JP6396135B2

JP6396135B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP6396135B2
Application number: JP2014189450A
Authority: JP
Inventors: 裕史児山; 隆太長谷川; 大地鈴木
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba Energy Systems and Solutions Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba Energy Systems and Solutions Corp
Priority date: 2014-09-17
Filing date: 2014-09-17
Publication date: 2018-09-26
Anticipated expiration: 2034-09-17
Also published as: JP2016063610A

Description

本発明は、単位変換器を多段接続したＭＭＣ（ＭｏｄｕｌａｒＭｕｌｔｉｌｅｖｅｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）に好適な電力変換装置に関する。

半導体技術の発展と共に、電力変換器（インバータ）に用いるスイッチング素子も進歩してきた。その成果の１つとして、変換器の多レベル化がある。

従来、電力変換器が高圧系統に連系する際には、２，３電圧レベルの変換器出力をトランスで昇圧するのが一般的であったが、その場合、出力電圧に含まれる高調波成分を低減するために、三相交流出力にリアクトルやコンデンサで構成される高調波フィルタを挿入する必要があった。出力電圧のレベル数が少ないと、含まれる高調波成分も大きい。そのため、電力系統に流れ出す高調波成分が他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで低減させためには、前記高調波フィルタを大きくする必要があり、結果としてコストの増大と重量の増加を招いていた。

これらを解決するべく、細かい電圧を出力する単位変換器を複数台直接接続することにより、多レベルの階段状の電圧波形を出力できる電力変換器（ＭＭＣ：ＭｏｄｕｌａｒＭｕｌｔｉｌｅｖｅｌＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）の開発が進められている。このＭＭＣ回路の場合、多レベル化により出力電圧波形を正弦波に近付けることができるため、重量、体積及びコストの面で不利な前記高調波フィルタを小型化し、あるいは不要にできるメリットがある。

このＭＭＣ回路にＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）制御を適用する場合、各単位変換器の三角波キャリアの位相を均等にずらすことで高調波を低減する。その場合、三角波キャリアの周波数を電源周波数より大きくする必要があり、スイッチング回数を低減するのには限界がある。それはスイッチング損失の低減に限界があり、効率の限界があることを意味する。

そこで、１周期に各単位変換器を１回スイッチングする１パルス制御を適用すれば、スイッチング損失を低減できることになる。非特許文献１に記載されているように１パルス制御は、レベル数の少ない回路ならば電圧高調波は大きいが、多レベル回路ならば高調波を低減できるため、低損失と低高調波を両立できることになる。

図６は、多レベル回路を１パルス制御で駆動した場合の、正弦波状の電圧指令値ｖr^*と、実際に出力されるステップ状の出力電圧ｖrの波形例を示す図である。

Ｆ．Ｚ．Ｐｅｎｇ，Ｊ．Ｓ．Ｌａｉ，Ｊ．Ｗ．ＭｃＫｅｅｖｅｒ，Ｊ．ＶａｎＣｏｅｖｅｒｉｎｇ， "ＡＭｕｌｔｉｌｅｖｅｌｕｒｃｅＶｏｌｔａｇｅ−ＳｏｕｒｃｅＩｎｖｅｒｔｅｒｗｉｔｈＳｅｐａｒａｔｅＤＣＳｏｕｒｃｅｓｆｏｒＳｔａｔｉｃＶａｒＧｅｎｅｒａｔｉｏｎ，" ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮＩＮＤＵＳＴＲＹＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮＳ，ＶＯＬ．３２，ＮＯ．５，ＳＥＰＴＥＭＢＥＲ／ＯＣＴＢＥＲ１９９６，ｐｐ．１１３０−１１３８

前述の如く１パルス制御を適用すると、出力電圧のオン期間が長いため、その間に流れる電流の影響を大きく受けて、単位変換器のコンデンサ電圧が大きく脈動する。そしてその脈動は単位変換器の出力電圧にも反映され、結果として電流高調波が増大するという課題がある。

図７は、無効電力補償装置で進み無効電流が流れている場合の単位変換器の動作を例示する。図７（Ａ）に単位変換器の構成を、図７（Ｂ）に電圧ｖと電流ｉの各波形を示す。

図７（Ａ）に示すように、単位変換器は、コンデンサＣを直流電圧源とする、スイッチング素子ＳＷを用いた単相フルブリッジ変換器で構成する。この単位変換器を複数相毎に多段接続することで、全体の電力変換器を構成する。

