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JP6285572B2 - 電力変換装置 - Google Patents

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Description

本発明は、交流電力の地絡を検出する電力変換装置に関する。
電力変換装置は、直流電源回路からの直流電力を交流電力に変換してモータジェネレータに供給している。直流電源回路あるいは交流回路と車体との地絡を検出するものとして特許文献１に記載のものがある。この技術によれば、一定の出力インピーダンスで交流信号を出力する交流信号発生回路は、直流電源回路および交流回路にコンデンサを介して接続されている。直流電源回路あるいは交流回路において地絡が発生すると、交流信号発生回路における交流成分の出力インピーダンスが変化して、交流信号の電圧レベルが変化する。この交流信号の電圧レベルの変化を電圧レベル検出回路によって検出することで地絡の発生を検出する。
特開平８−７０５０３号公報
上述した、特許文献１に記載の回路では、回路構成が多くコストがかかり、故障発生から検出までに時間がかかる欠点があった。
請求項１に記載の電力変換装置は、キャリア周期のＰＷＭ信号により直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、電力変換装置に接続された直流電源の正極若しくは負極と電力変換装置の筐体との間の電圧値をＰＷＭ信号に基づく所定のタイミングで検出する電圧検出部と、電圧検出部で検出した電圧値に基づいて、交流電力の地絡に関する情報を出力する制御部とを備え、電圧検出部は、前記電圧値をキャリア周期より時定数が小さい第１ローパスフィルタとキャリア周期より時定数が大きい第２ローパスフィルタを介して検出し、制御部は、第１ローパスフィルタの出力値と第２ローパスフィルタの出力値との差に基づいて、交流電力の地絡に関する情報を出力する。
本発明によれば、安価な構成で地絡検出を短時間で行うことが可能となり、地絡による構成部品への影響を軽減でき、構成部品の信頼性の向上につながる。
車両駆動用電機システムの回路構成図である。 第１の実施形態における電圧検出回路を示す図である。 第１の実施形態におけるＷ相地絡時のタイムチャートである。 第１の実施形態におけるＵ相地絡時のタイムチャートである。 第１の実施形態におけるマイクロコンピュータの地絡検出の動作を示すフローチャートである。 第２の実施形態におけるマイクロコンピュータの地絡検出の動作を示すフローチャートである。
（第１の実施形態）
以下、図１〜図５を参照して本発明の第１の実施形態について説明する。図１は、車両駆動用電機システムの回路構成図である。車両駆動用電機システムは上下アームの直列回路及び制御部を含む電力変換装置２００と、直流電源１０と、モータジェネレータ４００とより構成される。
電力変換装置２００は、図１に示すようにコンデンサモジュール７０，７１，７２とインバータ回路２１０と制御部２２０とを有している。制御部２２０はインバータ回路２１０を駆動制御するドライバ回路６０と、ドライバ回路６０へＰＷＭ信号を供給する制御回路５０とを有している。
制御回路５０はスイッチング素子としての上アーム用ＩＧＢＴ２１１，２１３，２１５及び下アーム用ＩＧＢＴ２１２，２１４，２１６のスイッチングタイミングを演算処理するもので、そのためにマイクロコンピュータ５１を備えている。マイクロコンピュータ５１には入力情報として、直流電源１０の電圧値、モータジェネレータ４００に対して要求される目標トルク値、インバータ回路２１０からモータジェネレータ４００の電機子巻線に供給される電流値、及びモータジェネレータ４００の回転子の磁極位置が入力されている。直流電源１０の電圧値は、電圧検出回路３００により検出されたものである。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ８０，８１から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータ４００に設けられた回転磁極センサ（不図示）から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では２相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、３相分の電流値を検出するようにしてもよい。
