JP6638455B2

JP6638455B2 - 移相回路、フェーズドアレイ装置及び位相制御方法

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Description

本発明は、移相回路、フェーズドアレイ装置及び位相制御方法に関する。

フェーズドアレイ装置は、隣接した複数のアンテナから位相の異なる電波を出力することで、一方向に電波を送信する装置である。このようなフェーズドアレイ装置は、今後、車載レーダや第５世代モバイル通信システム用の機器に適用されることが予想される。

フェーズドアレイ装置には、複数のアンテナから出力される電波の位相を調整する移相回路が用いられる。移相回路は、入力信号の位相を指定された移相量で移相（位相シフト）するために、位相が９０度異なる２つの信号の振幅を、移相量に応じてそれぞれ可変増幅回路で調整し、振幅が調整された２つの信号を合成する。これによって、振幅の割合に応じた位相の信号が出力される。

特開２００３−１３３９０６号公報特開２０１１−１０１９２号公報特開２００３−２２９７３８号公報

しかし、従来の移相回路では、可変増幅回路での増幅の程度（増幅率）が小さい場合、２つの信号を合成する前に、位相がずれてしまう可能性があった。そのため、所望の移相量の移相が行えず、出力位相に誤差が生じる問題があった。

発明の一観点によれば、入力信号を受け、前記入力信号に基づき、位相が９０度ずつ異なる４つの信号を出力する信号生成回路と、トランジスタを含み、前記トランジスタのゲートに供給される制御電圧に基づく増幅率で前記４つの信号のそれぞれを増幅する４つの可変増幅回路と、前記４つの可変増幅回路の出力信号を合成して出力する合成回路と、前記入力信号の位相をシフトする量を示す移相量を受け、前記４つの信号のうち、第１の信号と前記第１の信号に対して１８０度位相の異なる第２の信号の、増幅後の振幅の差分値が、前記移相量を得るための第１の振幅値に相当するように、前記トランジスタのゲート閾値以上の前記制御電圧を、前記４つの可変増幅回路のうち、前記第１の信号を増幅する第１の可変増幅回路と前記第２の信号を増幅する第２の可変増幅回路に供給する制御回路と、を有する移相回路が提供される。

また、発明の一観点によれば、入力信号を受け、前記入力信号に基づき、位相が９０度ずつ異なる４つの信号を出力する信号生成回路と、トランジスタを含み、前記トランジスタのゲートに供給される制御電圧に基づく増幅率で前記４つの信号のそれぞれを増幅する４つの可変増幅回路と、前記４つの可変増幅回路の出力信号を合成して出力する合成回路と、前記入力信号の位相をシフトする量を示す移相量を受け、前記４つの信号のうち、第１の信号と前記第１の信号に対して１８０度位相の異なる第２の信号の、増幅後の振幅の差分値が、前記移相量を得るための第１の振幅値に相当するように、前記トランジスタのゲート閾値以上の前記制御電圧を、前記４つの可変増幅回路のうち、前記第１の信号を増幅する第１の可変増幅回路と前記第２の信号を増幅する第２の可変増幅回路に供給する制御回路と、を備えた複数の移相回路と、前記複数の移相回路のそれぞれから出力される第３の信号を増幅する複数の増幅回路と、前記複数の増幅回路のそれぞれから出力される第４の信号に基づく電波を出力する複数のアンテナと、を有するフェーズドアレイ装置が提供される。

また、発明の一観点によれば、信号生成回路が、入力信号を受け、前記入力信号に基づき、位相が９０度ずつ異なる４つの信号を出力し、それぞれトランジスタを含む４つの可変増幅回路が、前記トランジスタのゲートに供給される制御電圧に基づく増幅率で前記４つの信号のそれぞれを増幅し、制御回路が、前記入力信号の位相をシフトする量を示す移相量を受け、前記４つの信号のうち、第１の信号と前記第１の信号に対して１８０度位相の異なる第２の信号の、増幅後の振幅の差分値が、前記移相量を得るための第１の振幅値に相当するように、前記トランジスタのゲート閾値以上の前記制御電圧を、前記４つの可変増幅回路のうち、前記第１の信号を増幅する第１の可変増幅回路と前記第２の信号を増幅する第２の可変増幅回路に供給し、合成回路が、前記４つの可変増幅回路の出力信号を合成して出力する、位相制御方法が提供される。

