４４で構成し、ダイオード全波整流回路２４の一方の入力端２４１にダイオード４１のアノードとダイオード４３のカソードを接続し、他方の入力端２４２にダイオード４２のアノードとダイオード４４のカソードを接続している。ダイオード全波整流回路２４の出力端２４３は、コモンモードフィルタ２５の一次側のコイル３１を介して平滑コンデンサ２６の一端に接続し、ダイオード全波整流回路２４の基準電位端（アース端）２４４は、コモンモードフィルタ２５の二次側のコイル３２を介して平滑コンデンサ２６の他端に接続している。平滑コンデンサ２６の両端には並列に負荷６０を接続している。負荷６０は、図１に示す電圧変換回路２７と負荷回路２８と制御回路２９を含む。

コモンモードフィルタ２５は、図３（Ａ），（Ｂ）に概略的に示すように、分割巻きとバイファイラ巻きがある。図３（Ａ），（Ｂ）では、左側にコイルの巻き方を示し、右側に等価回路を示し、各コイルの端子を１〜４の番号で示している。

分割巻きは、図３（Ａ）に示すようにコア３３の外周に２本の線を別々に巻いて、一次側のコイル３１と二次側のコイル３２を同じ巻回数だけ巻いたものである。バイファイラ巻きは、図３（Ｂ）に示すようにコア３３の外周に２本の平行線をそのまま巻いて、一次側のコイル３１と二次側のコイル３２を同じ巻回数だけ巻いたものである。

コモンモードフィルタ２５は、図３（Ａ）に例示するように、コイル３１とコイル３２に互いに逆方向に電流（実線で示す）が流れるディファレンシャルモードと、コイル３１とコイル３２に同じ方向に電流（点線で示す）が流れるコモンモードで動作する。

受電コイル２１とコンデンサ２２、２３によって構成される共振回路５０の自己共振周波数は、送電装置１０の送電コイル１１から放射する高周波電力の周波数と同一、或いはほぼ同一になっている。即ち、自己共振周波数と高周波電力の周波数は、例えば６．７８ＭＨｚである。そして、送電装置１０の送電コイル１１と受電装置２０の受電コイル２１とが互いに電磁結合することで、送電側から非接触で受電側に効率よく電力が伝送される。

図２において受電コイル２１で受電した交流電力の正のサイクルでは、受電コイル２１とコンデンサ２２、２３が共振して電流が流れ、ダイオード全波整流回路２４の入力端２４１からダイオード４１、コモンモードフィルタ２５の１次側のコイル３１に電流が流れ、平滑コンデンサ２６及び負荷６０に流れ込み、コモンモードフィルタ２５の２次側のコイル３２及びダイオード４４へ流れた後、受電コイル２１およびコンデンサ２３に戻る。

受電コイル２１で給電した交流電力の負のサイクルでは、受電コイル２１とコンデンサ２２、２３が共振して電流が流れ、ダイオード全波整流回路２４の入力端２４２からダイオード４２、コモンモードフィルタ２５の１次側のコイル３１に電流が流れ、平滑コンデンサ２６及び負荷６０に流れ込み、コモンモードフィルタ２５の２次側のコイル３２及びダイオード４３を流れた後、コンデンサ２２、２３および受電コイル２１に戻る。

図３で示すように、コモンモードフィルタ２５は、一次側のコイル３１と二次側のコイル３２に流れる電流の向きが逆になるディファレンシャルモードのときは、特定の周波数でインピーダンスが低く、電流が流れやすい。また負荷６０に接続される配線（電源ラインやアースライン）に高調波ノイズが伝搬して、信号ラインにコモンモードノイズとして回り込むことがあり、一次側のコイル３１と二次側のコイル３２に同じ方向に電流が流れることがある。しかし、コモンモードでは、コモンモードフィルタ２５のインピーダンスが十分に高いため、コモンモードノイズを抑制することができる。

図４は、ダイオード全波整流回路２４の後段に接続したコモンモードフィルタ２５のインピーダンス・周波数特性を示す特性図である。図４の横軸は周波数、縦軸はインピーダンスを表し、特性Ａはディファレンシャルモードのインピーダンスを示し、特性Ｂはコモンモードのインピーダンスを示している。