制御回路５０内のマイクロコンピュータ５１は、目標トルク値に基づいてモータジェネレータ４００のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、検出されたｄ，ｑ軸の電流値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電圧指令値を、検出された磁極位置に基づいてＵ相１５，Ｖ相１６，Ｗ相１７の電圧指令値に変換する。そして、マイクロコンピュータ５１は、Ｕ相１５，Ｖ相１６，Ｗ相１７の電圧指令値に基づく基本波（正弦波）と搬送波（三角波）との比較に基づいてパルス状の変調波を生成し、この生成された変調波を所定キャリア周期のＰＷＭ（パルス幅変調）信号としてドライバ回路６０に出力する。
ドライバ回路６０は、下アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号を増幅し、増幅されたＰＷＭ信号をドライブ信号として、対応する下アーム用ＩＧＢＴ２１２，２１４，２１６のゲート電極に出力する。上アームを駆動する場合は、ＰＷＭ信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからＰＷＭ信号を増幅し、増幅されたＰＷＭ信号をドライブ信号として、対応する上アーム用ＩＧＢＴ２１１，２１３，２１５のゲート電極に出力する。これにより、上アーム用ＩＧＢＴ２１１，２１３，２１５及び下アーム用ＩＧＢＴ２１２，２１４，２１６は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作を行う。
また、制御部２２０は、異常検知（過電流，過電圧，過温度，地絡など）を行い、コンデンサモジュール７０，７１，７２とインバータ回路２１０を保護している。このため、制御部２２０にはセンシング情報が入力されている。Ｕ相１５，Ｖ相１６，Ｗ相１７の地絡発生時にコンデンサモジュール７１，７２に地絡電流が流れることで、コンデンサモジュール７１，７２の温度が上昇し、熱的に破壊されるおそれがある。この破壊からコンデンサモジュール７１，７２を保護するためには、Ｕ相１５，Ｖ相１６，Ｗ相１７の地絡を検知する必要がある。地絡が検知された場合には全ての上アーム用ＩＧＢＴ２１１，２１３，２１５及び下アーム用ＩＧＢＴ２１２，２１４，２１６のスイッチング動作を停止させ、コンデンサモジュール７１，７２を地絡による熱破壊から保護する。
地絡が検出された場合のスイッチング停止方法としては、上下アームすべてのＩＧＢＴを非導通状態にする３相オープン動作を行う。
図２は、本発明の第１の実施形態における電圧検出回路３００を示す図である。以下では、実施形態として直流電源１０の正極１２とケース１４の間、負極１３とケース１４の間の２点を測定する構成にて説明するが、必ずしもこの２点での測定に限定されるものではない。ここで、ケース１４の電位は、電力変換装置２００の筐体を介して、車両のアース電位と同電位となる電位のことを指す。
図２に示す電圧検出回路３００は、図１に示された電力変換装置２００の内部に実装される。第１分圧電圧１２ａは直流電源１０の正極１２とケース１４の間の電圧を絶縁抵抗２０、分圧抵抗２１で分圧した電圧である。第２分圧電圧１２ｂは第１分圧電圧１２ａをオペアンプ３０によってインピーダンス変換した電圧である。第２分圧電圧１２ｂは、マイクロコンピュータ５１から出力されるＰＷＭ信号のキャリア周期より時定数が小さいローパスフィルタ４０を介してマイクロコンピュータ５１のＡ／Ｄ変換ポート５２ａに入力される。第２分圧電圧１２ｂはキャリア周期より時定数が大きいローパスフィルタ４１を介してマイクロコンピュータ５１のＡ／Ｄ変換ポート５２ｂに入力される。