JP6343273B2 - Brushless motor drive control device and drive control method - Google Patents
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Description
本発明は、ブラシレスモータの駆動制御装置および駆動制御方法に関する。 The present invention relates to a drive control device and a drive control method for a brushless motor.
近年、軸流ファン用のブラシレスモータは、高出力／高回転の要求が高くなっている。 In recent years, brushless motors for axial fans have a high demand for high output / high rotation.
これにより、電源からの電力供給が停止（電源の遮断、電源ラインの切断などを含む）しても、軸流ファンのプロペラが停止するまでには時間が掛かり、この時間を作業者が待たされるという問題がある。この問題に対処するため、ブラシレスモータは、モータの回転速度を急激に低下させ、回転を停止させる必要がある。 As a result, even if the power supply from the power supply is stopped (including shutting off the power supply, cutting off the power supply line, etc.), it takes time until the propeller of the axial fan stops, and the operator waits for this time. There is a problem. In order to cope with this problem, it is necessary for the brushless motor to rapidly reduce the rotation speed of the motor and stop the rotation.
特許文献１には、電源からの電力供給停止時にモータの回転を短時間に停止させる短絡制動（ショートブレーキ）の発明が記載されている。
特許文献１に記載の制動制御は、電源からの電力供給停止時に、例えば、短絡制動として「第１アーム側スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５をオフさせ、第２アーム側スイッチング素子Ｑ６をスイッチング動作させると共に、第２アーム側スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４をオンさせ」ている（要約参照）。これにより、モータの電機子コイルが短絡され、電磁ブレーキとして動作させることができる。また、短絡される期間（時間）を延ばすことができ、当該モータの回転を短時間で停止することができる。
The braking control described in
特許文献１に記載の発明のように短絡制動を行うと、電源電圧を上昇させることができる。これによって、制動制御の継続時間を延ばすことができる。但し、この方法でも、制動制御の継続時間が制約される場合があるとともに、短絡制動は逆転制動よりも制動力が弱いという問題がある。
When short-circuit braking is performed as in the invention described in
逆転制動は、制動力が強いためいち早くモータを停止させることができるが、逆転制動時に発生する回生電圧により、各素子が破壊されないように考慮しなければならない。
逆転制動を行う場合、大電力に耐えられる抵抗を用いて回生電圧を消費させる方法がある。これを第１比較例として後記する図１１にて説明する。この場合、大電力に耐えられる抵抗を用いる為、部品サイズが大きくなり、実装面積に限りがある場合には、あまり現実的ではない。
In reverse braking, since the braking force is strong, the motor can be stopped quickly, but it must be considered that each element is not destroyed by the regenerative voltage generated during reverse braking.
When reverse braking is performed, there is a method of consuming a regenerative voltage using a resistor that can withstand high power. This will be described as a first comparative example with reference to FIG. In this case, since a resistor that can withstand a large amount of power is used, the component size becomes large and the mounting area is limited, it is not very realistic.
また、逆転制動時に発生する回生電圧をコンデンサへ充電させながら逆転制動を行う方法もある。これを第２比較例として、後記する図１２と図１３にて説明する。この方法では、放電に時間が掛かるため、逆転制動の時間比率が小さくなり、結果としてモータの停止までに時間が掛かってしまう。 There is also a method of performing reverse braking while charging a regenerative voltage generated during reverse braking to a capacitor. This will be described as a second comparative example with reference to FIGS. In this method, since it takes time to discharge, the time ratio of reverse braking becomes small, and as a result, it takes time to stop the motor.
そこで、本発明は、電源からの電力供給が停止したとき、いち早くモータを停止させることが可能なブラシレスモータの駆動制御装置および駆動制御方法を提供することを課題とする。 Therefore, an object of the present invention is to provide a brushless motor drive control device and a drive control method capable of quickly stopping a motor when power supply from a power supply is stopped.
前記した課題を解決するため、請求項１に記載のブラシレスモータの駆動制御装置は、ブラシレスモータの各相の電機子コイルと電源の正極との間に接続された第１アーム側スイッチング素子および前記各相の電機子コイルと前記電源の負極との間に接続された第２アーム側スイッチング素子を有するインバータ回路を含むモータ駆動部と、入力されるクランプ信号に応じて前記電源の正極端子の電圧を所定の制限電圧にクランプするクランプ回路と、前記電源の電圧を検知して得られた電圧値に応じて、前記モータ駆動部に対して駆動制御信号または逆転制動信号を出力し、前記電圧値に応じて、前記クランプ回路に対してクランプの動作を指示する前記クランプ信号を出力し、前記電源の電圧を定電圧化した定電圧源から電力供給される制御回路部とを備える。前記制御回路部は、前記電源からの電力供給の停止を検知すると、前記電圧値が所定の閾値以下であるならば、所定期間に亘り、前記電圧値に応じて、前記クランプ信号または前記逆転制動信号のどちらかを出力するとともに、前記所定期間において、前記電圧値が上限閾値電圧以上のときに前記クランプ信号を出力して前記電源の正極端子の電圧をクランプして前記電圧値を低下させ、前記電圧値が下限閾値電圧以下のときに前記クランプ信号の出力を停止し、前記逆転制動信号を出力することにより発生する回生電圧により前記電圧値を上昇させる。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
In order to solve the above-described problem, a drive control device for a brushless motor according to
Other means will be described in the embodiment for carrying out the invention.
本発明によれば、ブラシレスモータの駆動制御装置および駆動制御方法について、電源からの電力供給が停止したとき、いち早くモータを停止させることが可能となる。 According to the present invention, when the power supply from the power supply is stopped, the brushless motor drive control apparatus and drive control method can be quickly stopped.
以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
図１は、本実施形態のブラシレスモータ２０の駆動制御装置１を示す概略の構成図である。
ブラシレスモータ２０の駆動制御装置１は、インバータ回路２（モータ駆動部の一部）と、プリドライブ回路３（モータ駆動部の一部）と、回転位置検出器４と、定電圧源１１から電力供給される制御回路部５と、クランプ回路３０とを備えている。駆動制御装置１は、直流電源Ｖｄから電力の供給を受けている定電圧源１１に接続され、Ｕ相配線、Ｖ相配線、Ｗ相配線の３相によって、ブラシレスモータ２０に接続されている。駆動制御装置１は、ブラシレスモータ２０の回転を制御するものである。駆動制御装置１は、ブラシレスモータ２０に３相交流を出力する。
Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a
The
制御回路部５は、例えばマイクロコンピュータであり、制御動作切換部６と、モータ制御部７と、モータ制動部８とを備えており、直流電源Ｖｄと、回転位置検出器４の出力端子と、定電圧源１１と、クランプ回路３０とが接続されている。この制御回路部５は、電源電圧Ｖｉｎが閾値以下であることを検知したならば、所定期間に亘り、クランプ信号Ｓ３および制動信号Ｃ２としての逆転制動信号を少なくとも1回以上出力する。制御回路部５がマイクロコンピュータとして実現されているときには、このマイクロコンピュータが内蔵の制御プログラムを実行することにより、制御動作切換部６と、モータ制御部７と、モータ制動部８とが具現化される。
制御動作切換部６は、直流電源Ｖｄから電力が供給される定常動作時と直流電源Ｖｄからの電力の供給が停止する停電（電源遮断）時のそれぞれに応じてブラシレスモータ２０の制御を切り換える。モータ制御部７は、定常動作時において制御動作切換部６からの動作指令信号Ｓ１によりプリドライブ回路３に駆動制御信号Ｃ１を出力する。モータ制動部８は、停電時に、制御動作切換部６からの動作指令信号Ｓ２によりプリドライブ回路３に制動信号Ｃ２を出力し、クランプ回路３０にクランプ信号Ｓ３を出力する。
The
The control
制御回路部５は、直流電源Ｖｄに接続された定電圧源１１から電力の供給を受けて動作し、直流電源Ｖｄからの電力供給の停止を検知すると、プリドライブ回路３に制動信号Ｃ２を出力し、クランプ回路３０にクランプ信号Ｓ３を出力する。
クランプ回路３０は、直流電源Ｖｄの正極ノードの電圧を所定の制限電圧にクランプする回路であり、後記する図２で詳細に説明する。
直流電源Ｖｄは、この駆動制御装置１とブラシレスモータ２０とに電力を供給している電源である。
定電圧源１１は、直流電源Ｖｄから供給される電力に基づく定電圧を、制御回路部５に印加するものである。
The
The
The DC power source Vd is a power source that supplies power to the
The
制御動作切換部６は、電源電圧監視部９と、制御動作判定部１０とを備えている。電源電圧監視部９は、電源電圧Ｖｉｎを検知してアナログ／デジタル変換し、制御動作判定部１０に出力する。制御動作判定部１０は、電源電圧Ｖｉｎのデジタル変換値が閾値以上ならば、動作指令信号Ｓ１をモータ制御部７に出力し、電源電圧Ｖｉｎのデジタル変換値が閾値未満ならば、動作指令信号Ｓ２をモータ制動部８に出力する。
The control
換言すると、制御動作切換部６は、直流電源Ｖｄの正極ノード電圧が閾値以上であることを検知するとモータ制御部７を動作させ、直流電源Ｖｄの正極ノード電圧が所定値未満であることを検知するとモータ制動部８を動作させる。
モータ制動部８は、制御動作切換部６から入力される動作指令信号Ｓ２に応じて、所定期間に亘り、クランプ信号Ｓ３または制動信号Ｃ２として短絡制動信号の少なくともどちらかを出力する。所定期間の開始時刻は直流電源Ｖｄの電圧値が閾値未満になった時、終了時刻は、直流電源Ｖｄの電圧値が所定の電圧値になった時、またはモータの回転速度が所定の値になった時である。
In other words, when the control
The
すなわち、電源電圧監視部９から制御動作判定部１０に電源供給されていることを示す信号が入力されたとき、制御動作判定部１０は、図示しない上位装置から回転が指令されているか否かを判断し、回転が指令されているときには動作指令信号Ｓ１をモータ制御部７に出力して、ブラシレスモータ２０を回転動作させる。