図４において、特性Ａ上のポイントＡ１は、基本周波数６．７８ＭＨｚにおけるディファレンシャルモードのインピーダンスを示す。ポイントＡ２は、周波数２０．３４ＭＨｚ（基本周波数の３倍）におけるディファレンシャルモードのインピーダンスを示す。さらに、ポイントＡ３は、周波数１５５．９４ＭＨｚ（基本周波数の２３倍）におけるディファレンシャルモードのインピーダンスを示す。また特性Ｂ上のポイントＢ１は、周波数４７．４６ＭＨｚ（基本周波数の７倍）におけるコモンモードのインピーダンスを示す。

コモンモードフィルタ２５の振る舞いとして、ディファレンシャルモードのインピーダンスは信号電流を抑制し、コモンモードのインピーダンスはコモンモードノイズを抑制する。また、コモンモードフィルタは高調波ノイズの差動信号の電流によって発生する磁界を打ち消しあう効果がある。

交流電力が６．７８ＭＨｚの場合、ダイオード全波整流回路２４の出力電圧は６．７８ＭＨｚの電圧波形となる。周波数６．７８ＭＨｚにおけるディファレンシャルモードのインピーダンス（Ａ１）は５０Ω程度と低いため、電流は抑制されることなく、ほとんどコモンモードフィルタ２５を通過する。一方、６．７８ＭＨｚの３次高調波（２０.３４ＭＨｚ）でのディファレンシャルモードのインピーダンス（Ａ２）は、２１０Ω程度に高くなるため、高調波ノイズを抑制することができる。また、コモンモードフィルタ２５内で磁束が打ち消されることで高調波ノイズが低減される効果も得られる。さらに、６．７８ＭＨｚの２３次高調波（１５５．９４ＭＨｚ）でのディファレンシャルモードのインピーダンス（Ａ３）は、５５００Ω程度まで高くなるため、さらに高調波ノイズを抑制する効果が高くなる。

また、高調波ノイズが抑制しきれずに、受電コイル２１から高調波ノイズを含む電磁波が放射された場合、高調波ノイズが負荷６０に接続される配線（電源ラインやアースライン）に伝搬して信号ラインに回り込むことがある。このため、コモンモードノイズとして現れる可能性がある。しかし、図４の特性Ｂで示すように、コモンモードフィルタ２５のコモンモードのインピーダンスは、全周波数帯で十分に高いため、コモンモードノイズを抑制することができる。

次に受電装置２０の受電動作を詳しく説明する。図５は、ダイオード全波整流回路２４で使用されるダイオード４１の導通電流のシミュレーション波形である。図５の横軸は時間を示し、縦軸は電流を表している。受電コイル２１が受電する交流電力の周波数は６．７８ＭＨｚである。

図５において、ポイントＣは、ダイオード４１の導通電流がアノードからカソードに流れる状態から、カソードからアノードに流れる状態への切り替わる点である。またポイントＤは、ダイオード４１の導通電流がカソードからアノードに流れる状態から、アノードからカソードに流れる状態への切り替わる点を示している。

受電コイル２１で受電した交流電力の正のサイクルでは、上述したように、受電コイル２１とコンデンサ２２、２３が共振して電流が流れ、ダイオード４１とコモンモードフィルタ２５の１次側のコイル３１を介して平滑コンデンサ２６及び負荷６０に流れ込む。さらに、コモンモードフィルタ２５の２次側のコイル３３、ダイオード４４を流れた後、受電コイル２１およびコンデンサ２３に戻る。

一方、受電コイル２１で給電した交流電力が正のサイクルから負のサイクルに変わるタイミング（図５のポイントＣ）では、ダイオード４１のカソードからアノードに流れる。この状態の受電装置２０の導通電流の概要を説明する。

通常、ダイオードは、カソードからアノードに電流は流れないとされているが、ダイオードに逆電圧が印加されたときの等価回路は、抵抗と接合容量Ｃｊが直列接続された構成となるため、高周波の交流電力を整流するとダイオード４１の接合容量Ｃｊの分だけカソードからアノードに電流が流れる特性がある。