キャリア周期よりローパスフィルタ４０の時定数が小さいため、ローパスフィルタ４０の出力値には、Ｕ相１５、Ｖ相１６、Ｗ相１７いずれかでの地絡発生時の正極１２-ケース１４間の電圧の変動が反映される。一方、キャリア周期よりローパスフィルタ４１の時定数が大きいため、ローパスフィルタ４１の出力値には、Ｕ相１５、Ｖ相１６、Ｗ相１７いずれかでの地絡発生時の正極１２-ケース１４間の電圧の変動がほとんど影響しない。マイクロコンピュータ５１はローパスフィルタ４０の出力値とローパスフィルタ４１の出力値との差を所定値と比較することでＵ相１５、Ｖ相１６、Ｗ相１７いずれかでの地絡を検出する。
第３分圧電圧１３ａは直流電源１０の負極１３とケース１４の間の電圧を絶縁抵抗２２、分圧抵抗２３で分圧した電圧である。第４分圧電圧１３ｂは第３分圧電圧１３ａをオペアンプ３１によってインピーダンス変換した電圧である。第５分圧電圧１３ｃは第４分圧電圧１３ｂを反転増幅回路３３によってケース１４の電位を基準に反転した電圧である。第５分圧電圧１３ｃはローパスフィルタ４２を介してマイクロコンピュータ５１のＡ／Ｄ変換ポート５４に入力される。
第６分圧電圧１８ａは第２分圧電圧１２ｂと第４分圧電圧１３ｂを演算回路３２によって演算した電圧である。演算回路３２は差動増幅回路である。第６分圧電圧１８ａは直流電源１０の正極１２と負極１３の間の電圧を分圧した電圧に等しい。第６分圧電圧１８ａはローパスフィルタ４３を介してマイクロコンピュータ５１のＡ／Ｄ変換ポート５３に入力される。なお、ローパスフィルタ４３はキャリア周期より時定数が大きく設定されている。マイクロコンピュータ５１は、目標トルク値、モータに流れる電流値、磁極位置をもとに、モータ制御用のＰＷＭ信号を生成する。このとき、第６分圧電圧１８ａの電圧に基づいてＰＷＭ信号の信号幅の調整を行う。
また、マイクロコンピュータ５１は、ローパスフィルタ４０を介してＡ／Ｄ変換ポート５２ａに入力された第２分圧電圧１２ｂと、ローパスフィルタ４２を介してＡ／Ｄ変換ポート５４に入力された第５分圧電圧１３ｃを比較することで直流電源１０のケース１４へのリークを検知する。具体的には、第２分圧電圧１２ｂと第５分圧電圧１３ｃの差分の絶対値が、所定の閾値より大きくなった場合に、リークと見做す。この閾値は、電圧検出回路３００の各抵抗値の誤差やマイクロコンピュータ５１の測定誤差などにより決定される。
次に、第１の実施形態におけるＷ相地絡時の動作を図３のタイムチャートを参照して説明する。図３は、Ｗ相地絡時のタイムチャートであり、Ｗ相地絡時の上下アーム駆動信号及び電圧検出回路３００での電圧及び各相電流の波形を示す。
図３（ａ）〜（ｆ）は、上アーム用ＩＧＢＴ２１１，２１３，２１５及び下アーム用ＩＧＢＴ２１２，２１４，２１６の駆動信号、図３（ｇ）、（ｈ）は、正極１２とケース１４の間及び負極１３とケース１４の間の電圧、図３（ｉ）、（ｊ）は、第２分圧電圧１２ｂ、第５分圧電圧１３ｃ、図３（ｋ）、（ｌ）は、ローパスフィルタ４０及びローパスフィルタ４１の出力値、図３（ｍ）〜（ｏ）は、Ｕ相１５，Ｖ相１６，Ｗ相１７に流れる電流、図３（ｐ）、（ｑ）は、コンデンサモジュール７１，７２への充放電電流を示す図である。
図３（ａ）〜（ｆ）に示す上アーム用ＩＧＢＴ２１１，２１３，２１５及び下アーム用ＩＧＢＴ２１２，２１４，２１６の駆動信号は所定のキャリア周期のＰＷＭ信号である。
図３（ｇ）に示す直流電源１０の正極１２とケース１４の間の電圧は、直流電源１０の正極１２と負極１３との間の電圧をVpnとすると、正常動作時にはＩＧＢＴのON/OFFによらず常にVpn/2となる。一方、Ｗ相１７で地絡が発生した場合、直流電源１０の正極１２とケース１４の間の電圧は、Ｗ相上アーム用ＩＧＢＴ２１５がONのときには０となり、Ｗ相下アーム用ＩＧＢＴ２１６がONのときにはVpnとなる。したがって、図３（ｇ）に示すように、直流電源１０の正極１２とケース１４の間の電圧には、ＰＷＭ信号のキャリア周期に相当する応答波形が現れる。