That is, when a signal indicating that power is supplied to the control
モータ制御部７は、制御動作判定部１０から動作指令信号Ｓ１が入力されると、回転位置検出器４によるロータの位置検出信号に基づき、駆動制御信号Ｃ１をプリドライブ回路３に出力する。駆動制御信号Ｃ１は、ブラシレスモータ２０を回転駆動させる信号であり、その動作を後記する図３（ａ）で詳細に説明する。制御回路部５は、モータ制御部７によって、６個の駆動制御信号Ｃ１をプリドライブ回路３に出力し、プリドライブ回路３に駆動信号Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌを生成させる。
When the operation command signal S <b> 1 is input from the control
モータ制動部８は、制御動作判定部１０から動作指令信号Ｓ２が入力されると、制動信号Ｃ２をプリドライブ回路３に出力する。制動信号Ｃ２は、ブラシレスモータ２０を短絡制動（ショートブレーキ）させる信号または逆転制動させる信号であり、その動作を後記する図３（ｂ），（ｃ）で詳細に説明する。制御回路部５は、モータ制動部８によって、プリドライブ回路３に制動信号Ｃ２を出力することによって、ブラシレスモータ２０を短絡制動または逆転制動させる駆動信号Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌをプリドライブ回路３に生成させる。
When the operation command signal S <b> 2 is input from the control
プリドライブ回路３は、例えば、６個のゲートドライブ回路を備えている。プリドライブ回路３は、６個の駆動制御信号Ｃ１が入力されると、それぞれのゲートドライブ回路で駆動制御信号Ｃ１に応じた駆動信号Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌを生成し、インバータ回路２に出力する。更に、プリドライブ回路３は、６個の制動信号Ｃ２が入力されると、それぞれのゲートドライブ回路で制動信号Ｃ２に応じた駆動信号Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌを生成し、インバータ回路２に出力する。
プリドライブ回路３と制御回路部５とは、本実施形態における制御部を構成する。
The
The
インバータ回路２は、例えば、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６として６個のＦＥＴ（Field Effect Transistor）を有している。インバータ回路２は、Ｕ相のスイッチングレッグと、Ｖ相のスイッチングレッグと、Ｗ相のスイッチングレッグとで構成されている。
The
Ｕ相のスイッチングレッグは、上アーム側（第１アーム側）のスイッチング素子Ｑ１と、下アーム側（第２アーム側）のスイッチング素子Ｑ２とを備えている。スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子は、直流電源Ｖｄに接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソース端子は、Ｕ相の交流信号が出力されるとともに、スイッチング素子Ｑ２のドレイン端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のソース端子は、抵抗Ｒ１を介して直流グランドに接続されている。スイッチング素子Ｑ１のゲート端子には、駆動信号Ｖｕｕが出力される。スイッチング素子Ｑ２のゲート端子には、駆動信号Ｖｕｌが出力される。 The U-phase switching leg includes an upper arm side (first arm side) switching element Q1 and a lower arm side (second arm side) switching element Q2. The drain terminal of the switching element Q1 is connected to the DC power supply Vd. The source terminal of the switching element Q1 outputs a U-phase AC signal and is connected to the drain terminal of the switching element Q2. The source terminal of the switching element Q2 is connected to the DC ground via the resistor R1. The drive signal Vuu is output to the gate terminal of the switching element Q1. The drive signal Vul is output to the gate terminal of the switching element Q2.
Ｖ相のスイッチングレッグは、上アーム側のスイッチング素子Ｑ３と、下アーム側のスイッチング素子Ｑ４とを備えている。スイッチング素子Ｑ３のドレイン端子は、直流電源Ｖｄに接続されている。スイッチング素子Ｑ３のソース端子は、Ｖ相の交流信号が出力されるとともに、スイッチング素子Ｑ４のドレイン端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ４のソース端子は、抵抗Ｒ１を介して直流グランドに接続されている。スイッチング素子Ｑ３のゲート端子には、駆動信号Ｖｖｕが出力される。スイッチング素子Ｑ４のゲート端子には、駆動信号Ｖｖｌが出力される。 The V-phase switching leg includes an upper arm side switching element Q3 and a lower arm side switching element Q4. The drain terminal of the switching element Q3 is connected to the DC power supply Vd. The source terminal of the switching element Q3 outputs a V-phase AC signal and is connected to the drain terminal of the switching element Q4. The source terminal of the switching element Q4 is connected to the DC ground via the resistor R1. A drive signal Vvu is output to the gate terminal of the switching element Q3. The drive signal Vvl is output to the gate terminal of the switching element Q4.
Ｗ相のスイッチングレッグは、上アーム側のスイッチング素子Ｑ５と、下アーム側のスイッチング素子Ｑ６とを備えている。スイッチング素子Ｑ５のドレイン端子は、直流電源Ｖｄに接続されている。スイッチング素子Ｑ５のソース端子は、Ｗ相の交流信号が出力されるとともに、スイッチング素子Ｑ６のドレイン端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ６のソース端子は、抵抗Ｒ１を介して直流グランドに接続されている。スイッチング素子Ｑ５のゲート端子には、駆動信号Ｖｗｕが出力される。スイッチング素子Ｑ６のゲート端子には、駆動信号Ｖｗｌが出力される。 The W-phase switching leg includes an upper arm side switching element Q5 and a lower arm side switching element Q6. The drain terminal of the switching element Q5 is connected to the DC power supply Vd. The source terminal of the switching element Q5 outputs a W-phase AC signal and is connected to the drain terminal of the switching element Q6. The source terminal of the switching element Q6 is connected to the DC ground via the resistor R1. The drive signal Vwu is output to the gate terminal of the switching element Q5. The drive signal Vwl is output to the gate terminal of the switching element Q6.
すなわち、インバータ回路２は、ブラシレスモータ２０の各電機子コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各相と直流電源Ｖｄの正極端子との間に接続された上アーム側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５、および、各電機子コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの各相と直流電源Ｖｄのグランド端子との間に接続された下アーム側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６とを有している。
That is, the
インバータ回路２は、直流電源Ｖｄから電力の供給を受け、駆動制御信号Ｃ１に応じた駆動信号Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌが入力されると、３相交流をブラシレスモータ２０のＵ相配線、Ｖ相配線、Ｗ相配線に流す。更に、インバータ回路２は、制動信号Ｃ２に応じた駆動信号Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌが入力されると、ブラシレスモータ２０の短絡制動または逆転制動を行う。
つまり、インバータ回路２は、モータ駆動部を構成している。
The
That is, the
ブラシレスモータ２０は、電機子コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗを備えている。この電機子コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの一端は、Ｙ型結線されている。電機子コイルＬｕの他端はＵ相に、電機子コイルＬｖの他端はＶ相に、電機子コイルＬｗの他端はＷ相に、それぞれ接続されている。ブラシレスモータ２０は、インバータ回路２からＵ相、Ｖ相、Ｗ相に３相交流が入力されることにより、回転駆動する。
The
回転位置検出器４は、ブラシレスモータ２０の図示しないロータの回転位置を検出するものであり、例えば３組のホールセンサと増幅器の組合せを有し、各ホールセンサの検出信号を増幅した３個のパルス信号を生成し、制御回路部５のモータ制御部７に出力するものである。
The
図２は、本実施形態のクランプ回路３０の具体的な構成図である。
クランプ回路３０は、ツェナーダイオードＺＤとコンデンサＣ３の直列接続と、コンデンサＣ３の電荷を放電するＮ型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）（Ｑ７）と、このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ７）のゲートを駆動するゲート駆動部（トランジスタＱ８、プルアップ抵抗Ｒ１１を含む回路）と、コンデンサＣ４とを含んで構成される。ゲート駆動部は、トランジスタＱ８とプルアップ抵抗Ｒ１１とを含んで構成される。このクランプ回路３０は、モータ制動部８からクランプ信号Ｓ３を受けて、直流電源Ｖｄの正極ノードの電圧をクランプする。
FIG. 2 is a specific configuration diagram of the
The
クランプ信号Ｓ３はアクティブ・ローの信号であり、トランジスタＱ８の制御端子に入力されて、このトランジスタＱ８をオフする。トランジスタＱ８のコレクタには、プルアップ抵抗Ｒ１１を介して電圧Ｖｃｃが印加され、かつＭＯＳＦＥＴ（Ｑ７）のゲートに接続されている。これによりゲート駆動部は、クランプ信号Ｓ３を反転してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ７）を制御する。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ７）のゲートとソースの間には、ノイズによる影響を抑制するためにコンデンサＣ４が接続される。 The clamp signal S3 is an active low signal and is input to the control terminal of the transistor Q8 to turn off the transistor Q8. A voltage Vcc is applied to the collector of the transistor Q8 via the pull-up resistor R11, and is connected to the gate of the MOSFET (Q7). As a result, the gate driver inverts the clamp signal S3 to control the MOSFET (Q7). A capacitor C4 is connected between the gate and source of the MOSFET (Q7) in order to suppress the influence of noise.