このため、正のサイクルから負のサイクルに変わるタイミングでは、受電コイル２１とコンデンサ２２、２３が共振して電流が流れ、ダイオード４４とコモンモードフィルタ２５の２次側のコイル３２を介して、平滑コンデンサ２６及び負荷６０に電流が流れ込む。さらにコモンモードフィルタ２５の１次側のコイル３１及びダイオード４１を介して流れた後、コンデンサ２２、２３を経由して受電コイル２１に戻る。

ダイオード４１のカソードからアノードに流れる時間は実際には短く、ダイオード４１の接合容量Ｃｊの大きさに左右される。接合容量Ｃｊが大きいと、カソードからアノードに流れる電流の導通時間は長くなり、接合容量Ｃｊが少ないと電流の導通時間は短くなる。したがって、高調波ノイズの低減には限りなく接合容量Ｃｊが少ないダイオードが理想である。

実施形態では、ダイオード４１と直列に配置されたコモンモードフィルタ２５によって、カソードからアノードに流れる導通電流のピーク電流が抑えられ、正弦波に近い電流波形となる。このため、高調波成分が電流波形に重畳しにくくなり、高調波ノイズの発生を低減するという効果が得られる。

即ち、図５に示すように、ダイオード４１のカソードからアノードに電流が流れる期間（ポイントＣ→Ｄ）の導通電流（Ｉｓ）はコモンモードフィルタ２５のインピーダンスによって押さえられ、４３ｎｓの間に０．２６Ａの電流が流れ、正弦波に近い波形となって流れる。したがって、高調波ノイズが少ない波形となる。

また受電コイル２１で受電した交流電力の負のサイクルでは、上述したように、受電コイル２１とコンデンサ２２、２３が共振して電流が流れ、ダイオード４２とコモンモードフィルタ２５の１次側のコイル３２を流れ、平滑コンデンサ２６及び負荷６０に流れ込む。さらにコモンモードフィルタ２５の２次側のコイル３２とダイオード４３を流れた後、コンデンサ２２、２３および受電コイル２１に戻る。

また、受電コイル２１で受電した交流電力が負のサイクルから正のサイクルに切り替わるタイミング（図５のポイントＤ）では、ダイオード４２のカソードからアノードに流れる。このときは、受電コイル２１が交流電力を受電し、コンデンサと共振して交流電流が流れ、ダイオード４３、コモンモードフィルタ２５の２次側のコイル３２を経由し、平滑コンデンサ２６及び負荷６０に流れ込む。さらに、コモンモードフィルタ２５の１次側のコイル３１、ダイオード４２を流れた後、コンデンサ２２、２３を経由して受電コイル２１に戻る。

交流電力が負のサイクルから正のサイクルに切り替わるタイミングでは、ダイオード４２と直列に配置されたコモンモードフィルタ２５によって、ダイオード４２カソードからアノードに流れる導通電流が抑制される。

尚、図５では、ダイオード４１の接合容量Ｃｊによりカソードからアノードに流れる電流について説明したが、他のダイオード４２，４３，４４についても、カソードからアノードに電流が流れるとき、コモンモードフィルタ２５によって、カソードからアノードに流れる導通電流のピーク電流が抑えられ、正弦波に近い電流波形となる。

図６は、従来の非接触受電装置におけるダイオード全波整流回路２４のダイオード４１の導通電流のシミュレーション波形である。

図６は、図２の構成において、コモンモードフィルタ２５を取り除き、ダイオード全波整流回路２４の出力端２４３を平滑コンデンサ２６の一端に直接接続し、基準電位端２４４を平滑コンデンサ２６の他端に直接接続した回路での、ダイオード４１の導通電流のシミュレーション波形である。図６の横軸は時間を示し、縦軸は電流を表している。受電コイル２１が受電する交流電力の周波数は６．７８ＭＨｚである。

例えば、シミュレーションで用いたダイオード４１の接合容量Ｃｊは、７４０ｐＦと想定した場合を説明する。受電コイル２１が給電した交流電力をダイオード全波整流回路２４で直流電力に変換する。交流電力が正のサイクルから負のサイクルに変わった時に、ダイオード４１の導通電流はカソードからアノードに流れる。このとき、コモンモードフィルタ２５が無いため、導通電流が抑制されることなく流れる。