図３（ｈ）に示す直流電源１０の負極１３とケース１４の間の電圧は、直流電源１０の正極１２と負極１３との間の電圧をVpnとすると、正常動作時にはＩＧＢＴのON/OFFによらず常に-Vpn/2となる。一方、Ｗ相１７で地絡が発生した場合、直流電源１０の負極１３とケース１４の間の電圧は、Ｗ相上アーム用ＩＧＢＴ２１５がONのときには、-Vpnとなり、Ｗ相下アーム用ＩＧＢＴ２１６がONのときには０となる。したがって、図３（ｈ）に示すように、負極１３とケース１４の間の電圧には、図３（ｇ）に示した正極１２とケース１４の間の電圧と同様の応答波形が現れる。
図３（ｉ）に示すように、第２分圧電圧１２ｂ、絶縁抵抗２０の抵抗値をＲａ、分圧抵抗２１の抵抗値をＲｃとすると、図３（ｇ）に示した直流電源１０の正極１２とケース１４の間の電圧をＲｃ/（Ｒａ+Ｒｃ）倍した電圧となる。
図３（ｊ）に示すように、第５分圧電圧１３ｃは、絶縁抵抗２２の抵抗値をＲｂ、分圧抵抗２３の抵抗値をＲｄとすると、図３（ｈ）に示した直流電源１０の負極１３とケース１４の間の電圧をＲｄ/（Ｒｂ+Ｒｄ）倍してケース１４を基準に反転した電圧となる。
図３（ｋ）に示すように、ローパスフィルタ４０の出力値は、ローパスフィルタ４０の時定数がＰＷＭ信号のキャリア周期より十分に小さいため、地絡によって生じる正極１２とケース１４の間の電圧の変動が反映される。
図３（ｌ）に示すように、ローパスフィルタ４１の出力値は、ローパスフィルタ４１の時定数がＰＷＭ信号のキャリア周期より十分に大きいため、地絡によって生じる正極１２とケース１４の間の電圧の変動がほとんど影響しない。
後述するように、ローパスフィルタ４０及びローパスフィルタ４１の出力値を比較することで、地絡によって生じる正極１２とケース１４の間の電圧の変動が検出でき、地絡の検知が可能となる。
図３（ｍ）に示すように、Ｕ相１５に流れる電流は、Ｗ相１７で地絡が発生した場合、地絡による電流の変化は生じない。図３（ｎ）に示すように、Ｖ相１６に流れる電流は、Ｗ相１７で地絡が発生した場合、地絡による電流の変化は生じない。図３（ｏ）に示すように、Ｗ相１７に流れる電流は、Ｗ相１７で地絡が発生した場合、地絡によりコンデンサモジュール７１，７２への充放電電流が重畳する。図３（ｐ）、（ｑ）に示すように、コンデンサモジュール７１，７２への充放電電流は、Ｗ相１７で地絡が発生した場合、Ｗ相上アーム用ＩＧＢＴ２１５またはＷ相下アーム用ＩＧＢＴ２１６がONのときに流れる。
次に、第１の実施形態におけるＵ相地絡時の動作を図４のタイムチャートを参照して説明する。図４は、Ｕ相地絡時のタイムチャートであり、Ｕ相地絡時の上下アーム駆動信号及び電圧検出回路３００での電圧及び各相電流の波形を示す。
図４（ａ）〜（ｆ）は、上アーム用ＩＧＢＴ２１１，２１３，２１５及び下アーム用ＩＧＢＴ２１２，２１４，２１６の駆動信号、図４（ｇ）、（ｈ）は、正極１２とケース１４の間及び負極１３とケース１４の間の電圧、図４（ｉ）、（ｊ）は、第２分圧電圧１２ｂ、第５分圧電圧１３ｃ、図４（ｋ）、（ｌ）は、ローパスフィルタ４０及びローパスフィルタ４１の出力値、図４（ｍ）〜（ｏ）は、Ｕ相１５，Ｖ相１６，Ｗ相１７に流れる電流、図４（ｐ）、（ｑ）は、コンデンサモジュール７１，７２への充放電電流を示す図である。
図４（ａ）〜（ｆ）に示す上アーム用ＩＧＢＴ２１１，２１３，２１５及び下アーム用ＩＧＢＴ２１２，２１４，２１６の駆動信号は所定のキャリア周期のＰＷＭ信号である。
図４（ｇ）に示す直流電源１０の正極１２とケース１４の間の電圧は、直流電源１０の正極１２と負極１３との間の電圧をVpnとすると、正常動作時には各ＩＧＢＴのON/OFFに関わらずVpn/2となる。一方、Ｕ相１５で地絡が発生した場合、直流電源１０の正極１２とケース１４の間の電圧は、Ｕ相上アーム用ＩＧＢＴ２１１がONのときには０となる。また、Ｕ相１５で地絡が発生した場合、直流電源１０の正極１２とケース１４の間の電圧は、Ｕ相下アーム用ＩＧＢＴ２１２がONのときにはVpnとなる。