開示の移相回路、フェーズドアレイ装置及び位相制御方法によれば、出力位相の誤差を低減できる。

本実施の形態の移相回路の一例を示す図である。可変増幅回路の一例を示す回路図である。トランジスタのゲート電圧とドレイン電流との関係と、位相の変化の様子を示す図である。４つの可変増幅回路における増幅率と位相の変化との関係の一例の様子を示す図である。位相制御方法の一例の流れを示すフローチャートである。移相量に対応付けられた制御電圧を示すテーブルデータの一例の図である。値Ｖｔｈを考慮しないで設定されたテーブルデータの一例を示す図である。移相量に対する位相誤差の測定結果を示す図である。フェーズドアレイ装置の一例を示す図である。

以下、発明を実施するための形態を、図面を参照しつつ説明する。
図１は、本実施の形態の移相回路の一例を示す図である。
移相回路１は、信号生成回路２、４つの可変増幅回路３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ、合成回路４、制御回路５、メモリ６を有する。

信号生成回路２は、入力信号ＩＮを受け、入力信号ＩＮに基づき、位相が９０度（以下「度」は「°」と表記する）ずつ異なる４つの信号を出力する。たとえば、入力信号ＩＮは、ミリ波帯などの高周波数の信号である。信号生成回路２は、たとえば、９０°位相シフト回路２ａ、位相反転回路２ｂ，２ｃを有する。

９０°位相シフト回路２ａは、入力信号ＩＮの位相を９０°シフトした信号を出力する。また、９０°位相シフト回路２ａは、入力信号ＩＮと同じ位相の信号（０°シフトした信号）を出力する。

位相反転回路２ｂは、９０°位相シフト回路２ａから出力される２つの信号のうち、入力信号ＩＮと同じ位相の信号を受け、その信号の位相を反転（１８０°シフト）した信号を出力する。また、位相反転回路２ｂは、入力信号ＩＮと同じ位相の信号を出力する。

位相反転回路２ｃは、９０°位相シフト回路２ａから出力される２つの信号のうち、９０°シフトした方を受け、その信号の位相を反転（１８０°シフト）した信号を出力する。また、位相反転回路２ｃは、入力信号ＩＮを９０°シフトした信号と同じ位相の信号を出力する。

これにより、位相が９０°ずつ異なる４つの信号が生成される。
なお、９０°位相シフト回路２ａや位相反転回路２ｂは、たとえば、線路長の異なる２つの伝送線路を用いて実現できる。たとえば、９０°位相シフト回路２ａでは、一方の伝送線路に対して他方の伝送線路では９０°位相が遅れるように線路長が調整されている。

可変増幅回路３ａ〜３ｄは、それぞれトランジスタを含み、そのトランジスタのゲートに供給される制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３，Ｖｇ４に基づく増幅率で、信号生成回路２から出力される４つの信号のそれぞれを増幅する。

以下では、可変増幅回路３ａの出力信号を信号Ｉ、可変増幅回路３ｂの出力信号を信号Ｉｂａｒ、可変増幅回路３ｃの出力信号を信号Ｑ、可変増幅回路３ｄの出力信号を信号Ｑｂａｒという。また、信号Ｉの位相を０°として、信号Ｉｂａｒの位相は１８０°、信号Ｑの位相は９０°、信号Ｑｂａｒの位相は２７０°とする。

なお、可変増幅回路３ａ〜３ｄの回路例については後述する（図２参照）。
合成回路４は、４つの可変増幅回路３ａ〜３ｄから出力される信号Ｉ，Ｉｂａｒ，Ｑ，Ｑｂａｒを合成して出力する。図１の移相回路１の例では、合成回路４は、まず、信号Ｉ，Ｉｂａｒを合成して信号Ｉａを生成し、信号Ｑ，Ｑｂａｒを合成して信号Ｑａを生成する。そして、合成回路４は、信号Ｉａ，Ｑａを合成することで得られる信号ＯＵＴを出力する。合成回路４は、たとえば、複数の伝送線路を接続することで実現できる。