定常状態においてクランプ信号Ｓ３はＨレベルであり、トランジスタＱ８はオンしている。これによりトランジスタＱ８のコレクタはＬレベルとなるので、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ７）はオフし、コンデンサＣ４には電荷が蓄積される。 In the steady state, the clamp signal S3 is at the H level, and the transistor Q8 is on. As a result, the collector of the transistor Q8 becomes L level, the MOSFET (Q7) is turned off, and the electric charge is accumulated in the capacitor C4.
クランプ動作時においてクランプ信号Ｓ３はＬレベルとなり、トランジスタＱ８はオフして、コレクタをＨレベルとする。これにより、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ７）はオンしてコンデンサＣ４の電荷を短期間に放電し、よって直流電源Ｖｄの正極ノードの電圧をクランプする。これにより、逆転制動の時間比率を大きくすることができる。 During the clamp operation, the clamp signal S3 becomes L level, the transistor Q8 is turned off, and the collector is set to H level. As a result, the MOSFET (Q7) is turned on and discharges the capacitor C4 in a short time, thereby clamping the voltage at the positive node of the DC power supply Vd. Thereby, the time ratio of reverse braking can be increased.
更に、クランプ回路３０は、ツェナーダイオードＺＤを用いて、電源電圧Ｖｉｎをツェナー電圧にクランプするようにしている。これにより、電源電圧Ｖｉｎの下限閾値電圧Ｖｌｏ（具体例として、図５を参照）を、制御回路部５の動作電圧より高く設定することができる。
Further, the
図３は、正回転時、短絡制動時、逆転制動時の通電パターンを示す図である。図３（ａ）〜（ｃ）の横軸は時間軸を示し、１／６周期ごとに破線で目盛が付されている。
図３（ａ）は、正回転時の通電パターンの例を説明する図である。
FIG. 3 is a diagram illustrating energization patterns during forward rotation, short-circuit braking, and reverse braking. The horizontal axis in FIGS. 3A to 3C represents a time axis, and a scale is given by a broken line every 1/6 period.
FIG. 3A is a diagram for explaining an example of an energization pattern during forward rotation.
ここで、Ｑ１ＵＵ，Ｑ３ＶＵ，Ｑ５ＷＵは、上アーム側のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５（図１参照）の通電パターンである。Ｑ２ＵＬ，Ｑ４ＶＬ，Ｑ６ＷＬは、下アーム側のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６（図１参照）の通電パターンである。
ブラシレスモータ２０の正回転時において、スイッチング素子Ｑ１は、回転位置検出器４（図１参照）が備える第１〜第３のホールセンサ（不図示）のうち、第１のホールセンサの検出信号に応じて、１／３周期分だけオンする通電パターンで制御される。
Here, Q1UU, Q3VU, and Q5WU are energization patterns of the switching elements Q1, Q3, and Q5 (see FIG. 1) on the upper arm side. Q2UL, Q4VL, Q6WL are energization patterns of the switching elements Q2, Q4, Q6 (see FIG. 1) on the lower arm side.
During the forward rotation of the
この場合、スイッチング素子Ｑ３は、第２のホールセンサの検出信号に応じて、１／３周期分だけオンする。スイッチング素子Ｑ３は、スイッチング素子Ｑ１よりも１／３周期だけ遅れたタイミングでオンオフする。さらに、スイッチング素子Ｑ５は、第３のホールセンサの検出信号に応じて、１／３周期分だけオンする。スイッチング素子Ｑ５は、スイッチング素子Ｑ３よりも１／３周期だけ遅れたタイミングでオンオフする。 In this case, the switching element Q3 is turned on for 1/3 period in accordance with the detection signal of the second Hall sensor. The switching element Q3 is turned on / off at a timing delayed by 1/3 period from the switching element Q1. Further, the switching element Q5 is turned on for 1/3 period in accordance with the detection signal of the third Hall sensor. Switching element Q5 is turned on and off at a timing delayed by 1/3 period from switching element Q3.
また、スイッチング素子Ｑ２は、第１のホールセンサの検出信号に応じて、スイッチング素子Ｑ１とは半周期ずれたタイミングでオンオフする。さらに、スイッチング素子Ｑ４は、第２のホールセンサの検出信号に応じて、スイッチング素子Ｑ３とは半周期ずれたタイミングでオンオフする。また、スイッチング素子Ｑ６は、第３のホールセンサの検出信号に応じて、スイッチング素子Ｑ５とは半周期ずれたタイミングでオンオフする。 Further, the switching element Q2 is turned on and off at a timing shifted from the switching element Q1 by a half cycle according to the detection signal of the first Hall sensor. Further, the switching element Q4 is turned on / off at a timing shifted from the switching element Q3 by a half cycle according to the detection signal of the second Hall sensor. The switching element Q6 is turned on and off at a timing shifted from the switching element Q5 by a half cycle in accordance with the detection signal of the third Hall sensor.
スイッチング素子Ｑ１のオン期間の前半にスイッチング素子Ｑ４がオンし、電機子コイルＬｕ，Ｌｖ（図１参照）に電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１のオン期間の後半にスイッチング素子Ｑ６がオンし、電機子コイルＬｕ，Ｌｗに電流が流れる。
スイッチング素子Ｑ３のオン期間の前半にスイッチング素子Ｑ６がオンし、電機子コイルＬｖ，Ｌｗに電流が流れる。スイッチング素子Ｑ３のオン期間の後半にスイッチング素子Ｑ２がオンし、電機子コイルＬｖ，Ｌｕに電流が流れる。
The switching element Q4 is turned on in the first half of the ON period of the switching element Q1, and a current flows through the armature coils Lu and Lv (see FIG. 1). The switching element Q6 is turned on in the latter half of the ON period of the switching element Q1, and a current flows through the armature coils Lu and Lw.
The switching element Q6 is turned on in the first half of the ON period of the switching element Q3, and a current flows through the armature coils Lv and Lw. The switching element Q2 is turned on in the latter half of the ON period of the switching element Q3, and a current flows through the armature coils Lv and Lu.
スイッチング素子Ｑ５のオン期間の前半にスイッチング素子Ｑ２がオンし、電機子コイルＬｗ，Ｌｕに電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１のオン期間の後半にスイッチング素子Ｑ２がオンし、電機子コイルＬｗ，Ｌｕに電流が流れる。
上記の通電パターンにより、各電機子コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗが正回転方向に励磁されてブラシレスモータ２０が正回転する。
The switching element Q2 is turned on in the first half of the ON period of the switching element Q5, and a current flows through the armature coils Lw and Lu. The switching element Q2 is turned on in the latter half of the ON period of the switching element Q1, and a current flows through the armature coils Lw and Lu.
With the energization pattern, the armature coils Lu, Lv, Lw are excited in the forward rotation direction, and the
図３（ｂ）は、短絡制動時の通電パターンの例を説明する図である。
ブラシレスモータ２０の短絡制動時には、例えば上アーム側の３相のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５は、オフに制御されている。また、下アーム側のうち２相のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４は、オンに制御されている。そして、下アーム側の１相のスイッチング素子Ｑ６は、オンオフを繰り返し行う。これにより、３相出力を同電位に制御して回転速度を落とすことができる。
FIG. 3B is a diagram illustrating an example of an energization pattern during short-circuit braking.
At the time of short-circuit braking of the
次に、図３（ｃ）に逆転制動時の通電パターンの例を説明する。
ブラシレスモータ２０の逆転制動時は、ブラシレスモータ２０に逆回転トルクがかかるようにスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が制御される。
例えばスイッチング素子Ｑ１は、回転位置検出器４（図１参照）の第１〜第３のホールセンサのうち、第１のホールセンサの検出信号に応じて、１／３周期分だけオンする。このときのオンタイミングは、図３（ａ）の正回転時の通電パターンよりも１／３周期だけ遅れている。
Next, an example of an energization pattern during reverse braking will be described with reference to FIG.
At the time of reverse braking of the
For example, the switching element Q1 is turned on for 1/3 period according to the detection signal of the first hall sensor among the first to third hall sensors of the rotational position detector 4 (see FIG. 1). The on-timing at this time is delayed by 1/3 period from the energization pattern during forward rotation in FIG.