図４（ｈ）に示す直流電源１０の負極１３とケース１４の間の電圧は、直流電源１０の正極１２と負極１３との間の電圧をVpnとすると、正常動作時には各ＩＧＢＴのON/OFFに関わらず-Vpn/2となる。一方、Ｕ相１５で地絡が発生した場合、直流電源１０の負極１３とケース１４の間の電圧は、Ｕ相上アーム用ＩＧＢＴ２１１がONのときには-Vpnとなる。また、Ｕ相１５で地絡が発生した場合、直流電源１０の負極１３とケース１４の間の電圧は、Ｕ相下アーム用ＩＧＢＴ２１２がONのときには、0となる。
図４（ｉ）に示すように、第２分圧電圧１２ｂ、絶縁抵抗２０の抵抗値をＲａ、分圧抵抗２１の抵抗値をＲｃとすると、直流電源１０の正極１２とケース１４の間の電圧をＲｃ/（Ｒａ+Ｒｃ）倍した電圧となる。
図４（ｊ）に示すように、第５分圧電圧１３ｃの電圧は、絶縁抵抗２２の抵抗値をＲｂ、分圧抵抗２３の抵抗値をＲｄとすると、直流電源１０の負極１３とケース１４の間の電圧をＲｄ/（Ｒｂ+Ｒｄ）倍してケース１４を基準に反転した電圧となる。
図４（ｋ）に示すように、ローパスフィルタ４０の出力値は、ローパスフィルタ４０の時定数がＰＷＭ信号のキャリア周期より十分に小さいため、地絡によって生じる正極１２とケース１４の間の電圧の変動が反映される。
図４（ｌ）に示すように、ローパスフィルタ４１の出力値は、ローパスフィルタ４１の時定数がＰＷＭ信号のキャリア周期より十分に大きいため、地絡によって生じる正極１２とケース１４の間の電圧の変動がほとんど影響しない。
後述するように、ローパスフィルタ４０及びローパスフィルタ４１の出力値を比較することで、地絡によって生じる正極１２とケース１４の間の電圧の変動が検出でき、地絡の検知が可能となる。
図４（ｍ）に示すように、Ｕ相１５に流れる電流は、Ｕ相１５で地絡が発生した場合、地絡によりコンデンサモジュール７１，７２への充放電電流が重畳する。図４（ｎ）に示すように、Ｖ相１６に流れる電流は、Ｕ相１５で地絡が発生した場合、地絡による電流の変化は生じない。図４（ｏ）に示すように、Ｗ相１７に流れる電流は、Ｕ相１５で地絡が発生した場合、地絡による電流の変化は生じない。図４（ｐ）、（ｑ）に示すように、コンデンサモジュール７１，７２への充放電電流は、Ｕ相１５で地絡が発生した場合、Ｕ相上アーム用ＩＧＢＴ２１１またはＵ相下アーム用ＩＧＢＴ２１２がONのときに流れる。
次に、第１の実施形態における地絡検出の動作を図５のフローチャートを参照して説明する。図５は、マイクロコンピュータ５１の地絡検出の動作を示すフローチャートである。
ステップＳ２００では、ＰＷＭ信号に基づいてＵ相、Ｖ相下アームのIGBT=ONで、且つＷ相上アームのIGBT=ONのタイミングを検出し、そのタイミングになった場合に次のステップＳ２１０へ進む。なお、以下の各ステップに示す処理はこのタイミングにおいて全て実行される。ステップＳ２１０では、ローパスフィルタ４０及びローパスフィルタ４１の出力値をマイクロコンピュータ５１のAD変換ポート５２ａ、５２ｂにそれぞれ入力する。以下の説明では、ローパスフィルタ４０の出力値をVpc’、ローパスフィルタ４１の出力値をVpc”とする。
次に、ステップＳ２２０へ進み、ローパスフィルタ４０とローパスフィルタ４１の出力値の差（Vpc’−Vpc”）と、所定の閾値-Ｅ（ただし、Ｅ＞０）とのレベル比較を行う。
Ｅの値は、電圧検出回路３００やマイクロコンピュータ５１での設定等に基づいて設定される。Ｕ相、Ｖ相下アームのIGBT=ONで、且つＷ相上アームのIGBT=ONのタイミングで、Ｗ相が地絡の場合は図３（ｋ）（ｌ）に示すように、ローパスフィルタ４０の出力が低下し、ローパスフィルタ４１の出力値との差が大きくなる。すなわち、この場合はVpc’−Vpc”は閾値-Ｅより小さくなるため、Ｗ相は地絡であると判定することができる。一方、いずれの相も地絡していない場合は図３（ｋ）（ｌ）に示すように、ローパスフィルタ４０の出力値とローパスフィルタ４１の出力値にはほとんど差がない。また、Ｕ相またはＶ相が地絡している場合は、図３（ｋ）（ｌ）に示すように、ローパスフィルタ４０の出力値がローパスフィルタ４１の出力値よりも上昇する。すなわち、これらの場合はVpc’−Vpc”は閾値-Ｅより大きくなるため、Ｗ相は地絡でないと判定することができる。ステップＳ２２０で、Vpc’−Vpc”が閾値-Ｅより小さいと判定された場合は、ステップＳ２２１へ進み、識別子K＝3をセットして、ステップＳ２３０へ進む。ステップＳ２２０で、閾値より大きいと判定された場合もステップＳ２３０へ進む。