制御回路５は、入力信号ＩＮに対する移相量θに基づいて制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４を生成し、可変増幅回路３ａ〜３ｄに供給する。
メモリ６は、たとえば、移相量θに応じた制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４のデジタル値を格納している。

ところで制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４が小さい場合（増幅率が小さい場合）、信号Ｉ，Ｉｂａｒ，Ｑ，Ｑｂａｒは、上記の位相（０°，９０°，１８０°，２７０°）からずれる可能性がある。

図１の上側に記載されている２つのグラフのうち左側は、制御電圧Ｖｇ１が値Ｖｔｈよりも小さく、制御電圧Ｖｇ２，Ｖｇ４が０Ｖであり、制御電圧Ｖｇ３が値Ｖｔｈ以上であるときの、信号Ｉ，Ｑ，ＯＵＴの振幅と位相をベクトルで表したものである。

値Ｖｔｈは、可変増幅回路３ａ〜３ｄに含まれているトランジスタのゲート閾値である。
制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４が上記のような条件であるとき、たとえば、図１に示すように信号Ｉの位相が０°からずれる。制御電圧Ｖｇ２，Ｖｇ４が０Ｖのため、信号Ｉｂａｒ，信号Ｑｂａｒの振幅は０である。そのため、合成回路４では信号Ｉと信号Ｑが合成されるが、上記の信号Ｉの位相のずれのため、信号ＯＵＴの位相（移相量θａ）は、指定された移相量θとは異なる値となってしまう。つまり出力位相に誤差が生じる。

そこで、制御回路５は、信号Ｉ，Ｉｂａｒ，Ｑ，Ｑｂａｒのうち、１８０度位相の異なる２つの信号の増幅後の振幅の差分値が、移相量θを得るための振幅値に相当するように、値Ｖｔｈ以上の制御電圧を可変増幅回路３ａ〜３ｄのうち２つに供給する。

図１の上側に記載されている２つのグラフのうち右側は、制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３が値Ｖｔｈ以上であり、制御電圧Ｖｇ４が０Ｖであるときの、信号Ｉ，Ｉｂａｒ，Ｑ，Ｉａ，ＯＵＴの振幅と位相をベクトルで表したものである。

このような条件のとき、信号Ｉ，Ｉｂａｒ，Ｑは、値Ｖｔｈ以上の制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２，Ｖｇ３に基づく増幅率での増幅によって得られるため、位相のずれが少ない。制御回路５は、信号Ｉの振幅と信号Ｉｂａｒの振幅との差分値が、移相量θを得るための信号Ｉａの振幅値に相当するように、制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２を決定する。

たとえば、制御回路５は、制御電圧Ｖｇ１を設定可能な最大値とし、信号Ｉの振幅と信号Ｉｂａｒの振幅との差分値が、移相量θを得るための信号Ｉａの振幅値となるように、制御電圧Ｖｇ２を決定する。

なお、移相量θを得るための信号Ｉａの振幅値は、信号Ｑａの振幅値と関連して決まる。たとえば、４５°の移相量θを得るための信号Ｉａの振幅値は、信号Ｑａの振幅値を１とすると、同じ１である。また、６０°の移相量θを得るための信号Ｉａの振幅値は、信号Ｑａの振幅値を１とすると、３の平方根分の１である。

また、信号Ｑと信号Ｑｂａｒの一方（図１の例では信号Ｑ）の、増幅後の振幅についても、移相量θを得るための振幅値に相当するように、値Ｖｔｈ以上の制御電圧が可変増幅回路３ｃ，３ｄの一方（図１の例では可変増幅回路３ｃ）に供給される。また、信号Ｑと信号Ｑｂａｒの他方（図１の例では信号Ｑｂａｒ）を増幅する可変増幅回路３ｃ，３ｄの他方（図１の例では可変増幅回路３ｄ）に供給される制御電圧は０Ｖとなっている。