この場合スイッチング素子Ｑ５は、第３のホールセンサの検出信号に応じて、１／３周期分だけオンする。スイッチング素子Ｑ５は、スイッチング素子Ｑ１よりも１／３周期だけ遅れたタイミングでオンオフする。さらに、スイッチング素子Ｑ３は、第２のホールセンサの検出信号に応じて、１／３周期分だけオンする。スイッチング素子Ｑ３は、スイッチング素子Ｑ５よりも１／３周期だけ遅れたタイミングでオンオフする。 In this case, the switching element Q5 is turned on for 1/3 period in accordance with the detection signal of the third Hall sensor. Switching element Q5 is turned on and off at a timing delayed by 1/3 period from switching element Q1. Further, the switching element Q3 is turned on for 1/3 period in accordance with the detection signal of the second Hall sensor. Switching element Q3 is turned on and off at a timing delayed by 1/3 period from switching element Q5.
また、スイッチング素子Ｑ２は、第１のホールセンサの検出信号に応じて、スイッチング素子Ｑ１とは半周期ずれたタイミングでオンオフする。さらに、スイッチング素子Ｑ６は、第３のホールセンサの検出信号に応じて、スイッチング素子Ｑ５とは半周期ずれたタイミングでオンオフする。また、スイッチング素子Ｑ４は、第２のホールセンサの検出信号に応じて、スイッチング素子Ｑ３とは半周期ずれたタイミングでオンオフする。 Further, the switching element Q2 is turned on and off at a timing shifted from the switching element Q1 by a half cycle according to the detection signal of the first Hall sensor. Furthermore, the switching element Q6 is turned on / off at a timing shifted from the switching element Q5 by a half cycle in accordance with the detection signal of the third Hall sensor. Further, the switching element Q4 is turned on and off at a timing shifted from the switching element Q3 by a half cycle according to the detection signal of the second Hall sensor.
スイッチング素子Ｑ１のオン期間の前半にスイッチング素子Ｑ６がオンし、後半にスイッチング素子Ｑ４がオンする。スイッチング素子Ｑ５のオン期間の前半にスイッチング素子Ｑ４がオンし、後半にスイッチング素子Ｑ２がオンする。スイッチング素子Ｑ３のオン期間の前半にスイッチング素子Ｑ２がオンし、後半にスイッチング素子Ｑ６がオンする。この通電パターンにより、各電機子コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、逆回転方向に励磁される。ブラシレスモータ２０には逆回転方向のトルクが加わり、直流電源Ｖｄの直流端子のノードに対して逆起電力を供給する。
Switching element Q6 is turned on in the first half of the ON period of switching element Q1, and switching element Q4 is turned on in the second half. Switching element Q4 is turned on in the first half of the ON period of switching element Q5, and switching element Q2 is turned on in the second half. Switching element Q2 is turned on in the first half of the ON period of switching element Q3, and switching element Q6 is turned on in the second half. With this energization pattern, each armature coil Lu, Lv, Lw is excited in the reverse rotation direction. Torque in the reverse rotation direction is applied to the
以下、第１比較例と第２比較例により、本発明の課題について説明する。
図１１は、第１比較例のブラシレスモータ２０の駆動制御装置１Ａを示す概略の構成図である。図１に示した駆動制御装置１のクランプ回路３０の代わりに、抵抗Ｒ２とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ９）とを備えている。
Hereinafter, the problems of the present invention will be described with reference to a first comparative example and a second comparative example.
FIG. 11 is a schematic configuration diagram showing a
第１比較例のモータ制動部８は、逆転ブレーキ時にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ９）をオンさせて、回生電圧を抵抗Ｒ２とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ９）で消費させる。この場合、抵抗Ｒ２として大電力に耐えられる素子が必要なので、部品サイズが大きく高価となる。そのため、実装面積に限りがある場合には現実的ではない。
The
図１２は、第２比較例のブラシレスモータ２０の駆動制御装置１Ｂを示す概略の構成図である。図１に示した駆動制御装置１のクランプ回路３０を備えず、ダイオードＤとコンデンサＣとを備えている。
ダイオードＤは、直流電源Ｖｄと駆動制御装置１Ｂとの間に接続されて、逆転制動により発生する回生電圧が、直流電源Ｖｄに印加されないようにしている。コンデンサＣは、逆転制動により発生する回生電圧を充電する。第２比較例の駆動制御装置１Ｂは、逆転制動により発生する回生電圧をコンデンサＣに充電させながら逆転制動信号を出力する。このときの動作例を、図１３に示す。
FIG. 12 is a schematic configuration diagram showing the
The diode D is connected between the DC power supply Vd and the
図１３は、第２比較例のクランプ／逆転制動の動作を示すタイミングチャートである。電源電圧Ｖｉｎは、直流電源Ｖｄの正極ノードの電圧を示している。制動信号Ｃ２の白抜きの角丸四角は、短絡制動信号を示している。制動信号Ｃ２のハッチングを施した角丸四角は、逆転制動信号を示している。 FIG. 13 is a timing chart showing the clamp / reverse braking operation of the second comparative example. The power supply voltage Vin indicates the voltage of the positive node of the DC power supply Vd. White squares in the braking signal C2 indicate short circuit braking signals. A rounded square with hatching of the braking signal C2 indicates a reverse braking signal.
時刻ｔ５０以前にてモータ制動部８は、制動信号Ｃ２として短絡制動信号を出力する。時刻ｔ５０にて、電源電圧Ｖｉｎが制動開始電圧Ｖｔｈ以下に低下すると、モータ制動部８は、制動信号Ｃ２として逆転制動信号を出力する。逆転制動により発生する回生電圧により、電源電圧Ｖｉｎは次第に上昇する。
時刻ｔ５１にて、電源電圧Ｖｉｎが上限閾値電圧Ｖｕｐに達すると、モータ制動部８は、制動信号Ｃ２の出力を停止する。この上限閾値電圧Ｖｕｐは、駆動制御装置１Ｂを構成する各素子が故障なく動作可能な電圧である。
Prior to time t50, the
When the power supply voltage Vin reaches the upper limit threshold voltage Vup at time t51, the
時刻ｔ５１〜ｔ５２は、コンデンサＣの放電期間である。この放電期間にてモータ制動部８は、回生電圧の発生を無くすために逆転制動信号をオフする。時刻ｔ５２にて電源電圧Ｖｉｎが下限閾値電圧Ｖｌｏ以下となると、モータ制動部８は、再び制動信号Ｃ２として逆転制動信号を出力する。逆転制動により発生する回生電圧により、電源電圧Ｖｉｎは次第に上昇する。下限閾値電圧Ｖｌｏは、制御回路部５が動作可能な電圧である。
時刻ｔ５３にて電源電圧Ｖｉｎが再び上限閾値電圧Ｖｕｐに達すると、モータ制動部８は、逆転制動信号の出力を停止する。以下、駆動制御装置１Ｂは同様の動作を繰り返して、ブラシレスモータ２０を停止させる。
Time t51 to t52 is a discharge period of the capacitor C. During this discharge period, the
When the power supply voltage Vin reaches the upper threshold voltage Vup again at time t53, the
このように、第２比較例にて逆転制動信号を出力できるのは、コンデンサＣの放電期間の合間である。第２比較例では、逆転制動信号を出力できる時間比率が小さいため、ブラシレスモータ２０の停止までに時間が掛かってしまう。
そこで本実施形態の駆動制御装置１は、クランプ回路３０を設けて、逆転制動信号を出力できる時間比率を大きくしている。この動作について図４と図５とを参照して説明する。
Thus, in the second comparative example, the reverse braking signal can be output during the discharge period of the capacitor C. In the second comparative example, since the time ratio at which the reverse braking signal can be output is small, it takes time to stop the
Therefore, the
図４は、本実施形態の逆転制動処理を示すフローチャートである。
最初に直流電源Ｖｄがオフされると（ステップＳ２１）、図４の処理が開始する。
制御回路部５の電源電圧監視部９は、常に電源電圧Ｖｉｎを監視している。具体的には、制御回路部５の電源電圧監視部９は、電源電圧Ｖｉｎを検知してアナログ／デジタル変換し、制御動作判定部１０に出力する。制御回路部５の制御動作判定部１０は、電源電圧Ｖｉｎが制動開始電圧Ｖｔｈ以下であるか否かを判定する（ステップＳ２２）。電源電圧Ｖｉｎが制動開始電圧Ｖｔｈ以下ならば（ステップＳ２２でＹｅｓ）、ステップＳ２３の処理に進む。制御動作判定部１０は、このステップＳ２２において電源電圧Ｖｉｎと制動開始電圧Ｖｔｈとの大小関係を比較することにより、逆転制動が可能か否かを判断している。
FIG. 4 is a flowchart showing the reverse braking process of the present embodiment.
When the DC power supply Vd is turned off for the first time (step S21), the process of FIG. 4 starts.