ステップＳ２３０では、ローパスフィルタ４０とローパスフィルタ４１の出力値の差（Vpc’−Vpc”）と、前述のＥの値に基づく閾値Ｅとのレベル比較を行う。例えば、Ｕ相が地絡の場合は図４（ｋ）（ｌ）に示すように、ローパスフィルタ４０の出力値が上昇し、ローパスフィルタ４１の出力値との差は大きくなる。Ｖ相が地絡の場合も同様である。すなわち、これらの場合はVpc’−Vpc”は閾値Ｅより大きくなるため、Ｕ相またはＶ相が地絡と判定することができる。ステップＳ２３０で、Vpc’−Vpc”が閾値Ｅより大きい場合は異常であり、ステップＳ２４０へ進む。ステップＳ２３０で、Vpc’−Vpc”が閾値Ｅより小さい場合は正常であり、ステップＳ２５０へ進む。
ステップＳ２４０では、Ｕ相、Ｖ相の電流値をマイクロコンピュータ５１に入力する。電流値は、電流センサ８０，８１から出力された検出信号に基づくものであり、Ｕ相、Ｖ相の電流値をiu、ivとする。
次のステップＳ２４１では、Ｕ相の電流値iuとＵ相の電流の指令値iu’との差の絶対値と、所定の閾値Ｆとのレベル比較を行う。Ｆの値は電流センサ８０、８１の誤差などに基づいて設定される。|iu- iu’|が閾値Ｆより小さい場合は正常と判定し、ステップＳ２４２へ進む。|iu- iu’|が閾値Ｆより大きい場合は、Ｕ相が地絡しているためであり、異常と判定し、ステップＳ２４３へ進む。ステップＳ２４３では、識別子K＝1とセットし、ステップＳ２５０へ進む。
ステップＳ２４２では、Ｖ相電流ivとＶ相の電流の指令値iv’との差の絶対値と、所定の閾値Ｆとのレベル比較を行う。|iv- iv’|が閾値Ｆより小さい場合は正常と判定し、ステップＳ２５０へ進む。|iv- iv’|が閾値Ｆより大きい場合は、Ｖ相が地絡しているためであり、異常と判定し、ステップＳ２４４へ進む。ステップＳ２４４では、識別子K＝2とセットし、ステップＳ２５０へ進む。
ステップＳ２５０以下では、識別子Kの判定を行う。ステップＳ２５０では、識別子K=0であるかを判定し、識別子K=0であれば異常はないと判定してこの処理を終了する。次のステップＳ２５１では、識別子K=1であるかを判定し、識別子K=1であれば、次のステップＳ２５４で、Ｕ相地絡故障フラグを立て、ステップＳ２６０へ進む。
ステップＳ２５１で、識別子K=1ではないと判定された場合は、ステップＳ２５２へ進む。ステップＳ２５２では、識別子K=2であるかを判定し、識別子K=2であれば、次のステップＳ２５５で、Ｖ相地絡故障フラグを立て、ステップＳ２６０へ進む。
ステップＳ２５２で、識別子K=2ではないと判定された場合は、ステップＳ２５３へ進む。ステップＳ２５３では、識別子K=3であるかを判定し、識別子K=3であれば、次のステップＳ２５６で、Ｗ相地絡故障フラグを立て、ステップＳ２６０へ進む。
ステップＳ２６０では、セットされたフラグに基づいて地絡に関する情報を図示省略した上位の制御装置へ出力する。また、地絡が検知された場合には、マイクロコンピュータ５１は、上下アームすべてのＩＧＢＴを非導通状態にする３相オープン動作を行う。
第１の実施形態における地絡検出の動作は、Ｕ相、Ｖ相下アームのIGBT=ONで、且つＷ相上アームのIGBT=ONのタイミングで行う例で説明したが、Ｕ相、Ｖ相上アームのIGBT=ONで、且つＷ相下アームのIGBT=ONのタイミングで行うようにしてもよい。その場合、図５のステップＳ２２０、Ｓ２３０の判定条件を入れ替えることで上記と同様の処理により、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の地絡をそれぞれ検出することができる。
本発明の第１の実施形態によれば、Ｕ相、Ｖ相下アームのIGBT=ONで、且つＷ相上アームのIGBT=ONのタイミングなど、ＰＷＭ信号に基づいて決定される所定のタイミングで検出された電圧値に基づいて地絡検出を行うことが可能となる。そのため、短期間で地絡を検出することができる。
