JP6584120B2 - Wireless communication device - Google Patents
Wireless communication device Download PDFInfo
- Publication number
- JP6584120B2 JP6584120B2 JP2015084529A JP2015084529A JP6584120B2 JP 6584120 B2 JP6584120 B2 JP 6584120B2 JP 2015084529 A JP2015084529 A JP 2015084529A JP 2015084529 A JP2015084529 A JP 2015084529A JP 6584120 B2 JP6584120 B2 JP 6584120B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- unit
- frequency
- frequency deviation
- branches
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 230000006854 communication Effects 0.000 title claims description 191
- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims description 191
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 160
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 121
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 62
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 55
- 230000007175 bidirectional communication Effects 0.000 claims description 8
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 7
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 86
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 83
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 41
- 230000008569 process Effects 0.000 description 35
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 27
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 23
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 22
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 7
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 5
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 4
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 2
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 2
- 238000013404 process transfer Methods 0.000 description 2
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 description 1
Images
Landscapes
- Transceivers (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Description
本発明は、時分割複信（ＴＤＤ：Time Division Duplex）方式により１対１の双方向通信を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭ（Multiple Input Multiple Output−Orthogonal Frequency Division Multiplexing）システムの技術に関し、特に、複数の独立した送受信高周波部から出力される信号の無線周波数を一致させる無線通信装置に関する。 The present invention relates to a technology of a MIMO-OFDM (Multiple Input Multiple Output-Orthogonal Frequency Division Multiplexing) system that performs one-to-one bidirectional communication using a time division duplex (TDD) method, and in particular, a plurality of independent. match the radio frequency signal outputted from the transmitting and receiving radio-frequency unit which is about the wireless communication equipment.
従来、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて、プリコーディングを利用して高効率な伝送を実現するためには、送信側で正確なチャネル情報を取得する必要がある。送信側でチャネル情報を取得する方法として、受信側で取得したチャネル情報を送信側へフィードバックする方法が一般に用いられる。 Conventionally, in a MIMO-OFDM system, it is necessary to acquire accurate channel information on the transmission side in order to realize high-efficiency transmission using precoding. As a method of acquiring channel information on the transmission side, a method of feeding back channel information acquired on the reception side to the transmission side is generally used.
ＴＤＤ方式の無線通信システムでは、上り回線と下り回線で同じ無線チャネルを用いることから、チャネル情報をフィードバックすることなく、チャネルの相反性を利用して、上り回線から下り回線、または下り回線から上り回線のチャネルを推定する。これにより、高精度かつ高速にチャネル情報を取得することが理論的には可能となり、フィードバックによる伝送効率低下も発生しない等、大きな利点がある。 In the TDD radio communication system, the same radio channel is used for the uplink and the downlink, so that channel information is not fed back and the reciprocity of the channel is used to transmit the uplink to the downlink or the uplink to the downlink. Estimate the channel of the line. As a result, it is theoretically possible to acquire the channel information with high accuracy and high speed, and there are significant advantages such as no reduction in transmission efficiency due to feedback.
ただし、実際には送信側の無線通信装置と受信側の無線通信装置との間には個体差があり、送信側の無線通信装置と受信側の無線通信装置を含めたシステム全体では相反定理が成り立たなくなる。このため、個体差の影響を除くキャリブレーション技術等の確立が不可欠である。 However, in reality, there is an individual difference between the wireless communication device on the transmission side and the wireless communication device on the reception side, and there is a reciprocity theorem in the entire system including the wireless communication device on the transmission side and the wireless communication device on the reception side. It doesn't hold true. For this reason, it is essential to establish a calibration technique that eliminates the influence of individual differences.
さらに、上り回線及び下り回線だけでなく、送信側の無線通信装置及び受信側の無線通信装置にそれぞれ備えた送受信高周波部において、その局部発振器の個体差に起因する周波数偏差が存在すると、チャネルの相反性を利用した送信側での高精度なチャネル推定はより困難となる。 Furthermore, in the transmission / reception high-frequency unit provided in each of the transmission-side radio communication device and the reception-side radio communication device in addition to the uplink and downlink, if there is a frequency deviation due to the individual difference of the local oscillator, High-accuracy channel estimation on the transmission side using reciprocity becomes more difficult.
送信側の無線通信装置と受信側の無線通信装置との間で、それぞれの局部発振器の周波数を同期させる方法として、例えば、ＧＰＳ（Global Positioning System）衛星の信号をリファレンス信号として利用するものが提案されている（例えば特許文献１、特許文献２、特許文献３を参照）。
As a method of synchronizing the frequency of each local oscillator between a transmitting-side radio communication device and a receiving-side radio communication device, for example, a method using a GPS (Global Positioning System) satellite signal as a reference signal is proposed. (For example, see
また、ＧＰＳ衛星の信号を利用する方法のほか、有線ネットワークを介してリファレンス信号を分配することで周波数を同期させる方法も知られている。 In addition to a method of using a GPS satellite signal, a method of synchronizing a frequency by distributing a reference signal via a wired network is also known.
しかしながら、ＧＰＳ衛星の信号をリファレンス信号として利用する方法では、建物等の影響により可視衛星の数が十分でない場所または屋内無線局等において、周波数を高精度に同期させることができないという課題がある。 However, the method of using a GPS satellite signal as a reference signal has a problem that the frequency cannot be synchronized with high accuracy in a place where the number of visible satellites is insufficient due to the influence of a building or the indoor radio station.
また、ＧＰＳ衛星の信号をリファレンス信号として利用する方法、及び有線ネットワークを介してリファレンス信号を分配する方法では、リファレンス信号を受信できる環境が必要であり、かつリファレンス信号を受信する機能を各無線局に別途実装する必要がある等、運用または装置の機能に対する制約が多くなるという課題がある。 In addition, the method of using a GPS satellite signal as a reference signal and the method of distributing a reference signal via a wired network require an environment in which the reference signal can be received, and each radio station has a function of receiving the reference signal. There is a problem that restrictions on operations or functions of the apparatus increase, such as needing to be mounted separately.
そこで、本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、外部からのリファレンス信号を利用することなく、無線通信システム内で、全ての無線通信装置の送受信高周波部から出力される信号の無線周波数を高精度に一致させることが可能な無線通信装置を提供することにある。 Therefore, the present invention has been made to solve such a problem, and the object of the present invention is to transmit and receive high-frequency signals of all wireless communication devices within a wireless communication system without using an external reference signal. to provide a wireless communication equipment capable of matching the radio frequency signal outputted from the section with high accuracy.
前記課題を解決するために、請求項１の移動局側の無線通信装置は、送信信号を変調して無線周波数帯の信号（ＲＦ信号）を送信すると共に、ＲＦ信号を受信して復調する複数のブランチを備えた移動局側の無線通信装置と、送信信号を変調してＲＦ信号を送信すると共に、ＲＦ信号を受信して復調する複数のブランチを備えた基地局側の無線通信装置とにより構成され、時分割複信方式により前記移動局側の無線通信装置と前記基地局側の無線通信装置との間で１対１の双方向通信を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭによる無線通信システムにおける前記移動局側の無線通信装置において、前記複数のブランチのそれぞれに対応した送受信高周波部（ＲＦ部）及び変復調部、並びに、前記複数のブランチに共通する移動局側局部発振器及び第一発振器を備え、前記移動局側局部発振器が、既定値の発振周波数の信号を出力し、前記第一発振器が、既定値の発振周波数の第一正弦波デジタル信号を出力し、前記ＲＦ部が、前記移動局側局部発振器により出力された信号に基づいて、受信した前記ＲＦ信号の周波数を変換し、受信信号として出力するダウンコンバータと、前記移動局側局部発振器により出力された信号に基づいて、前記変復調部からの直交変調された送信信号の周波数を変換し、当該移動局側の無線通信装置が送信するＲＦ信号として出力するアップコンバータと、を備え、前記変復調部が、前記移動局側局部発振器と前記基地局側の無線通信装置に備えた基地局側局部発振器との間の発振周波数の偏差を検出し、周波数偏差として出力する周波数偏差検出部と、前記第一発振器により出力された第一正弦波デジタル信号を入力すると共に、前記複数のブランチにおける前記周波数偏差の平均値である平均周波数偏差を入力し、前記第一正弦波デジタル信号の前記発振周波数から前記平均周波数偏差を減算し、前記平均周波数偏差を補正するための第二正弦波デジタル信号を生成する第二発振器と、前記第二発振器により生成された第二正弦波デジタル信号に基づいて、前記ＲＦ部のダウンコンバータにより出力された受信信号を直交復調する直交復調部と、前記第一発振器により出力された第一正弦波デジタル信号に基づいて、前記送信信号を直交変調する直交変調部と、前記複数のブランチの変復調部における周波数偏差検出部により出力された周波数偏差をそれぞれ入力し、前記複数のブランチの周波数偏差から、前記複数のブランチにおける平均値である前記平均周波数偏差を算出し、前記平均周波数偏差を出力する平均部と、を備え、前記アップコンバータにより出力された前記ＲＦ信号を基準信号として、当該移動局側の無線通信装置に備えた複数のブランチにより送信されるそれぞれの前記ＲＦ信号の固定の無線周波数に、前記基地局側の無線通信装置に備えた複数のブランチにより送信されるそれぞれの前記ＲＦ信号の無線周波数を一致させる、ことを特徴とする。
In order to solve the above-described problem, the radio communication apparatus on the mobile station side according to
また、請求項２の基地局側の無線通信装置は、請求項１の移動局側の無線通信装置と、送信信号を変調してＲＦ信号を送信すると共に、前記移動局側の無線通信装置から送信されたＲＦ信号を受信して復調する複数のブランチを備えた基地局側の無線通信装置とにより構成され、時分割複信方式により前記移動局側の無線通信装置と前記基地局側の無線通信装置との間で１対１の双方向通信を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭによる無線通信システムにおける前記基地局側の無線通信装置において、前記複数のブランチのそれぞれに対応した送受信高周波部（ＲＦ部）及び変復調部、並びに、前記複数のブランチに共通する基地局側局部発振器及び第一発振器を備え、前記基地局側局部発振器が、既定値の発振周波数の信号を出力し、前記第一発振器が、既定値の発振周波数の第一正弦波デジタル信号を出力し、前記ＲＦ部が、前記基地局側局部発振器により出力された信号に基づいて、受信した前記ＲＦ信号の周波数を変換し、受信信号として出力するダウンコンバータと、前記基地局側局部発振器により出力された信号に基づいて、前記変復調部からの直交変調された送信信号の周波数を変換し、当該基地局側の無線通信装置が送信するＲＦ信号として出力するアップコンバータと、を備え、前記変復調部が、前記基地局側局部発振器と前記移動局側の無線通信装置に備えた移動局側局部発振器との間の発振周波数の偏差を検出し、周波数偏差として出力する周波数偏差検出部と、前記第一発振器により出力された第一正弦波デジタル信号を入力すると共に、前記複数のブランチにおける前記周波数偏差の平均値である平均周波数偏差を入力し、前記第一正弦波デジタル信号の前記発振周波数から前記平均周波数偏差を減算し、前記平均周波数偏差を補正するための第二正弦波デジタル信号を生成する第二発振器と、前記第二発振器により生成された第二正弦波デジタル信号に基づいて、前記ＲＦ部のダウンコンバータにより出力された受信信号を直交復調する直交復調部と、前記第二発振器により生成された第二正弦波デジタル信号に基づいて、前記送信信号を直交変調する直交変調部と、前記複数のブランチの変復調部における周波数偏差検出部により出力された周波数偏差をそれぞれ入力し、前記複数のブランチの周波数偏差から、前記複数のブランチにおける平均値である前記平均周波数偏差を算出し、前記平均周波数偏差を出力する平均部と、を備え、当該基地局側の無線通信装置に備えた複数のブランチにより送信されるそれぞれの前記ＲＦ信号の無線周波数を、前記移動局側の無線通信装置に備えたＲＦ部のアップコンバータにより出力されたＲＦ信号を基準信号として、前記移動局側の無線通信装置に備えた複数のブランチにより送信されるそれぞれの前記ＲＦ信号の固定の無線周波数に一致させる、ことを特徴とする。
Further, the base station side radio communication apparatus according to
また、請求項３の基地局側の無線通信装置は、請求項１の移動局側の無線通信装置と、送信信号を変調してＲＦ信号を送信すると共に、前記移動局側の無線通信装置から送信されたＲＦ信号を受信して復調する複数のブランチを備えた基地局側の無線通信装置とにより構成され、時分割複信方式により前記移動局側の無線通信装置と前記基地局側の無線通信装置との間で１対１の双方向通信を行うＭＩＭＯ−ＯＦＤＭによる無線通信システムにおける前記基地局側の無線通信装置において、前記複数のブランチのそれぞれに対応した基地局側局部発振器、送受信高周波部（ＲＦ部）及び変復調部、並びに、前記複数のブランチに共通する第一発振器を備え、前記基地局側局部発振器が、既定値の発振周波数の信号を出力し、前記第一発振器が、既定値の発振周波数の第一正弦波デジタル信号を出力し、前記ＲＦ部が、前記基地局側局部発振器により出力された信号に基づいて、受信した前記ＲＦ信号の周波数を変換し、受信信号として出力するダウンコンバータと、前記基地局側局部発振器により出力された信号に基づいて、前記変復調部からの直交変調された送信信号の周波数を変換し、当該基地局側の無線通信装置が送信するＲＦ信号として出力するアップコンバータと、を備え、前記変復調部が、前記基地局側局部発振器と前記移動局側の無線通信装置に備えた移動局側局部発振器との間の発振周波数の偏差を検出し、周波数偏差として出力する周波数偏差検出部と、前記第一発振器により出力された第一正弦波デジタル信号を入力すると共に、前記周波数偏差検出部により出力された周波数偏差を入力し、前記第一正弦波デジタル信号の前記発振周波数から前記周波数偏差を減算し、前記周波数偏差を補正するための第二正弦波デジタル信号を生成する第二発振器と、前記第二発振器により生成された第二正弦波デジタル信号に基づいて、前記ＲＦ部のダウンコンバータにより出力された受信信号を直交復調する直交復調部と、前記第二発振器により生成された第二正弦波デジタル信号に基づいて、前記送信信号を直交変調する直交変調部と、を備え、当該基地局側の無線通信装置に備えた複数のブランチにより送信されるそれぞれの前記ＲＦ信号の無線周波数を、前記移動局側の無線通信装置に備えたＲＦ部のアップコンバータにより出力されたＲＦ信号を基準信号として、前記移動局側の無線通信装置に備えた複数のブランチにより送信されるそれぞれの前記ＲＦ信号の固定の無線周波数に一致させる、ことを特徴とする。
The radio communication apparatus of the base station side according to
また、請求項４の無線通信装置は、請求項１から３までのいずれか一項に記載の無線通信装置において、前記時分割複信方式にて、他の無線通信装置に周波数偏差を検出させるためのプリアンブルを含むサブフレームのＲＦ信号を送受信し、前記周波数偏差検出部が、前記直交復調部により直交復調された受信信号を高速フーリエ変換し、周波数領域の信号を生成する高速フーリエ変換演算部と、前記直交復調部により直交復調された受信信号のサブフレームに含まれるプリアンブルを用いて、第１の周波数偏差を検出する第１の周波数偏差検出部と、前記高速フーリエ変換演算部により生成された周波数領域の信号からパイロットキャリアを抽出するパイロットキャリア抽出部と、前記パイロットキャリア抽出部により抽出されたパイロットキャリアを用いて、第２の周波数偏差を検出する第２の周波数偏差検出部と、前記第１の周波数偏差検出部により検出された第１の周波数偏差と、前記第２の周波数偏差検出部により検出された第２の周波数偏差とを加算し、加算結果を前記周波数偏差として出力する加算部と、を備えたことを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, in the wireless communication apparatus according to any one of the first to third aspects, the other wireless communication apparatus detects a frequency deviation by the time division duplex method. A fast Fourier transform operation unit that transmits and receives an RF signal of a subframe including a preamble for generating a frequency domain signal by performing fast Fourier transform on the received signal demodulated orthogonally by the orthogonal demodulator And a first frequency deviation detector that detects a first frequency deviation using a preamble included in a subframe of the received signal that has been orthogonally demodulated by the orthogonal demodulator, and the fast Fourier transform calculator. A pilot carrier extracting unit that extracts a pilot carrier from a signal in a frequency domain, and a pilot extracted by the pilot carrier extracting unit. A second frequency deviation detector that detects a second frequency deviation using a carrier, a first frequency deviation detected by the first frequency deviation detector, and a second frequency deviation detector And an adding unit that adds the detected second frequency deviation and outputs the addition result as the frequency deviation.
以上のように、本発明によれば、外部からのリファレンス信号を利用することなく、無線通信システム内で、全ての無線通信装置の送受信高周波部から出力される信号の無線周波数を高精度に一致させることが可能となる。 As described above, according to the present invention, the radio frequencies of the signals output from the transmission and reception high-frequency units of all the radio communication devices are matched with high accuracy in the radio communication system without using an external reference signal. It becomes possible to make it.
以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔無線通信システム〕
図１は、本発明の実施形態が適用される無線通信システムの全体構成の一例を示す概略図である。この無線通信システムは、移動局用の複数のアンテナ１１１を備えた移動局（ＭＳ）１１０と、基地局用の複数のアンテナ２０１−１〜２０１−６、複数の送受信高周波部（ＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）部）２０２−１〜２０２−６及び変復調部２０３を備えた基地局（ＢＳ）２００とを備えて構成される。ＭＳ１１０及びＢＳ２００は無線通信装置である。後述するＭＳ１−１等及びＢＳ２−１等についても同様である。ＢＳ２００において、ＲＦ部２０２−１〜２０２−６と変復調部２０３とは、Ｅ／Ｏ（電気／光変換部）、光ファイバー２０４−１〜２０４−６及びＯ／Ｅ（光／電気変換部）を介して接続される。
Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[Wireless communication system]
FIG. 1 is a schematic diagram illustrating an example of the overall configuration of a wireless communication system to which an embodiment of the present invention is applied. This wireless communication system includes a mobile station (MS) 110 having a plurality of antennas 111 for a mobile station, a plurality of antennas 201-1 to 201-6 for a base station, a plurality of transmission and reception high-frequency units (RF (Radio Frequency). : Radio frequency) unit) 202-1 to 202-6 and a base station (BS) 200 including a
本無線通信システムでは、ＢＳ２００は、ＭＳ１１０に設置された複数のアンテナ１１１から送信された電波を、ビルの屋上等に設置されたＢＳ２００側の複数のアンテナ２０１−１〜２０１−６にて受信する。そして、ＢＳ２００側の複数のＲＦ部２０２−１〜２０２−６は、受信した電波の無線周波数（ＲＦ）帯を中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）帯に周波数変換した後、受信信号を、光ファイバー２０４−１〜２０４−６を介して変復調部２０３へ送信する。一方、ＢＳ２００の変復調部２０３は、送信信号を、同じ経路を逆方向に辿ってアンテナ２０１−１〜２０１−６を介してＭＳ１１０へ送信する。
In this wireless communication system, the BS 200 receives radio waves transmitted from the plurality of antennas 111 installed in the MS 110 by using the plurality of antennas 201-1 to 201-6 on the BS 200 side installed on the rooftop of the building. . Then, the plurality of RF units 202-1 to 202-6 on the BS 200 side frequency-converts the radio frequency (RF) band of the received radio wave into an intermediate frequency (IF) band, and then converts the received signal into the optical fiber 204. The data is transmitted to the
ＭＳ１１０とＢＳ２００とは、同じ無線周波数（ＲＦ）を時間領域で分割してシェアするＴＤＤ方式に基づいて、双方向通信を行う。ＭＳ１１０からＢＳ２００への回線を上り回線（ＵＬ）とし、ＢＳ２００からＭＳ１１０への回線を下り回線（ＤＬ）とする。 The MS 110 and the BS 200 perform two-way communication based on a TDD scheme in which the same radio frequency (RF) is divided and shared in the time domain. A line from the MS 110 to the BS 200 is an uplink (UL), and a line from the BS 200 to the MS 110 is a downlink (DL).
図１に示すように、ＢＳ２００側の複数のアンテナ２０１−１〜２０１−６が互いに離れた場所に設置される場合、ＲＦ帯の信号（ＲＦ信号）とＩＦ帯の信号（ＩＦ信号）との間の周波数変換を行うＲＦ部２０２−１〜２０２−６も、アンテナ２０１−１〜２０１−６毎に個別に必要となる。 As shown in FIG. 1, when a plurality of antennas 201-1 to 201-6 on the BS 200 side are installed at locations separated from each other, an RF band signal (RF signal) and an IF band signal (IF signal) RF units 202-1 to 202-6 that perform frequency conversion between the antennas 201-1 to 201-6 are also required individually.
尚、ＩＦ信号の代わりにＲＦ信号を、光ファイバー２０４−１〜２０４−６を介して送信する場合は、ＢＳ２００側のＲＦ部２０２−１〜２０２−６は変復調部２０３と同じ場所に設置される。この場合、ＲＦ部２０２−１〜２０２−６及び変復調部２０３は、１つの装置内に実装される。同様に、ＭＳ１１０側の複数のアンテナ１１１に対応する図示しないＲＦ部は、それぞれのアンテナ１１１に対応して個別の装置に実装される場合もあり、また、ＭＳ１１０側の図示しない変復調部と共に１つの装置内に実装される場合もある。
In the case where an RF signal is transmitted instead of the IF signal via the optical fibers 204-1 to 204-6, the RF units 202-1 to 202-6 on the BS 200 side are installed in the same place as the
ここで、ＭＳ１１０とＢＳ２００との間で送受信される信号は、ＴＤＤサブフレームである。つまり、ＭＳ１１０及びＢＳ２００は、互いにＴＤＤサブフレームを送受信する。所定のフレームの期間内で、ＭＳ１１０からＢＳ２００へＴＤＤサブフレームが送信されるサブフレームの期間、及び、ＢＳ２００からＭＳ１１０へＴＤＤサブフレームが送信されるサブフレームの期間が予め設定されている。ＭＳ１１０からＢＳ２００へＴＤＤサブフレームが送信されるサブフレームの期間と、ＢＳ２００からＭＳ１１０へＴＤＤサブフレームが送信されるサブフレームの期間とは、同じ場合もあり、異なる場合もある。ＭＳ１１０は、前者のサブフレームの期間内で、ＴＤＤサブフレームをＢＳ２００へ送信し、ＢＳ２００は、後者のサブフレームの期間内で、ＴＤＤサブフレームをＭＳ１１０へ送信する。 Here, the signal transmitted and received between MS 110 and BS 200 is a TDD subframe. That is, MS 110 and BS 200 transmit and receive TDD subframes to each other. Within a predetermined frame period, a subframe period in which a TDD subframe is transmitted from the MS 110 to the BS 200 and a subframe period in which a TDD subframe is transmitted from the BS 200 to the MS 110 are set in advance. The period of the subframe in which the TDD subframe is transmitted from the MS 110 to the BS 200 and the period of the subframe in which the TDD subframe is transmitted from the BS 200 to the MS 110 may be the same or different. The MS 110 transmits a TDD subframe to the BS 200 within the former subframe period, and the BS 200 transmits a TDD subframe to the MS 110 within the latter subframe period.