上記のように生成された信号Ｉａ，Ｑａは位相のずれが少ないため、信号Ｉａと、信号Ｑａ（図１の例では信号Ｑｂａｒの振幅は０なので信号Ｑに相当）とが合成回路４で合成されることで、指定された移相量θからの誤差の少ない信号ＯＵＴが得られる。つまり、出力位相の誤差を低減できる。

以下、可変増幅回路３ａの一例を説明する。可変増幅回路３ｂ〜３ｄについても同様の回路で実現される。
（可変増幅回路３ａの一例）
図２は、可変増幅回路の一例を示す回路図である。

可変増幅回路３ａは、整合回路１０，１１、インダクタ１２，１３、ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であるトランジスタ１４を有する。

整合回路１０は、位相反転回路２ｂとトランジスタ１４のゲートとの間に接続されており、インピーダンスマッチングを行う。整合回路１１は、トランジスタ１４のドレインと合成回路４の間に接続されており、インピーダンスマッチングを行う。

インダクタ１２の一端は、整合回路１０とトランジスタ１４のゲートとの間に接続されており、他端には制御電圧Ｖｇ１が供給される。インダクタ１３の一端は、整合回路１１とトランジスタ１４のドレインとの間に接続されており、他端には電源電圧ＶＤが供給される。インダクタ１２，１３は、高周波の信号が制御回路５や電源に伝搬することを防ぐ。

トランジスタ１４は、ソースが接地されており、ゲート電圧がゲート閾値である値Ｖｔｈ以上となるとオンする。
図３は、トランジスタのゲート電圧とドレイン電流との関係と、位相の変化の様子を示す図である。横軸はゲート電圧Ｖｇ（単位はＶ）、縦軸はドレイン電流Ｉｄ（単位はＡ）及び位相（単位はｄｅｇｒｅｅ（°））を示している。

波形２０は、ゲート電圧Ｖｇとドレイン電流Ｉｄの関係を示している。ゲート電圧Ｖｇが値Ｖｔｈ以上となるとドレイン電流Ｉｄが多く流れ始める。ゲート電圧Ｖｇがさらに大きくなると、ドレイン電流Ｉｄも大きくなる。

このため、図２に示したような可変増幅回路３ａに供給される制御電圧Ｖｇ１を大きくすることで、トランジスタ１４のドレイン電流Ｉｄが大きくなり、可変増幅回路３ａの出力である信号Ｉの振幅を大きくすることができる。つまり、制御電圧Ｖｇ１を大きくするほど、増幅率が上がる。

図３における波形２１は、ドレイン電流Ｉｄの位相の変化を示している。位相は、ゲート電圧Ｖｇが、値Ｖｔｈより小さいときに大きく変化する。そして、ゲート電圧Ｖｇが値Ｖｔｈ以上になると安定化する。

図４は、４つの可変増幅回路における増幅率と位相の変化との関係の一例の様子を示す図である。
波形３０，３１，３２，３３は、増幅率を変化させたときの、信号Ｉ，Ｉｂａｒ，Ｑ，Ｑｂａｒを示すベクトル３０ａ，３１ａ，３２ａ，３３ａの頂点の軌跡である。

ベクトル３０ａ〜３３ａの長さは、信号Ｉ，Ｉｂａｒ，Ｑ，Ｑｂａｒの振幅を示し、ベクトル３０ａ〜３３ａの向きは、信号Ｉ，Ｉｂａｒ，Ｑ，Ｑｂａｒの位相を示している。
信号Ｉ，Ｉｂａｒ，Ｑ，Ｑｂａｒは、増幅率が小さくなると（制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４が小さくなることに相当する）、位相がずれてくる。これは、図３に示した値Ｖｔｈより小さい制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４が用いられているためである。

したがって、制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４を値Ｖｔｈ以上とすることで、位相の変化を抑えられる。可変増幅回路３ａの場合は、出力される信号Ｉの位相が０°からずれることを抑えられる。

なお、上記の例では、値Ｖｔｈをゲート閾値としたが、図３に示したようなトランジスタの特性に基づいて、位相変化がより小さくなるように、値Ｖｔｈをゲート閾値よりも大きな値としてもよい。