（第２の実施形態）
以下、図１、図２、図６を参照して本発明の第２の実施形態について説明する。第２の実施形態についても、車両駆動用電機システムの回路構成図は図１と同様である。また、電圧検出回路３００は、図２で示したローパスフィルタ４０、４１、４２およびＡ/Ｄ変換ポート５２ａを除いた回路構成であり、その他の構成は図２と同様であるので図示を省略する。すなわち、マイクロコンピュータ５１のＡ／Ｄ変換ポート５２ｂ、５４には、それぞれ第２分圧電圧１２ｂ、第５分圧電圧１３ｃがローパスフィルタ４１、４２を介さずに直接入力される。マイクロコンピュータ５１のＡ／Ｄ変換ポート５３には、第６分圧電圧１８ａがローパスフィルタ４３を介して入力される。
また、Ｗ相地絡時、Ｕ相地絡時のタイムチャートは、図３（ｋ）、図３（ｌ）、図４（ｋ）、図４（ｌ）を除いて図３、図４と同様であるので図示を省略する。
図６は、第２の実施形態におけるマイクロコンピュータ５１の地絡検出の動作を示すフローチャートである。
ステップＳ１００では、直流電源１０の正極１２とケース１４の間の電圧値Vpcをマイクロコンピュータ５１のＡ／Ｄ変換ポート５２ｂに入力する。ステップＳ１００は、ＰＷＭ信号に基づく所定タイミング、例えば、Ｕ相、Ｖ相下アームのIGBT=ONで、且つＷ相上アームのIGBT=ONのタイミングで実行され、以下の各ステップに示す処理はこのタイミングにおいて全て実行される。そしてＰＷＭ信号のキャリア周期内の次のタイミングで再びステップＳ１００以下に示す処理が実行される。次のステップＳ１１０では、入力された正極１２とケース１４の間の電圧値と前回値を用いて正極１２とケース１４の間の電圧値の変動を計算する。前回値は前回のタイミングで計測した正極１２とケース１４の間の電圧値である。あるいはＰＷＭ信号のキャリア周期内に入力された正極１２とケース１４の間の電圧値を複数回計測し、その中の最大値と最小値の差から変動を計算する。
次のステップＳ１２０では、正極１２とケース１４の間の電圧値の変動の絶対値と、電圧検出回路３００の誤差を加味した閾値Eとのレベル比較を行う。地絡が発生していれば、図３（ｇ）、図４（ｇ）に示すように所定キャリア周期の期間に変動が大きくなっている。したがって、閾値より小さい場合は正常、大きい場合は異常と判定する。ステップＳ１２０で異常と判定された場合は、ステップＳ１３０に進む。
ステップＳ１３０では、Ｕ相、Ｖ相の電流値をマイクロコンピュータ５１のADコンバータに入力する。電流値は、電流センサ８０，８１から出力された検出信号に基づくものであり、Ｕ相、Ｖ相の電流値をiu、ivとする。
次のステップＳ１３１では、Ｕ相の電流値iuとＵ相の電流の指令値iu’との差の絶対値と、電流センサの誤差を加味した閾値Ｆとのレベル比較を行う。閾値より小さい場合は正常と判定し、ステップＳ１３２へ進む。閾値より大きい場合は、Ｕ相が地絡しているためであり、異常と判定し、ステップＳ１３３へ進む。ステップＳ１３３では、識別子K＝1とセットし、ステップＳ２５０へ進む。
ステップＳ１３２では、Ｖ相電流ivとＶ相の電流の指令値iv’との差の絶対値と、電流センサの誤差を加味した閾値Ｆとのレベル比較を行う。閾値より小さい場合は正常と判定し、ステップＳ１３５へ進む。閾値より大きい場合は、Ｖ相が地絡しているためであり、異常と判定し、ステップＳ１３４へ進む。ステップＳ１３４では、識別子K＝2とセットし、ステップＳ２５０へ進む。
ステップＳ１３５では、Ｕ相及びＶ相が正常であるのでＷ相が地絡と判定され、識別子K＝3とセットし、ステップＳ２５０へ進む。
ステップＳ２５０以下では、識別子Kの判定を行う。ステップＳ２５０以下の処理は図５と同様であり、同一のステップには同一の番号を附してその説明を省略する。
本発明の第２の実施形態によれば、ローパスフィルタを省略することにより回路構成を可能な限り少なくして、地絡検出を行うことが可能となる。