ＭＳ１１０及びＢＳ２００は、互いに、時間軸上のサブフレームの期間毎に送信及び受信を切り替えて双方向通信を行うＴＤＤ方式の下で、プリアンブルを含むＴＤＤサブフレームを他方へ送信し、プリアンブルを含むＴＤＤサブフレームを他方から受信する。また、ＭＳ１１０及びＢＳ２００は、プリアンブルを含まないＴＤＤサブフレームを他方へ送信し、プリアンブルを含まないＴＤＤサブフレームを他方から受信する。プリアンブルは、ＴＤＤサブフレームのフレーム同期のタイミングを検出するために用いられる。詳細については後述する。 The MS 110 and the BS 200 mutually transmit a TDD subframe including a preamble to the other under a TDD scheme in which transmission and reception are switched for each subframe period on the time axis to perform bidirectional communication, and a TDD including the preamble is transmitted. A subframe is received from the other. In addition, the MS 110 and the BS 200 transmit a TDD subframe that does not include a preamble to the other side, and receive a TDD subframe that does not include a preamble from the other side. The preamble is used for detecting the frame synchronization timing of the TDD subframe. Details will be described later.
〔実施例１〕
まず、実施例１について説明する。実施例１は、ＭＳの各ブランチが共通の局部発振器を用い、ＢＳの各ブランチも共通の局部発振器を用いる場合に、ＭＳに設置された４本のアンテナ及びＢＳに設置された４本のアンテナから送信されるＲＦ信号の無線周波数を一致させる例である。以下、ブランチは、それぞれのアンテナに対応する処理の系統を示す。
[Example 1]
First, Example 1 will be described. The first embodiment uses four antennas installed in the MS and four antennas installed in the BS when each branch of the MS uses a common local oscillator and each branch of the BS also uses a common local oscillator. This is an example in which the radio frequency of the RF signal transmitted from is matched. Hereinafter, a branch indicates a processing system corresponding to each antenna.
図２は、実施例１の無線通信システムの全体構成を示すブロック図である。実施例１の無線通信システムは、４本のアンテナ３、ＲＦ部４−１及び変復調部５−１を備えたＭＳ１−１と、４本のアンテナ６、ＲＦ部７−１及び変復調部８−１を備えたＢＳ２−１とにより構成される。この無線通信システムは、４×４のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭによるシステムである。後述する実施例２〜４についても同様である。
FIG. 2 is a block diagram illustrating the overall configuration of the wireless communication system according to the first embodiment. The wireless communication system according to the first embodiment includes an MS 1-1 including four
実施例１は、ＭＳ１−１及びＢＳ２−１のそれぞれにおいて、４本のアンテナ３，６に対応したＲＦ部４−１，７−１が、それぞれ１つのＲＦの装置内に実装され、ＲＦ部４−１，７−１が、それぞれ１つの局部発振器（移動局側局部発振器）４０及び局部発振器（基地局側局部発振器）７０の信号を分配し各ブランチで共通して使用する例である。変調方式はＯＦＤＭであるものとする。
In the first embodiment, in each of the MS 1-1 and the BS 2-1, the RF units 4-1 and 7-1 corresponding to the four
実施例１では、ＭＳ１−１とＢＳ２−１との間で周波数偏差が存在し、ＭＳ１−１及びＢＳ２−１においては、ブランチ間で周波数偏差が存在しない。 In the first embodiment, there is a frequency deviation between MS1-1 and BS2-1, and there is no frequency deviation between branches in MS1-1 and BS2-1.
ＭＳ１−１のＲＦ部４−１は、１つの局部発振器４０を備え、ブランチ毎に、スイッチ５５、ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ：Down Converter：周波数変換部）４１及びアップコンバータ（Ｕ／Ｃ：Up Converter：周波数変換部）４２を備えている。Ｄ／Ｃ４１は、局部発振器４０により出力される所定周波数（既定値Ｌoの発振周波数）の正弦波信号に基づいて、ＢＳ２−１からアンテナ３及びスイッチ５５を介して受信したＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換するためのモジュールである。Ｕ／Ｃ４２は、局部発振器４０により出力される所定周波数の正弦波信号に基づいて、ＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換するためのモジュールであり、ＲＦ信号は、スイッチ５５及びアンテナ３を介してＢＳ２−１へ送信される。
The RF section 4-1 of the MS 1-1 includes one
ＭＳ１−１の変復調部５−１は、１つの発振器５０、ブランチ毎のアナログデジタル変換部（Ａ／Ｄ変換部）５１及びデジタルアナログ変換部（Ｄ／Ａ変換部）５２、並びに１つの信号処理部５３を備えている。信号処理部５３は、ブランチ毎の処理部及び１つの平均部５４を備え、例えばＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等により構成される。
The modulation / demodulation unit 5-1 of the MS 1-1 includes one
ＢＳ２−１のＲＦ部７−１は、１つの局部発振器７０を備え、ブランチ毎に、スイッチ６０、Ｄ／Ｃ７１及びＵ／Ｃ７２を備えている。Ｄ／Ｃ７１は、局部発振器７０により出力される所定周波数（既定値Ｌoの発振周波数）の正弦波信号に基づいて、ＭＳ１−１からアンテナ６及びスイッチ６０を介して受信したＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換するためのモジュールである。Ｕ／Ｃ７２は、局部発振器７０により出力される所定周波数の正弦波信号に基づいて、ＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換するためのモジュールであり、ＲＦ信号は、スイッチ６０及びアンテナ６を介してＭＳ１−１へ送信される。
The RF unit 7-1 of the BS 2-1 includes one
ＢＳ２−１の変復調部８−１は、１つの発振器８０、ブランチ毎のＡ／Ｄ変換部８１及びＤ／Ａ変換部８２、並びに１つの信号処理部８３を備えている。信号処理部８３は、ブランチ毎の処理部及び１つの平均部８４を備え、例えばＦＰＧＡ等により構成される。
The modulation / demodulation unit 8-1 of the BS 2-1 includes one
ＭＳ１−１におけるＲＦ部４−１の局部発振器４０は、全ブランチで共通であるため、ブランチ間の周波数偏差はゼロである。ＢＳ２−１におけるＲＦ部７−１の局部発振器７０についても同様である。一方、ＭＳ１−１におけるＲＦ部４−１の局部発振器４０により出力される正弦波信号の発振周波数と、ＢＳ２−１におけるＲＦ部７−１の局部発振器７０により出力される正弦波信号の発振周波数とは、個体差に起因して、周波数偏差が存在する。このため、この周波数偏差（ＭＳ１−１とＢＳ２−１との間の周波数偏差）を補正し、ＭＳ１−１からＢＳ２−１へ送信されるＲＦ信号の周波数と、ＢＳ２−１からＭＳ１−１へ送信されるＲＦ信号の周波数とを一致させる必要がある。以下、周波数偏差を補正して、ＲＦ信号の周波数を一致させる処理について説明する。
Since the
（ＭＳ１−１／実施例１）
まず、図２に示したＭＳ１−１について詳細に説明する。図３は、ＭＳ１−１の構成を示すブロック図である。このＭＳ１−１は、アンテナ３、スイッチ５５、ＲＦ部４−１及び変復調部５−１を備えている。図３に示すＲＦ部４−１及び変復調部５−１は、説明の関係上、図２に示したＲＦ部４−１及び変復調部５−１における４ブランチのうち、１ブランチの構成を示している。また、図３に示すスイッチ５５は、図２に示したＲＦ部４−１のスイッチ５５に対応するが、説明の関係上、ＲＦ部４−１の外部に設置されるように示してある。
(MS1-1 / Example 1)
First, the MS 1-1 shown in FIG. 2 will be described in detail. FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the MS 1-1. The MS 1-1 includes an
図３に示すＭＳ１−１の下段が送信処理ブロック部であり、上段が受信処理ブロック部である。具体的には、ＲＦ部４−１のＵ／Ｃ４２、並びに、変復調部５−１のＩＦＦＴ演算部１０、・・・、ＱＭ１４及びＤ／Ａ変換部５２により、送信処理ブロック部が構成される。ＲＦ部４−１のＤ／Ｃ４１、並びに、変復調部５−１のＡ／Ｄ変換部５１、ＱＤＭ２０、・・・、リセット信号生成部３７及びスイッチ３８により、受信処理ブロック部が構成される。
The lower part of MS1-1 shown in FIG. 3 is a transmission processing block part, and the upper part is a reception processing block part. Specifically, the transmission processing block unit is configured by the U /
スイッチ５５は、後述する変復調部５−１のフレーム同期検出部２６から切り替え信号を入力し、切り替え信号に基づいて、内部のスイッチを、受信側（後述するＲＦ部４−１のＤ／Ｃ４１側）または送信側（後述するＲＦ部４−１のＵ／Ｃ４２側）に切り替える。具体的には、スイッチ５５は、切り替え信号がＲＦ信号を受信する期間を示す場合、アンテナ３と受信側とを接続し、アンテナ３を介してＲＦ信号を入力し、受信側に出力する。一方、スイッチ５５は、切り替え信号がＲＦ信号を送信する期間を示す場合、アンテナ３と送信側とを接続し、送信側からＲＦ信号を入力し、アンテナ３を介して送信する。
The
（ＲＦ部４−１）
ＲＦ部４−１は、１ブランチの構成において、Ｄ／Ｃ４１及びＵ／Ｃ４２を備えている。局部発振器４０は、全ブランチに共通して使用される。
(RF section 4-1)
The RF unit 4-1 includes a D /
Ｄ／Ｃ４１は、ＢＳ２−１から送信されアンテナ３にて受信したＲＦ信号を、スイッチ５５を介して入力し、局部発振器４０により出力される既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号に基づいて、ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換する。そして、Ｄ／Ｃ４１は、ＩＦ信号を受信信号として変復調部５−１に出力する。
The D /
Ｕ／Ｃ４２は、変復調部５−１から送信信号であるＩＦ信号を入力し、局部発振器４０により出力される既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号（Ｄ／Ｃ４１が使用する正弦波信号と同じ正弦波信号）に基づいて、ＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換し、ＲＦ信号をスイッチ５５に出力する。これにより、ＲＦ信号は、スイッチ５５及びアンテナ３を介して送信される。
The U /
（変復調部５−１）
変復調部５−１は、１ブランチの構成において、下段に示す送信処理部及び上段に示す受信処理部を備えている。発振器５０及び平均部５４は全ブランチに共通して使用される。
(Modem 5-1)
The modem unit 5-1 includes a transmission processing unit shown in the lower stage and a reception processing unit shown in the upper stage in the configuration of one branch. The
送信処理部は、逆高速フーリエ変換演算部（ＩＦＦＴ演算部）１０、ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付加部１１、アップサンプリング部（ＵＳ）１２、低域通過フィルタ部（ＬＰＦ）１３、直交変調部（ＱＭ）１４及びデジタルアナログ変換部（Ｄ／Ａ変換部）５２を備えている。
The transmission processing unit includes an inverse fast Fourier transform calculation unit (IFFT calculation unit) 10, a GI (Guard Interval)
ＩＦＦＴ演算部１０は、図示しない構成部からマッピング後の変調信号（送信信号）を入力し、周波数領域の変調信号にＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）を施し、時間領域の変調信号を生成する。そして、ＩＦＦＴ演算部１０は、時間領域の変調信号をＧＩ付加部１１に出力する。
The
ＧＩ付加部１１は、ＩＦＦＴ演算部１０から時間領域の変調信号を入力し、時間領域の変調信号にＧＩを付加し、ＧＩを付加した変調信号をＵＳ１２に出力する。
The
ＵＳ１２は、ＧＩ付加部１１からＧＩを付加した変調信号を入力し、変調信号にアップサンプリングの処理を施し、アップサンプリング後の変調信号をＬＰＦ１３に出力する。
The
ＬＰＦ１３は、ＵＳ１２からアップサンプリング後の変調信号を入力し、変調信号に対し、所定周波数より高い成分を逓減させ、所定周波数以下の成分を通過させるフィルタ処理を施し、フィルタ処理後の変調信号をＱＭ１４に出力する。
The
ＱＭ１４は、ＬＰＦ１３からフィルタ処理後の変調信号を入力すると共に、発振器５０からスイッチ３８を介して、既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号を入力し、正弦波デジタル信号に基づいて、変調信号にデジタル直交変調を施し、デジタル直交変調後の送信信号をＤ／Ａ変換部５２に出力する。
The
Ｄ／Ａ変換部５２は、ＱＭ１４からデジタル直交変調後のデジタルの送信信号を入力し、デジタル信号をアナログ信号に変換し、アナログの送信信号をＩＦ信号としてＲＦ部４−１のＵ／Ｃ４２に出力する。
The D /
このように、ＭＳ１−１から、固定の既定値ｆcの発振周波数にてデジタル直交変調され、かつ固定の既定値Ｌoの発振周波数にて周波数変換されたＲＦ信号（固定の無線周波数ｆ1のＲＦ信号）が送信される。 In this way, the RF signal (of the fixed radio frequency f 1) is digitally quadrature-modulated from the MS 1-1 with the oscillation frequency of the fixed default value f c and frequency-converted with the oscillation frequency of the fixed default value Lo. RF signal) is transmitted.
受信処理部は、アナログデジタル変換部（Ａ／Ｄ変換部）５１、直交復調部（ＱＤＭ）２０、ＬＰＦ２１、ダウンサンプリング部（ＤＳ）２２、プリアンブル記憶部２３、移動相関部２４、相関ピーク検出部２５、フレーム同期検出部２６、トリガ信号生成部２７、第１の周波数偏差検出部２８、周波数偏差記憶部２９、加算部３０、数値制御型発振器（ＮＣＯ）３１、シンボル同期検出部３２、ＦＦＴ窓タイミング部３３、高速フーリエ変換演算部（ＦＦＴ演算部）３４、パイロットキャリア抽出部３５、第２の周波数偏差検出部３６、リセット信号生成部３７及びスイッチ３８を備えている。この場合、ＬＰＦ２１、ＤＳ２２、プリアンブル記憶部２３、移動相関部２４、相関ピーク検出部２５、フレーム同期検出部２６、トリガ信号生成部２７、第１の周波数偏差検出部２８、周波数偏差記憶部２９、加算部３０、シンボル同期検出部３２、ＦＦＴ窓タイミング部３３、ＦＦＴ演算部３４、パイロットキャリア抽出部３５、第２の周波数偏差検出部３６及びリセット信号生成部３７により、周波数偏差（Δｆ1＋Δｆ2）を検出する周波数偏差検出部が構成される。後述する実施例２〜４についても同様である。
The reception processing unit includes an analog / digital conversion unit (A / D conversion unit) 51, a quadrature demodulation unit (QDM) 20, an
Ａ／Ｄ変換部５１は、ＲＦ部４−１のＤ／Ｃ４１からＩＦ信号であるアナログの受信信号を入力し、アナログ信号をデジタル信号に変換し、デジタルの受信信号をＱＤＭ２０に出力する。
The A /
ＱＤＭ２０は、Ａ／Ｄ変換部５１からデジタル信号の受信信号を入力すると共に、ＮＣＯ３１から正弦波デジタル信号（所定の値（補正値）ｆNCO（＝ｆc−Δｆ’1−Δｆ’2）を発振周波数とする正弦波デジタル信号）を入力し、正弦波デジタル信号に基づいて、受信信号にデジタル直交復調を施し、デジタル直交復調後の受信信号をＬＰＦ２１に出力する。
The
ＬＰＦ２１は、ＱＤＭ２０からデジタル直交復調後の受信信号を入力し、受信信号に対し、所定周波数より高い成分を逓減させ、所定周波数以下の成分を通過させるフィルタ処理を施し、フィルタ処理後の受信信号をＤＳ２２に出力する。
The
ＤＳ２２は、ＬＰＦ２１からフィルタ処理後の受信信号を入力し、受信信号にダウンサンプリング処理を施し、ダウンサンプリング後の受信信号を移動相関部２４、フレーム同期検出部２６、シンボル同期検出部３２及びＦＦＴ演算部３４に出力する。
The
プリアンブル記憶部２３には、ＭＳ１−１とＢＳ２−１との間で送受信されるＴＤＤサブフレームの先頭に付加されているプリアンブルの波形のうち、繰り返し単位の波形に対応するデジタル信号（プリアンブルの基本信号）が記憶されている。このプリアンブルの基本信号は、同じ波形が例えば８回繰り返され８つの同じ波形により構成されたプリアンブルの信号のうちの１／８の信号であり、繰り返し単位の信号である。
In the
移動相関部２４は、ＤＳ２２からダウンサンプリング後の受信信号を入力すると共に、プリアンブル記憶部２３からプリアンブルの基本信号を読み出し、受信信号とプリアンブルの基本信号との間で移動相関演算を行い、相互相関値を算出する。受信信号の時間軸において、受信信号とプリアンブルの基本信号との間で相互相関が高い場合、すなわち受信信号におけるプリアンブルの時間箇所では、相互相関値が大きい値となる。移動相関部２４は、受信信号の時間軸における相互相関値を相関ピーク検出部２５に出力する。
The
相関ピーク検出部２５は、移動相関部２４から受信信号の時間軸における相互相関値を入力し、相互相関値がピークとなる時間軸上の相関ピーク位置（相関ピークのタイミング）を検出すると共に、当該相関ピーク位置の相互相関値を相関ピーク値として検出する。相関ピーク位置は、受信信号の時間軸において、相互相関値が所定時間範囲内でピークとなる時間位置を示す。相関ピーク検出部２５は、相関ピーク位置をフレーム同期検出部２６に出力すると共に、相関ピーク値を第１の周波数偏差検出部２８に出力する。
The
フレーム同期検出部２６は、ＤＳ２２からダウンサンプリング後の受信信号を入力すると共に、相関ピーク検出部２５から相関ピーク位置を入力する。フレーム同期検出部２６は、相関ピーク位置に基づいて、ヘッダ部の先頭からＦＦＴ処理を開始するタイミング、すなわち受信信号のフレーム同期のタイミングを検出する。ＭＳ１−１がプリアンブルを含むＴＤＤサブフレームのＲＦ信号を受信した場合に、相関ピーク検出部２５により相関ピーク位置が検出されるから、プリアンブルを含むＴＤＤサブフレームに対するフレーム同期のタイミングが検出される。
The frame
一方、フレーム同期検出部２６は、ＭＳ１−１がプリアンブルを含まないＴＤＤサブフレームのＲＦ信号を受信した場合、すなわち、ＤＳ２２からダウンサンプリング後の受信信号を入力するが、相関ピーク検出部２５から相関ピーク位置を入力しない場合、検出すべきフレーム同期のタイミングが、プリアンブルを含むＴＤＤサブフレームのＲＦ信号を受信したときに（相関ピーク位置に基づいて）検出したフレーム同期のタイミングと同じであるとして、フレーム同期のタイミングを推定（検出）する。具体的には、フレーム同期検出部２６は、ＭＳ１−１がプリアンブルを含むＴＤＤサブフレームのＲＦ信号を連続して２回受信することで、それぞれの相関ピークに基づいて、２回のフレーム同期のタイミングを検出する。そして、フレーム同期検出部２６は、２回のフレーム同期のタイミングの時間間隔と同じ時間間隔にて、ＭＳ１−１がプリアンブルを含まないＴＤＤサブフレームを受信した場合のフレーム同期のタイミングを推定する。
On the other hand, when the MS 1-1 receives the RF signal of the TDD subframe that does not include the preamble, that is, the frame
尚、ＭＳ１−１がプリアンブルを含まないＴＤＤサブフレームのＲＦ信号を受信した場合において、フレーム同期のタイミングの推定を、後述するシンボル同期検出部３２が行うようにしてもよい。
Note that, when the MS 1-1 receives an RF signal of a TDD subframe that does not include a preamble, the frame synchronization timing may be estimated by a
フレーム同期検出部２６は、受信信号のフレーム同期のタイミングを示すフレーム同期タイミング信号を生成し、フレーム同期タイミング信号をトリガ信号生成部２７、シンボル同期検出部３２、ＦＦＴ窓タイミング部３３及びリセット信号生成部３７に出力する。
The frame
また、フレーム同期検出部２６は、検出したフレーム同期のタイミングに基づいて、ＭＳ１−１がＴＤＤサブフレームのＲＦ信号を送信するサブフレームの期間とＴＤＤサブフレームのＲＦ信号を受信するサブフレームの期間とを判断し、これらの期間の切り替わりのタイミングを判断する。例えば、フレーム同期検出部２６は、検出したフレーム同期のタイミングの所定時間前から所定時間後までの間を、ＴＤＤサブフレームのＲＦ信号を受信するサブフレームの期間であると判断し、それ以外の期間を、ＴＤＤサブフレームのＲＦ信号を送信するサブフレームの期間であると判断する。
In addition, the frame
フレーム同期検出部２６は、ＲＦ信号の送受信を切り替えるための切り替え信号（ＲＦ信号を送信するサブフレームの期間を示す切り替え信号、またはＲＦ信号を受信するサブフレームの期間を示す切り替え信号）を生成し、そのタイミングにて、切り替え信号をスイッチ５５に出力する。
The frame
トリガ信号生成部２７は、フレーム同期検出部２６からフレーム同期タイミング信号を入力し、入力したフレーム同期タイミング信号が通信開始時の最初のＴＤＤサブフレームに対応するフレーム同期タイミング信号である場合、トリガ信号を生成して周波数偏差記憶部２９に出力する。トリガ信号生成部２７は、入力したフレーム同期タイミング信号が通信開始時の第２番目のＴＤＤサブフレームに対応するフレーム同期タイミング信号である場合、当該フレーム同期タイミング信号を除去し、トリガ信号を出力しない。
The trigger
具体的には、トリガ信号生成部２７は、前回入力したフレーム同期タイミング信号から、今回入力したフレーム同期タイミング信号までの経過時間をカウントし、その経過時間と所定時間とを比較し、当該経過時間が所定時間を超えている場合、入力したフレーム同期タイミング信号が通信開始時の最初のＴＤＤサブフレームに対応するフレーム同期タイミング信号であるとして、トリガ信号を出力する。トリガ信号生成部２７は、当該経過時間が所定時間を超えていない場合、入力したフレーム同期タイミング信号が通信開始時の第２番目以降のＴＤＤサブフレームに対応するフレーム同期タイミング信号であるとして、トリガ信号を出力しない。ここで、所定時間とは、通信開始時に最初にプリアンブルを含むＴＤＤサブフレームを受信してから、第２番目にプリアンブルを含むＴＤＤサブフレームを受信するまでの間の時間である。
Specifically, the trigger
このように、トリガ信号は、フレーム同期が最初に確立したタイミングにおいて、周波数偏差記憶部２９に出力される。尚、トリガ信号生成部２７は、第１の周波数偏差検出部２８が第１の周波数偏差Δｆ1を周波数偏差記憶部２９に出力するタイミングよりも遅いタイミングにて、トリガ信号を周波数偏差記憶部２９に出力するものとする。
Thus, the trigger signal is output to the frequency
シンボル同期検出部３２は、ＤＳ２２からダウンサンプリング後の受信信号を入力すると共に、フレーム同期検出部２６からフレーム同期タイミング信号を入力し、受信信号からＧＩ相関を求め、フレーム同期タイミング信号及びＧＩ相関に基づいて、受信信号のシンボル同期のタイミングを検出する。そして、シンボル同期検出部３２は、受信信号のシンボル同期のタイミングを示すシンボル同期タイミング信号を生成し、ＦＦＴ窓タイミング部３３及びリセット信号生成部３７に出力する。
The symbol
ＦＦＴ窓タイミング部３３は、フレーム同期検出部２６からフレーム同期タイミング信号を入力すると共に、シンボル同期検出部３２によりフレーム同期タイミング信号及びＧＩ相関に基づいて検出されたシンボル同期タイミング信号を入力する。そして、ＦＦＴ窓タイミング部３３は、フレーム同期タイミング信号を、シンボル同期タイミング信号を用いて補正し、補正後のフレーム同期タイミング信号を用いて、受信信号のヘッダ部の先頭からＦＦＴ処理を開始するタイミングを検出する。そして、ＦＦＴ窓タイミング部３３は、そのタイミングを反映したＦＦＴ窓タイミング信号を生成し、ＦＦＴ演算部３４に出力する。これにより、フレーム同期タイミング信号は、シンボル同期タイミング信号を用いて補正され、正確なタイミングの信号となり、結果として、正確なタイミングのＦＦＴ窓タイミング信号を生成することができる。
The FFT
ＦＦＴ演算部３４は、ＤＳ２２からダウンサンプリング後の受信信号を入力すると共に、ＦＦＴ窓タイミング部３３からＦＦＴ窓タイミング信号を入力し、ＦＦＴ窓タイミング信号を入力したタイミングにて、時間領域の受信信号にＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）を施し、周波数領域の受信信号を生成する。そして、ＦＦＴ演算部３４は、周波数領域の受信信号をパイロットキャリア抽出部３５、及び、ＴＤＤサブフレームのヘッダ部及びペイロード部の復調処理を行う構成部（図示せず）に出力する。
The
ここで、ＱＤＭ２０が、所定の値ｆNCO（＝ｆc−Δｆ’1）を発振周波数とする正弦波デジタル信号に基づいて、受信信号をデジタル直交復調した場合、ＦＦＴ演算部３４は、周波数偏差Δｆ’1が補正されたダウンサンプリング後の受信信号を入力する。また、ＱＤＭ２０が、所定の値ｆNCO（＝ｆc−Δｆ’1−Δｆ’2）を発振周波数とする正弦波デジタル信号に基づいて、受信信号をデジタル直交復調した場合、ＦＦＴ演算部３４は、周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）が補正されたダウンサンプリング後の受信信号を入力する。
Here, QDM20, based on the sine-wave digital signal of the oscillation frequency of a predetermined value f NCO (= f c -Δf ' 1), when the received signal digital quadrature demodulation,
リセット信号生成部３７は、フレーム同期検出部２６からフレーム同期タイミング信号を入力すると共に、シンボル同期検出部３２からシンボル同期タイミング信号を入力する。また、リセット信号生成部３７は、図示しないＣ／Ｎ比（Carrier to Noise Ratio）算出部（ＦＦＴ演算部３４の後段に設けられ、周波数領域の受信信号に基づいてＣ／Ｎ比を算出する構成部）からＣ／Ｎ比を入力する。
The reset
リセット信号生成部３７は、フレーム同期タイミング信号の入力周期が所定周期であるか否かを判定すると共に、シンボル同期タイミング信号の入力周期が所定周期であるか否かを判定し、また、Ｃ／Ｎ比が所定のしきい値以上であるか否かを判定する。
The
リセット信号生成部３７は、フレーム同期タイミング信号の入力周期が所定周期であると判定し、シンボル同期タイミング信号の入力周期が所定周期であると判定し、かつ、Ｃ／Ｎ比が所定のしきい値以上であると判定した場合、通信は正常であると判断する。
The reset
一方、リセット信号生成部３７は、フレーム同期タイミング信号の入力周期が所定周期でないと判定した場合、シンボル同期タイミング信号の入力周期が所定周期でないと判定した場合、または、Ｃ／Ｎ比が所定のしきい値以上でない（所定のしきい値より小さい）と判定した場合、通信は異常である（通信が遮断された）と判断し、リセット信号を周波数偏差記憶部２９及び第２の周波数偏差検出部３６に出力する。
On the other hand, the reset
フレーム同期タイミング信号の入力周期が所定周期でない場合は、フレーム同期が確立していないことを示し、シンボル同期タイミング信号の入力周期が所定周期でない場合は、シンボル同期が確立していないことを示す。いずれの場合も、通信が異常であると判断される。 When the input period of the frame synchronization timing signal is not a predetermined period, it indicates that frame synchronization is not established, and when the input period of the symbol synchronization timing signal is not a predetermined period, it indicates that symbol synchronization is not established. In either case, it is determined that communication is abnormal.