以下、図１に示した移相回路１による位相制御方法の一例を説明する。
（位相制御方法の一例）
図５は、位相制御方法の一例の流れを示すフローチャートである。

まず、制御回路５は、入力信号ＩＮに対する移相量θを取得する（ステップＳ１）。移相量θは、たとえば、移相回路１の外部から供給されてもよいし、メモリ６に格納されていてもよい。

制御回路５は、移相量θに基づいて制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４を決定する（ステップＳ２）。
たとえば、制御回路５は、以下のようなテーブルデータに基づいて、制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４を決定する。なお、以下では前述した値Ｖｔｈは０．３Ｖ、制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４の最大値は０．３８Ｖであるとする。

図６は、移相量に対応付けられた制御電圧を示すテーブルデータの一例の図である。
テーブルデータ４０には、０°〜３６０°の移相量θのそれぞれに対応付けられた制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４の値が示されている。テーブルデータ４０は、たとえば、メモリ６に格納されている。

図６に示されているように、複数の移相量θのそれぞれについて、可変増幅回路３ａ〜３ｄに供給される制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４の値のうち、３つが値Ｖｔｈ以上である。
たとえば、１４°の移相量θを得るための信号Ｑａの振幅は小さいため、信号Ｑだけを小さい増幅率で増幅し、信号Ｑｂａｒの振幅を０にすると、信号Ｑに前述のように位相のずれが発生する。

そこで、図６に示すように、制御電圧Ｖｇ３は最大値である０．３８Ｖ、制御電圧Ｖｇ４は０．３５Ｖとなっており、これによって、信号Ｑｂａｒの振幅も０よりも大きくなる。制御電圧Ｖｇ４の値は、信号Ｑと信号Ｑｂａｒの振幅の差分値が、１４°の移相量θを得るための信号Ｑａの振幅値に相当するように調整されている。

なお、移相量θを１４°とするための信号Ｉの振幅は、値Ｖｔｈ（０．３Ｖ）以上の制御電圧Ｖｇ１（０．３５Ｖ）により生じるため、信号Ｉｂａｒの振幅は０でよい。そのため、制御電圧Ｖｇ２は０Ｖとなっている。

また、たとえば、７６°の移相量θを得るための信号Ｉａの振幅は小さいため、信号Ｉだけを小さい増幅率で増幅し、信号Ｉｂａｒの振幅を０にすると、信号Ｉに前述のように位相のずれが発生する。

そこで、図６に示すように、制御電圧Ｖｇ１は最大値である０．３８Ｖ、制御電圧Ｖｇ２は０．３５Ｖとなっており、これによって、信号Ｉｂａｒの振幅も０よりも大きくなる。制御電圧Ｖｇ２の値は、信号Ｉと信号Ｉｂａｒの振幅の差分値が、７６°の移相量θを得るための信号Ｉａの振幅値に相当するように調整されている。

なお、移相量θを７６°とするための信号Ｑの振幅は、値Ｖｔｈ（０．３Ｖ）以上の制御電圧Ｖｇ３（０．３５Ｖ）により生じるため、信号Ｑｂａｒの振幅は０でよい。そのため、制御電圧Ｖｇ４は０Ｖとなっている。

たとえば、制御回路５（または、コンピュータなど）は、上記のようなテーブルデータ４０を、値Ｖｔｈを考慮しないで設定されたテーブルデータに基づいて作成するようにしてもよい。

図７は、値Ｖｔｈを考慮しないで設定されたテーブルデータの一例を示す図である。
テーブルデータ４１には、移相量０°〜３６０°に対応付けられた制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４が示されている。テーブルデータ４１は、たとえば、メモリ６に格納されている。

テーブルデータ４１における制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２は、信号Ｉ，Ｉｂａｒの一方の振幅値を、移相量θを得るための信号Ｉａの振幅値とする値となっている。同様に、テーブルデータ４１における制御電圧Ｖｇ３，Ｖｇ４は、信号Ｑ，Ｑｂａｒの一方の振幅値を、移相量θを得るための信号Ｑａの振幅値とする値となっている。