図６のシミュレーション波形において、ポイントＣは、ダイオード４１の導通電流がアノードからカソードに流れる状態から、カソードからアノードに流れる状態への切り替わる点である。またポイントＤは、ダイオード４１の導通電流がカソードからアノードに流れる状態から、アノードからカソードに流れる状態への切り替わる点を示している。

図６では、ポイントＣとＤ間のわずか１５ｎｓの間に、０．４５Ａのピーク電流（Ｉｐ）が流れる。このピーク電流が、受電コイル２１の交流電圧に高調波を発生させる原因となる。したがって、実施形態の受電装置の方が高調波のノイズの発生を低減することができる。

次に、表１を参照して、実機での測定結果を説明する。

表１は、実施形態の非接触受電装置と、比較例として従来の受電装置に相当する実機を試作し、それぞれの受電装置から放射されるノイズレベルを簡易的に測定した結果を示す。尚、従来の受電装置に相当する実機は、実施形態の受電装置からコモンモードフィルタ２５を取り除いた構成である。

表１では、受電する交流電力の周波数６．７８ＭＨｚを基本周波数としたときの高調波周波数（基本周波数の３倍、７倍、２３倍）のノイズレベルを、実施形態と従来の受電装置（比較例）で測定し、値の差から低減量を算出した結果を示している。表１に示すように、３次高調波（２０．３４ＭＨｚ）のノイズレベル低減量は、実施形態の受電装置のノイズレベルが−７８ｄＢｍであるのに対し、比較例の受電装置では、−６８ｄＢｍであり、実施形態の方が１０ｄＢ低減されている。

同様に、７次高調波（４７．４６ＭＨｚ）においては、実施形態でのノイズレベルが−８３ｄＢｍであるのに対し、比較例では、−６５ｄＢｍであり、実施形態の方が１８ｄＢ低減されている。さらに２３次高調波（１５５．９４ＭＨｚ）においては、実施形態でのノイズレベルが−９１ｄＢｍであるのに対し、比較例では、−６８ｄＢｍであり、実施形態の方が２３ｄＢ低減されていることが確認できた。

以上述べたように、第１の実施形態によれば、高調波のノイズレベルを低減することができる。

（第２の実施形態）
次に、図７を参照して第２実施形態に係る非接触受電装置の構成を説明する。

図７の受電装置２０は、コモンモードフィルタ２５として、１つのコアに４つのコイル３１，３２，３３，３４を同じ方向に同じ巻回数だけ巻いたものを使用した例である。図７では、ダイオード全波整流回路２４の入力端２４１、２４２に共振回路からの交流電力を入力し、ダイオード全波整流回路２４の出力端２４３と基準電位端２４４間に直流電力を出力するようにし、ダイオード４１のカソードと出力端２４３との間の電流路、及びダイオード４２のカソードと出力端２４３との間の電流路に、それぞれコモンモードフィルタ２５の一次側のコイル３１と二次側のコイル３２を配置している。

またダイオード４３のアノードと基準電位端２４４との間の電流路、及びダイオード４４のアノードと基準電位端２４４との間の電流路に、それぞれコモンモードフィルタ２５の三次側のコイル３３と四次側のコイル３４を配置している。そして、出力端２４３と基準電位端２４４間に平滑コンデンサ２６を接続している。

図７の受電装置２０の構成は、コモンモードフィルタ２５に４つのコイルを設けた点以外は、図２と同様であり、図２の実施形態と同様の作用・効果が得られる。

（第３の実施形態）
次に、図８、図９、図１０を参照して第３実施形態に係る非接触受電装置の構成を説明する。

図８の受電装置２０は、ダイオード全波整流回路２４の入力端２４１、２４２に共振回路からの交流電力を入力し、ダイオード全波整流回路２４の出力端２４３と基準電位端２４４間に直流電力を出力するようにし、ダイオード４１のカソードと出力端２４３との間の電流路、及びダイオード４２のカソードと出力端２４３との間の電流路にそれぞれコモンモードフィルタ２５１の一次側のコイル３１と二次側コイル３２を配置している。