The power supply
制御回路部５がクランプ信号Ｓ３をＬレベルとしてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ７）をオンさせる（ステップＳ２３）と、コンデンサＣ３が放電し、それに伴い電源電圧Ｖｉｎが低下する。制御回路部５は、電源電圧Ｖｉｎが下限閾値電圧Ｖｌｏ以下に低下したならば（ステップＳ２４でＹｅｓ）、クランプ信号Ｓ３をＨレベルとしてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ７）をオフし、更にプリドライブ回路３に逆転制動信号を出力する（ステップＳ２５）。これにより回生電圧が発生して、直流電源Ｖｄの正極ノードの電源電圧Ｖｉｎが上昇する。
When the
制御回路部５は、電源電圧Ｖｉｎが上限閾値電圧Ｖｕｐ以上に上昇したならば（ステップＳ２６でＹｅｓ）、逆転制動信号の出力を停止（ステップＳ２７）して、ステップＳ２３の処理に戻る。また、制御回路部５は、電源電圧Ｖｉｎが上限閾値電圧Ｖｕｐ未満ならば（ステップＳ２６でＮｏ）、ブラシレスモータ２０の回転速度と逆転制動終了閾値とを比較する（ステップＳ２８）。制御回路部５は、ブラシレスモータ２０の回転速度が逆転制動終了閾値を超えているならば（ステップＳ２８でＮｏ）ステップＳ２６の処理に戻る。逆転制動終了閾値以下ならば（ステップＳ２８でＹＥＳ）、制御回路部５は、逆転制動信号の出力を停止して（ステップＳ２９）、短絡制動信号を出力する（ステップＳ３０）。その後暫くするとロータの回転が停止する（ステップＳ３１）。
If the power supply voltage Vin rises above the upper threshold voltage Vup (Yes in step S26), the
図５は、本実施形態のクランプ／逆転制動の動作を示すタイミングチャートである。図５は、電源電圧Ｖｉｎと制動信号Ｃ２とクランプ信号Ｓ３の時系列変化を示している。電源電圧Ｖｉｎは、直流電源Ｖｄの正極ノードの電圧を示している。制動信号Ｃ２の白抜きの角丸四角は、短絡制動信号を示している。制動信号Ｃ２のハッチングを施した角丸四角は、逆転制動信号を示している。
図５では、制御回路部５は、モータ制動部８により、制御動作切換部６から入力される動作指令信号Ｓ２に応じて、所定期間（時刻ｔ１０〜時刻ｔ１４）に亘り、クランプ信号Ｓ３と制動信号Ｃ２として逆転制動信号を交互に出力する。
FIG. 5 is a timing chart showing the clamp / reverse braking operation of the present embodiment. FIG. 5 shows time-series changes of the power supply voltage Vin, the braking signal C2, and the clamp signal S3. The power supply voltage Vin indicates the voltage of the positive node of the DC power supply Vd. White squares in the braking signal C2 indicate short circuit braking signals. A rounded square with hatching of the braking signal C2 indicates a reverse braking signal.
In FIG. 5, the
直流電源Ｖｄがオフされると、電源電圧Ｖｉｎは次第に低下する。このときクランプ信号Ｓ３はＨレベルであり、制動信号Ｃ２は何も出力されていない。
時刻ｔ１０にて、電源電圧Ｖｉｎは制動開始電圧Ｖｔｈ以下となり、クランプ信号Ｓ３はＨレベルからＬレベルに変化する。これに伴い、電源電圧Ｖｉｎは急峻に低下する。
When the DC power supply Vd is turned off, the power supply voltage Vin gradually decreases. At this time, the clamp signal S3 is at the H level, and no braking signal C2 is output.
At time t10, the power supply voltage Vin becomes equal to or lower than the braking start voltage Vth, and the clamp signal S3 changes from the H level to the L level. Along with this, the power supply voltage Vin sharply decreases.
時刻ｔ１１にて、電源電圧Ｖｉｎが下限閾値電圧Ｖｌｏ以下に低下すると、クランプ信号Ｓ３はＬレベルからＨレベルに変化し、かつ制動信号Ｃ２として逆転制動信号が出力される。逆転制動に伴う回生電圧により、直流電源Ｖｄの電源電圧Ｖｉｎが上昇する。 When the power supply voltage Vin falls below the lower threshold voltage Vlo at time t11, the clamp signal S3 changes from L level to H level, and a reverse braking signal is output as the braking signal C2. The power supply voltage Vin of the DC power supply Vd rises due to the regenerative voltage accompanying reverse braking.
時刻ｔ１２にて、電源電圧Ｖｉｎが上限閾値電圧Ｖｕｐ以上に上昇すると、クランプ信号Ｓ３はＨレベルからＬレベルに変化し、かつ制動信号Ｃ２の出力が停止される。これにより、電源電圧Ｖｉｎはクランプされて低下する。これら時刻ｔ１０〜ｔ１３のような動作の繰り返しにより、ブラシレスモータ２０の回転速度は低下する。これら繰り返し動作の後、短絡制動信号が出力され、電源電圧Ｖｉｎが更に低下する。
時刻ｔ１４は、所定期間の終了時刻であって、ブラシレスモータ２０の回転速度が逆転制動終了閾値以下となる時刻である（図４のステップＳ２８でＹＥＳ）。以降、制動信号Ｃ２として短絡制動信号が出力され、クランプ信号Ｓ３はＨレベルを維持する。
When the power supply voltage Vin rises to the upper threshold voltage Vup or higher at time t12, the clamp signal S3 changes from the H level to the L level, and the output of the braking signal C2 is stopped. Thereby, the power supply voltage Vin is clamped and falls. By repeating the operations at times t10 to t13, the rotational speed of the
Time t14 is the end time of the predetermined period, and is the time when the rotational speed of the
このように動作することで、駆動制御装置１は、電源電圧Ｖｉｎを上限閾値電圧Ｖｕｐから下限閾値電圧Ｖｌｏの間のいずれかとしつつ、逆転制動信号を出力することができるので、ブラシレスモータ２０を短時間に停止することができる。
By operating in this way, the
《第１変形例》
次に、短絡制動を行う第１変形例について説明する。上記した実施形態のうち、逆転制動信号を出力していない期間には、短絡制動信号を出力することができる。
図６は、第１変形例の逆転制動処理を示すフローチャートである。図４に示したフローチャートと同一の処理には同一の符号を付与している。
直流電源Ｖｄがオフされると（ステップＳ２１）、図４の処理が開始する。
制御回路部５は、モータ制動部８により、プリドライブ回路３に制動信号Ｃ２として短絡制動信号を出力する（ステップＳ２１Ａ）。これにより、制御回路部５は、ブラシレスモータ２０を減速することができる。
<< First Modification >>
Next, a first modification example that performs short-circuit braking will be described. In the above-described embodiment, the short-circuit braking signal can be output during a period when the reverse braking signal is not output.
FIG. 6 is a flowchart showing the reverse braking process of the first modification. The same processes as those in the flowchart shown in FIG.
When the DC power supply Vd is turned off (step S21), the process of FIG. 4 starts.
The
ステップＳ２２，Ｓ２３の処理は、図４に示した処理と同様である。その後制御回路部５は、モータ制動部８により、プリドライブ回路３に制動信号Ｃ２として短絡制動信号を出力する（ステップＳ２３Ａ）。これにより制御回路部５は、ブラシレスモータ２０を減速することができる。
以降、ステップＳ２４〜Ｓ３１の処理は、図４に示した処理と同様である。
The processing in steps S22 and S23 is the same as the processing shown in FIG. Thereafter, the
Henceforth, the process of step S24-S31 is the same as the process shown in FIG.
図７は、第１変形例のクランプ／逆転制動の動作を示すタイミングチャートである。図７から図９は、電源電圧Ｖｉｎと制動信号Ｃ２とクランプ信号Ｓ３の時系列変化を示している。
図７では、制御回路部５は、モータ制動部８により、制御動作切換部６から入力される動作指令信号Ｓ２に応じて、所定期間（時刻ｔ２０〜時刻ｔ２４）に亘り、クランプ信号Ｓ３と制動信号Ｃ２として逆転制動信号を交互に出力するとともに、クランプ信号Ｓ３が出力されている間、制動信号Ｃ２として短絡制動信号を出力している。
時刻ｔ２４は、所定期間の終了時刻であって、ブラシレスモータ２０の回転速度が逆転制動終了閾値以下となる時刻である（図６のステップＳ２８でＹＥＳ）。以降、制動信号Ｃ２として短絡制動信号が出力され、クランプ信号Ｓ３はＨレベルを維持する。
FIG. 7 is a timing chart showing the clamp / reverse braking operation of the first modification. 7 to 9 show time-series changes in the power supply voltage Vin, the braking signal C2, and the clamp signal S3.