これにより、リセット信号が周波数偏差記憶部２９に出力され、周波数偏差記憶部２９に保持された周波数偏差Δｆ1がリセットされ、周波数偏差記憶部２９からヌルの信号が加算部３０に出力される。また、リセット信号が第２の周波数偏差検出部３６に出力され、第２の周波数偏差検出部３６が出力する第２の周波数偏差Δｆ2がリセットされ、ヌルの信号が加算部３０に出力される。
As a result, the reset signal is output to the frequency
第１の周波数偏差検出部２８は、相関ピーク検出部２５から相関ピーク値を入力し、相関ピーク値に基づいて、相関ピーク位置間の位相回転量を算出し、位相回転量から周波数偏差Δｆ1を検出する。そして、第１の周波数偏差検出部２８は、周波数偏差Δｆ1を周波数偏差記憶部２９に出力する。
The first
例えば、第１の周波数偏差検出部２８は、相関ピーク検出部２５から８つの相関ピーク値を入力し、各相関ピーク値の位相角の差分を算出する。例えば、８つの相関ピーク値をそれぞれ第１の相関ピーク値、第２の相関ピーク値、・・・、第８の相関ピーク値とする。相関ピーク検出部２５は、各相関ピーク値の位相角の差分を算出する際に、第１の相関ピーク値の位相角と第２の相関ピーク値の位相角との間の差分、第１の相関ピーク値の位相角と第３の相関ピーク値の位相角との間の差分、・・・、第１の相関ピーク値の位相角と第８の相関ピーク値の位相角との間の差分等をそれぞれ算出する。そして、第１の周波数偏差検出部２８は、位相角の差分から相関ピーク位置間の位相回転量を算出し、所定の換算式により、位相回転量を周波数偏差Δｆ1に換算する。尚、位相回転量を周波数偏差Δｆ1に換算するための換算式は既知であるから、ここでは詳細な説明を省略する。
For example, the first
周波数偏差記憶部２９は、第１の周波数偏差検出部２８から周波数偏差Δｆ1を入力すると共に、トリガ信号生成部２７からトリガ信号を入力する。また、周波数偏差記憶部２９は、リセット信号生成部３７からリセット信号を入力する。
The frequency
周波数偏差記憶部２９は、トリガ信号を入力した場合（トリガ信号がＯＮの場合）、入力している周波数偏差Δｆ1を記憶して保持する。トリガ信号は、通信開始時の最初のＴＤＤサブフレームにてフレーム同期が確立したときにトリガ信号生成部２７から入力され、通信開始時の第２番目のＴＤＤサブフレームにてフレーム同期が確立したときには入力されない。通信開始時の第３番目以降のＴＤＤサブフレームにてフレーム同期が推定されたときも入力されない。周波数偏差Δｆ1は、通信開始時の最初のＴＤＤサブフレームにて検出され、トリガ信号が入力されたときには既に、第１の周波数偏差検出部２８から入力されている。そして、周波数偏差記憶部２９は、保持している周波数偏差Δｆ1を加算部３０に出力する。
When the trigger signal is input (when the trigger signal is ON), the frequency
これにより、通信開始時の最初のＴＤＤサブフレームにて検出された周波数偏差Δｆ1のみが、周波数偏差記憶部２９に保持され、加算部３０に出力される。第２番目以降のＴＤＤサブフレームにて検出された周波数偏差Δｆ1は、周波数偏差記憶部２９に保持されない。後述する加算部３０は、周波数偏差Δｆ1を平均部５４に出力し、後述するＮＣＯ３１は、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’1）を発振周波数とする正弦波デジタル信号をＱＤＭ２０及びスイッチ３８に出力する。周波数偏差Δｆ’1は、全ブランチにおける周波数偏差Δｆ1の平均値であり、平均部５４により算出される。平均部５４の処理については後述する。
Thereby, only the frequency deviation Δf 1 detected in the first TDD subframe at the start of communication is held in the frequency
周波数偏差記憶部２９は、リセット信号を入力した場合、記憶して保持している周波数偏差Δｆ1を削除する。そして、周波数偏差記憶部２９は、ヌルの信号を加算部３０に出力する。
When the reset signal is input, the frequency
これにより、フレーム同期が確立できなかった場合、シンボル同期が確立できなかった場合、またはＣ／Ｎ比が所定のしきい値より小さい場合に、通信が遮断したと判断され、周波数偏差記憶部２９に保持された周波数偏差Δｆ1が削除される（リセットされる）。そして、通信が正常になって再開した時（通信開始時）の最初のＴＤＤサブフレームにて検出された新たな周波数偏差Δｆ1が周波数偏差記憶部２９に保持される。
Thereby, when frame synchronization cannot be established, symbol synchronization cannot be established, or when the C / N ratio is smaller than a predetermined threshold value, it is determined that communication has been interrupted, and the frequency
リセット信号生成部３７からリセット信号が出力された場合、後述する第２の周波数偏差検出部３６からも、加算部３０にヌルの信号が出力される。したがって、後述する加算部３０は、ヌルの信号を後述する平均部５４に出力する。
When a reset signal is output from the
このように、通信開始時の最初のＴＤＤサブフレームを用いて周波数偏差Δｆ1が検出され、ＱＤＭ２０において、受信信号の周波数偏差Δｆ’1が補正される。周波数偏差Δｆ’1の補正は、通信開始時の最初のＴＤＤサブフレームに含まれるプリアンブルに続くヘッダの先頭から行われ、周波数偏差Δｆ’1の補正がされたヘッダ部及びペイロード部が、ＬＰＦ２１及びＤＳ２２を介してＦＦＴ演算部３４に入力される。
Thus, frequency deviation Δf 1 is detected using the first TDD subframe at the start of communication, and frequency deviation Δf ′ 1 of the received signal is corrected in
周波数偏差Δｆ1，Δｆ’1の精度は、ＴＤＤサブフレームに含まれるプリアンブルの長さに依存する。プリアンブルが長い場合は、プリアンブルが短い場合に比べて、精度の高い周波数偏差Δｆ1，Δｆ’1が検出されるが、伝送効率は低下する。これに対し、伝送効率の低下を避けるために、プリアンブルの長さを、フレーム同期の検出等に必要な最小限の長さとした場合には、十分な精度の周波数偏差Δｆ1，Δｆ’1を検出することができない。このため、受信信号に対して周波数偏差Δｆ’1を補正したのみでは、周波数偏差が残留し、さらなる補正が必要となる。 The accuracy of the frequency deviations Δf 1 and Δf ′ 1 depends on the length of the preamble included in the TDD subframe. When the preamble is long, more accurate frequency deviations Δf 1 and Δf ′ 1 are detected than when the preamble is short, but the transmission efficiency is lowered. On the other hand, in order to avoid a decrease in transmission efficiency, when the length of the preamble is set to a minimum length necessary for detecting frame synchronization or the like, the frequency deviations Δf 1 and Δf ′ 1 with sufficient accuracy are set. It cannot be detected. For this reason, only by correcting the frequency deviation Δf ′ 1 for the received signal, the frequency deviation remains, and further correction is required.
そこで、第２の周波数偏差検出部３６にて、パイロットキャリア抽出部３５により抽出されたパイロットキャリアを用いて、残留した周波数偏差が周波数偏差Δｆ2として検出され、後述する加算部３０は、周波数偏差（Δｆ1＋Δｆ2）を平均部５４に出力し、後述するＮＣＯ３１は、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’1−Δｆ’2）を発振周波数とする正弦波デジタル信号をＱＤＭ２０に出力する。平均周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）は、全ブランチにおける周波数偏差Δｆ1及び周波数偏差Δｆ2の加算値の平均値であり、平均部５４により算出される。平均部５４の処理については後述する。
Therefore, at the second frequency
これにより、通信開始時の最初のＴＤＤサブフレームを用いて周波数偏差Δｆ2が検出され、ＱＤＭ２０において、受信信号の周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）が補正される。周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）の補正は、通信開始時の第２番目のＴＤＤサブフレームから行われ、周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）が補正されたヘッダ部及びペイロード部が、ＬＰＦ２１及びＤＳ２２を介してＦＦＴ演算部３４に入力される。この処理は、第３番目以降のＴＤＤサブフレームについても行われ、残留した周波数偏差は徐々に小さくなり、周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）の精度は徐々に高くなる。
Thus, the frequency deviation Δf 2 is detected using the first TDD subframe at the start of communication, and the frequency deviation (Δf ′ 1 + Δf ′ 2 ) of the received signal is corrected in the
パイロットキャリア抽出部３５は、ＦＦＴ演算部３４から周波数領域の受信信号を入力し、受信信号のキャリアから所定位置のパイロットキャリアを抽出し、パイロットキャリアを第２の周波数偏差検出部３６に出力する。
The pilot
第２の周波数偏差検出部３６は、パイロットキャリア抽出部３５からパイロットキャリアを入力すると共に、リセット信号生成部３７からリセット信号を入力する。第２の周波数偏差検出部３６は、パイロットキャリアを入力すると、パイロットキャリアに基づいて、所定のシンボル間隔の複素除算値を算出し、複素除算値から位相回転量を算出し、位相回転量から周波数偏差Δｆi 2を検出する。ｉは、ＴＤＤサブフレームの番号を示す。そして、第２の周波数偏差検出部３６は、サブフレーム毎に検出した周波数偏差Δｆi 2を累積し、累積した周波数偏差Δｆ2を加算部３０に出力する。
The second
第２の周波数偏差検出部３６は、リセット信号を入力すると、周波数偏差Δｆ2を削除し、ヌルの信号を加算部３０に出力する。
When receiving the reset signal, the second
加算部３０は、周波数偏差記憶部２９から周波数偏差Δｆ1を入力すると共に、第２の周波数偏差検出部３６から周波数偏差Δｆ2を入力し、周波数偏差Δｆ1及び周波数偏差Δｆ2を加算し、加算結果（Δｆ1＋Δｆ2）を平均部５４に出力する。
The adding
全ブランチ共通に使用される平均部５４は、各ブランチの加算部３０から加算結果（Δｆ1＋Δｆ2）を入力し、各ブランチの加算結果（Δｆ1＋Δｆ2）の平均値を算出し、全ブランチの周波数偏差の平均値である平均周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）を各ブランチのＮＣＯ３１に出力する。
The averaging
全ブランチ共通に使用される発振器５０は、既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号を、各ブランチのＮＣＯ３１及びスイッチ３８に出力する。
The
ＮＣＯ３１は、局部発振器であり、発振器５０から既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号を入力すると共に、平均部５４から平均周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）を入力し、既定値ｆcを平均周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）で減算することで補正し、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’1−Δｆ’2）を発振周波数とした正弦波デジタル信号を生成し、正弦波デジタル信号をＱＤＭ２０及びスイッチ３８に出力する。
NCO31 is a local oscillator, and inputs from the
スイッチ３８は、発振器５０とＱＭ１４とが接続されるように、予め設定されている。これにより、発振器５０から出力される既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号は、スイッチ３８を介してＱＭ１４へ入力される。尚、スイッチ３８は、既定値ｆcまたは補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’1−Δｆ’2）のいずれかを選択することが可能であるが、既定値ｆcのみを選択するものとする。
The
ここで、通信開始時の最初のＴＤＤサブフレームを用いて周波数偏差Δｆ1が検出された際には、加算部３０は、周波数偏差記憶部２９から周波数偏差Δｆ1を入力すると共に、第２の周波数偏差検出部３６からヌルの信号を入力し、加算結果Δｆ1を平均部５４に出力する。そして、ＮＣＯ３１は、平均部５４から平均周波数偏差（Δｆ’1）を入力し、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’1）を発振周波数とする正弦波デジタル信号をＱＤＭ２０及びスイッチ３８に出力する。これにより、ＱＤＭ２０において、受信信号の周波数偏差Δｆ’1が補正される。尚、平均部５４により、平均周波数偏差（Δｆ’1）が算出されるものとする。
Here, when the frequency deviation Δf 1 is detected using the first TDD subframe at the start of communication, the adding
また、通信開始時の最初のＴＤＤサブフレームを用いて周波数偏差Δｆ2が検出された際には、加算部３０は、周波数偏差記憶部２９から周波数偏差Δｆ1を入力すると共に、第２の周波数偏差検出部３６から周波数偏差Δｆ2を入力し、加算結果（Δｆ1＋Δｆ2）を平均部５４に出力する。そして、ＮＣＯ３１は、平均部５４から平均周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）を入力し、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’1−Δｆ’2）を発振周波数とする正弦波デジタル信号をＱＤＭ２０及びスイッチ３８に出力する。これにより、ＱＤＭ２０において、受信信号の周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）が補正される。通信開始時の第２番目以降のＴＤＤサブフレームを用いて周波数偏差Δｆ2が検出された際も同様である。
When the frequency deviation Δf 2 is detected using the first TDD subframe at the start of communication, the adding
このように、ＭＳ１−１の変復調部５−１において、受信信号の周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）が補正される。 In this manner, the frequency deviation (Δf ′ 1 + Δf ′ 2 ) of the received signal is corrected in the modem 5-1 of the MS 1-1.
（ＢＳ２−１／実施例１）
次に、図２に示したＢＳ２−１について詳細に説明する。図４は、ＢＳ２−１の構成を示すブロック図である。このＢＳ２−１は、アンテナ６、スイッチ６０、ＲＦ部７−１及び変復調部８−１を備えている。図４に示すＲＦ部７−１及び変復調部８−１は、説明の関係上、図２に示したＲＦ部７−１及び変復調部８−１における４ブランチのうち、１ブランチの構成を示している。また、図４に示すスイッチ６０は、図２に示したＲＦ部７−１のスイッチ６０に対応するが、説明の関係上、ＲＦ部７−１の外部に設置されるように示してある。
(BS2-1 / Example 1)
Next, the BS 2-1 shown in FIG. 2 will be described in detail. FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of BS2-1. The BS 2-1 includes an
図４に示すＢＳ２−１の下段が送信処理ブロック部であり、上段が受信処理ブロック部である。具体的には、ＲＦ部７−１のＵ／Ｃ７２、並びに、変復調部８−１のＩＦＦＴ演算部８５、・・・、ＱＭ８９及びＤ／Ａ変換部８２により、送信処理ブロック部が構成される。ＲＦ部７−１のＤ／Ｃ７１、並びに、変復調部８−１のＡ／Ｄ変換部８１、ＱＤＭ９２、・・・、第２の周波数偏差検出部１０８及びリセット信号生成部１０９により、受信処理ブロック部が構成される。
The lower part of BS2-1 shown in FIG. 4 is a transmission processing block part, and the upper part is a reception processing block part. Specifically, the U /
スイッチ６０は、図２に示したＢＳ２−１のスイッチ６０に対応し、後述する変復調部８−１のフレーム同期検出部９８から切り替え信号を入力し、切り替え信号に基づいて、内部のスイッチを、受信側（後述するＲＦ部７−１のＤ／Ｃ７１側）または送信側（後述するＲＦ部７−１のＵ／Ｃ７２側）に切り替える。
The
（ＲＦ部７−１）
ＲＦ部７−１は、１ブランチの構成において、Ｄ／Ｃ７１及びＵ／Ｃ７２を備えている。局部発振器７０は、全ブランチに共通して使用される。
(RF section 7-1)
The RF unit 7-1 includes a D /
Ｄ／Ｃ７１は、図２に示したＢＳ２−１のＤ／Ｃ７１に対応し、ＭＳ１−１から送信されアンテナ６にて受信したＲＦ信号を、スイッチ６０を介して入力し、局部発振器７０により出力される既定値Ｌoの発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて、ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換する。
The D /
Ｕ／Ｃ７２は、図２に示したＢＳ２−１のＵ／Ｃ７２に対応し、変復調部８−１から送信信号であるＩＦ信号を入力し、局部発振器７０により出力される既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号（Ｄ／Ｃ７１が使用する正弦波信号と同じ正弦波信号）に基づいて、ＩＦ信号をＲＦ信号に周波数変換し、ＲＦ信号をスイッチ６０に出力する。これにより、ＲＦ信号は、スイッチ６０及びアンテナ６を介して送信される。
The U /
（変復調部８−１）
変復調部８−１は、１ブランチの構成において、下段に示す送信処理部及び上段に示す受信処理部を備えている。発振器８０及び平均部８４は全ブランチに共通して使用される。
(Modulator / Demodulator 8-1)
The modem unit 8-1 includes a transmission processing unit shown in the lower stage and a reception processing unit shown in the upper stage in a one-branch configuration. The
送信処理部は、ＩＦＦＴ演算部８５、ＧＩ付加部８６、ＵＳ８７、ＬＰＦ８８、ＱＭ８９及びＤ／Ａ変換部８２を備えている。図４に示す送信処理部と図３に示した送信処理部とを比較すると、図４に示すＱＭ８９がＮＣＯ１０３から入力する正弦波デジタル信号と、図３に示したＱＭ１４が発振器５０からスイッチ３８を介して入力する正弦波デジタル信号とが異なる点で相違する。具体的には、ＱＭ１４は、発振器５０からスイッチ３８を介して、既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号を入力するのに対し、ＱＭ８９は、ＮＣＯ１０３から、所定の値（補正値）（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2））を発振周波数とする正弦波デジタル信号を入力する。
The transmission processing unit includes an
図４に示すＩＦＦＴ演算部８５、ＧＩ付加部８６、ＵＳ８７、ＬＰＦ８８及びＤ／Ａ変換部８２は、図３に示したＩＦＦＴ演算部１０、ＧＩ付加部１１、ＵＳ１２、ＬＰＦ１３及びＤ／Ａ変換部５２にそれぞれ対応し、同様の処理を行うから、詳細な説明を省略する。
The
ＱＭ８９は、ＬＰＦ８８からフィルタ処理後の変調信号を入力すると共に、ＮＣＯ１０３から正弦波デジタル信号（補正値ｆNCO（＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2）を発振周波数とする正弦波デジタル信号）を入力し、正弦波デジタル信号に基づいて、変調信号にデジタル直交変調を施し、デジタル直交変調後の送信信号をＤ／Ａ変換部８２に出力する。
The
このように、ＢＳ２−１から、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2）の発振周波数にてデジタル直交変調され、かつ固定の既定値Ｌoの発振周波数にて周波数変換されたＲＦ信号（無線周波数ｆ2のＲＦ信号）が送信される。 In this way, the digital quadrature modulation is performed from BS 2-1 at the oscillation frequency of the correction value (f NCO = f c −Δf ″ 1 −Δf ″ 2 ), and the frequency at the oscillation frequency of the fixed default value Lo. The converted RF signal (RF signal of radio frequency f 2 ) is transmitted.