またダイオード４３のアノードと基準電位端２４４との間の電流路、及びダイオード４４のアノードと基準電位端２４４との間の電流路にそれぞれ、コモンモードフィルタ２５２の一次側のコイル３１と二次側のコイル３２を配置している。そして、出力端２４３と基準電位端２４４間に平滑コンデンサ２６を接続している。

つまり、図８の受電装置２０は、図２の構成におけるコモンモードフィルタ２５を２つ設けて、それぞれダイオード４１，４２用と、ダイオード４３，４４用に分けた構成としたものである。図８の構成は、コモンモードフィルタ２５を２つ設けた以外は、図２と同様であり、図２の実施形態と同様の作用・効果が得られる。

図９の受電装置２０は、ダイオード全波整流回路２４の入力端２４１、２４２に共振回路からの交流電力を入力し、ダイオード全波整流回路２４の出力端２４３と基準電位端２４４間に直流電力を出力するようにし、ダイオード４１，４２の各カソードと出力端２４３との間の電流路にコモンモードフィルタ２５の一次側のコイル３１と二次側コイル３２を配置している。またダイオード４３、４４のアノードを基準電位端２４４に接続し、出力端２４３と基準電位端２４４間に平滑コンデンサ２６を接続している。

つまり、図９の受電装置２０は、図８の構成に対して、コモンモードフィルタ２５を、ダイオード４１，４２用のみに配置したものである。コモンモードフィルタ２５は、ダイオード４１，４２に対して作用するため、ディファレンシャルモードとしての働きはないが、チョークコイルとして作用するため、高調波の抑制効果は得られる。

また高調波ノイズが抑制しきれずに、高調波ノイズが配線（電源ラインやアースライン）に伝搬して信号ラインに回り込み、コモンモードノイズとして現れる可能性があるが、図４の特性Ｂで示すように、コモンモードフィルタ２５のコモンモードのインピーダンスが十分に高いため、コモンモードノイズを抑制することができる。ダイオード４３，４４に対してコモンモードフィルタ２５が配置されていない点で、図８の構成に比べて高調波ノイズの抑制力は、やや劣るものの有効な構成である。

図１０の受電装置２０は、ダイオード全波整流回路２４の入力端２４１、２４２に共振回路からの交流電力を入力し、ダイオード全波整流回路２４の出力端２４３と基準電位端２４４間に直流電力を出力するようにし、ダイオード４３、４４の各アノードと基準電位端２４４との間の電流路にコモンモードフィルタ２５の一次側のコイル３１と二次側コイル３２を配置している。またダイオード４１、４２のカソードを出力端２４３に接続し、出力端２４３と基準電位端２４４間に平滑コンデンサ２６を接続している。

つまり、図１０の受電装置２０は、図８の構成に対して、コモンモードフィルタ２５を、ダイオード４３，４４用のみに配置したものである。図９の構成と同様に、コモンモードフィルタ２５は、チョークコイルとして作用するため、高調波の抑制効果は得られる。またコモンモードノイズを抑制することができる。

尚、非接触給電システムを製品化するに当たっては、各国での放射ノイズや伝導ノイズ（ＥＭＩ）に対する規制値を満足する必要がある。伝導ノイズ等で規制される３０ＭＨｚ以下の周波数で考えると、スイッチング周波数である６．７８ＭＨｚは国際的にＩＳＭ（Industry-Science-Medical）周波数であるため規制値は緩い。また６．７８ＭＨｚの２倍の１３．５６ＭＨｚや４倍の２７．１２ＭＨｚもＩＳＭ周波数であるため規制は緩い。一方、３倍の高調波の２０．３４ＭＨｚはＩＳＭ周波数ではないため、伝導ノイズ及び放射ノイズを低く抑える必要があり、本実施形態の構成は、ノイズ低減のための有効な手段となる。

送電装置１０から放射されるノイズは、特に送電コイル１１から放射されるが、電力伝送時には受電コイル２１からも放射されるため、受電コイル２１に加わる電力から高調波歪を除去する必要がある。実施形態に示した構成によれば、３次高調波や７次高調波だけでなく、他の高次高調波成分も大きく減衰させることが可能であり、ノイズ低減に効果がある。