制御回路５は、上記のようなテーブルデータ４１において、制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２の一方、及び制御電圧Ｖｇ３，Ｖｇ４の一方が、値Ｖｔｈ以上であるか否かを判定する。
そして、制御回路５は、制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２の両方が値Ｖｔｈより小さい場合には、信号Ｉと信号Ｉｂａｒの振幅の差分値（信号Ｉａの振幅）が、移相量θを得るための振幅値に相当するように、両方が値Ｖｔｈ以上となる制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２を決定する。また、制御回路５は、制御電圧Ｖｇ３，Ｖｇ４の両方が値Ｖｔｈより小さい場合には、信号Ｑと信号Ｑｂａｒの振幅の差分値（信号Ｑａの振幅）が、移相量θを得るための振幅値に相当するように、両方が値Ｖｔｈ以上となる制御電圧Ｖｇ３，Ｖｇ４を決定する。

テーブルデータ４１には、たとえば、１４°の移相量θを得るための制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４として、Ｖｇ１＝０．３５Ｖ、Ｖｇ２＝０Ｖ、Ｖｇ３＝０．１７Ｖ、Ｖｇ４＝０Ｖが設定されている。

ここで、制御電圧Ｖｇ１，Ｖｇ２のうち、制御電圧Ｖｇ１が値Ｖｔｈ（０．３Ｖ）以上であるため、制御回路５は、制御電圧Ｖｇ１をそのまま採用する。一方、制御電圧Ｖｇ３，Ｖｇ４は両方とも値Ｖｔｈ（０．３Ｖ）より小さいため、制御回路５は、信号Ｑと信号Ｑｂａｒの振幅の差分値が、１４°の移相量θを得るための振幅値になるよう、両方が値Ｖｔｈ以上となる制御電圧Ｖｇ３，Ｖｇ４を決定する。制御回路５は、たとえば、図６に示したように、Ｖｇ３＝０．３８Ｖ、Ｖｇ４＝０．３５Ｖなどと決定する。

各移相量θに対してこのような処理が行われ、たとえば、図７に示したテーブルデータ４１から、図６に示したようなテーブルデータ４０が生成される。
制御回路５は、テーブルデータ４０を用いることで、移相量θに対応した制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４の値を迅速に決定できる。

図５の説明に戻る。
制御回路５は、ステップＳ２の処理で制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４を決定すると、制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４を可変増幅回路３ａ〜３ｄに供給する（ステップＳ３）。

一方、信号生成回路２は、入力信号ＩＮを受け、その入力信号ＩＮの位相を０°としたときに、位相が９０°ずつ異なる４つの信号を出力する（ステップＳ４）。
そして、可変増幅回路３ａ〜３ｄは、制御回路５から供給された制御電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４に基づく増幅率で、信号生成回路２から出力された４つの信号を増幅することで信号Ｉ，Ｉｂａｒ，Ｑ，Ｑｂａｒを生成し、出力する（ステップＳ５）。

合成回路４は、信号Ｉ，Ｉｂａｒ，Ｑ，Ｑｂａｒを合成する（ステップＳ６）。合成回路４では、まず、信号Ｉ，Ｉｂａｒが合成され信号Ｉａが生成されるとともに、信号Ｑ，Ｑｂａｒが合成され信号Ｑａが生成される。さらに信号Ｉａ，Ｑａが合成され信号ＯＵＴが得られる。

なお、上記の各ステップの順序は、適宜入れ替えてもよい。
上記のように生成された信号Ｉａ，Ｑａは位相のずれが少ないため、信号Ｉａと、信号Ｑａとが合成回路４で合成されることで、指定された移相量θからの誤差の少ない信号ＯＵＴが得られる。つまり、出力位相の誤差を低減できる。

図８は、移相量に対する位相誤差の測定結果を示す図である。横軸は移相量θ（単位はｄｅｇｒｅｅ（°））を示し、縦軸は出力位相の誤差（位相誤差）（単位はｄｅｇｒｅｅ（°））を示している。