前述したように進み無効電流が流れている場合、１パルスのオン期間中には、図７（Ｃ）に示す電流ｉcのように、電圧ｖと９０°位相差のある電流が流れる。そのため、単位変換器のコンデンサＣの両端に係るコンデンサ電圧ｖcは、図７（Ｄ）に示すように脈動し、結果として図７（Ｅ）に示すように単位変換器の出力電圧ｖoutもリプルが重畳された波形となる。

しかし制御上は、前記図６に示した通り、１パルスが完全な矩形波であると想定して電圧指令値ｖr^*を与えているため、この指令値ｖr^*と実際の出力の差によって電流の高調波成分が増大することとなる。この現象が生じるのは１パルス制御に限らないが、スイッチング周波数が低いほど顕著となるため、１パルス制御では特に問題になり得る。さらに、前述した如く単位変換器を多段構成とした場合、各単位変換器の１パルス電圧を重畳した出力となるので、指令値と実際の電圧値との差も、同様に重畳した、高調波成分がより強調されたものとなる。

コンデンサ電圧のリプルを低減するには、コンデンサＣの静電容量を大きくすればよいが、それはコンデンサＣの体積、重量及びコストがいずれも増加することにつながる。

このように、変換器を低いスイッチング周波数で制御すると、コンデンサ電圧のリプルが大きくなり、電流の高調波成分が増大することとなる。

本発明は前記のような実情に鑑みて、コンデンサの静電容量を大きくすることなくコンデンサ電圧からリプルの影響を排除し、電流の高調波成分を十分低減させることを目的とする。

実施形態に係る電力変換装置は、コンデンサを直流電圧源とし、ブリッジ接続したスイッチング素子によりパルス状の電圧を出力する単相フルブリッジ変換器からなる単位変換器を、各相において複数直列に接続した電力変換器であって、前記各単位変換器毎のコンデンサの電圧を検出する電圧検出手段と、前記電圧検出手段で検出した前記コンデンサの電圧を基に補正量を演算し、前記単位変換器に対し、前記補正量で補正した電圧指令値を前記スイッチング素子のゲート信号として与える制御手段とを備え、前記制御手段は、各相毎に、前記単位変換器のうち電圧を出力している単位変換器のコンデンサ電圧の合計値を演算し、各相の前記コンデンサ電圧の平均値と、各相中の電圧を出力している前記単位変換器の数との積から、前記合計値を減算することにより補正量を演算し、各相の前記電圧指令値に、前記補正量を加算することを特徴とする。

本発明によれば、コンデンサの静電容量を大きくすることなくコンデンサ電圧からリプルの影響を排除し、電流の高調波成分を十分低減させることができる。

第１の実施形態に係る電力変換器全体の回路構成を示す図。同実施形態に係る制御部の回路構成の一部を示す図。同実施形態に係る制御部で取扱う各信号波形を示す図。第３の実施形態に係る制御部の回路構成の一部を示す図。第６の実施形態に係る各単位変換器の出力電圧波形を示す図。多レベル回路を１パルス制御で駆動した場合の正弦波状の電圧指令値と実際に出力されるステップ状の出力電圧の波形例を示す図。単位変換器の構成と動作とを説明する図。

以下、本発明の実施形態について、詳細に説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る、デルタ結線の無効電力補償装置に適用した電力変換器の全体構成を示す図である。なお、後述する第２の実施形態以下においても、図１に示す電力変換器の構成要素と同一、または相当する構成要素には、図１で使用した符号と同一の符号を付して説明する。

この電力変換器では、４つのスイッチング素子ＳＷとコンデンサＣにより構成された単相フルブリッジ構成の単位変換器１１を、ｒ，ｓ，ｔの各相あたりｎ段直列接続して電力変換部１を構成する。そして、この電力変換部１内の各単位変換器１１を制御する制御部２を備える。

本実施形態では、前述した如くデルタ結線の無効電力補償装置に適用した場合の例であるため、各相にバッファリアクトル３を直列に備え、各相の変換器はデルタ結線で接続され、トランス４を介して、３相交流電源５を含む電力系統に連系されている。また本実施形態の各単位変換器１１は１パルス制御で動作させるものとする。