尚、本発明のいくつかの実施形態を述べたが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これらの実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１０…送電装置
２０…受電装置
２１…受電コイル
２４…ダイオード全波整流回路
２５…コモンモードフィルタ
２６…平滑コンデンサ
４１〜４４…ダイオード
５０…共振回路
６０…負荷

Claims

送電装置から供給される交流電力を非接触で受電する受電コイルと、
前記受電コイルと共振用コンデンサを含み、前記交流電力の周波数に共振する共振回路と、
前記共振回路からの交流電力を第１、第２の入力端に入力し、出力端と基準電位端間に直流電力を出力するダイオード全波整流回路と、
共通の磁性体に並列に同一方向に同じ巻回数だけ巻かれた第１のコイル及び第２のコイルを含み、前記ダイオード全波整流回路のうち前記第１、第２の入力端にそれぞれアノードが接続された第１、第２のダイオードの各カソードと前記出力端との間の電流路に前記第１のコイルを配置し、前記ダイオード全波整流回路のうち前記第１、第２の入力端にそれぞれカソードが接続された第３、第４のダイオードの各アノードと前記基準電位端との間の電流路に前記第２のコイルを配置し、前記交流電力の高調波のノイズを抑制するコモンモードフィルタと、
前記出力端と前記基準電位端間に接続した平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサに並列に接続した負荷と、
を備える非接触受電装置。
送電装置から供給される交流電力を非接触で受電する受電コイルと、
前記受電コイルと共振用コンデンサを含み、前記交流電力の周波数に共振する共振回路と、
前記共振回路からの交流電力を第１、第２の入力端に入力し、出力端と基準電位端間に直流電力を出力するダイオード全波整流回路と、
共通の磁性体に並列に同一方向に同じ巻回数だけ巻かれた第１乃至第４のコイルを含み、前記ダイオード全波整流回路のうち前記第１、第２の入力端にそれぞれアノードが接続された第１、第２のダイオードの各カソードと前記出力端との間の電流路に前記第１のコイルと前記第２のコイルを配置し、前記ダイオード全波整流回路のうち前記第１、第２の入力端にそれぞれカソードが接続された第３、第４のダイオードの各アノードと前記基準電位端との間の電流路に前記第３のコイルと前記第４のコイルを配置したコモンモードフィルタと、
前記出力端と前記基準電位端間に接続した平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサに並列に接続した負荷と、
を備える非接触受電装置。
送電装置から供給される交流電力を非接触で受電する受電コイルと、
前記受電コイルと共振用コンデンサを含み、前記交流電力の周波数に共振する共振回路と、
前記共振回路からの交流電力を第１、第２の入力端に入力し、出力端と基準電位端間に直流電力を出力するダイオード全波整流回路と、
共通の磁性体に並列に同一方向に同じ巻回数だけ巻かれた第１、第２のコイルを含み、前記ダイオード全波整流回路のうち前記第１、第２の入力端にそれぞれアノードが接続された第１、第２のダイオードの各カソードと前記出力端との間の電流路、及び前記ダイオード全波整流回路のうち前記第１、第２の入力端にそれぞれカソードが接続された第３、第４のダイオードの各アノードと前記基準電位端との間の電流路の少なくとも一方の電流路に前記第１のコイルと前記第２のコイルを配置したコモンモードフィルタと、
前記出力端と前記基準電位端間に接続した平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサに並列に接続した負荷と、
を備える非接触受電装置。
前記第１、第２のダイオードの各カソードと前記出力端との間の電流路、及び前記第３、第４のダイオードの各アノードと前記基準電位端との間の電流路にそれぞれ前記コモンモードフィルタの前記第１のコイルと前記第２のコイルを配置してなる請求項３記載の非接触受電装置。
前記第１、第２のダイオードの各カソードと前記出力端との間の電流路、及び前記第３、第４のダイオードの各アノードと前記基準電位端との間の電流路のいずれか一方の電流路に前記コモンモードフィルタの前記第１のコイルと前記第２のコイルを配置してなる請求項３記載の非接触受電装置。