図８の波形５０は、図６に示したテーブルデータ４０を用いたときの移相量θに対する位相誤差の測定結果を示しており、波形５１は、図７に示したテーブルデータ４１を用いたときの移相量θに対する位相誤差の測定結果を示している。

波形５１で表されているように、テーブルデータ４１を用いた場合には、最大で３°程度の位相誤差が生じる。これに対して、波形５０で表されているように、テーブルデータ４０を用いた場合には、０．５°程度の位相誤差に抑えられる。

（フェーズドアレイ装置）
図９は、フェーズドアレイ装置の一例を示す図である。
フェーズドアレイ装置６０は、たとえば、車載レーダやモバイル通信システム用の機器などに適用される。フェーズドアレイ装置６０は、入力信号ＩＮの位相を調整する移相回路６１ａ１，６１ａ２，…，６１ａｎ、移相回路６１ａ１〜６１ａｎの出力信号を増幅する増幅回路６２ａ１，６２ａ２，…，６２ａｎ、アンテナ６３ａ１，６３ａ２，…，６３ａｎを有する。

このようなフェーズドアレイ装置６０では、増幅回路６２ａ１〜６２ａｎから出力される信号に基づく位相の異なる電波をアンテナ６３ａ１〜６３ａｎが出力することで、一方向に電波を送信する。

図１に示したような移相回路１は、たとえば、上記のような、フェーズドアレイ装置６０の移相回路６１ａ１〜６１ａｎに用いられる。移相回路１によれば、出力位相の誤差を低減できるため、高精度で電波の方向を変えられるフェーズドアレイ装置６０が提供できる。

以上、実施の形態に基づき、本発明の移相回路、フェーズドアレイ装置及び位相制御方法の一観点について説明してきたが、これらは一例にすぎず、上記の記載に限定されるものではない。

１移相回路
２信号生成回路
２ａ９０°位相シフト回路
２ｂ，２ｃ位相反転回路
３ａ〜３ｄ可変増幅回路
４合成回路
５制御回路
６メモリ
ＩＮ入力信号
Ｉ，Ｉｂａｒ，Ｑ，Ｑｂａｒ，Ｉａ，Ｑａ，ＯＵＴ信号
Ｖｇ１〜Ｖｇ４制御電圧
Ｖｔｈ値
θ，θａ移相量