図２は、前記制御部２の構成を、ｒ相の制御を行なう部分を例にとって説明する図である。ｓ相、ｔ相を含んで変換器構成や制御方法は全相とも同じであるため、それらの図示及び説明は省略する。

同図で、系統電圧ｖsr，ｖss，ｖvst、変換器電流ｉrs，ｉst，ｉtr、コンデンサ電圧ｖcr1〜ｖcrn，ｖcs1〜ｖcsn，ｖct1〜ｖctnが検出され、アクティブ／リアクティブ電力制御部２１に与えられる。アクティブ／リアクティブ電力制御部２１はこれらの検出出力から電圧指令値ｖr^*を算出し、加算器２２へ出力する。

一方、コンデンサ電圧ｖcr1〜ｖcrnが検出され、オン電圧合計部２３に与えられる。オン電圧合計部２３は、これら検出出力のうち、オンとなって電圧を出力しているものの合計値を算出し、ｒ相の瞬時出力電圧ｖrとして減算器２４に減数として与える。

さらにその時点でオンとなっているｒ相の単位変換器１１の数が検出され、乗算器２５に乗数として与えられる。この乗算器２５には、ｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrが与えられ、その積が理想出力電圧ｖr_idealとして前記減算器２４に出力される。

減算器２４は、理想出力電圧ｖr_idealから前記ｒ相の瞬時出力電圧ｖrを減じ、その差電圧ｖr_compを前記加算器２２に出力する。加算器２２は、前記電圧指令値ｖr^*と差電圧ｖr_compとを加算し、和を補正後の電圧指令値ｖr_c^*とする。

前記のような回路構成にあって、主として制御部２での動作について説明する。
制御部２では、オン電圧合計部２３がコンデンサ電圧ｖcr1〜ｖcrnのうち、電圧を出力している単位変換器１１のものを合計して、ｒ相の瞬時出力電圧ｖrを演算する。

さらに、ｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrと、電圧を出力している単位変換器の数とを乗算器２５で乗算し、その積をコンデンサ電圧リプルの影響がない場合の理想出力電圧ｖr_idealとする。当該ｒ相を構成する単位変換器の直列段数がｎである場合、ｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrは以下の式（１）で演算される。

理想出力電圧ｖr_idealから瞬時出力電圧ｖrを引いた値が、ｒ相電圧指令値の補正量ｖr_compとなる。これをｒ相電圧指令値ｖr^*に加算することで、コンデンサ電圧リプルの影響を補正し、補正後の電圧指令値ｖr_c^*を得る。これを式で表すと以下の式（２）のようになる。

図３は、これらの数値を波形で例示したものである。理想出力電圧ｖr_idealと実際の出力電圧ｖrには差があり、その差ｖr_compを補正量として与える。そして、補正後の電圧指令値ｖr_c^*を基に、各単位変換器の１パルス制御するゲート信号を生成し、ｒ相を構成する各単位変換器１１を駆動して電圧を出力する。

このような補正を行なうことにより、本実施形態における電力変換器は、単位変換器１１が備えるコンデンサＣに生じる電圧リプルの影響が打ち消されるため、電流の高調波成分を低減することができる。また制御部２での制御によりリプルの影響を排除しているため、コンデンサＣの静電容量を増やす必要がなく、単位変換器１１の体積、重量、及び製造コストはいずれも増加しない。

なお、前記第１の実施形態、及び以下に説明する第２以降のすべての実施形態の共通事項として、図１に示した構成では各相において直列接続された単位変換器をデルタ結線しているが、Ｙ結線であってもよい。

また図１では、バッファリアクトル３を各相毎に挿入しているが、これを用いずにトランス４の漏れインダクタンスで代用しても構わない。また図１ではトランス４を介して電力系統に連系しているが、トランスなしで連系してもよい。また図１では制御装置は変換器電流ｉrs，ｉst，ｉtrに基づいて制御しているが、系統電流ｉr，ｉs，ｉtに基づいて制御してもよい。

（第２の実施形態）
以下、本発明の第２の実施形態に係る電力変換器について説明する。なお、電力変換器全体の構成は前記図１に示した内容と同様であり、且つ、制御部内の各相毎の回路構成は前記図２に示した内容と同様であるため、同一部分には同一符号を用いるものとして、それらの図示及び説明を省略する。