受信処理部は、Ａ／Ｄ変換部８１、ＱＤＭ９２、ＬＰＦ９３、ＤＳ９４、プリアンブル記憶部９５、移動相関部９６、相関ピーク検出部９７、フレーム同期検出部９８、トリガ信号生成部９９、第１の周波数偏差検出部１００、周波数偏差記憶部１０１、加算部１０２、ＮＣＯ１０３、シンボル同期検出部１０４、ＦＦＴ窓タイミング部１０５、ＦＦＴ演算部１０６、パイロットキャリア抽出部１０７、第２の周波数偏差検出部１０８及びリセット信号生成部１０９を備えている。この場合、ＬＰＦ９３、ＤＳ９４、プリアンブル記憶部９５、移動相関部９６、相関ピーク検出部９７、フレーム同期検出部９８、トリガ信号生成部９９、第１の周波数偏差検出部１００、周波数偏差記憶部１０１、加算部１０２、シンボル同期検出部１０４、ＦＦＴ窓タイミング部１０５、ＦＦＴ演算部１０６、パイロットキャリア抽出部１０７、第２の周波数偏差検出部１０８及びリセット信号生成部１０９により、周波数偏差（Δｆ1＋Δｆ2）を検出する周波数偏差検出部が構成される。後述する実施例２〜４についても同様である。
The reception processing unit includes an A /
図４に示す受信処理部と図３に示した受信処理部とを比較すると、図４に示す受信処理部は、図３に示したスイッチ３８を備えていない点で相違する。その他の構成については同様であるので、詳細な説明を省略する。
When the reception processing unit illustrated in FIG. 4 is compared with the reception processing unit illustrated in FIG. 3, the reception processing unit illustrated in FIG. 4 is different in that the
ここで、加算部１０２は、周波数偏差Δｆ1及び周波数偏差Δｆ2の加算結果（Δｆ1＋Δｆ2）を平均部８４に出力する。全ブランチ共通に使用される平均部８４は、各ブランチの加算部１０２から加算結果（Δｆ1＋Δｆ2）を入力し、全ブランチの加算結果（Δｆ1＋Δｆ2）の平均値を算出し、全ブランチの周波数偏差の平均値である平均周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）を各ブランチのＮＣＯ１０３に出力する。
Here, the adding
全ブランチ共通に使用される発振器８０は、既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号を、各ブランチのＮＣＯ１０３に出力する。
ＮＣＯ１０３は、局部発振器であり、発振器８０から既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号を入力すると共に、平均部８４から平均周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）を入力し、既定値ｆcを平均周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）で減算することで補正し、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2）を発振周波数とした正弦波デジタル信号を生成し、正弦波デジタル信号をＱＤＭ９２及びＱＭ８９に出力する。これにより、ＱＤＭ９２において、受信信号の周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）が補正され、ＱＭ８９において、送信信号の周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）が補正される。
NCO103 are local oscillator inputs with the
ここで、通信開始時の最初のＴＤＤサブフレームを用いて周波数偏差Δｆ1が検出された際には、加算部１０２は、周波数偏差記憶部１０１から周波数偏差Δｆ1を入力すると共に、第２の周波数偏差検出部１０８からヌルの信号を入力し、加算結果Δｆ1を平均部８４に出力する。そして、ＮＣＯ１０３は、平均部８４から平均周波数偏差（Δｆ’’1）を入力し、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1）を発振周波数とする正弦波デジタル信号をＱＤＭ９２及びＱＭ８９に出力する。これにより、ＱＤＭ９２において、受信信号の周波数偏差Δｆ’’1が補正され、ＱＭ８９において、送信信号の周波数偏差Δｆ’’1が補正される。尚、平均部８４により、平均周波数偏差（Δｆ’’1）が算出されるものとする。
Here, when the frequency deviation Δf 1 is detected using the first TDD subframe at the start of communication, the adding
また、通信開始時の最初のＴＤＤサブフレームを用いて周波数偏差Δｆ2が検出された際には、加算部１０２は、周波数偏差記憶部１０１から周波数偏差Δｆ1を入力すると共に、第２の周波数偏差検出部１０８から周波数偏差Δｆ2を入力し、加算結果（Δｆ1＋Δｆ2）を平均部８４に出力する。そして、ＮＣＯ１０３は、平均部８４から平均周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）を入力し、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2）を発振周波数とする正弦波デジタル信号をＱＤＭ９２及びＱＭ８９に出力する。これにより、ＱＤＭ９２において、受信信号の周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）が補正され、ＱＭ８９において、送信信号の周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）が補正される。通信開始時の第２番目以降のＴＤＤサブフレームを用いて周波数偏差Δｆ2が検出された際も同様である。
In addition, when the frequency deviation Δf 2 is detected using the first TDD subframe at the start of communication, the adding
このように、ＢＳ２−１の変復調部８−１において、受信信号の周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）が補正され、送信信号の周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）が補正される。 Thus, the modem unit 8-1 BS 2-1, the frequency deviation of the received signal (Δf '' 1 + Δf ' ' 2) is corrected, the frequency deviation of the transmit signal (Δf '' 1 + Δf ' ' 2) is It is corrected.
（周波数偏差補正処理／実施例１）
次に、図２に示した実施例１の無線通信システムにおいて、ＭＳ１−１のＲＦ部４−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数と、ＢＳ２−１のＲＦ部７−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数との間の偏差を補正し、全ての経路の無線周波数を一致させる処理について説明する。前述のとおり、ＭＳ１−１のＲＦ部４−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数は変化せず一定であり、ＢＳ２−１のＲＦ部７−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数は、ＮＣＯ１０３から出力される補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2）に応じて変化する。
(Frequency deviation correction processing / Example 1)
Next, in the wireless communication system according to the first embodiment illustrated in FIG. 2, the radio frequency of the RF signal transmitted from the RF unit 4-1 of the MS 1-1 is transmitted from the RF unit 7-1 of the BS 2-1. A process for correcting the deviation of the RF signal from the radio frequency and matching the radio frequencies of all paths will be described. As described above, the radio frequency of the RF signal transmitted from the RF unit 4-1 of the MS 1-1 is constant without changing, and the radio frequency of the RF signal transmitted from the RF unit 7-1 of the BS 2-1 is It changes according to the correction value (f NCO = f c −Δf ″ 1 −Δf ″ 2 ) output from the NCO 103.
図５は、実施例１において、無線周波数の偏差を補正して一致させる処理を示すフローチャートである。まず、ＭＳ１−１は、各ブランチから同時にＲＦ信号を送信する（ステップＳ５０１）。具体的には、ＭＳ１−１における変復調部５−１のＱＭ１４により、発振器５０における既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交変調が行われ、ＲＦ部４−１のＵ／Ｃ４２により、局部発振器４０における既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号に基づいてＲＦ信号に周波数変換され、ＲＦ信号がＭＳ１−１のブランチから送信される。このＲＦ信号の無線周波数は固定である。
FIG. 5 is a flowchart illustrating processing for correcting and matching radio frequency deviation in the first embodiment. First, the MS 1-1 transmits an RF signal simultaneously from each branch (step S501). Specifically, the QM14 of modem units 5-1 in MS1-1, quadrature modulation is performed on the basis of the
ＢＳ２−１は、ＭＳ１−１とＢＳ２−１との間の平均周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）を検出する（ステップＳ５０２）。具体的には、ＢＳ２−１におけるＲＦ部７−１のＤ／Ｃ７１により、局部発振器７０における既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号に基づいて、受信したＲＦ信号がＩＦ信号に周波数変換される。そして、変復調部８−１の第１の周波数偏差検出部１００により、第１の周波数偏差Δｆ1が検出され、第２の周波数偏差検出部１０８により、第２の周波数偏差Δｆ2が検出され、平均部８４により、平均周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）が算出される。
BS2-1 detects an average frequency deviation (Δf ″ 1 + Δf ″ 2 ) between MS 1-1 and BS 2-1 (step S502). Specifically, the D /
ＢＳ２−１は、全ブランチにおいて、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2）の発振周波数にて送信信号を直交変調し、ＲＦ信号をＭＳ１−１へ送信する（ステップＳ５０３）。具体的には、ＢＳ２−１における変復調部８−１のＱＭ８９により、既定値ｆcが周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）で補正された補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交変調が行われる。そして、ＲＦ部７−１のＵ／Ｃ７２により、局部発振器７０における既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号に基づいてＲＦ信号に周波数変換され、ＲＦ信号がＢＳ２−１から送信される。このＲＦ信号の無線周波数は、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2）に応じて変化する。つまり、ＱＭ８９により、ＭＳ１−１とＢＳ２−１との間の平均周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）が反映された補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて、直交変調が行われる。
The BS 2-1 performs quadrature modulation on the transmission signal at the oscillation frequency of the correction value (f NCO = f c −Δf ″ 1 −Δf ″ 2 ) in all branches, and transmits the RF signal to the MS 1-1 ( Step S503). Specifically, a correction value (f NCO = f c −Δf ′) obtained by correcting the predetermined value f c with a frequency deviation (Δf ″ 1 + Δf ″ 2 ) by the
ＢＳ２−１は、全ブランチにおいて、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2）の発振周波数にて受信信号を直交復調し、復調処理を継続する（ステップＳ５０４）。具体的には、ＢＳ２−１におけるＲＦ部７−１のＤ／Ｃ７１により、局部発振器７０における既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号に基づいて、受信したＲＦ信号がＩＦ信号に周波数変換される。そして、変復調部８−１のＱＤＭ９２により、既定値ｆcが周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）で補正された補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交復調が行われる。つまり、ＱＤＭ９２により、ＭＳ１−１とＢＳ２−１との間の平均周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）が反映された補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて、直交復調が行われる。
The BS 2-1 performs orthogonal demodulation on the received signal at the oscillation frequency of the correction value (f NCO = f c −Δf ″ 1 −Δf ″ 2 ) in all branches, and continues the demodulation process (step S504). Specifically, the D /
図６は、図５に示した処理の無線周波数を説明する図である。ＭＳ１−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数をｆ1とし、ＢＳ２−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数をｆ2とする。通信開始時に、ＭＳ１−１から無線周波数ｆ1のＲＦ信号が送信されると、ＢＳ２−１において、ＭＳ１−１の局部発振器４０の発振周波数とＢＳ２−１の局部発振器７０の発振周波数との間の偏差に相当する周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）が検出される。そうすると、ＱＤＭ９２により、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交復調が行われ、ＱＭ８９により、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交変調が行われる。ＢＳ２−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数ｆ2は、最初から常に、ＭＳ１−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数ｆ1と一致する。
FIG. 6 is a diagram for explaining the radio frequency of the process shown in FIG. Let the radio frequency of the RF signal transmitted from the MS 1-1 be f 1, and let the radio frequency of the RF signal transmitted from the BS 2-1 be f 2 . When an RF signal having a radio frequency f 1 is transmitted from the MS 1-1 at the start of communication, between the oscillation frequency of the
ここで、周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）は、ＭＳ１−１のＵ／Ｃ４２が使用する局部発振器４０の既定値Ｌoの発振周波数と、ＢＳ２−１のＤ／Ｃ７１が使用する局部発振器７０の既定値Ｌoの発振周波数との間の偏差である。また、ＢＳ２−１のＤ／Ｃ７１及びＵ／Ｃ７２が使用する局部発振器７０は共通である。したがって、ＢＳ２−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数ｆ2は、周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）が補正された周波数に変化し、結果として、ＭＳ１−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数ｆ1に自ずと一致することになる。
Here, the frequency deviation (Δf ″ 1 + Δf ″ 2 ) is the oscillation frequency of the default value Lo of the
図５に戻って、ＭＳ１−１は、ＭＳ１−１とＢＳ２−１との間の平均周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）を検出する（ステップＳ５０５）。具体的には、ＭＳ１−１におけるＲＦ部４−１のＤ／Ｃ４１により、局部発振器４０における既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号に基づいて、受信したＲＦ信号がＩＦ信号に周波数変換される。そして、変復調部５−１の第１の周波数偏差検出部２８により、第１の周波数偏差Δｆ1が検出され、第２の周波数偏差検出部３６により、第２の周波数偏差Δｆ2が検出され、平均部５４により、平均周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）が算出される。
Returning to FIG. 5, the MS 1-1 detects the average frequency deviation (Δf ′ 1 + Δf ′ 2 ) between the MS 1-1 and the BS 2-1 (step S 505). Specifically, the received RF signal is frequency-converted into an IF signal by the D /
ＭＳ１−１は、全ブランチにおいて、既定値ｆcの発振周波数にて送信信号を直交変調し、ＲＦ信号をＢＳ２−１へ送信する（ステップＳ５０６）。送信信号の周波数補正は行われない。具体的には、ＭＳ１−１における変復調部５−１のＱＭ１４により、既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交変調が行われる。そして、ＲＦ部４−１のＵ／Ｃ４２により、局部発振器４０における既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号に基づいてＲＦ信号に周波数変換され、ＲＦ信号がＭＳ１−１から送信される。
In all branches, the MS 1-1 performs quadrature modulation on the transmission signal at the oscillation frequency of the predetermined value f c and transmits the RF signal to the BS 2-1 (step S506). The frequency correction of the transmission signal is not performed. Specifically, the QM14 of modem units 5-1 in MS1-1, quadrature modulation is performed on the basis of the sine-wave digital signal of the oscillation frequency of the default values f c. Then, the U /
ＭＳ１−１は、全ブランチにおいて、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’1−Δｆ’2）の発振周波数にて受信信号を直交復調し、復調処理を継続する（ステップＳ５０７）。具体的には、ＭＳ１−１におけるＲＦ部４−１のＤ／Ｃ４１により、局部発振器４０における既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号に基づいて、受信したＲＦ信号がＩＦ信号に周波数変換される。そして、変復調部５−１のＱＤＭ２０により、既定値ｆcが周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）で補正された補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’1−Δｆ’2）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交復調が行われる。つまり、ＱＤＭ２０により、ＭＳ１−１とＢＳ２−１との間の平均周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）が反映された補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’1−Δｆ’2）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて、直交復調が行われる。
The MS 1-1 performs quadrature demodulation of the received signal at the oscillation frequency of the correction value (f NCO = f c −Δf ′ 1 −Δf ′ 2 ) in all branches, and continues the demodulation process (step S507). Specifically, the received RF signal is frequency-converted into an IF signal by the D /
ただし、ＭＳ１−１における変復調部５−１の各ブランチで検出される周波数偏差（Δｆ1＋Δｆ2）及び全ブランチの平均周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）は、ＢＳ２−１における変復調部８−１の各ブランチにて周波数偏差（Δｆ1’’＋Δｆ2’’）が補正されることから、理想的にはゼロに近い値となる。 However, the frequency deviation (Δf 1 + Δf 2 ) detected in each branch of the modulation / demodulation unit 5-1 in the MS 1-1 and the average frequency deviation (Δf ′ 1 + Δf ′ 2 ) of all the branches are the modulation / demodulation unit 8 in the BS 2-1. Since the frequency deviation (Δf 1 ″ + Δf 2 ″) is corrected in each branch of −1, the value is ideally close to zero.
そして、この処理は、ステップＳ５０６及びステップＳ５０７からステップＳ５０２へ移行し、ステップＳ５０２〜ステップＳ５０７を繰り返す。２回目以降の処理であっても、ＭＳ１−１の変復調部５−１は、既定値ｆcの発振周波数にて送信信号を直交変調する。 And this process transfers to step S502 from step S506 and step S507, and repeats step S502-step S507. Even the second or subsequent processing, the modem unit 5-1 MS1-1 are orthogonal modulates the transmission signal at the oscillation frequency of the default values f c.
このように、ＭＳ１−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数を基準に、当該無線周波数に各部の周波数が同期した状態で、ＭＳ１−１及びＢＳ２−１が動作することになる。 As described above, with reference to the radio frequency of the RF signal transmitted from the MS 1-1, the MS 1-1 and the BS 2-1 operate in a state where the frequency of each unit is synchronized with the radio frequency.
以上のように、実施例１の無線通信システムによれば、ＭＳ１−１の各ブランチが共通の局部発振器４０を用い、ＢＳ２−１の各ブランチも共通の局部発振器７０を用いた場合に、ＭＳ１−１の各ブランチは、既定値ｆcの発振周波数にて送信信号を直交変調し、局部発振器４０における既定値Ｌoの発振周波数にて送信信号を周波数変換し、基準となる無線周波数のＲＦ信号を送信するようにした。そして、ＢＳ２−１の各ブランチは、ＭＳ１−１の局部発振器４０とＢＳ２−１の局部発振器７０との間の周波数偏差が反映された全ブランチの平均周波数偏差（Δｆ’’1＋Δｆ’’2）を検出し、これの補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’’1−Δｆ’’2）の発振周波数にて、直交変調を行いＲＦ信号を送信すると共に、直交復調を行うようにした。
As described above, according to the wireless communication system of the first embodiment, when each branch of the MS 1-1 uses the common
これにより、ＭＳ１−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数に、ＢＳ２−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数を一致させることができる。つまり、ＭＳ１−１とＢＳ２−１との間で無線周波数の偏差が存在する状態から、無線周波数の偏差が存在しない状態へ変化する。ＭＳ１−１及びＢＳ２−１においては、通信開始時の最初からブランチ間で無線周波数の偏差が存在しない。結果として、ＭＳ１−１及びＢＳ２−１から送信される全てのＲＦ信号の無線周波数が一致する。 Thereby, the radio frequency of the RF signal transmitted from the BS 2-1 can be matched with the radio frequency of the RF signal transmitted from the MS 1-1. That is, the state changes from the state where the radio frequency deviation exists between the MS 1-1 and the BS 2-1 to the state where there is no radio frequency deviation. In MS1-1 and BS2-1, there is no radio frequency deviation between the branches from the beginning of communication. As a result , the radio frequencies of all RF signals transmitted from the MS 1-1 and BS 2-1 match.
したがって、外部からのリファレンス信号を利用することなく、無線通信システム内で、ＭＳ１−１のＲＦ部４−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数に、ＢＳ２−１のＲＦ部７−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数を高精度に一致させることが可能となる。 Therefore, transmission from the RF unit 7-1 of the BS 2-1 to the radio frequency of the RF signal transmitted from the RF unit 4-1 of the MS 1-1 is performed within the wireless communication system without using an external reference signal. It is possible to match the radio frequency of the RF signal to be made with high accuracy.
〔実施例２〕
次に、実施例２について説明する。実施例２は、ＭＳの各ブランチが共通の局部発振器を用い、ＢＳの各ブランチが独立した個別の局部発振器を用いる場合に、実施例１と同様に、送信される全てのＲＦ信号の無線周波数を一致させる例である。
[Example 2]
Next, Example 2 will be described. In the second embodiment, when each branch of the MS uses a common local oscillator and each branch of the BS uses an independent local oscillator, the radio frequencies of all the RF signals transmitted are the same as in the first embodiment. Is an example of matching.
図７は、実施例２の無線通信システムの全体構成を示すブロック図である。実施例２の無線通信システムは、４本のアンテナ３、ＲＦ部４−１及び変復調部５−１を備えたＭＳ１−２と、４本のアンテナ６、ＲＦ部７−２及び変復調部８−２を備えたＢＳ２−２とにより構成される。この実施例２の無線通信システムは、図１に示した無線通信システムにおけるアンテナ２０１−５，２０１−６及びＲＦ部２０２−５，２０２−６を除去したものに相当する。
FIG. 7 is a block diagram illustrating the overall configuration of the wireless communication system according to the second embodiment. The wireless communication system according to the second embodiment includes an MS 1-2 including four
実施例２は、ＭＳ１−２において、４本のアンテナ３に対応したＲＦ部４−１が、１つのＲＦの装置内に実装され、１つの局部発振器４０の信号を分配し各ブランチで共通して使用する。また、ＢＳ２−２において、４本のアンテナ６のそれぞれに対応したＲＦ部７−２が、ブランチ毎に個別のＲＦの装置内に実装され、局部発振器７０も独立して使用する例である。
In the second embodiment, in the MS 1-2, the RF unit 4-1 corresponding to the four
実施例２では、ＭＳ１−２とＢＳ２−２との間で周波数偏差が存在し、ＭＳ１−２においては、ブランチ間で周波数偏差が存在せず、ＢＳ２−２においては、ブランチ間で周波数偏差が存在する。 In the second embodiment, there is a frequency deviation between MS1-2 and BS2-2. In MS1-2, there is no frequency deviation between branches. In BS2-2, there is a frequency deviation between branches. Exists.
ＭＳ１−２のＲＦ部４−１及び変復調部５−１は、図２に示した実施例１の構成と同様であるから、ここでは説明を省略する。 The RF unit 4-1 and the modem unit 5-1 of the MS1-2 are the same as the configuration of the first embodiment shown in FIG.
ＢＳ２−２におけるＲＦ部７−２のブランチは、他のブランチとは異なる局部発振器７０を備え、スイッチ６０、Ｄ／Ｃ７１及びＵ／Ｃ７２を備えている。局部発振器７０、スイッチ６０、Ｄ／Ｃ７１及びＵ／Ｃ７２は、図２にて説明済みであるから、ここでは説明を省略する。
The branch of the RF unit 7-2 in the BS 2-2 includes a
ＢＳ２−２の変復調部８−２は、１つの発振器８０、ブランチ毎のＡ／Ｄ変換部８１及びＤ／Ａ変換部８２、並びに１つの信号処理部１１２を備えている。信号処理部１１２は、ブランチ毎の処理部を備え、例えばＦＰＧＡ等により構成される。
The modulation / demodulation unit 8-2 of the BS 2-2 includes one
ＭＳ１−２におけるＲＦ部４−１の局部発振器４０は、全ブランチで共通であるため、ブランチ間の周波数偏差はゼロである。ＲＦ部７−２の局部発振器７０は、ブランチ間で異なるため、ブランチ間の周波数偏差は存在する。一方、ＭＳ１−２におけるＲＦ部４−１の局部発振器４０により出力される正弦波信号の発振周波数と、ＢＳ２−２におけるブランチ毎のＲＦ部７−１の局部発振器７０により出力される正弦波信号の発振周波数とは、個体差に起因して、周波数偏差が存在する。このため、ＭＳ１−２とＢＳ２−２の各ブランチとの間の周波数偏差を補正し、ＭＳ１−２からＢＳ２−２へ送信されるＲＦ信号の周波数と、ＢＳ２−２からＭＳ１−２へ送信されるＲＦ信号の周波数とを一致させる必要がある。以下、周波数偏差を補正して、ＲＦ信号の周波数を一致させる処理について説明する。
Since the
（ＭＳ１−２／実施例２）
図７に示したＭＳ１−２は、図３に示した実施例１のＭＳ１−１と同様であるから、ここでは説明を省略する。
(MS1-2 / Example 2)
Since MS1-2 shown in FIG. 7 is the same as MS1-1 of Example 1 shown in FIG. 3, description thereof is omitted here.
（ＢＳ２−２／実施例２）
図７に示したＢＳ２−２について詳細に説明する。図８は、ＢＳ２−２の構成を示すブロック図である。このＢＳ２−２は、アンテナ６、スイッチ６０、ＲＦ部７−２及び変復調部８−２を備えている。図８に示すＲＦ部７−２及び変復調部８−２は、説明の関係上、図７に示したＲＦ部７−２及び変復調部８−２における４ブランチのうち、１ブランチの構成を示している。また、図８に示すスイッチ６０は、図７に示したＲＦ部７−２のスイッチ６０に対応するが、説明の関係上、ＲＦ部７−２の外部に設置されるように示してある。
(BS2-2 / Example 2)
The BS 2-2 shown in FIG. 7 will be described in detail. FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of BS2-2. The BS 2-2 includes an
図４に示した実施例１のＢＳ２−１と同様に、図８に示すＢＳ２−２の下段が送信処理ブロック部であり、上段が受信処理ブロック部である。 Similarly to the BS 2-1 of the first embodiment illustrated in FIG. 4, the lower stage of the BS 2-2 illustrated in FIG. 8 is a transmission processing block unit, and the upper stage is a reception processing block unit.
図８に示す実施例２のＢＳ２−２と図４に示した実施例１のＢＳ２−１とを比較すると、実施例２のＢＳ２−２は、ＲＦ部７−２の局部発振器７０が独立して当該ブランチにのみ用いられ、ＮＣＯ１０３が加算部１０２から周波数偏差（Δｆ1＋Δｆ2）を直接入力する点で、実施例１のＢＳ２−１と相違する。
When the BS 2-2 of the second embodiment shown in FIG. 8 is compared with the BS 2-1 of the first embodiment shown in FIG. 4, the
（変復調部８−２）
変復調部８−２は、１ブランチの構成において、下段に示す送信処理部及び上段に示す受信処理部を備えている。発振器８０は、全ブランチに共通して使用される。変復調部８−２は、実施例１の平均部８４を備えていない。
(Modulator / Demodulator 8-2)
The modem unit 8-2 includes a transmission processing unit shown in the lower stage and a reception processing unit shown in the upper stage in a one-branch configuration. The
送信処理部は、図４に示した実施例１と同様に、ＩＦＦＴ演算部８５等を備えている。これらの構成部は、図４に示した実施例１と同様であるから、ここでは説明を省略する。実施例２において、ＱＭ８９は、ＮＣＯ１０３から、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）を発振周波数とする正弦波デジタル信号を入力する。ｍはブランチの番号を示す。
Similar to the first embodiment shown in FIG. 4, the transmission processing unit includes an
このように、ＢＳ２−２のブランチから、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）の発振周波数にてデジタル直交変調され、かつ固定の既定値Ｌoの発振周波数にて周波数変換されたＲＦ信号（無線周波数ｆ2,mのＲＦ信号）が送信される。 In this way, from the branch of BS2-2, digital quadrature modulation is performed at the oscillation frequency of the correction value (f NCO = f c −Δf 1, m −Δf 2, m ), and the oscillation frequency is set to the fixed default value Lo. The frequency-converted RF signal (RF signal of radio frequency f2 , m ) is transmitted.