In FIG. 7, the
Time t24 is the end time of the predetermined period, and is the time when the rotational speed of the
図５に示す上記実施形態とは異なり、第１変形例のクランプ／逆転制動は、直流電源Ｖｄがオフされた当初から制動信号Ｃ２として短絡制動信号の出力を開始していることと、所定期間において、クランプ信号Ｓ３をＬレベルに切り替えている時刻ｔ２０〜ｔ２１と時刻ｔ２２〜ｔ２３にて、同時に短絡制動信号を出力していることが異なる。これにより制御回路部５は、より早くブラシレスモータ２０を停止させることができる。
Unlike the above-described embodiment shown in FIG. 5, the clamp / reverse braking of the first modified example starts outputting a short-circuit braking signal as the braking signal C2 from the beginning when the DC power supply Vd is turned off, and for a predetermined period. , The short-circuit braking signal is output simultaneously at time t20 to t21 and time t22 to t23 when the clamp signal S3 is switched to the L level. Thereby, the
《第２変形例》
次に、制動開始電圧Ｖｔｈに達した後、最初に逆転制動信号を出力する第２変形例について説明する。
図８は、第２変形例のクランプ／逆転制動の動作を示すタイミングチャートである。図７に示す第１変形例とは異なり、第２変形例のクランプ／逆転制動は、電源電圧Ｖｉｎが制動開始電圧Ｖｔｈ以下に低下した後、時刻ｔ３０〜ｔ３１にて、制動信号Ｃ２として逆転制動信号を出力している。
図８では、制御回路部５は、モータ制動部８により、制御動作切換部６から入力される動作指令信号Ｓ２に応じて、所定期間（時刻ｔ３０〜時刻ｔ３４）に亘り、クランプ信号Ｓ３と制動信号Ｃ２として逆転制動信号を交互に出力するとともに、所定期間の開始時（時刻ｔ３０）に、制動信号Ｃ２として逆転制動信号を出力している。
<< Second Modification >>
Next, a description will be given of a second modification in which a reverse braking signal is first output after reaching the braking start voltage Vth.
FIG. 8 is a timing chart showing the clamp / reverse braking operation of the second modified example. Unlike the first modification shown in FIG. 7, the clamp / reverse braking of the second modification is the reverse braking as the braking signal C <b> 2 from time t <b> 30 to t <b> 31 after the power supply voltage Vin drops below the braking start voltage Vth. A signal is being output.
In FIG. 8, the
その後、電源電圧Ｖｉｎが上限閾値電圧Ｖｕｐ以上に上昇すると、時刻ｔ３１〜ｔ３２にて、クランプ信号Ｓ３をＬレベルに切り替えている。更に、電源電圧Ｖｉｎが下限閾値電圧Ｖｌｏ以下に低下すると、時刻ｔ３２〜ｔ３３にて、クランプ信号Ｓ３をＨレベルに切り替えている。
時刻ｔ３４は、所定期間の終了時刻であって、ブラシレスモータ２０の回転速度が逆転制動終了閾値以下となる時刻である。以降、制動信号Ｃ２として短絡制動信号が出力され、クランプ信号Ｓ３はＨレベルを維持する。
Thereafter, when the power supply voltage Vin rises above the upper threshold voltage Vup, the clamp signal S3 is switched to the L level at times t31 to t32. Further, when the power supply voltage Vin falls below the lower limit threshold voltage Vlo, the clamp signal S3 is switched to the H level from time t32 to t33.
Time t34 is the end time of the predetermined period, and is the time when the rotational speed of the
このように、電源電圧Ｖｉｎが制動開始電圧Ｖｔｈ以下に低下した後に、制動信号Ｃ２として逆転制動信号を出力し、その後にクランプ信号Ｓ３を出力してもよい。 Thus, after the power supply voltage Vin drops below the braking start voltage Vth, the reverse braking signal may be output as the braking signal C2, and then the clamp signal S3 may be output.
《第３変形例》
図９は、第３変形例のクランプ／逆転制動の動作を示すタイミングチャートである。図７に示す第１変形例とは異なり、第３変形例のクランプ／逆転制動は、電源電圧Ｖｉｎが制動開始電圧Ｖｔｈ以下に低下した後、ブラシレスモータ２０の回転速度が所定閾値以下に低下するまで、継続的に制動信号Ｃ２として逆転制動信号を出力している。クランプ回路３０による電圧低下は、逆転制動信号の回生電圧による電圧上昇よりも変化量が大きいので、電源電圧Ｖｉｎをクランプすることができる。
図９では、制御回路部５は、所定期間（時刻ｔ４０〜時刻ｔ４４）に亘り、制動信号Ｃ２として逆転制動信号を継続的に出力するとともに、クランプ信号Ｓ３を間欠的に出力している。すなわちモータ制動部８は、制御動作切換部６から入力される動作指令信号Ｓ２に応じて、所定期間（時刻ｔ４０〜時刻ｔ４４）に亘り、制動信号Ｃ２として逆転制動信号を継続的に出力するとともに、クランプ信号Ｓ３を間欠的に出力している。
時刻ｔ４４は、所定期間の終了時刻であって、ブラシレスモータ２０の回転速度が逆転制動終了閾値以下となる時刻である。以降、制動信号Ｃ２として短絡制動信号が出力され、クランプ信号Ｓ３はＨレベルを維持する。
<< Third Modification >>
FIG. 9 is a timing chart showing the clamp / reverse braking operation of the third modification. Unlike the first modified example shown in FIG. 7, in the clamp / reverse braking of the third modified example, the rotation speed of the
In FIG. 9, the
Time t44 is the end time of the predetermined period, and is the time when the rotational speed of the
図１０は、本実施形態の制動方法と第２比較例の制動方法の経過時間と回転速度との関係を示す図である。
時刻Ｔ０にて、ブラシレスモータ２０は回転速度Ｒｃを維持しており、時刻Ｔ１にて直流電源Ｖｄがオフされる。
FIG. 10 is a diagram illustrating the relationship between the elapsed time and the rotational speed of the braking method of the present embodiment and the braking method of the second comparative example.
At time T0, the
時刻Ｔ２にて、ブラシレスモータ２０の回転速度がＲｂ以下となると、制動動作を開始する。以下、破線Ａは、第２比較例におけるブラシレスモータ２０の回転速度の変化を示している。実線Ｂは、本実施形態におけるブラシレスモータ２０の回転速度の変化を示している。つまり、本実施形態では時刻Ｔ８でブラシレスモータ２０が停止し、第２比較例では時刻Ｔ９でブラシレスモータ２０が停止する。
本実施形態では、逆転制動信号を出力する時間比率を大きくすることができ、第２比較例と比べて、より早くブラシレスモータ２０を停止させることができる。
When the rotational speed of the
In the present embodiment, the time ratio for outputting the reverse braking signal can be increased, and the
（変形例）
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能であり、例えば、次の（ａ）〜（ｌ）のようなものがある。
(Modification)
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be modified without departing from the spirit of the present invention. For example, there are the following (a) to (l).
（ａ） 上記実施形態のブラシレスモータ２０の駆動制御装置１は、回転位置検出器４は、３組のホールセンサと増幅器の組合せを有している。しかし、これに限られず、ホールセンサの数は特に限定されない。また、ブラシレスモータ２０の駆動制御装置１は、ホールセンサと増幅器の組合せを有する回転位置検出器４を用いず、電機子コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに発生する逆起電力を検知することにより、ロータの回転位置を検出してもよい。
(A) In the
（ｂ） 上記実施形態のブラシレスモータ２０は３相である。しかし、これに限られず、相数は１相以上であればよい。
(B) The
（ｃ） スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＦＥＴに限定されず、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などに代表される他の種類のスイッチング素子であってもよい。 (C) The switching elements Q1 to Q6 are not limited to FETs, and may be other types of switching elements typified by IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
（ｄ） 上記実施形態の駆動制御装置１は、短絡制動時に、下アーム側の１つのスイッチング素子Ｑ６をスイッチング動作している。しかし、これに限られず、駆動制御装置は、１つのスイッチング素子Ｑ６のスイッチング動作では十分な電圧が作り出せない場合、２つ以上のスイッチング素子をスイッチング動作させてもよい。
(D) The
（ｅ） 短絡制動時にスイッチングさせるアーム（第２アーム）は、下アームに限定されず、上アームであってもよい。また、スイッチングさせるのは、Ｗ相のスイッチング素子に限定されず、他の相であってもよい。 (E) The arm (second arm) that is switched during the short-circuit braking is not limited to the lower arm, and may be the upper arm. Further, the switching is not limited to the W-phase switching element, but may be another phase.
（ｆ） 上記実施形態では短絡制動時に下アーム側の１つのスイッチング素子Ｑ６を第１のパルス信号Ｖｗｌに基づいてスイッチング動作させている。しかし、周波数の増減やデューティ比の増減などは、特に限定されない。電源電圧Ｖｉｎの変動や、回転停止時間を所望の状態になるように、周波数やデューティ比を適宜設定することができる。 (F) In the embodiment described above, one switching element Q6 on the lower arm side is switched based on the first pulse signal Vwl during short-circuit braking. However, the increase / decrease in the frequency and the increase / decrease in the duty ratio are not particularly limited. The frequency and the duty ratio can be appropriately set so that the fluctuation of the power supply voltage Vin and the rotation stop time are in a desired state.