前記第１の実施形態において、制御部２の乗算器２５にはｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrが与えられたが、本実施形態では、全コンデンサ電圧平均値ｖcが与えられるものとする。
この場合、各相における単位変換器１１の直列段数がｎで、相数がｒ，ｓ，ｔの３相である場合、全コンデンサ電圧平均値ｖcは以下の式で演算される。
それ以外の動作は第１の実施形態での動作と同様である。

本実施形態における電力変換器は、単位変換器１１が備えるコンデンサＣに生じる電圧リプルの影響が打ち消されるため、電流の高調波成分を低減することができる。また制御部２での制御動作によりリプルの影響を排除しているため、コンデンサＣの静電容量を増やす必要がなく、単位変換器１１の体積、重量、及び製造コストはいずれも増加しない。

以上に示した如く本実施形態によれば、各相のコンデンサ電圧平均値に代えて、全コンデンサ電圧平均値を近似したものとして用いることにより、すべての処理で共通して全コンデンサ電圧平均値を用いることにより、各相毎にコンデンサ電圧平均値を求める演算時間を短縮できる。

（第３の実施形態）
以下、本発明の第３の実施形態に係る電力変換器について説明する。なお、電力変換器全体の構成は前記図１に示した内容と同様であり、同一部分には同一符号を用いて、その図示及び説明を省略する。

図４は、制御部２内の各相毎の回路構成を示すものであり、全体には前記図２に示した内容とほぼ同様であるため、同一部分には同一符号を用いて、その説明を省略する。

しかるに、この図４において、ｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrをローパスフィルタ（ＬＰＦ）３１を介してノイズや電圧リプルなどの高周波成分を除去した上で、前記乗算器２５に供給し、乗算器２５で前記理想出力電圧ｖr_idealを算出させている。

このような制御部２の構成とすることにより、前記図２で説明した制御部２による動作と比較して、単位変換器１１が備えるコンデンサＣに生じる電圧リプルの影響を打ち消すため、電流の高調波成分を低減できる。

また制御部２での制御動作によりリプルの影響を排除しているため、コンデンサＣの静電容量を増やす必要がなく、単位変換器１１の体積、重量、及び製造コストはいずれも増加しない。

以上に示した如く本実施形態によれば、ローパスフィルタ３１を挿入することで、コンデンサ電圧平均値からノイズやコンデンサ電圧リプルの影響を排除することにより、理想出力電圧ｖr_idealの変動を抑制して、制御を安定化させることができる。

なお前記図４では、ｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrをＬＰＦ３１を介して前記乗算器２５に供給しているが、コンデンサ電圧平均値ｖcrの代わりに全コンデンサ電圧平均値ｖcを与えてもよい。

（第４の実施形態）
以下、本発明の第４の実施形態に係る電力変換器について説明する。なお、電力変換器全体の構成は前記図１に示した内容と同様であり、且つ、制御部内の各相毎の回路構成は前記図２に示した内容と同様であるため、同一部分には同一符号を用いるものとして、それらの図示及び説明を省略する。

前記第１の実施形態において、制御部２の乗算器２５にはｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrが与えられたが、本実施形態では、コンデンサ電圧の定格値ｖc^*を与えるものとする。このコンデンサ電圧の定格値ｖc^*は、予め制御部２に固定値として与える数値であり、実際の制御動作時に検出する必要がないものである。
それ以外の動作は第１の実施形態での動作と同様である。

以上に示した如く本実施形態によれば、各相のコンデンサ電圧平均値に代えて、近似値であり、且つ固定値であるコンデンサ電圧の定格値ｖc^*を用いることにより、コンデンサ電圧平均値を求める演算時間を短縮できる。

（第５の実施形態）
以下、本発明の第５の実施形態に係る電力変換器について説明する。なお、電力変換器全体の構成は前記図１に示した内容と同様であり、且つ、制御部内の各相毎の回路構成は前記図２に示した内容と同様であるため、同一部分には同一符号を用いるものとして、それらの図示及び説明を省略する。

前記第１の実施形態において、制御部２の理想出力電圧ｖr_idealにはｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrとオン単位変換器数の積が与えられたが、本実施形態では、各単位変換器１１が１パルス電圧の出力を開始した瞬間のそのコンデンサ電圧を、その相において電圧を出力している単位変換器すべてについて合計した値を理想出力電圧ｖr_idealに与えるものとする。