受信処理部は、Ａ／Ｄ変換部８１等を備えている。これらの構成部は、図４に示した実施例１の構成部と同じであるから、説明を省略する。実施例２において、加算部１０２は、周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,ｍ）をＮＣＯ１０３に出力し、ＮＣＯ１０３は、加算部１０２から周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,ｍ）を入力し、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）を発振周波数とした正弦波デジタル信号を生成し、正弦波デジタル信号をＱＤＭ９２及びＱＭ８９に出力する。これにより、ＱＤＭ９２において、受信信号の周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,ｍ）が補正され、ＱＭ８９において、送信信号の周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,ｍ）が補正される。
The reception processing unit includes an A /
このように、ＢＳ２−２の変復調部８−２の各ブランチにおいて、受信信号の周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,ｍ）が補正され、送信信号の周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,ｍ）が補正される。 Thus, in each branch of the modem unit 8-2 of BS 2-2, the frequency deviation of the received signal (Δf 1, m + Δf 2 , m) are corrected, the frequency deviation of the transmit signal (Δf 1, m + Δf 2 , m ) is corrected.
（周波数偏差補正処理／実施例２）
次に、図７に示した実施例２の無線通信システムにおいて、ＭＳ１−２のＲＦ部４−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数と、ＢＳ２−２のＲＦ部７−２の各ブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数との間の偏差を補正し、全ての経路の無線周波数を一致させる処理について説明する。前述のとおり、ＭＳ１−２のＲＦ部４−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数は変化せず一定であり、ＢＳ２−２のＲＦ部７−２の各ブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数は、ＮＣＯ１０３から出力される補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）に応じて変化する。
(Frequency deviation correction processing / Example 2)
Next, in the radio communication system according to the second embodiment illustrated in FIG. 7, the radio frequency of the RF signal transmitted from the RF unit 4-1 of the MS 1-2 and each branch of the RF unit 7-2 of the BS 2-2 A process for correcting the deviation of the transmitted RF signal from the radio frequency and matching the radio frequencies of all paths will be described. As described above, the radio frequency of the RF signal transmitted from the RF section 4-1 of the MS1-2 is constant without change, and the radio frequency of the RF signal transmitted from each branch of the RF section 7-2 of the BS2-2. The frequency changes according to a correction value (f NCO = f c −Δf 1, m −Δf 2, m ) output from the NCO 103.
図９は、実施例２において、無線周波数の偏差を補正して一致させる処理を示すフローチャートである。まず、ＭＳ１−２は、各ブランチから同時にＲＦ信号を送信する（ステップＳ９０１）。ステップＳ９０１は、図５に示したステップＳ５０１と同様である。 FIG. 9 is a flowchart illustrating a process of correcting and matching radio frequency deviations in the second embodiment. First, the MS 1-2 simultaneously transmits an RF signal from each branch (step S901). Step S901 is the same as step S501 shown in FIG.
ＢＳ２−２は、ブランチ毎に、ＭＳ１−２とＢＳ２−２のブランチとの間の周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,m）を検出する（ステップＳ９０２）。具体的には、ＢＳ２−２におけるＲＦ部７−２のＤ／Ｃ７１により、局部発振器７０における既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号に基づいて、受信したＲＦ信号がＩＦ信号に周波数変換される。そして、変復調部８−２の第１の周波数偏差検出部１００により、第１の周波数偏差Δｆ1,mが検出され、第２の周波数偏差検出部１０８により、第２の周波数偏差Δｆ2,mが検出され、加算部１０２により、周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,m）が算出される。
The BS 2-2 detects the frequency deviation (Δf 1, m + Δf 2, m ) between the MS 1-2 and the branch of the BS 2-2 for each branch (step S902). Specifically, the D /
ＢＳ２−２は、ブランチ毎に、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）の発振周波数にて送信信号を直交変調し、ＲＦ信号をＭＳ１−２へ送信する（ステップＳ９０３）。具体的には、ＢＳ２−２における変復調部８−２のＱＭ８９により、既定値ｆcが周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,m）で補正された補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交変調が行われる。そして、ＲＦ部７−２のＵ／Ｃ７２により、局部発振器７０における既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号に基づいてＲＦ信号に周波数変換され、ＲＦ信号がＢＳ２−２から送信される。このＲＦ信号の無線周波数は、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）に応じて変化する。
The BS 2-2 performs quadrature modulation of the transmission signal at the oscillation frequency of the correction value (f NCO = f c −Δf 1, m −Δf 2, m ) for each branch, and transmits the RF signal to the MS 1-2 ( Step S903). Specifically, a correction value (f NCO = f c −Δf 1 ) obtained by correcting the predetermined value f c with the frequency deviation (Δf 1, m + Δf 2, m ) by the
ＢＳ２−２は、ブランチ毎に、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）の発振周波数にて受信信号を直交復調し、復調処理を継続する（ステップＳ９０４）。具体的には、ＢＳ２−２におけるＲＦ部７−２のＤ／Ｃ７１により、局部発振器７０における既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号に基づいて、受信したＲＦ信号がＩＦ信号に周波数変換される。そして、変復調部８−２のＱＤＭ９２により、既定値ｆcが周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,m）で補正された補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交復調が行われる。つまり、ＱＤＭ９２により、ＭＳ１−２とＢＳ２−２のブランチとの間の周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,m）を反映した補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて、直交復調が行われる。
The BS 2-2 performs quadrature demodulation of the received signal at the oscillation frequency of the correction value (f NCO = f c −Δf 1, m −Δf 2, m ) for each branch, and continues the demodulation process (step S904). Specifically, the D /
図１０は、図９に示した処理の無線周波数を説明する図である。ＭＳ１−２から送信されるＲＦ信号の無線周波数をｆ1とし、ＢＳ２−２のｍ番目のブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数をｆ2,mとする。以下、構成部の番号に付加する「−ｍ」は、ｍ番目のブランチの構成部であることを示す。 FIG. 10 is a diagram for explaining the radio frequency of the process shown in FIG. The radio frequency of the RF signal transmitted from the MS1-2 and f 1, the radio frequency of the RF signal transmitted from the m-th branch of BS2-2 and f 2, m. Hereinafter, “−m” added to the number of the component indicates that the component is the component of the m-th branch.
通信開始時に、ＭＳ１−２から無線周波数ｆ1のＲＦ信号が送信されると、ＢＳ２−２において、ＭＳ１−２の局部発振器４０の発振周波数とＢＳ２−２のブランチにおける局部発振器７０−ｍの発振周波数との間の偏差に相当する周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,m）が検出される。そうすると、ＱＤＭ９２−ｍにより、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交復調が行われ、ＱＭ８９−ｍにより、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交変調が行われる。ＢＳ２−２のｍ番目のブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数ｆ2,mは、最初から常に、ＭＳ１−２から送信されるＲＦ信号の無線周波数ｆ1と一致する。
At the start of communication, the RF signal in a radio frequency f 1 from MS1-2 are transmitted, the BS 2-2, the oscillation of the local oscillator 70-m at the oscillation frequency and the branch BS 2-2 of the
ここで、周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,m）は、ＭＳ１−２のＵ／Ｃ４２が使用する局部発振器４０の既定値Ｌoの発振周波数と、ＢＳ２−２のＤ／Ｃ７１−ｍが使用する局部発振器７０−ｍの既定値Ｌoの発振周波数との間の偏差である。また、ＢＳ２−２のＤ／Ｃ７１−ｍ及びＵ／Ｃ７２−ｍが使用する局部発振器７０−ｍは共通である。したがって、ＢＳ２−２のｍ番目のブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数ｆ2,mは、周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,m）が補正された周波数に変化し、結果として、ＭＳ１−２から送信されるＲＦ信号の無線周波数ｆ1に自ずと一致することになる。
Here, the frequency deviation (Δf 1, m + Δf 2, m ) is used by the oscillation frequency of the default value Lo of the
図９に戻って、ＭＳ１−２は、ＭＳ１−２とＢＳ２−２との間の平均周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）を検出し（ステップＳ９０５）、全ブランチにおいて、既定値ｆcの発振周波数にて送信信号を直交変調し、ＲＦ信号をＢＳ２−２へ送信する（ステップＳ９０６）。送信信号の周波数補正は行われない。そして、ＭＳ１−２は、全ブランチにおいて、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ’1−Δｆ’2）の発振周波数にて受信信号を直交復調し、復調処理を継続する（ステップＳ９０７）。ステップＳ９０５〜ステップＳ９０７は、図５に示したステップＳ５０５〜ステップＳ５０７と同様である。 Returning to FIG. 9, MS1-2 detects the average frequency deviation (Δf '1 + Δf' 2 ) between the MS1-2 and BS 2-2 (step S905), in all branches, the default value f c The transmission signal is orthogonally modulated at the oscillation frequency, and the RF signal is transmitted to the BS 2-2 (step S906). The frequency correction of the transmission signal is not performed. Then, the MS 1-2 performs quadrature demodulation on the received signal at the oscillation frequency of the correction value (f NCO = f c −Δf ′ 1 −Δf ′ 2 ) in all branches, and continues the demodulation process (step S907). Steps S905 to S907 are the same as steps S505 to S507 shown in FIG.
ただし、ＭＳ１−２における変復調部５−１の各ブランチで検出される周波数偏差（Δｆ1＋Δｆ2）及び全ブランチの平均周波数偏差（Δｆ’1＋Δｆ’2）は、ＢＳ２−２における変復調部８−２の各ブランチにて周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,m）が補正されることから、理想的にはゼロに近い値となる。 However, the frequency deviation (Δf 1 + Δf 2 ) detected in each branch of the modulation / demodulation unit 5-1 in the MS 1-2 and the average frequency deviation (Δf ′ 1 + Δf ′ 2 ) of all branches are the modulation / demodulation unit 8 in the BS 2-2. Since the frequency deviation (Δf 1, m + Δf 2, m ) is corrected in each of the −2 branches, the value is ideally close to zero.
そして、この処理は、ステップＳ９０６及びステップＳ９０７からステップＳ９０２へ移行し、ステップＳ９０２〜ステップＳ９０７を繰り返す。２回目以降の処理であっても、ＭＳ１−２の変復調部５−１は、既定値ｆcの発振周波数にて送信信号を直交変調する。 And this process transfers to step S902 from step S906 and step S907, and repeats step S902-step S907. Even the second or subsequent processing, the modem unit 5-1 MS1-2 are orthogonal modulates the transmission signal at the oscillation frequency of the default values f c.
このように、ＭＳ１−２から送信されるＲＦ信号の無線周波数を基準に、当該無線周波数に各部の周波数が同期した状態で、ＭＳ１−２及びＢＳ２−２が動作することになる。 In this way, with reference to the radio frequency of the RF signal transmitted from the MS 1-2, the MS 1-2 and the BS 2-2 operate in a state where the frequency of each unit is synchronized with the radio frequency.
以上のように、実施例２の無線通信システムによれば、ＭＳ１−２の各ブランチが共通の局部発振器４０を用い、ＢＳ２−２の各ブランチが独立した個別の局部発振器７０を用いた場合に、ＭＳ１−２の各ブランチは、既定値ｆcの発振周波数にて送信信号を直交変調し、局部発振器４０における既定値Ｌoの発振周波数にて送信信号を周波数変換し、基準となる無線周波数のＲＦ信号を送信するようにした。そして、ＢＳ２−２の各ブランチは、ＭＳ１−２の局部発振器４０とＢＳ２−２の当該ブランチの局部発振器７０との間の周波数偏差が反映された周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,m）を検出し、これの補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,m）の発振周波数にて、直交変調を行いＲＦ信号を送信すると共に、直交復調を行うようにした。
As described above, according to the wireless communication system of the second embodiment, when each branch of MS1-2 uses a common
これにより、ＭＳ１−２から送信されるＲＦ信号の無線周波数に、ＢＳ２−２の各ブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数を一致させることができる。つまり、ＭＳ１−２とＢＳ２−２の各ブランチとの間で無線周波数の偏差が存在する状態から、無線周波数の偏差が存在しない状態へ変化する。ＭＳ１−２は、通信開始時からブランチ間で無線周波数の偏差が存在しない。ＢＳ２−２は、通信開始時からブランチ間で無線周波数の偏差が存在するが、各ブランチの無線周波数がＭＳ１−２から送信されるＲＦ信号の基準となる無線周波数に一致するから、ブランチ間で無線周波数の偏差が存在しない状態へ変化する。結果として、ＭＳ１−２及びＢＳ２−２から送信される全てのＲＦ信号の無線周波数が一致する。 Thereby, the radio frequency of the RF signal transmitted from each branch of BS2-2 can be matched with the radio frequency of the RF signal transmitted from MS1-2. That is, the state changes from a state where a radio frequency deviation exists between each branch of the MS 1-2 and the BS 2-2 to a state where no radio frequency deviation exists. MS1-2 has no radio frequency deviation between branches since the start of communication. The BS 2-2 has a radio frequency deviation between branches since the start of communication, but the radio frequency of each branch matches the radio frequency used as the reference of the RF signal transmitted from the MS 1-2. Changes to a state where there is no radio frequency deviation. As a result, the radio frequencies of all RF signals transmitted from MS1-2 and BS2-2 match.
したがって、外部からのリファレンス信号を利用することなく、無線通信システム内で、ＭＳ１−２のＲＦ部４−１から送信されるＲＦ信号の無線周波数に、ＢＳ２−２のＲＦ部７−２から送信されるＲＦ信号の無線周波数を高精度に一致させることが可能となる。 Therefore, the radio frequency of the RF signal transmitted from the RF unit 4-1 of the MS1-2 is transmitted from the RF unit 7-2 of the BS2-2 without using the reference signal from the outside in the radio communication system. It is possible to match the radio frequency of the RF signal to be made with high accuracy.
〔実施例３〕
次に、実施例３について説明する。実施例３は、ＭＳの各ブランチが独立した個別の局部発振器を用い、ＢＳの各ブランチも独立した個別の局部発振器を用いる場合に、実施例１と同様に、送信される全てのＲＦ信号の無線周波数を一致させる例である。
Example 3
Next, Example 3 will be described. In the third embodiment, when each branch of the MS uses an independent local oscillator and each branch of the BS also uses an independent local oscillator, all the RF signals transmitted are the same as in the first embodiment. This is an example of matching radio frequencies.
図１１は、実施例３の無線通信システムの全体構成を示すブロック図である。実施例３の無線通信システムは、４本のアンテナ３、ＲＦ部４−２及び変復調部５−２を備えたＭＳ１−３と、４本のアンテナ６、ＲＦ部７−２及び変復調部８−２を備えたＢＳ２−３とにより構成される。
FIG. 11 is a block diagram illustrating the overall configuration of the wireless communication system according to the third embodiment. The wireless communication system according to the third embodiment includes an MS 1-3 having four
実施例３は、ＭＳ１−３において、４本のアンテナ３のそれぞれに対応したＲＦ部４−２が、ブランチ毎に個別のＲＦの装置内に実装され、局部発振器４０も独立して使用し、ＢＳ２−３において、４本のアンテナ６のそれぞれに対応したＲＦ部７−２が、ブランチ毎に個別のＲＦの装置内に実装され、局部発振器７０も独立して使用する例である。
In the third embodiment, in the MS1-3, the RF unit 4-2 corresponding to each of the four
実施例３では、ＭＳ１−３とＢＳ２−３との間で周波数偏差が存在し、ＭＳ１−３及びＢＳ２−３において、ブランチ間で周波数偏差が存在する。 In the third embodiment, there is a frequency deviation between MS1-3 and BS2-3, and there is a frequency deviation between branches in MS1-3 and BS2-3.
ＭＳ１−３におけるＲＦ部４−２のブランチは、他のブランチとは異なる局部発振器４０を備え、スイッチ５５、Ｄ／Ｃ４１及びＵ／Ｃ４２を備えている。局部発振器４０、スイッチ５５、Ｄ／Ｃ４１及びＵ／Ｃ４２は、説明済みであるから、ここでは説明を省略する。
The branch of the RF unit 4-2 in the MS 1-3 includes a
ＭＳ１−３の変復調部５−２は、１つの発振器５０、ブランチ毎のＡ／Ｄ変換部５１及びＤ／Ａ変換部５２、並びに１つの信号処理部１１３を備えている。信号処理部１１３は、ブランチ毎の処理部を備え、例えばＦＰＧＡ等により構成される。
The modulation / demodulation unit 5-2 of the MS1-3 includes one
ＢＳ２−３のＲＦ部７−２、及び変復調部８−２は、図７に示した実施例２の構成と同様であるから、ここでは説明を省略する。 The RF unit 7-2 and the modem unit 8-2 of the BS 2-3 are the same as those of the second embodiment shown in FIG.
ＭＳ１−３におけるＲＦ部４−２の局部発振器４０は、ブランチ間で異なるため、ブランチ間の周波数偏差は存在する。ＢＳ２−３におけるＲＦ部７−２の局部発振器７０も、ブランチ間で異なるため、ブランチ間の周波数偏差は存在する。一方、ＭＳ１−３におけるブランチ毎のＲＦ部４−２の局部発振器４０により出力される正弦波信号の発振周波数と、ＢＳ２−３におけるブランチ毎のＲＦ部７−２の局部発振器７０により出力される正弦波信号の発振周波数とは、個体差に起因して、周波数偏差が存在する。このため、ＭＳ１−３の各ブランチとＢＳ２−３の各ブランチとの間の周波数偏差を補正し、ＭＳ１−３からＢＳ２−３へ送信されるＲＦ信号の周波数と、ＢＳ２−３からＭＳ１−３へ送信されるＲＦ信号の周波数とを一致させる必要がある。以下、周波数偏差を補正して、ＲＦ信号の周波数を一致させる処理について説明する。
Since the
（ＭＳ１−３／実施例３）
図１１に示したＭＳ１−３について詳細に説明する。図１２は、ＭＳ１−３の構成を示すブロック図である。このＭＳ１−３は、アンテナ３、スイッチ５５、ＲＦ部４−２及び変復調部５−２を備えている。図１２に示すＲＦ部４−２及び変復調部５−２は、説明の関係上、図１１に示したＲＦ部４−１及び変復調部５−１における４ブランチのうち、１ブランチの構成を示している。また、図１２に示すスイッチ５５は、図１１に示したＲＦ部４−２のスイッチ５５に対応するが、説明の関係上、ＲＦ部４−２の外部に設置されるように示してある。
(MS1-3 / Example 3)
The MS1-3 shown in FIG. 11 will be described in detail. FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of MS1-3. The MS1-3 includes an
図３に示した実施例１のＭＳ１−１と同様に、図１２に示すＭＳ１−３の下段が送信処理ブロック部であり、上段が受信処理ブロック部である。 Similar to the MS 1-1 of the first embodiment illustrated in FIG. 3, the lower stage of the MS 1-3 illustrated in FIG. 12 is a transmission processing block unit, and the upper stage is a reception processing block unit.
図１２に示す実施例３のＭＳ１−３と図３に示した実施例１のＭＳ１−１とを比較すると、実施例３のＭＳ１−３は、ＲＦ部４−２の局部発振器４０が独立して当該ブランチにのみ用いられ、ＮＣＯ３１が加算部３０から周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）を直接入力する点で、実施例１のＭＳ１−１と相違する。ｎはブランチの番号を示す。
When comparing the MS1-3 of the third embodiment shown in FIG. 12 and the MS1-1 of the first embodiment shown in FIG. 3, the
また、実施例３のＭＳ１−３において、４つのブランチのうちマスターブランチに設定された変復調部５−２のブランチ（例えば、１番目のブランチ）では、スイッチ３８は、発振器５０とＱＭ１４とが接続されるように設定されており、ＱＭ１４は、発振器５０からスイッチ３８を介して、既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号を固定して入力する。
In the MS 1-3 of the third embodiment, the
変復調部５−２のマスターブランチ以外のブランチでは、スイッチ３８は、通信開始時の所定時間内に、発振器５０とＱＭ１４とが接続されておらず、かつＮＣＯ３１とＱＭ１４とが接続されないように設定され、所定時間後に、ＮＣＯ３１とＱＭ１４とが接続されるように設定される。
In branches other than the master branch of the modem 5-2, the
つまり、変復調部５−２のマスターブランチ以外のブランチでは、通信開始時の所定時間内に、正弦波デジタル信号はＱＭ１４へ入力されない。これにより、通信開始時の所定時間内には、当該ブランチからＲＦ信号は送信されない。そして、ＱＭ１４は、所定時間後に、ＮＣＯ３１からスイッチ３８を介して正弦波デジタル信号を入力する。これにより、所定時間後には、当該ブランチからＲＦ信号が送信される。ここで、所定時間とは、例えば、通信を開始してから予め設定された時間である。
That is, in the branches other than the master branch of the modem unit 5-2, the sine wave digital signal is not input to the
（変復調部５−２）
変復調部５−２は、１ブランチの構成において、下段に示す送信処理部及び上段に示す受信処理部を備えている。発振器５０は、全ブランチに共通して使用される。変復調部５−２は、実施例１の平均部５４を備えていない。
(Modem 5-2)
The modulation / demodulation unit 5-2 includes a transmission processing unit illustrated in the lower stage and a reception processing unit illustrated in the upper stage in a one-branch configuration. The
送信処理部は、図３に示した実施例１と同様に、ＩＦＦＴ演算部１０等を備えている。これらの構成部は、図３に示した実施例１と同様であるから、ここでは説明を省略する。
Similar to the first embodiment shown in FIG. 3, the transmission processing unit includes an
変復調部５−２のマスターブランチでは、ＱＭ１４は、常に、発振器５０からスイッチ３８を介して、既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号を入力する。これにより、常に、マスターブランチから基準となるＲＦ信号が送信される。変復調部５−２のマスターブランチ以外のブランチでは、ＱＭ１４は、通信開始時の所定時間内に、正弦波デジタル信号を入力せず、所定時間後に、ＮＣＯ３１からスイッチ３８を介して、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）を発振周波数とする正弦波デジタル信号を入力する。これにより、通信開始時の所定時間内には、当該ブランチからＲＦ信号は送信されず、所定時間後には、当該ブランチからＲＦ信号が送信される。
The master branch of the modem unit 5-2, QM14 is always from the
マスターブランチ以外のブランチにおいて、図示しない制御部は、通信開始時の所定時間内または所定時間後を示す正弦波デジタル信号をスイッチ３８及びＱＭ１４に出力する。スイッチ３８は、通信開始時の所定時間内を示す正弦波デジタル信号を入力した場合、発振器５０とＱＭ１４とが非接続となり、かつＮＣＯ３１とＱＭ１４とが非接続となるように設定され、所定時間後を示す正弦波デジタル信号を入力した場合、ＮＣＯ３１とＱＭ１４とが接続されるように設定される。また、ＱＭ１４は、通信開始時の所定時間内を示す正弦波デジタル信号を入力した場合、信号を出力せず、所定時間後を示す正弦波デジタル信号を入力した場合、デジタル直交変調した信号をＤ／Ａ変換部５２に出力する。
In branches other than the master branch, a control unit (not shown) outputs a sine wave digital signal indicating a predetermined time at the start of communication or after a predetermined time to the
尚、マスターブランチのスイッチ３８は、発振器５０とＱＭ１４とが接続されるように予め設定され、前述の正弦波デジタル信号を入力しない。
Note that the
このように、ＭＳ１−３のマスターブランチから、固定の既定値ｆcの発振周波数にてデジタル直交変調され、かつ固定の既定値Ｌoの発振周波数にて周波数変換されたＲＦ信号（固定の無線周波数ｆ１のＲＦ信号）が、常に送信される。また、ＭＳ１−３のマスターブランチ以外のブランチから、通信開始時の所定時間内にＲＦ信号が送信されず、所定時間後に、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）を発振周波数にてデジタル直交変調され、かつ固定の既定値Ｌoの発振周波数にて周波数変換されたＲＦ信号が送信される。 Thus, the master branch of MS1-3, defaults are digitally quadrature modulated by the oscillation frequency of f c, and the frequency-converted RF signal by the oscillation frequency of the fixed default value Lo (fixed radio fixed frequency f 1 RF signal) is always transmitted. Further, the RF signal is not transmitted from a branch other than the master branch of MS1-3 within a predetermined time at the start of communication, and after a predetermined time, a correction value (f NCO = f c −Δf 1, n −Δf 2, n ) Is subjected to digital quadrature modulation at the oscillation frequency and frequency-converted at a fixed default value Lo oscillation frequency.