（ｇ） 駆動制御装置１は、回転位置検出器４によってブラシレスモータ２０の回転速度を検知し、この回転速度に応じたデューティ比、または、この回転速度に応じた周波数のパルス信号Ｖｗｌをインバータ回路２に出力するように構成してもよい。これにより、ブラシレスモータ２０の回転速度がどのように減衰するか不明な場合であっても、回転速度に応じたパルス信号Ｖｗｌによって、電源電圧Ｖｉｎを維持するので、更に長期間に亘ってブラシレスモータ２０に短絡制動を掛けることができる。
(G) The
（ｈ） 駆動制御装置１の少なくとも一部は、ハードウェアで構成してもよいし、ソフトウェアで構成してもよい。
(H) At least a part of the
（ｉ） 上記実施形態では、制動制御の開始を電源電圧Ｖｉｎで判定する例で説明したが、これには特に限定されない。具体的には、例えばブラシレスモータ２０の回転速度に基づいて判定するようにしてもよい。
(I) Although the above embodiment has been described with an example in which the start of the braking control is determined by the power supply voltage Vin, the present invention is not particularly limited thereto. Specifically, for example, the determination may be made based on the rotation speed of the
（ｊ） 上記実施形態で示したフローチャートや制動制御時の各部波形を説明する図などは、動作を説明するための一例を示すものであって、これに限定されない。例えば、図４や図６に示したフローチャートは、このフローに限定されるものではなく、適宜、各ステップ間に他の処理が挿入されてもよい。 (J) The flowcharts shown in the above embodiment and the diagrams explaining the waveform of each part at the time of braking control are examples for explaining the operation, and are not limited thereto. For example, the flowcharts shown in FIGS. 4 and 6 are not limited to this flow, and other processes may be appropriately inserted between the steps.
（ｋ） 短絡制動と逆転制動との相互の切り替えの間に無信号期間を設ける構成も本発明の範囲に含むものである。
（ｌ） クランプ回路３０のトランジスタＱ８は、ＭＯＳＦＥＴなどであってもよい。
(K) A configuration in which a no-signal period is provided between the switching between the short-circuit braking and the reverse braking is also included in the scope of the present invention.
(L) The transistor Q8 of the
１，１Ａ，１Ｂ 駆動制御装置
２ インバータ回路 （モータ駆動部の一例）
３ プリドライブ回路 （モータ駆動部の一例）
４ 回転位置検出器
５ 制御回路部
６ 制御動作切換部
７ モータ制御部
８ モータ制動部
９ 電源電圧監視部
１０ 制御動作判定部
１１ 定電圧源
２０ ブラシレスモータ
３０ クランプ回路
Ｓ１〜Ｓ２ 動作指令信号
Ｓ３ クランプ信号
Ｃ１ 駆動制御信号
Ｃ２ 制動信号 （逆転制動信号または短絡制動信号）
Ｃ，Ｃ３，Ｃ４ コンデンサ
Ｄ ダイオード
ＺＤ ツェナーダイオード
Ｖｄ 直流電源
Ｖｉｎ 電源電圧
Ｖｕｕ，Ｖｕｌ，Ｖｖｕ，Ｖｖｌ，Ｖｗｕ，Ｖｗｌ 駆動信号
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ 電機子コイル
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
Ｒ１１ プルアップ抵抗
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子
Ｑ７，Ｑ９ ＭＯＳＦＥＴ
Ｑ８ トランジスタ
Ｉｗ 相電流
1, 1A, 1B
3 Pre-drive circuit (Example of motor drive unit)
4
C, C3, C4 Capacitor D Diode ZD Zener diode Vd DC power supply Vin Power supply voltage Vuu, Vul, Vvu, Vvl, Vwu, Vwl Drive signal Lu, Lv, Lw Armature coil R1, R2 Resistor R11 Pull-up resistor Q1-Q6 Switching Element Q7, Q9 MOSFET
Q8 Transistor Iw phase current
Claims (13)
入力されるクランプ信号に応じて前記電源の正極端子の電圧を所定の制限電圧にクランプするクランプ回路と、
前記電源の電圧を検知して得られた電圧値に応じて、前記モータ駆動部に対して駆動制御信号または逆転制動信号を出力し、前記電圧値に応じて、前記クランプ回路に対してクランプの動作を指示する前記クランプ信号を出力し、前記電源の電圧を定電圧化した定電圧源から電力供給される制御回路部と、を備えており、
前記制御回路部は、前記電源からの電力供給の停止を検知すると、
前記電圧値が所定の閾値以下であるならば、所定期間に亘り、前記電圧値に応じて、前記クランプ信号または前記逆転制動信号のどちらかを出力するとともに、
前記所定期間において、
前記電圧値が上限閾値電圧以上のときに前記クランプ信号を出力して前記電源の正極端子の電圧をクランプして前記電圧値を低下させ、
前記電圧値が下限閾値電圧以下のときに前記クランプ信号の出力を停止し、前記逆転制動信号を出力することにより発生する回生電圧により前記電圧値を上昇させる、
ブラシレスモータの駆動制御装置。 The first arm side switching element connected between the armature coil of each phase of the brushless motor and the positive electrode of the power source, and the second arm side connected between the armature coil of each phase and the negative electrode of the power source A motor drive unit including an inverter circuit having a switching element;
A clamp circuit that clamps the voltage of the positive terminal of the power source to a predetermined limit voltage according to an input clamp signal;
According to the voltage value obtained by detecting the voltage of the power source, a drive control signal or a reverse braking signal is output to the motor drive unit, and the clamp circuit is clamped to the clamp circuit according to the voltage value. A control circuit unit that outputs the clamp signal instructing operation and is supplied with power from a constant voltage source in which the voltage of the power source is made constant.
When the control circuit unit detects a stop of power supply from the power source,
If the voltage value is below a predetermined threshold value, for a predetermined period of time, depending on the voltage value, and outputs whether flicker said clamping signal or the reverse rotation brake signal throat,
In the predetermined period,
When the voltage value is equal to or higher than an upper threshold voltage, the clamp signal is output to clamp the voltage of the positive terminal of the power source to reduce the voltage value,
Stopping the output of the clamp signal when the voltage value is equal to or lower than a lower threshold voltage, and increasing the voltage value by a regenerative voltage generated by outputting the reverse braking signal;
Drive control device for brushless motor.
入力されるクランプ信号に応じて前記電源の正極端子の電圧を所定の制限電圧にクランプするクランプ回路と、
前記電源の電圧を検知して得られた電圧値に応じて、前記モータ駆動部に対して駆動制御信号または逆転制動信号を出力し、前記電圧値に応じて、前記クランプ回路に対してクランプの動作を指示する前記クランプ信号を出力し、前記電源の電圧を定電圧化した定電圧源から電力供給される制御回路部と、を備えており、
前記制御回路部は、前記電圧値が所定の閾値以下になったことを検知したならば、前記クランプ信号を出力し、
その後、所定期間に亘り、前記電源の電圧が下限以下であることを検知したならば、前記クランプ信号の出力を停止して更に前記逆転制動信号を出力し、前記電源の電圧が上限以上であることを検知したならば、前記クランプ信号を出力して更に前記逆転制動信号の出力を停止する、
ブラシレスモータの駆動制御装置。 The first arm side switching element connected between the armature coil of each phase of the brushless motor and the positive electrode of the power source, and the second arm side connected between the armature coil of each phase and the negative electrode of the power source A motor drive unit including an inverter circuit having a switching element;
A clamp circuit that clamps the voltage of the positive terminal of the power source to a predetermined limit voltage according to an input clamp signal;
According to the voltage value obtained by detecting the voltage of the power source, a drive control signal or a reverse braking signal is output to the motor drive unit, and the clamp circuit is clamped to the clamp circuit according to the voltage value. A control circuit unit that outputs the clamp signal instructing operation and is supplied with power from a constant voltage source in which the voltage of the power source is made constant.
When the control circuit unit detects that the voltage value is equal to or lower than a predetermined threshold value , it outputs the clamp signal,
After that, if it is detected that the voltage of the power source is lower than the lower limit for a predetermined period, the output of the clamp signal is stopped and the reverse braking signal is further output, and the voltage of the power source is higher than the upper limit. If it is detected, the clamp signal is output and the output of the reverse braking signal is further stopped.
Drive control device for brushless motor.
請求項１または２に記載のブラシレスモータの駆動制御装置。 The control circuit unit outputs the clamp signal and the reverse braking signal at least once in the predetermined period.
The drive control apparatus of the brushless motor according to claim 1 or 2 .
請求項１ないし３のうちいずれか１項に記載のブラシレスモータの駆動制御装置。 The brushless motor drive control apparatus according to any one of claims 1 to 3.
入力されるクランプ信号に応じて前記電源の正極端子の電圧を所定の制限電圧にクランプするクランプ回路と、
前記電源の電圧を検知して得られた電圧値に応じて、前記モータ駆動部に対して駆動制御信号または逆転制動信号を出力し、前記電圧値に応じて、前記クランプ回路に対してクランプの動作を指示する前記クランプ信号を出力し、前記電源の電圧を定電圧化した定電圧源から電力供給される制御回路部と、を備えており、
前記制御回路部は、前記電源からの電力供給の停止を検知すると、所定期間に亘って、前記逆転制動信号を出力するとともに、前記所定期間において、前記クランプ信号を前記クランプ回路に間欠的に出力する動作を繰り返す、
ブラシレスモータの駆動制御装置。 The first arm side switching element connected between the armature coil of each phase of the brushless motor and the positive electrode of the power source, and the second arm side connected between the armature coil of each phase and the negative electrode of the power source A motor drive unit including an inverter circuit having a switching element;
A clamp circuit that clamps the voltage of the positive terminal of the power source to a predetermined limit voltage according to an input clamp signal;
According to the voltage value obtained by detecting the voltage of the power source, a drive control signal or a reverse braking signal is output to the motor drive unit, and the clamp circuit is clamped to the clamp circuit according to the voltage value. A control circuit unit that outputs the clamp signal instructing operation and is supplied with power from a constant voltage source in which the voltage of the power source is made constant.
When the control circuit unit detects the stop of the power supply from the power source, the control circuit unit outputs the reverse braking signal over a predetermined period and intermittently outputs the clamp signal to the clamp circuit during the predetermined period. Repeat the operation to
Drive control device for brushless motor.
クランプする前記所定の制限電圧は、前記ツェナーダイオードのツェナー電圧であるとともに、前記ツェナー電圧は前記制御回路部の動作電圧よりも高く設定されている、
請求項１ないし５のうちいずれか１項に記載のブラシレスモータの駆動制御装置。 The clamp circuit, saw including a zener diode and a series connection of a capacitor and a switch element for discharging said capacitor and is turned ON by the clamp signal and the control circuit section outputs,
The predetermined limit voltage to be clamped is a Zener voltage of the Zener diode, and the Zener voltage is set higher than an operating voltage of the control circuit unit.
The brushless motor drive control device according to any one of claims 1 to 5 .
全ての前記第１アーム側スイッチング素子をオフするスイッチング信号を出力し、少なくとも１つの前記第２アーム側スイッチング素子をスイッチング動作させるとともに、他の前記第２アーム側スイッチング素子をオンする信号である短絡制動信号を出力する、
請求項１ないし６のうちいずれか１項に記載のブラシレスモータの駆動制御装置。 The control circuit unit, before outputting the reverse braking signal in the predetermined period,
A short circuit is a signal that outputs a switching signal for turning off all the first arm side switching elements, operates at least one of the second arm side switching elements, and turns on the other second arm side switching elements. Output a braking signal,
The drive control device for a brushless motor according to any one of claims 1 to 6 .
請求項１ないし７のうちいずれか１項に記載のブラシレスモータの駆動制御装置。 After the predetermined period, until the output to the motor drive unit is stopped, a switching signal for turning off all the first arm side switching elements is output, and at least one second arm side switching element is turned on. A switching operation is performed, and a short circuit braking signal that is a signal for turning on the other second arm side switching element is output.
The drive control apparatus of the brushless motor of any one of Claims 1 thru | or 7 .
請求項１ないし８のうちいずれか１項に記載のブラシレスモータの駆動制御装置。 The end of the predetermined period is determined based on whether one of the voltage of the power supply or the rotation speed of the brushless motor has reached a predetermined value set in advance.
The brushless motor drive control apparatus according to any one of claims 1 to 8 .
前記電源の電圧を検知して得られた電圧値に応じた動作指令信号を生成する制御動作切換部と、
前記動作指令信号に応じて前記モータ駆動部に対して駆動制御信号を出力するモータ制御部と、
前記動作指令信号に応じて前記モータ駆動部に対して逆転制動信号を出力し、前記クランプ回路に対してクランプの動作を指示する前記クランプ信号を出力するモータ制動部と、
を含む請求項１ないし８のうちいずれか１項に記載のブラシレスモータの駆動制御装置。 The control circuit unit is
A control operation switching unit that generates an operation command signal according to a voltage value obtained by detecting the voltage of the power source;
A motor control unit that outputs a drive control signal to the motor drive unit in response to the operation command signal;
A motor braking unit that outputs a reverse braking signal to the motor driving unit in response to the operation command signal, and outputs the clamp signal that instructs a clamping operation to the clamp circuit;
The drive control apparatus of the brushless motor of any one of Claims 1 thru | or 8 containing these.
前記電源を定電圧化する定電圧源と、
前記電源の正極端子の電圧をクランプするクランプ回路と、
前記定電圧源から電力供給されて前記モータ駆動部に対して駆動制御信号を出力する制御回路部と、
を備える駆動制御装置が実行するブラシレスモータの駆動制御方法であって、
前記制御回路部が、前記電源の電圧を監視するステップと、
前記電源の電圧が閾値以下であることを検知するステップと、
前記制御回路部が、所定期間において前記電源の電圧が上限閾値電圧以上のときにクランプ信号を前記クランプ回路に間欠的に出力する動作を繰り返して、前記電源の正極端子の電圧をクランプし、前記電源の電圧が下限閾値電圧以下のときに前記クランプ信号の出力を停止するステップと、
を含むブラシレスモータの駆動制御方法。 The first arm side switching element connected between the armature coil of each phase of the brushless motor and the positive electrode of the power source, and the second arm side connected between the armature coil of each phase and the negative electrode of the power source A motor drive unit including an inverter circuit having a switching element;
A constant voltage source for making the power supply constant,
A clamp circuit for clamping the voltage of the positive terminal of the power source;
A control circuit unit that is supplied with power from the constant voltage source and outputs a drive control signal to the motor drive unit;
A drive control method for a brushless motor executed by a drive control device comprising:
The control circuit unit monitoring the voltage of the power source;
Detecting that the voltage of the power source is below a threshold;
The control circuit unit repeats an operation of intermittently outputting a clamp signal to the clamp circuit when the voltage of the power source is equal to or higher than an upper threshold voltage in a predetermined period, and clamps the voltage of the positive terminal of the power source, Stopping the output of the clamp signal when the voltage of the power supply is equal to or lower than a lower threshold voltage ;
Control method of brushless motor including
前記電源を定電圧化する定電圧源と、
前記電源の正極端子の電圧をクランプするクランプ回路と、
前記定電圧源から電力供給されて前記モータ駆動部に対して駆動制御信号を出力する制御回路部と、
を備える駆動制御装置が実行するブラシレスモータの駆動制御方法であって、
前記制御回路部が、前記電源の電圧を監視するステップと、
前記電源の電圧が閾値以下であることを検知するステップと、
前記電源の電圧が所定の閾値以下になったことを検知したならば、クランプ信号を出力するステップと、
その後、所定期間に亘り、前記電源の電圧が下限閾値電圧以下であることを検知したならば、前記クランプ信号の出力を停止して逆転制動信号を出力し、前記電源の電圧が上限閾値電圧以上であることを検知したならば、前記クランプ信号を出力して前記逆転制動信号の出力を停止するステップと、
を含むブラシレスモータの駆動制御方法。 The first arm side switching element connected between the armature coil of each phase of the brushless motor and the positive electrode of the power source, and the second arm side connected between the armature coil of each phase and the negative electrode of the power source A motor drive unit including an inverter circuit having a switching element;
A constant voltage source for making the power supply constant,
A clamp circuit for clamping the voltage of the positive terminal of the power source;
A control circuit unit that is supplied with power from the constant voltage source and outputs a drive control signal to the motor drive unit;
A drive control method for a brushless motor executed by a drive control device comprising:
The control circuit unit monitoring the voltage of the power source;
Detecting that the voltage of the power source is below a threshold;
If it is detected that the voltage of the power supply has fallen below a predetermined threshold, outputting a clamp signal;
After that, if it is detected that the voltage of the power source is lower than the lower threshold voltage for a predetermined period, the output of the clamp signal is stopped and the reverse braking signal is output, and the voltage of the power source is higher than the upper threshold voltage. If it is detected, the step of outputting the clamp signal and stopping the output of the reverse braking signal;
Control method of brushless motor including
前記電源を定電圧化する定電圧源と、
前記電源の正極端子の電圧をクランプするクランプ回路と、
前記定電圧源から電力供給されて前記モータ駆動部に対して駆動制御信号または逆転制動信号を出力する制御回路部と、
を備える駆動制御装置が実行するブラシレスモータの駆動制御方法であって、
前記制御回路部が、前記電源の電圧を監視するステップと、
前記電源の電圧が閾値以下であることを検知するステップと、
前記制御回路部が、前記電源からの電力供給の停止を検知すると、所定期間に亘って、前記逆転制動信号を出力するとともに、前記所定期間において、クランプ信号を前記クランプ回路に間欠的に出力する動作を繰り返すステップと、
を含むブラシレスモータの駆動制御方法。 The first arm side switching element connected between the armature coil of each phase of the brushless motor and the positive electrode of the power source, and the second arm side connected between the armature coil of each phase and the negative electrode of the power source A motor drive unit including an inverter circuit having a switching element;
A constant voltage source for making the power supply constant,
A clamp circuit for clamping the voltage of the positive terminal of the power source;
A control circuit unit that is supplied with power from the constant voltage source and outputs a drive control signal or a reverse braking signal to the motor drive unit;
A drive control method for a brushless motor executed by a drive control device comprising:
The control circuit unit monitoring the voltage of the power source;
Detecting that the voltage of the power source is below a threshold;
When the control circuit unit detects the stop of the power supply from the power source, the reverse braking signal is output for a predetermined period, and the clamp signal is intermittently output to the clamp circuit for the predetermined period. A step of repeating the operation;
Control method of brushless motor including
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