前記第１の実施形態において、制御部２の乗算器２５にはｒ相のコンデンサ電圧平均値ｖcrが与えられたが、本実施形態では、各単位変換器１１が１パルス電圧の出力を開始した瞬間のそのコンデンサ電圧を、その相において電圧を出力している単位変換器すべてについて合計した値を乗算器２５に与えるものとする。

それ以外の動作は第１の実施形態の動作と同様である。

以上に示した如く本実施形態によれば、各相のコンデンサ電圧平均値とオン単位変換器数の積に代えて、各単位変換器１１が１パルス電圧の出力を開始した瞬間のコンデンサ電圧の、その相における合計値を用いることにより、理想出力電圧ｖr_idealをより正確に求め、ひいてはより正確に電圧指令値ｖr^*を補正できる。

（第６の実施形態）
以下、本発明の第６の実施形態に係る電力変換器について説明する。なお、電力変換器全体の構成は前記図１に示した内容と同様であり、且つ、制御部内の各相毎の回路構成は前記図２に示した内容と同様であるため、同一部分には同一符号を用いるものとして、それらの図示及び説明を省略する。

本実施形態では、制御部２が単位変換器１１に対して１パルス制御とＰＷＭ制御を併用する。具体的には、各相で直列接続された単位変換器１１のうち、少なくとも１つを１パルス制御で駆動し、それ以外の単位変換器１１をＰＷＭ制御で駆動する。
１パルス制御の単位変換器１１には高耐圧のスイッチング素子ＳＷを使用する一方で、ＰＷＭ制御の単位変換器１１には低耐圧のスイッチング素子ＳＷを使用する。

図５により、例えば、４つの単位変換器１１を直列接続してｒ相の変換器アームが構成されており、そのうち１段目と２段目の単位変換器１１を１パルス制御、３段目と４段目の単位変換器１１をＰＷＭ制御する場合について説明する。

図５（Ａ）に示すようにｒ相にｖr^*なる正弦波電圧指令値を与える場合、１段目の単位変換器１１は図５（Ｂ）に示すような１パルス電圧ｖr1を、２段目の単位変換器１１は図５（Ｃ）に示すような１パルス電圧ｖr2をそれぞれ出力する。

これと同時に３段目と４段目の単位変換器１１は図５（Ｄ）に示すようなＰＷＭ制御の指令値の合計(ｖr3＋ｖr4)^*を合わせて出力する。実際にはこれら２段の単位変換器１１はそれぞれ変調率に応じたＰＷＭ波形を出力する。

図５（Ｂ）〜図５（Ｄ）に示す出力電圧ｖr1〜ｖr4を合計すると、図５（Ａ）に示した電圧指令値ｖr^*で示すような正弦波の波形となる。

前述した如く１パルス制御を行なう単位変換器１１に高耐圧のスイッチング素子ＳＷを使用する一方で、ＰＷＭ制御を行なう単位変換器１１に低耐圧のスイッチング素子ＳＷを使用するものとしたので、少ないスイッチング素子数で、変換器としての高耐圧化と、高スイッチング周波化による電圧の高調波成分の低減とを両立することができる。

それ以外の動作は第１の実施形態と同様である。補正量は、各相全体の出力電圧指令値に対して加算される。図５の例であれば、アクティブ／リアクティブ電力制御部２１の出力する電圧ｖr^*に加算器２２において補正量ｖr_compを加算することで、その和である補正済の電圧指令値ｖr_c^*を得て出力する。

なお、前記電圧指令値ｖr^*に対する補正量ｖr_compを演算する方法に関しては、前記第２乃至第５の実施形態のいずれかで説明した方法を採用しても良い。

またコンデンサ電圧リプルは１パルス制御を行なう単位変換器１１のコンデンサＣのみを考慮して演算しても良いし、ＰＷＭ制御を行なう単位変換器１１のコンデンサＣも含めて考慮しても良い。

（第７の実施形態）
以下、本発明の第７の実施形態に係る電力変換器について説明する。なお、電力変換器全体の構成は前記図１に示した内容と同様であり、且つ、制御部内の各相毎の回路構成は前記図２に示した内容と同様であるため、同一部分には同一符号を用いるものとして、それらの図示及び説明を省略する。