受信処理部は、Ａ／Ｄ変換部５１等を備えている。これらの構成部は、図３に示した実施例１の構成部と同様であるから、説明を省略する。実施例３において、加算部３０は、周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）をＮＣＯ３１に出力し、ＮＣＯ３１は、加算部３０から周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）を入力し、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）を発振周波数とした正弦波デジタル信号を生成し、正弦波デジタル信号をＱＤＭ２０及びスイッチ３８に出力する。これにより、ＱＤＭ２０において、受信信号の周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）が補正される。
The reception processing unit includes an A /
尚、スイッチ３８がＮＣＯ３１とＱＭ１４とを接続するように切り替えられている場合、ＱＭ１４は、ＮＣＯ３１から、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）を発振周波数とする正弦波デジタル信号を入力し、送信信号の周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）が補正される。
When the
このように、ＭＳ１−３の変復調部５−２において、受信信号の周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）が補正される。 In this way, the frequency deviation (Δf 1, n + Δf 2, n ) of the received signal is corrected in the modulation / demodulation unit 5-2 of the MS 1-3.
（ＢＳ２−３／実施例３）
図１１に示したＢＳ２−３は、図７に示した実施例２のＢＳ２−２と同様であるから、ここでは説明を省略する。
(BS2-3 / Example 3)
Since the BS 2-3 shown in FIG. 11 is the same as the BS 2-2 of the second embodiment shown in FIG. 7, the description thereof is omitted here.
（周波数偏差補正処理／実施例３）
次に、図１１に示した実施例３の無線通信システムにおいて、ＭＳ１−３のＲＦ部４−２の各ブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数と、ＢＳ２−３のＲＦ部７−２の各ブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数との間の偏差を補正し、全ての経路の無線周波数を一致させる処理について説明する。
(Frequency deviation correction processing / Example 3)
Next, in the radio communication system according to the third embodiment illustrated in FIG. 11, the radio frequency of the RF signal transmitted from each branch of the RF unit 4-2 of the MS1-3 and the RF unit 7-2 of the BS2-3 A process for correcting the deviation between the RF signal transmitted from each branch and the radio frequency and matching the radio frequencies of all paths will be described.
前述のとおり、通信開始時の所定時間内においては、ＭＳ１−３から送信されるＲＦ信号は、マスターブランチのみからのＲＦ信号であり、その無線周波数は変化せず一定である。ＢＳ２−３の各ブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数は、ＮＣＯ１０３から出力される補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）に応じて変化し、通信開始時の所定時間内において周波数偏差が補正されたときに、ＭＳ１−３のマスターブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数と一致する。そして、所定時間後においては、ＭＳ１−３のマスターブランチ以外のブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数は、ＮＣＯ３１から出力される補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）に応じて変化する。
As described above, within a predetermined time at the start of communication, the RF signal transmitted from MS1-3 is an RF signal from only the master branch, and its radio frequency does not change and is constant. Radio frequency RF signals transmitted from each branch of BS2-3 changes according to the correction value output from NCO103 (f NCO = f c -Δf 1, m -
図１３は、実施例３において、無線周波数の偏差を補正して一致させる処理を示すフローチャートである。まず、ＭＳ１−３は、マスターブランチ（例えば１番目のブランチ）からＲＦ信号を送信する（ステップＳ１３０１）。具体的には、ＭＳ１−３における変復調部５−２のマスターブランチのＱＭ１４により、発振器５０における既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交変調が行われ、ＲＦ部４−２のＵ／Ｃ４２により、局部発振器４０における既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号に基づいてＲＦ信号に周波数変換され、ＲＦ信号がＭＳ１−３のマスターブランチから送信される。このＲＦ信号の無線周波数は変化せず一定である。他のブランチからＲＦ信号は送信されない。
FIG. 13 is a flowchart illustrating processing for correcting and matching radio frequency deviation in the third embodiment. First, the MS 1-3 transmits an RF signal from the master branch (for example, the first branch) (step S1301). Specifically, the QM14 master branch of modem units 5-2 in MS1-3, quadrature modulation on the basis of the
ＢＳ２−３は、ブランチ毎に、ＭＳ１−３のマスターブランチとＢＳ２−３のブランチとの間の周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,m）を検出し（ステップＳ１３０２）、ブランチ毎に、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）の発振周波数にて送信信号を直交変調し、ＲＦ信号をＭＳ１−３へ送信する（ステップＳ１３０３）。そして、ＢＳ２−３は、ブランチ毎に、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）の発振周波数にて受信信号を直交復調し、復調処理を継続する（ステップＳ１３０４）。ステップＳ１３０２〜ステップＳ１３０４は、図９に示したステップＳ９０２〜ステップＳ９０４と同様である。 BS2-3 detects the frequency deviation (Δf 1, m + Δf 2, m ) between the master branch of MS1-3 and the branch of BS2-3 for each branch (step S1302), and corrects for each branch. The transmission signal is orthogonally modulated at the oscillation frequency of the value (f NCO = f c −Δf 1, m −Δf 2, m ), and the RF signal is transmitted to MS1-3 (step S1303). Then, the BS 2-3 performs quadrature demodulation of the received signal at the oscillation frequency of the correction value (f NCO = f c −Δf 1, m −Δf 2, m ) for each branch, and continues the demodulation process (step S1304). ). Steps S1302 to S1304 are the same as steps S902 to S904 shown in FIG.
ＭＳ１−３は、ブランチ毎に、ＭＳ１−３とＢＳ２−３との間の周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）を検出する（ステップＳ１３０５）。具体的には、ＭＳ１−３におけるＲＦ部４−２のＤ／Ｃ４１により、局部発振器４０における既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号に基づいて、受信したＲＦ信号がＩＦ信号に周波数変換される。そして、変復調部５−２の第１の周波数偏差検出部２８により、第１の周波数偏差Δｆ1,nが検出され、第２の周波数偏差検出部３６により、第２の周波数偏差Δｆ2,nが検出され、加算部３０により、周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）が算出される。
MS1-3 detects the frequency deviation (Δf 1, n + Δf 2, n ) between MS1-3 and BS2-3 for each branch (step S1305). Specifically, the received RF signal is frequency-converted into an IF signal by the D /
ＭＳ１−３は、マスターブランチにおいて、既定値ｆcの発振周波数にて送信信号を直交変調し、ＲＦ信号をＢＳ２−３へ送信すると共に、マスターブランチ以外のブランチにおいて、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数にて送信信号を直交変調し、ＲＦ信号をＢＳ２−３へ送信する（ステップＳ１３０６）。具体的には、通信開始時の所定時間後に、ＭＳ１−３における変復調部５−２のマスターブランチ以外のブランチのＱＭ１４により、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交変調が行われる。そして、ＲＦ部４−２のＵ／Ｃ４２により、局部発振器４０における既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号に基づいてＲＦ信号に周波数変換され、ＲＦ信号がＭＳ１−３から送信される。
MS1-3, in master branch, orthogonally modulates the transmission signal at the oscillation frequency of the default values f c, and transmits the RF signal to BS2-3, the branch other than the master branch correction value (f NCO = f The transmission signal is quadrature-modulated at an oscillation frequency of ( c− Δf 1, n −Δf 2, n ), and the RF signal is transmitted to the BS 2-3 (step S1306). Specifically, after a predetermined time at the start of communication, the correction value (f NCO = f c −Δf 1, n −Δf 2, n is determined by the
これにより、マスターブランチ以外の各ブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数は、マスターブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数と一致することになる。 As a result, the radio frequency of the RF signal transmitted from each branch other than the master branch matches the radio frequency of the RF signal transmitted from the master branch.
ＭＳ１−３は、ブランチ毎に、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数にて受信信号を直交復調し、復調処理を継続する（ステップＳ１３０７）。具体的には、ＭＳ１−３におけるＲＦ部４−２のＤ／Ｃ４１により、局部発振器４０における既定値Ｌoの発振周波数の正弦波信号に基づいて、受信したＲＦ信号がＩＦ信号に周波数変換される。そして、変復調部５−２のＱＤＭ２０により、既定値ｆcが周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,ｎ）で補正された補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,ｎ）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交復調が行われる。つまり、ＱＤＭ２０により、ＭＳ１−３とＢＳ２−３との間の周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,ｎ）を反映した補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,ｎ）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて、直交復調が行われる。
MS1-3 performs quadrature demodulation of the received signal at the oscillation frequency of the correction value (f NCO = f c −Δf 1, n −Δf 2, n ) for each branch, and continues demodulation processing (step S1307). Specifically, the received RF signal is frequency-converted into an IF signal by the D /
ただし、ＭＳ１−３における変復調部５−２の各ブランチで検出される周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,ｎ）は、ＢＳ２−３における変復調部８−２の各ブランチにて周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,m）が補正されることから、理想的にはゼロに近い値となる。つまり、ＭＳ１−３における変復調部５−２のマスターブランチ以外の各ブランチで検出される周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,ｎ）は、マスターブランチと当該各ブランチとの間の周波数偏差に相当する。 However, the frequency deviation (Δf 1, n + Δf 2, n ) detected in each branch of the modem unit 5-2 in the MS1-3 is the frequency deviation (Δf) in each branch of the modem unit 8-2 in the BS2-3. 1, m + Δf 2, m ) is corrected, so that it is ideally close to zero. That is, the frequency deviation (Δf 1, n + Δf 2, n ) detected in each branch other than the master branch of the modem unit 5-2 in the MS 1-3 is equivalent to the frequency deviation between the master branch and each branch. To do.
そして、この処理は、ステップＳ１３０６及びステップＳ１３０７からステップＳ１３０２へ移行し、ステップＳ１３０２〜ステップＳ１３０７を繰り返す。 In this process, the process proceeds from step S1306 and step S1307 to step S1302, and steps S1302 to S1307 are repeated.
図１４は、図１３に示した処理の無線周波数を説明する図である。ＭＳ１−３のマスターブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数をｆ1とし、ＭＳ１−３のマスターブランチ以外のブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数をｆ1,nとし、ＢＳ１−３のｍ番目のブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数をｆ2,mとする。以下、構成部の番号に付加する「−ｍ」「−ｎ」は、それぞれｍ番目、ｎ番目のブランチの構成部であることを示す。 FIG. 14 is a diagram for explaining the radio frequency of the process shown in FIG. The radio frequency of the RF signal transmitted from the master branch of the MS1-3 and f 1, the radio frequency of the RF signal transmitted from the branch other than the master branch of the MS1-3 and f 1, n, BS1-3 of m The radio frequency of the RF signal transmitted from the th branch is assumed to be f2 , m . Hereinafter, “−m” and “−n” added to the component numbers indicate the components of the m-th and n-th branches, respectively.
図１４の上段は、図１０に示した実施例２に対応する。通信開始時に、ＭＳ１−３のマスターブランチから無線周波数ｆ1のＲＦ信号が送信されると、ＢＳ２−３のｍ番目のブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数ｆ2,mは、周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,m）が補正された周波数に変化し、結果として、ＭＳ１−３のマスターブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数ｆ1に自ずと一致することになる。 The upper part of FIG. 14 corresponds to Example 2 shown in FIG. When an RF signal having a radio frequency f 1 is transmitted from the master branch of the MS 1-3 at the start of communication, the radio frequency f 2, m of the RF signal transmitted from the m-th branch of the BS 2-3 has a frequency deviation ( Δf 1, m + Δf 2, m ) changes to the corrected frequency, and as a result, naturally matches the radio frequency f 1 of the RF signal transmitted from the master branch of MS1-3.
図１４の下段を参照して、ＭＳ１−３のマスターブランチにおいては、ＱＭ１４−１により、既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交変調が行われ、ＭＳ１−３のマスターブランチ以外のブランチにおいては、ＱＭ１４−ｎにより、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数の正弦波デジタル信号に基づいて直交変調が行われる。ＭＳ１−３がＢＳ２−３から受信するＲＦ信号の無線周波数ｆ2,mは、図１４の上段に示したとおり、無線周波数ｆ1に一致するから、ＭＳ１−３のマスターブランチ以外のブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数ｆ2,nも、ＢＳ２−３の無線周波数ｆ2,m＝ｆ1に一致するように補正される。 Referring to the lower part of FIG. 14, in the master branch of MS1-3, by QM14-1, quadrature modulation is performed on the basis of the sine-wave digital signal of the oscillation frequency of the default values f c, the master branch of MS1-3 In other branches, quadrature modulation is performed by the QM 14-n based on the sine wave digital signal having the oscillation frequency of the correction value (f NCO = f c −Δf 1, n −Δf 2, n ). Since the radio frequency f 2, m of the RF signal received by the MS 1-3 from the BS 2-3 matches the radio frequency f 1 as shown in the upper part of FIG. 14, it is transmitted from a branch other than the master branch of the MS 1-3. The radio frequency f 2, n of the RF signal is also corrected so as to coincide with the radio frequency f 2, m = f 1 of BS2-3.
これにより、ＭＳ１−３のマスターブランチ以外のブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数ｆ2,nは、周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）が補正された周波数に変化し、結果として、ＭＳ１−３のマスターブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数ｆ1に自ずと一致することになる。 As a result, the radio frequency f 2, n of the RF signal transmitted from a branch other than the master branch of MS1-3 changes to a frequency in which the frequency deviation (Δf 1, n + Δf 2, n ) is corrected, and as a result. Therefore, it naturally matches the radio frequency f 1 of the RF signal transmitted from the master branch of MS1-3.
以上のように、実施例３の無線通信システムによれば、ＭＳ１−３の各ブランチが独立した個別の局部発振器４０を用い、ＢＳ２−３の各ブランチも独立した個別の局部発振器７０を用いた場合に、ＭＳ１−３のマスターブランチは、既定値ｆcの発振周波数にて送信信号を直交変調し、当該ブランチの局部発振器４０における既定値Ｌoの発振周波数にて送信信号を周波数変換し、基準となる無線周波数のＲＦ信号を送信するようにした。また、ＭＳ１−３のマスターブランチ以外のブランチは、通信開始時の所定時間内に、ＲＦ信号を送信しないようにし、所定時間後に、当該ブランチにて検出した周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）を反映した補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数にて、直交変調を行いＲＦ信号を送信すると共に、直交復調を行うようにした。
As described above, according to the wireless communication system of the third embodiment, each branch of MS1-3 uses an independent
ＢＳ２−３の各ブランチは、ＭＳ１−３の局部発振器４０とＢＳ２−３の当該ブランチの局部発振器７０との間の周波数偏差が反映された周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,m）を検出し、これの補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,m）の発振周波数にて、直交変調を行いＲＦ信号を送信すると共に、直交復調を行うようにした。
Each branch of BS2-3 detects a frequency deviation (Δf1 , m + Δf2 , m ) reflecting a frequency deviation between
これにより、通信開始時の所定時間内に、ＭＳ１−３のマスターブランチから送信されるＲＦ信号の基準の無線周波数に、ＢＳ２−３の各ブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数を一致させることができる。つまり、ＭＳ１−３のマスターブランチとＢＳ２−３の各ブランチとの間で無線周波数の偏差が存在する状態から、無線周波数の偏差が存在しない状態へ変化すると共に、ＢＳ２−３のブランチ間で無線周波数の偏差が存在する状態から、無線周波数の偏差が存在しない状態へ変化する。 Thus, within a predetermined time at the start of communication, the radio frequency of the RF signal transmitted from each branch of BS2-3 is matched with the reference radio frequency of the RF signal transmitted from the master branch of MS1-3. Can do. That is, a state in which there is a radio frequency deviation between the master branch of MS1-3 and each branch of BS2-3 changes to a state in which there is no radio frequency deviation, and wireless communication is performed between the branches of BS2-3. The state changes from the state where the frequency deviation exists to the state where the radio frequency deviation does not exist.
そして、ＭＳ１−３のマスターブランチ以外のブランチは、ＢＳ２−３の各ブランチから基準の無線周波数のＲＦ信号を受信するから、所定時間後に、基準の無線周波数のＲＦ信号を送信するようになる。これにより、ＭＳ１−３のマスターブランチから送信されるＲＦ信号の基準の無線周波数に、ＭＳ１−３のマスターブランチ以外のブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数を一致させることができる。つまり、ＭＳ１−３のブランチ間で無線周波数の偏差が存在する状態から、ＭＳ１−３のブランチ間で無線周波数の偏差が存在しない状態へ変化する。結果として、ＭＳ１−３及びＢＳ２−３から送信される全てのＲＦ信号の無線周波数が一致する。 The branches other than the master branch of the MS1-3 receive the RF signal of the reference radio frequency from each branch of the BS2-3, and transmit the RF signal of the reference radio frequency after a predetermined time. Thereby, the radio frequency of the RF signal transmitted from a branch other than the master branch of MS1-3 can be matched with the reference radio frequency of the RF signal transmitted from the master branch of MS1-3. In other words, the state changes from a state where there is a radio frequency deviation between the branches of MS1-3 to a state where there is no radio frequency deviation between the branches of MS1-3. As a result, the radio frequencies of all RF signals transmitted from the MS1-3 and BS2-3 match.
したがって、外部からのリファレンス信号を利用することなく、無線通信システム内で、ＭＳ１−３のＲＦ部４−２から送信されるＲＦ信号の無線周波数に、ＢＳ２−３のＲＦ部７−２から送信されるＲＦ信号の無線周波数を高精度に一致させることが可能となる。 Therefore, the radio frequency of the RF signal transmitted from the RF unit 4-2 of the MS1-3 is transmitted from the RF unit 7-2 of the BS2-3 within the radio communication system without using an external reference signal. It is possible to match the radio frequency of the RF signal to be made with high accuracy.
〔実施例４〕
次に、実施例４について説明する。実施例４は、ＭＳの各ブランチが独立した個別の局部発振器を用い、ＢＳの各ブランチも独立した個別の局部発振器を用いる実施例３を応用した例であり、ＭＳのマスターブランチが装置の故障等により使用不可となった場合に、マスターブランチを更新するものである。以下、実施例４において、実施例３と同じ構成部については説明を省略する。
Example 4
Next, Example 4 will be described. The fourth embodiment is an application example of the third embodiment in which each branch of the MS uses an independent local oscillator and each branch of the BS also uses an independent local oscillator. The master branch is updated when it becomes unusable due to the above. Hereinafter, in the fourth embodiment, the description of the same components as those in the third embodiment is omitted.
（ＭＳ１−４／実施例４）
実施例４の無線通信システムにおけるＭＳ１−４について詳細に説明する。図１５は、ＭＳ１−４の構成を示すブロック図である。このＭＳ１−４は、アンテナ３、スイッチ５５、ＲＦ部４−２、変復調部５−３、及び、全ブランチで共通するマスター選択部１６を備えている。
(MS1-4 / Example 4)
MS1-4 in the radio | wireless communications system of Example 4 is demonstrated in detail. FIG. 15 is a block diagram showing the configuration of MS1-4. The MS1-4 includes an
図１２に示した実施例３のＭＳ１−３と同様に、図１５に示すＭＳ１−４の下段が送信処理ブロック部であり、上段が受信処理ブロック部である。送信処理ブロック部は実施例３と同様であり、受信処理ブロック部は、ＲＦ部４−２のＤ／Ｃ４１、並びに、変復調部５−３のＡ／Ｄ変換部５１、ＱＤＭ２０、・・・及び加算部３０、さらに、実施例３と異なるＮＣＯ３１’及びスイッチ３８’を備え、全ブランチで共通するマスター選択部１６を備えている。
Similarly to MS1-3 of the third embodiment illustrated in FIG. 12, the lower stage of MS1-4 illustrated in FIG. 15 is a transmission processing block unit, and the upper stage is a reception processing block unit. The transmission processing block unit is the same as that of the third embodiment, and the reception processing block unit includes the D /
（ＲＦ部４−２）
図１５に示すＲＦ部４−２は、図１２に示した実施例３のＲＦ部４−２と同様であるから、ここでは説明を省略する。
(RF section 4-2)
The RF section 4-2 shown in FIG. 15 is the same as the RF section 4-2 of the third embodiment shown in FIG.
（変復調部５−３）
変復調部５−３は、１ブランチの構成において、下段に示す送信処理部及び上段に示す受信処理部を備えている。ＭＳ１−４がＢＳ２−４から後述するマスターブランチＮＧの信号を受信しない場合、変復調部５−３は、実施例３と同様に動作する。送信処理部は、実施例３と同様に、ＩＦＦＴ演算部１０等を備えている。
(Modem 5-3)
The modulation / demodulation unit 5-3 includes a transmission processing unit shown in the lower stage and a reception processing unit shown in the upper stage in the configuration of one branch. When the MS 1-4 does not receive a signal of a master branch NG described later from the BS 2-4, the modem unit 5-3 operates in the same manner as in the third embodiment. Similar to the third embodiment, the transmission processing unit includes an
変復調部５−３のＱＭ１４は、実施例３と同様である。尚、後述するマスター選択部１６により、新たなマスターブランチが選択された場合には、変復調部５−３における新たなマスターブランチのＱＭ１４は、スイッチ３８’から、既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号を入力するのではなく、新たなマスターブランチが選択される前に通常のブランチとして動作していたときの最新の補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数の正弦波デジタル信号を入力し、直交変調を行う。それ以降、新たなマスターブランチのＱＭ１４は、この正弦波デジタル信号を固定的に入力する。
The
これにより、通信開始時のマスターブランチが継続して選択されている場合、通信開始時のマスターブランチから、既定値ｆcの発振周波数で直交変調されたＲＦ信号が送信され、このＲＦ信号の無線周波数が基準となる。その後、マスターブランチが故障等により使用不可となり、新たなマスターブランチが選択された場合、新たなマスターブランチから、当該新たなマスターブランチが選択される前に通常のブランチとして動作していたときの最新の補正値ｆNCO（＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数で直交変調されたＲＦ信号が送信される。このＲＦ信号の無線周波数が基準となる。つまり、旧マスターブランチから新たなマスターブランチに切り替わった直後では、新たなマスターブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数は、切り替わる直前の旧マスターブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数と同じになる。その後、新たなマスターブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数が変動すると、他のブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数は、その変動した無線周波数に追従することになる。 Thus, if the master branch of the start of communication is continuously selected, the communication starting master branch, quadrature modulated RF signal at an oscillation frequency of the default values f c is sent, the radio of the RF signal Frequency is the reference. After that, when the master branch becomes unusable due to a failure, etc., and a new master branch is selected, the latest from when the new master branch was operating as a normal branch before the new master branch was selected An RF signal that is quadrature modulated at the oscillation frequency of the correction value f NCO (= f c −Δf 1, n −Δf 2, n ) is transmitted. The radio frequency of this RF signal is the reference. That is, immediately after switching from the old master branch to the new master branch, the radio frequency of the RF signal transmitted from the new master branch is the same as the radio frequency of the RF signal transmitted from the old master branch immediately before switching. . Thereafter, when the radio frequency of the RF signal transmitted from the new master branch fluctuates, the radio frequency of the RF signal transmitted from the other branch follows the fluctuating radio frequency.