Claims

入力信号を受け、前記入力信号に基づき、位相が９０度ずつ異なる４つの信号を出力する信号生成回路と、
トランジスタを含み、前記トランジスタのゲートに供給される制御電圧に基づく増幅率で前記４つの信号のそれぞれを増幅する４つの可変増幅回路と、
前記４つの可変増幅回路の出力信号を合成して出力する合成回路と、
前記入力信号の位相をシフトする量を示す移相量を受け、前記４つの信号のうち、第１の信号と前記第１の信号に対して１８０度位相の異なる第２の信号の、増幅後の振幅の差分値が、前記移相量を得るための第１の振幅値に相当するように、前記トランジスタのゲート閾値以上の前記制御電圧を、前記４つの可変増幅回路のうち、前記第１の信号を増幅する第１の可変増幅回路と前記第２の信号を増幅する第２の可変増幅回路に供給するとともに、前記４つの信号のうち、第３の信号または前記第３の信号に対して１８０度位相の異なる第４の信号の一方の、増幅後の振幅が、前記移相量を得るための第２の振幅値に相当するように、前記ゲート閾値以上の前記制御電圧を前記４つの可変増幅回路のうち、前記第３の信号を増幅する第３の可変増幅回路または前記第４の信号を増幅する第４の可変増幅回路の一方に供給し、前記第３の可変増幅回路または前記第４の可変増幅回路の他方に前記制御電圧として０Ｖを供給する制御回路と、
を有することを特徴とする移相回路。
複数の前記移相量のそれぞれについて、前記４つの可変増幅回路に供給される前記制御電圧の４つの値が対応付けられており、前記４つの値のうち３つが前記ゲート閾値以上であり、１つが０Ｖである第１のテーブルデータを格納するメモリを有し、
前記制御回路は、前記第１のテーブルデータに基づき、前記４つの可変増幅回路に供給する前記制御電圧を決定する、ことを特徴とする請求項１に記載の移相回路。
前記メモリは、前記第１の信号と前記第２の信号の一方の増幅後の振幅値を、前記第１の振幅値とする前記制御電圧の値を格納する第２のテーブルデータを格納しており、
前記制御回路は、前記第２のテーブルデータにおいて、前記第１の信号と前記第２の信号の両方についての前記制御電圧の前記値が前記ゲート閾値より小さい場合、前記第１の信号と前記第２の信号の増幅後の前記差分値が前記第１の振幅値に相当するように、前記ゲート閾値以上となる前記制御電圧の２つの値を決定し、前記第１のテーブルデータを生成する、ことを特徴とする請求項２に記載の移相回路。
入力信号を受け、前記入力信号に基づき、位相が９０度ずつ異なる４つの信号を出力する信号生成回路と、トランジスタを含み、前記トランジスタのゲートに供給される制御電圧に基づく増幅率で前記４つの信号のそれぞれを増幅する４つの可変増幅回路と、前記４つの可変増幅回路の出力信号を合成して出力する合成回路と、前記入力信号の位相をシフトする量を示す移相量を受け、前記４つの信号のうち、第１の信号と前記第１の信号に対して１８０度位相の異なる第２の信号の、増幅後の振幅の差分値が、前記移相量を得るための第１の振幅値に相当するように、前記トランジスタのゲート閾値以上の前記制御電圧を、前記４つの可変増幅回路のうち、前記第１の信号を増幅する第１の可変増幅回路と前記第２の信号を増幅する第２の可変増幅回路に供給するとともに、前記４つの信号のうち、第３の信号または前記第３の信号に対して１８０度位相の異なる第４の信号の一方の、増幅後の振幅が、前記移相量を得るための第２の振幅値に相当するように、前記ゲート閾値以上の前記制御電圧を前記４つの可変増幅回路のうち、前記第３の信号を増幅する第３の可変増幅回路または前記第４の信号を増幅する第４の可変増幅回路の一方に供給し、前記第３の可変増幅回路または前記第４の可変増幅回路の他方に前記制御電圧として０Ｖを供給する制御回路と、を備えた複数の移相回路と、
前記複数の移相回路のそれぞれから出力される第５の信号を増幅する複数の増幅回路と、
前記複数の増幅回路のそれぞれから出力される第６の信号に基づく電波を出力する複数のアンテナと、
を有することを特徴とするフェーズドアレイ装置。
信号生成回路が、入力信号を受け、前記入力信号に基づき、位相が９０度ずつ異なる４つの信号を出力し、
それぞれトランジスタを含む４つの可変増幅回路が、前記トランジスタのゲートに供給される制御電圧に基づく増幅率で前記４つの信号のそれぞれを増幅し、
制御回路が、前記入力信号の位相をシフトする量を示す移相量を受け、前記４つの信号のうち、第１の信号と前記第１の信号に対して１８０度位相の異なる第２の信号の、増幅後の振幅の差分値が、前記移相量を得るための第１の振幅値に相当するように、前記トランジスタのゲート閾値以上の前記制御電圧を、前記４つの可変増幅回路のうち、前記第１の信号を増幅する第１の可変増幅回路と前記第２の信号を増幅する第２の可変増幅回路に供給するとともに、前記４つの信号のうち、第３の信号または前記第３の信号に対して１８０度位相の異なる第４の信号の一方の、増幅後の振幅が、前記移相量を得るための第２の振幅値に相当するように、前記ゲート閾値以上の前記制御電圧を前記４つの可変増幅回路のうち、前記第３の信号を増幅する第３の可変増幅回路または前記第４の信号を増幅する第４の可変増幅回路の一方に供給し、前記第３の可変増幅回路または前記第４の可変増幅回路の他方に前記制御電圧として０Ｖを供給し、
合成回路が、前記４つの可変増幅回路の出力信号を合成して出力する、
ことを特徴とする位相制御方法。