本実施形態では、前記第６の実施形態と同様、制御部２が単位変換器１１に対して１パルス制御とＰＷＭ制御を併用する。具体的には、各相で直列接続された単位変換器１１のうち、少なくとも１つを１パルス制御で駆動し、それ以外の単位変換器１１をＰＷＭ制御で駆動するものとする。
前記図５を用いて説明した場合と同様に、例えば、４つの単位変換器１１を直列接続してｒ相の変換器アームが構成されており、そのうち１段目と２段目の単位変換器１１を１パルス制御、３段目と４段目の単位変換器１１をＰＷＭ制御する場合について説明する。

本実施形態の前記第６の実施形態との差異は、制御部２がＰＷＭ制御する単位変換器に対する電圧指令値にのみ補正量を加算する点である。前記図５においては、図５（Ｄ）に示した、３段目及び４段目の単位変換器１１が出力する電圧(ｖr3＋ｖr4)^*に対してのみ、加算器２２において補正量ｖr_compを加算することで、その和である補正済の電圧指令値ｖr_c^*を得て出力する。

以上に示した如く本実施形態によれば、出力電圧の自由度が高いＰＷＭ制御の単位変換器１１のみに補正動作を受け持たせることで、安定した制御動作が実現可能となる。

なお第６の実施形態と同様、前記電圧指令値ｖr^*に対する補正量ｖr_compを演算する方法に関しては、前記第２乃至第５の実施形態のいずれかで説明した方法を採用しても良い。

またコンデンサＣの電圧リプルは、１パルス制御を行なう単位変換器１１のコンデンサＣのみを考慮して演算しても良いし、ＰＷＭ制御を行なう単位変換器１１のコンデンサＣも含めて考慮しても良い。

（第８の実施形態）
以下、本発明の第８の実施形態に係る電力変換器について説明する。なお、電力変換器全体の構成は前記図１に示した内容と同様であり、且つ、制御部内の各相毎の回路構成は前記図２に示した内容と同様であるため、同一部分には同一符号を用いるものとして、それらの図示及び説明を省略する。

本実施形態では、制御部２が、各相全体の電圧指令値から、電圧を出力している１パルス制御を行なっている単位変換器１１の出力電圧を減算することで、ＰＷＭ制御を行なっている単位変換器１１への電圧指令値を演算する。

前記図５においては、図５（Ｄ）に示した、３段目及び４段目の単位変換器１１の電圧指令値(ｖr3＋ｖr4)^*に対して、加算器２２において、

のように、ＰＷＭ制御を行なう単位変換器１１への電圧指令値を求める。このような演算方法であれば、これまでのような補正量の演算をせずとも、１パルス制御を行なう単位変換器１１のコンデンサＣでの電圧リプルの影響を、ＰＷＭ制御を行なう単位変換器１１への電圧指令値に反映して補正させることができる。

本実施形態における電力変換器は、単位変換器１１が備えるコンデンサＣに生じる電圧リプルの影響を排除し、電流の高調波成分を低減させることができる。また制御部２での制御動作によりリプルの影響を排除しているため、コンデンサＣの静電容量を増やす必要がなく、単位変換器１１の体積、重量、及び製造コストはいずれも増加しない。

以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の趣旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１…電力変換器、
２…制御部、
３…バッファリアクトル、
４…トランス、
５…３相交流電源、
１１…単位変換器、
２１…アクティブ／リアクティブ電力制御部、
２２…加算器、
２３…オン電圧合計部、
２４…減算器、
２５…乗算器、
３１…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、
Ｃ…コンデンサ、
ＳＷ…スイッチング素子。