このように、通信開始以降、ＭＳ１−４のマスターブランチから、固定の既定値ｆcの発振周波数にて直交変調され、かつ固定の既定値Ｌoの発振周波数にて周波数変換されたＲＦ信号（固定の無線周波数ｆ１のＲＦ信号）が、常に送信される。また、ＭＳ１−４のマスターブランチ以外のブランチから、通信開始時の所定時間内にＲＦ信号が送信されず、所定時間経過後に、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数にて直交変調され、かつ固定の既定値Ｌoの発振周波数にて周波数変換されたＲＦ信号が送信される。そして、その後、マスターブランチが故障等により使用不可となり、新たなマスターブランチが選択された場合、ＭＳ１−４の新たなマスターブランチから、当該新たなマスターブランチが選択される前に通常のブランチとして動作していたときの最新の補正値ｆNCO（＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数にて直交変調され、かつ固定の既定値Ｌoの発振周波数にて周波数変換されたＲＦ信号が送信される。 Thus, communication start after, the master branch of MS1-4, is quadrature-modulated by the oscillation frequency of the default values f c of the fixed and the frequency-converted RF signal by the oscillation frequency of the fixed default value Lo (fixed RF signal) of the radio frequency f 1 is always transmitted. In addition, the RF signal is not transmitted from a branch other than the master branch of the MS1-4 within a predetermined time at the start of communication, and the correction value (f NCO = f c −Δf 1, n −Δf 2, after the predetermined time elapses) . An RF signal that is orthogonally modulated at the oscillation frequency of n ) and frequency-converted at the oscillation frequency of a fixed default value Lo is transmitted. After that, when the master branch becomes unusable due to a failure or the like, and a new master branch is selected, it operates as a normal branch before the new master branch is selected from the new master branch of MS1-4. The latest correction value f NCO (= f c −Δf 1, n −Δf 2, n ) was orthogonally modulated at the oscillation frequency and frequency conversion was performed at the fixed default value Lo. An RF signal is transmitted.
受信処理部は、Ａ／Ｄ変換部５１、ＱＤＭ２０、・・・及び加算部３０、並びに実施例３と異なるＮＣＯ３１’及びスイッチ３８’（実施例３のＮＣＯ３１及びスイッチ３８に新たな機能を追加したＮＣＯ３１’及びスイッチ３８’）を備えている。ＮＣＯ３１’及びスイッチ３８’以外の構成部は、図１２に示した実施例３と同様であるから、ここでは説明を省略する。
The reception processing unit includes an A /
ＮＣＯ３１’は、加算部３０から周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）を入力すると共に、後述するマスター選択部１６から選択信号を入力し、選択信号が通常のブランチ（マスターブランチ以外のブランチ）を示している場合、通常のブランチとして動作しているときの最新の周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）を、図示しないメモリに格納すると共に、実施例３のＮＣＯ３１と同様の処理を行う。また、ＮＣＯ３１’は、選択信号に基づいて、通常のブランチからマスターブランチに切り替わったことを判断すると、メモリから、通常のブランチとして動作していたときの最新の周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）を読み出し、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数の正弦波デジタル信号をスイッチ３８’に出力し、ＱＭ１４に変調処理を行わせる。この場合、ＮＣＯ３１’は、そのときに算出した（更新した）補正値ｆNCO（＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数の正弦波デジタル信号をＱＤＭ２０に出力し、復調処理を行わせる。
The
スイッチ３８’は、発振器５０から既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号を入力すると共に、ＮＣＯ３１’から補正値ｆNCO（＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数の正弦波デジタル信号を入力し、さらに、後述するマスター選択部１６から選択信号を入力する。スイッチ３８’は、選択信号が通信開始時のマスターブランチを示している場合、発振器５０からの既定値ｆcの発振周波数の正弦波デジタル信号をＱＭ１４に出力する。スイッチ３８’は、選択信号が通常のブランチを示している場合、通信開始時の所定時間内に、いずれの正弦波デジタル信号もＱＭ１４に出力せず、所定時間後に、ＮＣＯ３１’からの補正値ｆNCO（＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数の正弦波デジタル信号をＱＭ１４に出力する。また、スイッチ３８’は、選択信号に基づいて、通常のブランチからマスターブランチに切り替わったと判断した場合、ＮＣＯ３１’からの補正値ｆNCO（＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数の正弦波デジタル信号（通常のブランチとして動作していたときの最新の周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）を補正する補正値ｆNCO（＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数の正弦波デジタル信号）をＱＭ１４に出力する。
Switch 38 ', as well as from the
（マスター選択部１６）
マスター選択部１６は、複数のブランチからマスターブランチを選択し、マスターブランチを示す選択信号または通常のブランチを示す選択信号を、各ブランチのＮＣＯ３１’及びスイッチ３８’に出力する。また、マスター選択部１６は、ＦＦＴ演算部３４から周波数領域の受信信号を入力し、受信信号をＯＦＤＭ復調し、受信信号にマスターブランチＮＧの信号が含まれているか否かを判定する。そして、マスター選択部１６は、マスターブランチＮＧの信号が含まれると判定した場合、新たなマスターブランチを選択し、新たなマスターブランチを示す選択信号を、新たなマスターブランチのＮＣＯ３１’及びスイッチ３８’に出力する。また、マスター選択部１６は、通常のブランチを示す選択信号を、新たなマスターブランチ以外のブランチのＮＣＯ３１’及びスイッチ３８’に出力する。
(Master selection unit 16)
The master selection unit 16 selects a master branch from a plurality of branches, and outputs a selection signal indicating a master branch or a selection signal indicating a normal branch to the
尚、マスター選択部１６は、マスターブランチＮＧの信号に基づいて、通常のブランチとして動作しているブランチがマスターブランチへ切り替わることを判断するようにしてもよい。この場合、マスター選択部１６は、通常のブランチからマスターブランチに切り替わったことを示す選択信号をＮＣＯ３１’及びスイッチ３８’に出力する。また、図１５では、マスター選択部１６は、変復調部５−３の外部に設けられているが、変復調部５−３の内部に設けるようにしてもよい。 Note that the master selection unit 16 may determine that a branch operating as a normal branch is switched to the master branch based on the signal of the master branch NG. In this case, the master selection unit 16 outputs a selection signal indicating that the normal branch has been switched to the master branch to the NCO 31 'and the switch 38'. In FIG. 15, the master selection unit 16 is provided outside the modem unit 5-3, but may be provided inside the modem unit 5-3.
（ＢＳ２−４／実施例４）
実施例４の無線通信システムにおけるＢＳ２−４について詳細に説明する。図１６は、ＢＳ２−４の構成を示すブロック図である。このＢＳ２−４は、アンテナ６、スイッチ６０、ＲＦ部７−２、変復調部８−３、及び、全ブランチで共通するマスター送信判定部１８を備えている。
(BS2-4 / Example 4)
The BS 2-4 in the wireless communication system according to the fourth embodiment will be described in detail. FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of BS 2-4. The BS 2-4 includes an
図８に示した実施例２のＢＳ２−２と同様に、図１６に示すＢＳ２−４の下段が送信処理ブロック部であり、上段が受信処理ブロック部である。送信処理ブロック部は実施例２と同様であり、受信処理ブロック部は、全ブランチで共通するマスター送信判定部１８を備えている点で、実施例２と異なる。
Similarly to the BS 2-2 of the second embodiment illustrated in FIG. 8, the lower stage of the BS 2-4 illustrated in FIG. 16 is a transmission processing block unit, and the upper stage is a reception processing block unit. The transmission processing block unit is the same as that of the second embodiment, and the reception processing block unit is different from the second embodiment in that it includes a master
（ＲＦ部７−２）
図１６に示すＲＦ部７−２は、図８に示した実施例２のＲＦ部７−２と同様であるから、ここでは説明を省略する。
(RF unit 7-2)
Since the RF unit 7-2 shown in FIG. 16 is the same as the RF unit 7-2 of the second embodiment shown in FIG. 8, the description thereof is omitted here.
（変復調部８−３）
図１６に示す変復調部８−３は、図８に示した実施例２の変復調部８−２と同様であるから、ここでは説明を省略する。
(Modulator / Demodulator 8-3)
The modem unit 8-3 shown in FIG. 16 is the same as the modem unit 8-2 of the second embodiment shown in FIG.
（マスター送信判定部１８）
マスター送信判定部１８は、ＦＦＴ演算部１０６から周波数領域の受信信号を入力し、ＭＳ１−４の各ブランチのパイロットキャリアを検出し、各ブランチのパイロットキャリアの振幅レベルが所定の閾値以上であるか否かを判定する。そして、マスター送信判定部１８は、各ブランチのパイロットキャリアの振幅レベルが所定の閾値以上であると判定した場合、ＭＳ１−４の各ブランチから正常にＲＦ信号が送信されているものと判断する。一方、マスター送信判定部１８は、各ブランチのパイロットキャリアの振幅レベルが所定の閾値以上でない（所定の閾値未満である）と判定した場合、ＭＳ１−４の当該ブランチから正常にＲＦ信号が送信されていないものと判断する。
(Master transmission determination unit 18)
Master
マスター送信判定部１８は、マスターブランチのパイロットキャリアの振幅レベルが所定の閾値以上であると判定した場合、マスターブランチから正常にＲＦ信号が送信されており使用可であると判断し、マスターブランチが使用可であることを示すＯＫ信号を、図示しない送信信号生成部に出力する。一方、マスター送信判定部１８は、マスターブランチのパイロットキャリアの振幅レベルが所定の閾値以上でない（所定の閾値未満である）と判定した場合、マスターブランチから正常にＲＦ信号が送信されておらず使用不可であると判断し、マスターブランチが使用不可であることを示すＮＧ信号を、図示しない送信信号生成部に出力する。このＮＧ信号は、マスターブランチＮＧ信号として送信信号に挿入され、ＢＳ２−４から送信される。
When the master
そして、図示しない送信信号生成部は、マスター送信判定部１８からＯＫ信号／ＮＧ信号を入力し、ＮＧ信号を入力した場合、マスターブランチＮＧの信号をヘッダ等に挿入して送信信号を生成し、マッピング後の変調信号としてＩＦＦＴ演算部８５に出力する。これにより、ＢＳ２−４から、マスターブランチＮＧの信号を含むＲＦ信号が送信される。
A transmission signal generation unit (not shown) inputs an OK signal / NG signal from the master
尚、図１６では、マスター送信判定部１８は、変復調部８−３の外部に設けられているが、変復調部８−３の内部に設けるようにしてもよい。
In FIG. 16, the master
（周波数偏差補正処理／実施例４）
次に、実施例４の無線通信システムにおいて、ＭＳ１−４のＲＦ部４−２の各ブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数と、ＢＳ２−４のＲＦ部７−２の各ブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数との間の偏差を補正し、全ての経路の無線周波数を一致させる処理について説明する。
(Frequency deviation correction processing / Example 4)
Next, in the wireless communication system according to the fourth embodiment, the radio frequency of the RF signal transmitted from each branch of the RF unit 4-2 of the MS1-4 and each branch of the RF unit 7-2 of the BS2-4 are transmitted. A process for correcting the deviation of the RF signal from the radio frequency to match the radio frequencies of all paths will be described.
図１７は、実施例４において、無線周波数の偏差を補正して一致させる処理を示すフローチャートである。まず、ＭＳ１−４は、マスターブランチ（例えば１番目のブランチ）からＲＦ信号を送信する（ステップＳ１７０１）。ＢＳ２−４は、ブランチ毎に、ＭＳ１−４のマスターブランチとＢＳ２−４のブランチとの間の周波数偏差（Δｆ1,m＋Δｆ2,m）を検出する（ステップＳ１７０２）。ステップＳ１７０１及びステップＳ１７０２は、図１３に示したステップＳ１３０１及びステップＳ１３０２と同様である。 FIG. 17 is a flowchart illustrating processing for correcting and matching radio frequency deviations in the fourth embodiment. First, the MS 1-4 transmits an RF signal from a master branch (for example, the first branch) (step S1701). The BS 2-4 detects the frequency deviation (Δf 1, m + Δf 2, m ) between the master branch of the MS 1-4 and the branch of the BS 2-4 for each branch (step S1702). Steps S1701 and S1702 are the same as steps S1301 and S1302 shown in FIG.
ＢＳ２−４は、ＭＳ１−４のマスターブランチによる送信が正常であるか否か（ＯＫであるか否か）を判定し（ステップＳ１７０３）、通信が正常である（マスターブランチが使用可である）と判定した場合（ステップＳ１７０３：Ｙ）、ステップＳ１７０４及びステップＳ１７０５へ移行する。一方、ＢＳ２−４は、通信が正常でない（異常である、マスターブランチが使用不可である）と判定した場合（ステップＳ１７０３：Ｎ）、ステップＳ１７０９へ移行する。ステップＳ１７０３の処理は、マスター送信判定部１８により行われる。
The BS 2-4 determines whether the transmission by the master branch of the MS 1-4 is normal (OK) or not (step S1703), and the communication is normal (the master branch is usable). (Step S1703: Y), the process proceeds to step S1704 and step S1705. On the other hand, if the BS 2-4 determines that the communication is not normal (abnormal, the master branch is unusable) (step S1703: N), the BS 2-4 proceeds to step S1709. The process of step S1703 is performed by the master
ＢＳ２−４は、マスターブランチの通信が正常である場合、ステップＳ１７０３から移行して、ブランチ毎に、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）の発振周波数にて送信信号を直交変調し、ＲＦ信号をＭＳ１−４へ送信する（ステップＳ１７０４）。また、ＢＳ２−４は、ブランチ毎に、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）の発振周波数にて受信信号を直交復調し、復調処理を継続する（ステップＳ１７０５）。 When the communication of the master branch is normal, the BS 2-4 proceeds from step S1703, and the oscillation frequency of the correction value (f NCO = f c −Δf 1, m −Δf 2, m ) is set for each branch. The transmission signal is orthogonally modulated and the RF signal is transmitted to MS1-4 (step S1704). The BS 2-4 performs quadrature demodulation of the received signal at the oscillation frequency of the correction value (f NCO = f c −Δf 1, m −Δf 2, m ) for each branch, and continues the demodulation process (step S1705). ).
ＭＳ１−４は、ブランチ毎に、ＭＳ１−４とＢＳ２−４との間の周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）を検出する（ステップＳ１７０６）。そして、ＭＳ１−４は、マスターブランチにおいて、既定値ｆcの発振周波数にて送信信号を直交変調し、ＲＦ信号をＢＳ２−４へ送信すると共に、マスターブランチ以外のブランチにおいて、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数にて送信信号を直交変調し、ＲＦ信号をＢＳ２−４へ送信する（ステップＳ１７０７）。また、ＭＳ１−４は、ブランチ毎に、補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数にて受信信号を直交復調し、復調処理を継続する（ステップＳ１７０８）。ステップＳ１７０４〜ステップＳ１７０８は、図１３に示したステップＳ１３０３〜ステップＳ１３０７と同様である。 MS1-4 detects the frequency deviation (Δf 1, n + Δf 2, n ) between MS1-4 and BS2-4 for each branch (step S1706). Then, MS1-4, in master branch, orthogonally modulates the transmission signal at the oscillation frequency of the default values f c, and transmits the RF signal to BS2-4, the branch other than the master branch correction value (f NCO = F c −Δf 1, n −Δf 2, n ), the transmission signal is quadrature modulated and the RF signal is transmitted to BS 2-4 (step S1707). Further, MS1-4 performs quadrature demodulation of the received signal at the oscillation frequency of the correction value (f NCO = f c −Δf 1, n −Δf 2, n ) for each branch, and continues the demodulation process (step S1708). ). Steps S1704 to S1708 are the same as steps S1303 to S1307 shown in FIG.
ＢＳ２−４は、ステップＳ１７０３において、マスターブランチの通信が正常でない場合、ステップＳ１７０３から移行して、マスターブランチＮＧの信号をＭＳ１−４へ送信する（ステップＳ１７０９）。 If the master branch communication is not normal in step S1703, the BS 2-4 proceeds from step S1703 and transmits a signal of the master branch NG to the MS1-4 (step S1709).
ＭＳ１−４は、マスターブランチＮＧの信号を受信すると、新たなマスターブランチを選択し、新たなマスターブランチにおいて、以前のマスターブランチの通信が異常（ＮＧ）になる前の正常時における補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ）の発振周波数を固定の発振周波数として直交変調し、ＲＦ信号をＭＳ１−４へ送信する。また、ＭＳ１−４は、新たなマスターブランチ以外のブランチにおいて、更新した発振周波数にて直交変調し、ＲＦ信号をＢＳ２−４へ送信する（ステップＳ１７１０）。 Upon receiving the signal of the master branch NG, the MS 1-4 selects a new master branch, and in the new master branch, the normal correction value (f) before the communication of the previous master branch becomes abnormal (NG). NCO = f c −Δf 1, m −Δf 2, m ) is orthogonally modulated with a fixed oscillation frequency, and an RF signal is transmitted to MS1-4. Further, MS1-4 performs quadrature modulation with the updated oscillation frequency in the branch other than the new master branch, and transmits the RF signal to BS2-4 (step S1710).
そして、この処理は、ステップＳ１７０７、ステップＳ１７０８及びステップＳ１７１０からステップＳ１７０２へ移行し、ステップＳ１７０２〜ステップＳ１７１０を繰り返す。尚、ＭＳ１−４は、マスターブランチＮＧの信号を受信し、新たなマスターブランチを選択した後、ステップＳ１７０７において、新たなマスターブランチにて、ステップＳ１７１０と同じ補正値（以前のマスターブランチの通信が異常（ＮＧ）になる前の正常時における補正値（ｆNCO＝ｆc−Δｆ1,m−Δｆ2,ｍ））の発振周波数を固定の発振周波数として直交変調し、ＲＦ信号をＭＳ１−４へ送信する。 In this process, the process proceeds from step S1707, step S1708, and step S1710 to step S1702, and steps S1702 to S1710 are repeated. Note that, after receiving the signal of the master branch NG and selecting a new master branch, the MS 1-4 receives the same correction value as in step S1710 in the new master branch in step S1707 (the communication of the previous master branch is Quadrature modulation is performed with the oscillation frequency of the correction value (f NCO = f c −Δf 1, m −Δf 2, m ) in the normal state before becoming abnormal (NG) as a fixed oscillation frequency, and the RF signal is MS1-4 Send to.
以上のように、実施例４の無線通信システムによれば、ＭＳ１−４の各ブランチが独立した個別の局部発振器４０を用い、ＢＳ２−４の各ブランチも独立した個別の局部発振器７０を用いた場合、実施例３と同様に、ＭＳ１−４の複数のブランチのうちの１つがマスターブランチとして動作しているときに、ＢＳ２−４のマスター送信判定部１８は、マスターブランチのパイロットキャリアの振幅レベルが所定の閾値以上でない（閾値未満である）と判定した場合、マスターブランチの使用不可を判断し、ＢＳ２−４は、マスターブランチＮＧの信号を含むＲＦ信号を送信するようにした。
As described above, according to the wireless communication system of the fourth embodiment, each branch of MS1-4 uses an independent
ＭＳ１−４のマスター選択部１６は、ＢＳ２−４からのＲＦ信号にマスターブランチＮＧの信号が含まれることを判定すると、新たなマスターブランチを選択する。ＭＳ１−４の新たなマスターブランチは、通常のブランチとして動作していたときの最新の周波数偏差（Δｆ1,n＋Δｆ2,n）を反映した補正値ｆNCO（＝ｆc−Δｆ1,n−Δｆ2,n）の発振周波数を固定の発振周波数として直交変調を行い、ＲＦ信号を送信する。 When determining that the RF signal from the BS 2-4 includes the signal of the master branch NG, the master selection unit 16 of the MS 1-4 selects a new master branch. New master branch of MS1-4 the latest frequency deviation (Δf 1, n + Δf 2 , n) the correction value f NCO reflecting the (= f c -Δf 1, n when operating as a normal branch Quadrature modulation is performed with an oscillation frequency of −Δf 2, n ) as a fixed oscillation frequency, and an RF signal is transmitted.
これにより、マスターブランチが装置の故障等により使用不可となり、新たなマスターブランチが選択された場合、旧マスターブランチから新たなマスターブランチに切り替わった直後では、新たなマスターブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数は、切り替わる直前の旧マスターブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数と同じになる。その後、新たなマスターブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数が変動すると、他のブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数は、その変動した無線周波数に追従することになる。 As a result, when the master branch becomes unusable due to a device failure or the like and a new master branch is selected, immediately after switching from the old master branch to the new master branch, the RF signal transmitted from the new master branch The radio frequency is the same as the radio frequency of the RF signal transmitted from the old master branch immediately before switching. Thereafter, when the radio frequency of the RF signal transmitted from the new master branch fluctuates, the radio frequency of the RF signal transmitted from the other branch follows the fluctuating radio frequency.
つまり、ＭＳ１−４の新たなマスターブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数を基準として、ＭＳ１−４の新たなマスターブランチ以外のブランチから送信されるＲＦ信号の無線周波数を一致させることができる。結果として、ＭＳ１−４及びＢＳ２−４から送信される全てのＲＦ信号の無線周波数が一致する。 That is, the radio frequency of the RF signal transmitted from a branch other than the new master branch of MS1-4 can be matched with the radio frequency of the RF signal transmitted from the new master branch of MS1-4. As a result, the radio frequencies of all RF signals transmitted from MS1-4 and BS2-4 match.
したがって、マスターブランチが装置の故障等により使用不可となった場合であっても、外部からのリファレンス信号を利用することなく、無線通信システム内で、ＭＳ１−４のＲＦ部４−２から送信されるＲＦ信号の無線周波数に、ＢＳ２−４のＲＦ部７−２から送信されるＲＦ信号の無線周波数を高精度に一致させることが可能となる。 Therefore, even when the master branch becomes unusable due to a device failure or the like, it is transmitted from the RF unit 4-2 of the MS1-4 within the wireless communication system without using an external reference signal. It is possible to match the radio frequency of the RF signal transmitted from the RF unit 7-2 of the BS 2-4 with the radio frequency of the RF signal with high accuracy.