以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）所定のキャリア周期のＰＷＭ信号により直流電力を交流電力に変換する電力変換装置２００であって、電力変換装置２００に接続された直流電源１０の正極１２若しくは負極１３と電力変換装置２００の筐体との間の電圧値をＰＷＭ信号に基づく所定のタイミングで検出する電圧検出回路３００と、電圧検出回路３００で検出した電圧値に基づいて、交流電力の地絡に関する情報を出力するマイクロコンピュータ５１とを備える。これにより、安価な構成で地絡検出を短時間で行うことが可能となり、地絡による構成部品への影響を軽減でき、構成部品の信頼性の向上につながる。
（２）電圧検出回路３００は、電圧値をキャリア周期より時定数が小さい第１ローパスフィルタ４０とキャリア周期より時定数が大きい第２ローパスフィルタ４１を介して検出し、 マイクロコンピュータ５１は、第１ローパスフィルタ４０の出力値と第２ローパスフィルタ４１の出力値との差に基づいて、交流電力の地絡に関する情報を出力する。これにより、安価な構成で地絡検出をキャリア周期の期間に検出することが可能になる。
（３）マイクロコンピュータ５１は、キャリア周期の期間内に電圧値の変動が所定値より大きくなった場合、交流電力の地絡に関する情報を出力する。これにより、安価な構成で地絡検出をキャリア周期の期間に検出することが可能になる。
（４）マイクロコンピュータ５１は、モータジェネレータ４００のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか２相に流れる電流値を検出し、検出した電流値が所定値より大きい相を地絡した相として特定する。これにより、地絡した相をキャリア周期の期間に特定することが可能になる。
（変形例）
本発明は、以上説明した第１および第２の実施形態を次のように変形して実施することができる。
（１）第１および第２の実施形態では、直流電源の正極と電力変換装置の筐体との間の電圧値を検出する例で説明した。しかし、直流電源の負極と電力変換装置の筐体との間の電圧値を検出しても同様に実施することができる。
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。また、上述の実施形態と複数の変形例を組み合わせた構成としてもよい。
１０ 直流電源
１４ ケース電位
３２ 演算回路
３３ 反転増幅回路
５０ 制御回路
５１ マイクロコンピュータ
６０ ドライバ回路
２００ 電力変換装置
２１０ インバータ回路
２２０ 制御部
３００ 電圧検出回路
４００ モータジェネレータ

Claims (3)

  1. 所定のキャリア周期のＰＷＭ信号により直流電力を交流電力に変換する電力変換装置であって、
    前記電力変換装置に接続された直流電源の正極若しくは負極と前記電力変換装置の筐体との間の電圧値を前記ＰＷＭ信号に基づく所定のタイミングで検出する電圧検出部と、
    前記電圧検出部で検出した電圧値に基づいて、前記交流電力の地絡に関する情報を出力する制御部とを備え、
    前記電圧検出部は、前記電圧値を前記キャリア周期より時定数が小さい第１ローパスフィルタと前記キャリア周期より時定数が大きい第２ローパスフィルタを介して検出し、
    前記制御部は、前記第１ローパスフィルタの出力値と前記第２ローパスフィルタの出力値との差に基づいて、前記交流電力の地絡に関する情報を出力する電力変換装置。
  2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
    前記制御部は、前記キャリア周期の期間内に前記電圧値の変動が所定値より大きくなった場合、前記交流電力の地絡に関する情報を出力する電力変換装置。
  3. 請求項１または請求項２に記載の電力変換装置において、
    前記制御部は、モータジェネレータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうちいずれか２相に流れる電流値を検出し、検出した電流値が所定値より大きい相を地絡した相として特定する電力変換装置。
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