Claims

コンデンサを直流電圧源とし、ブリッジ接続したスイッチング素子によりパルス状の電圧を出力する単相フルブリッジ変換器からなる単位変換器を、各相において複数直列に接続した電力変換器であって、
前記各単位変換器毎のコンデンサの電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段で検出した前記コンデンサの電圧を基に補正量を演算し、前記単位変換器に対し、前記補正量で補正した電圧指令値を前記スイッチング素子のゲート信号として与える制御手段と
を備え、
前記制御手段は、
各相毎に、前記単位変換器のうち電圧を出力している単位変換器のコンデンサ電圧の合計値を演算し、
各相の前記コンデンサ電圧の平均値と、各相中の電圧を出力している前記単位変換器の数との積から、前記合計値を減算することにより補正量を演算し、
各相の前記電圧指令値に、前記補正量を加算する
ことを特徴とする電力変換器。
コンデンサを直流電圧源とし、ブリッジ接続したスイッチング素子によりパルス状の電圧を出力する単相フルブリッジ変換器からなる単位変換器を、各相において複数直列に接続した電力変換器であって、
前記各単位変換器毎のコンデンサの電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段で検出した前記コンデンサの電圧を基に補正量を演算し、前記単位変換器に対し、前記補正量で補正した電圧指令値を前記スイッチング素子のゲート信号として与える制御手段と
を備え、
前記制御手段は、
各相毎に、前記単位変換器のうち電圧を出力している単位変換器のコンデンサ電圧の合計値を演算し、
全相の前記コンデンサ電圧の平均値と、各相中の電圧を出力している前記単位変換器の数との積から、前記合計値を減算することにより補正量を演算し、
各相の前記電圧指令値に、前記補正量を加算する
ことを特徴とする電力変換器。
コンデンサを直流電圧源とし、ブリッジ接続したスイッチング素子によりパルス状の電圧を出力する単相フルブリッジ変換器からなる単位変換器を、各相において複数直列に接続した電力変換器であって、
前記各単位変換器毎のコンデンサの電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段で検出した前記コンデンサの電圧を基に補正量を演算し、前記単位変換器に対し、前記補正量で補正した電圧指令値を前記スイッチング素子のゲート信号として与える制御手段と
を備え、
前記制御手段は、
各相毎に、前記単位変換器のうち電圧を出力している単位変換器のコンデンサ電圧の合計値を演算し、
前記コンデンサ電圧の定格値と、各相中の電圧を出力している前記単位変換器の数との積から、前記合計値を減算することにより補正量を演算し、
各相の前記電圧指令値に、前記補正量を加算する
ことを特徴とする電力変換器。
コンデンサを直流電圧源とし、ブリッジ接続したスイッチング素子によりパルス状の電圧を出力する単相フルブリッジ変換器からなる単位変換器を、各相において複数直列に接続した電力変換器であって、
前記各単位変換器毎のコンデンサの電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段で検出した前記コンデンサの電圧を基に補正量を演算し、前記単位変換器に対し、前記補正量で補正した電圧指令値を前記スイッチング素子のゲート信号として与える制御手段と
を備え、
前記制御手段は、
各相毎に、前記単位変換器のうち電圧を出力している単位変換器のコンデンサ電圧の合計値を演算し、
前記単位変換器が電圧出力を開始した瞬間のコンデンサ電圧を、各相の電圧を出力している単位変換器全てについて合計した値から、前記合計値を減算することにより補正量を演算し、
各相の前記電圧指令値に、前記補正量を加算する
ことを特徴とする電力変換器。
前記制御手段は、前記コンデンサ電圧の平均値に代えて、前記コンデンサ電圧の平均値にローパスフィルタを処理した値を用いることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換器。
前記制御手段は、出力電圧の基本波１周期あたり正負それぞれ１回ずつパルス電圧を出力する１パルス制御で前記単位変換器をそれぞれ制御することを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載の電力変換器。
前記制御手段は、
前記単位変換器のうち少なくとも１つを除いて１パルス制御で制御し、
それ以外の少なくとも１つの単位変換器はＰＷＭ制御し、
前記補正量は、各相の単位変換器の合計出力についての電圧指令値に加算する
ことを特徴とする請求項１乃至４いずれか記載の電力変換器。
前記制御手段は、
前記単位変換器のうち少なくとも１つを除いて１パルス制御で制御し、
それ以外の少なくとも１つの単位変換器はＰＷＭ制御し、
前記補正量は、各相の単位変換器のうちＰＷＭ制御する単位変換器についての電圧指令値に加算する
ことを特徴とする請求項７記載の電力変換器。
前記制御手段は、
前記単位変換器のうち少なくとも１つを除いて１パルス制御で制御し、
それ以外の少なくとも１つの単位変換器はＰＷＭ制御し、
各相の単位変換器の合計出力についての電圧指令値から、１パルス制御にて電圧を出力している同相の単位変換器の全てのすべてのコンデンサ電圧の合計を減算し、同相のＰＷＭ制御される単位変換器の合計出力に対する電圧指令値を演算する
ことを特徴とする請求項７記載の電力変換器。