以上、実施例１〜４を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施例１〜４に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。前記実施例１〜４では、４本のアンテナ３および４本のアンテナ６のＭＩＭＯ−ＯＦＤＭによる無線通信システムの例を挙げて説明したが、アンテナ３及びアンテナ６の数は、それぞれ４本に限るものではない。
Although the present invention has been described with reference to the first to fourth embodiments, the present invention is not limited to the first to fourth embodiments, and various modifications can be made without departing from the technical idea thereof. In the first to fourth embodiments, the example of the wireless communication system by MIMO-OFDM using the four
また、前記実施例１は、ＭＳ１−１の各ブランチが共通の局部発振器４０を用い、ＢＳ１−１の各ブランチも共通の局部発振器７０を用いる例であり、前記実施例２は、ＭＳ１−２の各ブランチが共通の局部発振器４０を用い、ＢＳ２−２の各ブランチが独立した個別の局部発振器７０を用いる例であり、実施例３，４は、ＭＳ１−３，１−４の各ブランチが独立した個別の局部発振器４０を用い、ＢＳ２−３，２−４の各ブランチも独立した個別の局部発振器７０を用いる例である。本発明は、ＭＳの各ブランチが独立した個別の局部発振器４０を用い、ＢＳの各ブランチが共通の局部発振器７０を用いる場合についても適用がある。
In the first embodiment, each branch of the MS 1-1 uses a common
また、前記実施例１〜４のＭＳ１−１〜１−４において、変復調部５−１〜５−３に備えた信号処理部５３，１１３（及び実施例４ではマスター選択部１６）の各構成部の処理は、ＭＳ１−１〜１−４に搭載される集積回路であるＬＳＩのチップにより実現されるようにしてもよく、これらにＡ／Ｄ変換部５１及びＤ／Ａ変換部５２を含む各構成部の処理が、ＬＳＩのチップにより実現されるようにしてもよい。これらは、個別に１チップ化されていてもよいし、これらの一部または全部が１チップ化されていてもよい。
In the MSs 1-1 to 1-4 of the first to fourth embodiments, each configuration of the
また、前記実施例１〜４のＢＳ２−１〜２−４において、変復調部８−１〜８−３に備えた信号処理部８３，１１２（及び実施例４ではマスター送信判定部１８）の各構成部の処理は、ＢＳ２−１〜２−４に搭載される集積回路であるＬＳＩのチップにより実現されるようにしてもよく、これらにＡ／Ｄ変換部８１及びＤ／Ａ変換部８２を含む各構成部の処理が、ＬＳＩのチップにより実現されるようにしてもよい。これらは、個別に１チップ化されていてもよいし、これらの一部または全部が１チップ化されていてもよい。
Further, in the BSs 2-1 to 2-4 of the first to fourth embodiments, each of the
また、ＬＳＩの代わりに、集積度の異なるＶＬＳＩ、ＵＬＳＩ等のチップにより実現されるようにしてもよい。さらに、ＬＳＩ等のチップに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いるようにしてもよいし、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）を用いるようにしてもよい。 Further, instead of the LSI, it may be realized by a chip such as a VLSI or ULSI having a different degree of integration. Furthermore, the present invention is not limited to a chip such as an LSI, and a dedicated circuit or a general-purpose processor may be used, or an FPGA (Field Programmable Gate Array) may be used.
１，１１０ ＭＳ
２，２００ ＢＳ
３，６，１１１，２０１ アンテナ
４，７，２０２ 送受信高周波部（ＲＦ部）
５，８，２０３ 変復調部
１０，８５ 逆高速フーリエ変換演算部（ＩＦＦＴ演算部）
１１，８６ ＧＩ付加部
１２，８７ アップサンプリング部（ＵＳ）
１３，２１，８８，９３ 低域通過フィルタ部（ＬＰＦ）
１４，８９ 直交変調部（ＱＭ）
１６ マスター選択部
１８ マスター送信判定部
２０，９２ 直交復調部（ＱＤＭ）
２２，９４ ダウンサンプリング部（ＤＳ）
２３，９５ プリアンブル記憶部
２４，９６ 移動相関部
２５，９７ 相関ピーク検出部
２６，９８ フレーム同期検出部
２７，９９ トリガ信号生成部
２８，１００ 第１の周波数偏差検出部
２９，１０１ 周波数偏差記憶部
３０，１０２ 加算部
３１，１０３ 数値制御型発振器（ＮＣＯ）
３２，１０４ シンボル同期検出部
３３，１０５ ＦＦＴ窓タイミング部
３４，１０６ 高速フーリエ変換演算部（ＦＦＴ演算部）
３５，１０７ パイロットキャリア抽出部
３６，１０８ 第２の周波数偏差検出部
３７，１０９ リセット信号生成部
３８，５５，６０ スイッチ
４０，７０ 局部発振器
４１，７１ ダウンコンバータ（Ｄ／Ｃ）
４２，７２ アップコンバータ（Ｕ／Ｃ）
５０，８０ 発振器
５１，８１ アナログデジタル変換部（Ａ／Ｄ変換部）
５２，８２ デジタルアナログ変換部（Ｄ／Ａ変換部）
５３，８３，１１２，１１３ 信号処理部
５４，８４ 平均部
２０４ 光ファイバー
1,110 MS
2,200 BS
3, 6, 111, 201 Antenna 4, 7, 202 Transmission / reception high-frequency unit (RF unit)
5, 8, 203 Modulator /
11,86
13, 21, 88, 93 Low-pass filter (LPF)
14,89 Quadrature modulation unit (QM)
16
22,94 Downsampling unit (DS)
23, 95
32, 104 Symbol
35, 107 Pilot
42,72 Upconverter (U / C)
50, 80
52,82 Digital / analog converter (D / A converter)
53, 83, 112, 113
Claims (4)
前記複数のブランチのそれぞれに対応した送受信高周波部（ＲＦ部）及び変復調部、並びに、前記複数のブランチに共通する移動局側局部発振器及び第一発振器を備え、
前記移動局側局部発振器は、
既定値の発振周波数の信号を出力し、
前記第一発振器は、
既定値の発振周波数の第一正弦波デジタル信号を出力し、
前記ＲＦ部は、
前記移動局側局部発振器により出力された信号に基づいて、受信した前記ＲＦ信号の周波数を変換し、受信信号として出力するダウンコンバータと、
前記移動局側局部発振器により出力された信号に基づいて、前記変復調部からの直交変調された送信信号の周波数を変換し、当該移動局側の無線通信装置が送信するＲＦ信号として出力するアップコンバータと、を備え、
前記変復調部は、
前記移動局側局部発振器と前記基地局側の無線通信装置に備えた基地局側局部発振器との間の発振周波数の偏差を検出し、周波数偏差として出力する周波数偏差検出部と、
前記第一発振器により出力された第一正弦波デジタル信号を入力すると共に、前記複数のブランチにおける前記周波数偏差の平均値である平均周波数偏差を入力し、前記第一正弦波デジタル信号の前記発振周波数から前記平均周波数偏差を減算し、前記平均周波数偏差を補正するための第二正弦波デジタル信号を生成する第二発振器と、
前記第二発振器により生成された第二正弦波デジタル信号に基づいて、前記ＲＦ部のダウンコンバータにより出力された受信信号を直交復調する直交復調部と、
前記第一発振器により出力された第一正弦波デジタル信号に基づいて、前記送信信号を直交変調する直交変調部と、
前記複数のブランチの変復調部における周波数偏差検出部により出力された周波数偏差をそれぞれ入力し、前記複数のブランチの周波数偏差から、前記複数のブランチにおける平均値である前記平均周波数偏差を算出し、前記平均周波数偏差を出力する平均部と、を備え、
前記アップコンバータにより出力された前記ＲＦ信号を基準信号として、当該移動局側の無線通信装置に備えた複数のブランチにより送信されるそれぞれの前記ＲＦ信号の固定の無線周波数に、前記基地局側の無線通信装置に備えた複数のブランチにより送信されるそれぞれの前記ＲＦ信号の無線周波数を一致させる、ことを特徴とする移動局側の無線通信装置。 A transmission signal is modulated to transmit a radio frequency band signal (RF signal), and a radio communication device on the mobile station side having a plurality of branches that receive and demodulate the RF signal, and the transmission signal to modulate the RF And a base station-side radio communication device having a plurality of branches that receive and demodulate an RF signal and transmit the signal, and the mobile station-side radio communication device and the base station by a time division duplex method In the wireless communication device on the mobile station side in the wireless communication system by MIMO-OFDM that performs one-to-one bidirectional communication with the wireless communication device on the side,
A transmission / reception high-frequency unit (RF unit) and a modulation / demodulation unit corresponding to each of the plurality of branches, and a mobile station side local oscillator and a first oscillator common to the plurality of branches,
The mobile station side local oscillator is
Output a signal with the default oscillation frequency,
The first oscillator is
Output the first sine wave digital signal with the default oscillation frequency,
The RF unit is
Based on the signal output from the mobile station-side local oscillator, the frequency of the received RF signal is converted, and a down converter that outputs the received signal as a received signal;
Based on the signal output from the mobile station-side local oscillator, the frequency of the orthogonally modulated transmission signal from the modulation / demodulation unit is converted and output as an RF signal transmitted by the mobile station-side radio communication device And comprising
The modem unit is
A frequency deviation detector for detecting a deviation in oscillation frequency between the mobile station side local oscillator and a base station side local oscillator provided in the base station side radio communication device, and outputting as a frequency deviation;
The first sine wave digital signal output by the first oscillator is input , and an average frequency deviation that is an average value of the frequency deviations in the plurality of branches is input, and the oscillation frequency of the first sine wave digital signal is input. Subtracting the average frequency deviation from the second oscillator to generate a second sine wave digital signal for correcting the average frequency deviation;
Based on a second sine wave digital signal generated by the second oscillator, an orthogonal demodulation unit that orthogonally demodulates the reception signal output by the down converter of the RF unit;
Based on a first sine wave digital signal output by the first oscillator, an orthogonal modulation unit that orthogonally modulates the transmission signal;
Each of the frequency deviations output by the frequency deviation detectors in the modems of the plurality of branches is input, and the average frequency deviation that is an average value in the plurality of branches is calculated from the frequency deviations of the plurality of branches, An average unit that outputs an average frequency deviation ,
Using the RF signal output from the up-converter as a reference signal, the base station side transmits a fixed radio frequency of each of the RF signals transmitted by a plurality of branches provided in the mobile station side radio communication apparatus. A radio communication apparatus on a mobile station side, wherein radio frequencies of the respective RF signals transmitted by a plurality of branches provided in the radio communication apparatus are matched .
前記複数のブランチのそれぞれに対応した送受信高周波部（ＲＦ部）及び変復調部、並びに、前記複数のブランチに共通する基地局側局部発振器及び第一発振器を備え、
前記基地局側局部発振器は、
既定値の発振周波数の信号を出力し、
前記第一発振器は、
既定値の発振周波数の第一正弦波デジタル信号を出力し、
前記ＲＦ部は、
前記基地局側局部発振器により出力された信号に基づいて、受信した前記ＲＦ信号の周波数を変換し、受信信号として出力するダウンコンバータと、
前記基地局側局部発振器により出力された信号に基づいて、前記変復調部からの直交変調された送信信号の周波数を変換し、当該基地局側の無線通信装置が送信するＲＦ信号として出力するアップコンバータと、を備え、
前記変復調部は、
前記基地局側局部発振器と前記移動局側の無線通信装置に備えた移動局側局部発振器との間の発振周波数の偏差を検出し、周波数偏差として出力する周波数偏差検出部と、
前記第一発振器により出力された第一正弦波デジタル信号を入力すると共に、前記複数のブランチにおける前記周波数偏差の平均値である平均周波数偏差を入力し、前記第一正弦波デジタル信号の前記発振周波数から前記平均周波数偏差を減算し、前記平均周波数偏差を補正するための第二正弦波デジタル信号を生成する第二発振器と、
前記第二発振器により生成された第二正弦波デジタル信号に基づいて、前記ＲＦ部のダウンコンバータにより出力された受信信号を直交復調する直交復調部と、
前記第二発振器により生成された第二正弦波デジタル信号に基づいて、前記送信信号を直交変調する直交変調部と、
前記複数のブランチの変復調部における周波数偏差検出部により出力された周波数偏差をそれぞれ入力し、前記複数のブランチの周波数偏差から、前記複数のブランチにおける平均値である前記平均周波数偏差を算出し、前記平均周波数偏差を出力する平均部と、を備え、
当該基地局側の無線通信装置に備えた複数のブランチにより送信されるそれぞれの前記ＲＦ信号の無線周波数を、前記移動局側の無線通信装置に備えたＲＦ部のアップコンバータにより出力されたＲＦ信号を基準信号として、前記移動局側の無線通信装置に備えた複数のブランチにより送信されるそれぞれの前記ＲＦ信号の固定の無線周波数に一致させる、ことを特徴とする基地局側の無線通信装置。 A radio communication device on the mobile station side according to claim 1 and a plurality of branches for receiving and demodulating an RF signal transmitted from the radio communication device on the mobile station side while modulating a transmission signal and transmitting an RF signal. The base station side wireless communication device is provided, and performs one-to-one bidirectional communication between the mobile station side wireless communication device and the base station side wireless communication device by a time division duplex method. In the radio communication device on the base station side in the radio communication system based on MIMO-OFDM,
A transmission / reception high-frequency unit ( RF unit ) and a modulation / demodulation unit corresponding to each of the plurality of branches, and a base station side local oscillator and a first oscillator common to the plurality of branches,
The base station side local oscillator is:
Output a signal with the default oscillation frequency,
The first oscillator is
Output the first sine wave digital signal with the default oscillation frequency,
The RF unit is
Based on the signal output by the base station side local oscillator, the frequency of the received RF signal is converted, and a down converter that outputs the received signal,
Based on the signal output from the base station side local oscillator, the frequency of the orthogonally modulated transmission signal from the modulation / demodulation unit is converted and output as an RF signal transmitted by the base station side wireless communication device And comprising
The modem unit is
A frequency deviation detector that detects a deviation of an oscillation frequency between the base station side local oscillator and the mobile station side local oscillator provided in the mobile station side radio communication device, and outputs the frequency deviation;
The first sine wave digital signal output by the first oscillator is input , and an average frequency deviation that is an average value of the frequency deviations in the plurality of branches is input, and the oscillation frequency of the first sine wave digital signal is input. Subtracting the average frequency deviation from the second oscillator to generate a second sine wave digital signal for correcting the average frequency deviation;
Based on a second sine wave digital signal generated by the second oscillator, an orthogonal demodulation unit that orthogonally demodulates the reception signal output by the down converter of the RF unit;
Based on a second sine wave digital signal generated by the second oscillator, an orthogonal modulation unit that orthogonally modulates the transmission signal;
Each of the frequency deviations output by the frequency deviation detectors in the modems of the plurality of branches is input, and the average frequency deviation that is an average value in the plurality of branches is calculated from the frequency deviations of the plurality of branches, An average unit that outputs an average frequency deviation ,
The RF signal output by the up-converter of the RF unit provided in the mobile station side radio communication device, the radio frequency of each RF signal transmitted by the plurality of branches provided in the base station side radio communication device. The base station-side radio communication apparatus is configured to match a fixed radio frequency of each of the RF signals transmitted by a plurality of branches provided in the mobile station-side radio communication apparatus with reference signal as a reference signal .
前記複数のブランチのそれぞれに対応した基地局側局部発振器、送受信高周波部（ＲＦ部）及び変復調部、並びに、前記複数のブランチに共通する第一発振器を備え、
前記基地局側局部発振器は、
既定値の発振周波数の信号を出力し、
前記第一発振器は、
既定値の発振周波数の第一正弦波デジタル信号を出力し、
前記ＲＦ部は、
前記基地局側局部発振器により出力された信号に基づいて、受信した前記ＲＦ信号の周波数を変換し、受信信号として出力するダウンコンバータと、
前記基地局側局部発振器により出力された信号に基づいて、前記変復調部からの直交変調された送信信号の周波数を変換し、当該基地局側の無線通信装置が送信するＲＦ信号として出力するアップコンバータと、を備え、
前記変復調部は、
前記基地局側局部発振器と前記移動局側の無線通信装置に備えた移動局側局部発振器との間の発振周波数の偏差を検出し、周波数偏差として出力する周波数偏差検出部と、
前記第一発振器により出力された第一正弦波デジタル信号を入力すると共に、前記周波数偏差検出部により出力された周波数偏差を入力し、前記第一正弦波デジタル信号の前記発振周波数から前記周波数偏差を減算し、前記周波数偏差を補正するための第二正弦波デジタル信号を生成する第二発振器と、
前記第二発振器により生成された第二正弦波デジタル信号に基づいて、前記ＲＦ部のダウンコンバータにより出力された受信信号を直交復調する直交復調部と、
前記第二発振器により生成された第二正弦波デジタル信号に基づいて、前記送信信号を直交変調する直交変調部と、を備え、
当該基地局側の無線通信装置に備えた複数のブランチにより送信されるそれぞれの前記ＲＦ信号の無線周波数を、前記移動局側の無線通信装置に備えたＲＦ部のアップコンバータにより出力されたＲＦ信号を基準信号として、前記移動局側の無線通信装置に備えた複数のブランチにより送信されるそれぞれの前記ＲＦ信号の固定の無線周波数に一致させる、ことを特徴とする基地局側の無線通信装置。 A radio communication device on the mobile station side according to claim 1 and a plurality of branches for receiving and demodulating an RF signal transmitted from the radio communication device on the mobile station side while modulating a transmission signal and transmitting an RF signal. The base station side wireless communication device is provided, and performs one-to-one bidirectional communication between the mobile station side wireless communication device and the base station side wireless communication device by a time division duplex method. In the radio communication device on the base station side in the radio communication system based on MIMO-OFDM,
A base station side local oscillator corresponding to each of the plurality of branches , a transmission / reception high-frequency unit ( RF unit ) and a modem unit , and a first oscillator common to the plurality of branches ,
The base station side local oscillator is:
Output a signal with the default oscillation frequency,
The first oscillator is
Output the first sine wave digital signal with the default oscillation frequency,
The RF unit is
A down-converter on the basis of the previous SL base station local oscillator by an output signal, converts the frequency of the RF signal received, and outputs as a reception signal,
Based on the signal output from the base station side local oscillator, the frequency of the orthogonally modulated transmission signal from the modulation / demodulation unit is converted and output as an RF signal transmitted by the base station side wireless communication device And comprising
The modem unit is
Detecting a deviation of the oscillation frequency between the mobile station side local oscillator provided in the wireless communication device prior SL base station-side local oscillator and the mobile station side, the frequency deviation detecting unit for outputting a frequency deviation,
The first sine wave digital signal output by the first oscillator and the frequency deviation output by the frequency deviation detector are input, and the frequency deviation is calculated from the oscillation frequency of the first sine wave digital signal. A second oscillator for generating a second sine wave digital signal for subtracting and correcting the frequency deviation;
Based on a second sine wave digital signal generated by the second oscillator, an orthogonal demodulation unit that orthogonally demodulates the reception signal output by the down converter of the RF unit;
An orthogonal modulation unit that orthogonally modulates the transmission signal based on the second sine wave digital signal generated by the second oscillator ;
The RF signal output by the up-converter of the RF unit provided in the mobile station side radio communication device, the radio frequency of each RF signal transmitted by the plurality of branches provided in the base station side radio communication device. The base station-side radio communication apparatus is configured to match a fixed radio frequency of each of the RF signals transmitted by a plurality of branches provided in the mobile station-side radio communication apparatus with reference signal as a reference signal .
前記時分割複信方式にて、他の無線通信装置に周波数偏差を検出させるためのプリアンブルを含むサブフレームのＲＦ信号を送受信し、
前記周波数偏差検出部は、
前記直交復調部により直交復調された受信信号を高速フーリエ変換し、周波数領域の信号を生成する高速フーリエ変換演算部と、
前記直交復調部により直交復調された受信信号のサブフレームに含まれるプリアンブルを用いて、第１の周波数偏差を検出する第１の周波数偏差検出部と、
前記高速フーリエ変換演算部により生成された周波数領域の信号からパイロットキャリアを抽出するパイロットキャリア抽出部と、
前記パイロットキャリア抽出部により抽出されたパイロットキャリアを用いて、第２の周波数偏差を検出する第２の周波数偏差検出部と、
前記第１の周波数偏差検出部により検出された第１の周波数偏差と、前記第２の周波数偏差検出部により検出された第２の周波数偏差とを加算し、加算結果を前記周波数偏差として出力する加算部と、
を備えたことを特徴とする無線通信装置。 In the radio | wireless communication apparatus as described in any one of Claim 1 to 3 ,
In the time division duplex method, transmit / receive an RF signal of a subframe including a preamble for causing another wireless communication device to detect a frequency deviation,
The frequency deviation detector is
A fast Fourier transform of the received signal demodulated by the orthogonal demodulator to generate a signal in the frequency domain;
A first frequency deviation detection unit that detects a first frequency deviation using a preamble included in a subframe of a reception signal that is orthogonally demodulated by the orthogonal demodulation unit;
A pilot carrier extraction unit that extracts a pilot carrier from a frequency domain signal generated by the fast Fourier transform calculation unit;
A second frequency deviation detector that detects a second frequency deviation using the pilot carrier extracted by the pilot carrier extractor;
The first frequency deviation detected by the first frequency deviation detector and the second frequency deviation detected by the second frequency deviation detector are added, and the addition result is output as the frequency deviation. An adder;
A wireless communication apparatus comprising:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2015084529A JP6584120B2 (en) | 2015-04-16 | 2015-04-16 | Wireless communication device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2015084529A JP6584120B2 (en) | 2015-04-16 | 2015-04-16 | Wireless communication device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2016208130A JP2016208130A (en) | 2016-12-08 |
| JP6584120B2 true JP6584120B2 (en) | 2019-10-02 |
Family
ID=57490524
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2015084529A Active JP6584120B2 (en) | 2015-04-16 | 2015-04-16 | Wireless communication device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6584120B2 (en) |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009284494A (en) * | 2001-11-13 | 2009-12-03 | Panasonic Corp | Transmission method, transmission apparatus, and reception apparatus |
| JP3885657B2 (en) * | 2002-05-10 | 2007-02-21 | Ｋｄｄｉ株式会社 | Receiver for correcting frequency error of OFDM signal |
| WO2005088884A1 (en) * | 2004-03-11 | 2005-09-22 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Data transmission method and data reception method |
| JP2006295629A (en) * | 2005-04-12 | 2006-10-26 | Sony Corp | Radio communication system, radio communication apparatus and radio communication method |
| JP5014293B2 (en) * | 2008-09-16 | 2012-08-29 | 日本放送協会 | MIMO-OFDM receiver |
| US9439161B2 (en) * | 2013-07-17 | 2016-09-06 | Qualcomm Incorporated | Physical layer design for uplink (UL) multiuser multiple-input, multiple-output (MU-MIMO) in wireless local area network (WLAN) systems |
-
2015
- 2015-04-16 JP JP2015084529A patent/JP6584120B2/en active Active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2016208130A (en) | 2016-12-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP2679064B1 (en) | Method for estimating the distance of a receiver from a radio transmitter, relative methods for calculating the position of a mobile terminal, mobile terminal and localization device | |
| US11802978B2 (en) | SDR for navigation with LTE signals | |
| US9310464B2 (en) | Determining location of a receiver with a multi-subcarrier signal | |
| US8837525B2 (en) | Carrier-phase difference detection and tracking in multipoint broadcast channels | |
| US10530300B2 (en) | Method for the frequency correction of an oscillator of a sensor node of a wireless sensor network | |
| US10044436B2 (en) | Multi-channel satellite antenna calibration | |
| US10536316B2 (en) | NB-IoT receiver operating at minimum sampling rate | |
| CN105532051A (en) | Secondary cell synchronization for carrier aggregation | |
| EP2678986B1 (en) | Operation of user equipment when control and data information are supplied by different radio units | |
| US7929595B2 (en) | Estimating frequency offset at a subscriber station receiver | |
| JP6584120B2 (en) | Wireless communication device | |
| JP2018174491A (en) | Satellite | |
| WO2022219249A1 (en) | Method and arrangement for determining a clock offset between at least two radio units | |
| CN108076661A (en) | The method for handling offset carrier modulation distance measuring signal | |
| US20140105099A1 (en) | System for synchronizing a satellite pointing device | |
| Crisan et al. | Inter-satellite radio frequency ranging in a hybrid OFDM communication-metrology system | |
| Wang | Signal Tracking and Multipath Mitigation for Cellular-Based Positioning | |
| JP2016201642A (en) | Wireless communication apparatus, wireless communication method, wireless communication system, and chip | |
| JP2024063824A (en) | Radio communications system | |
| KR20080079822A (en) | Transmission method and apparatus for restoration of carrier frequency in wireless communication system |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20180226 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20190129 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20190322 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20190527 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20190808 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20190903 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6584120 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |