JP6203289B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
この発明は、複数相の交流と直流との間で電力変換を行う電力変換装置に係り、特に変換器を多重化した大容量電力変換装置に関するものである。
複数の変換器を直列または並列に多重化して大容量を実現したモジュラーマルチレベル変換器（ＭＭＣ）では、複数の変換器セルがカスケード接続されて各アームが構成される。
電力系統など交流電圧源に接続する電圧型変換器は、該電圧型変換器を系統に連系する際に、該電力変換器の出力する交流電圧が交流電圧源の電圧と大きく異なると、該電圧型電力変換器に過電流が通流してしまう。したがって、電圧型電力変換器であるＭＭＣを交流電圧源に接続する際は、各変換器セルの直流コンデンサを充電するだけでなく、該ＭＭＣは系統電圧とほぼ等しい電圧を出力する必要がある（例えば、特許文献１参照）。
電力系統など交流電圧源に接続する電圧型変換器は、該電圧型変換器を系統に連系する際に、該電力変換器の出力する交流電圧が交流電圧源の電圧と大きく異なると、該電圧型電力変換器に過電流が通流してしまう。したがって、電圧型電力変換器であるＭＭＣを交流電圧源に接続する際は、各変換器セルの直流コンデンサを充電するだけでなく、該ＭＭＣは系統電圧とほぼ等しい電圧を出力する必要がある（例えば、特許文献１参照）。
このため、ＭＭＣを構成する従来の電力変換装置では、起動時に各変換器セルの直流コンデンサへの初期充電が一般的に行われる。直流コンデンサへの初期充電の方式として、交流系統から充電抵抗を介して直流コンデンサに充電するものがある（例えば、特許文献２、特許文献３参照）。
交流系統から充電抵抗を介して電力変換装置の各直流コンデンサを初期充電する際、充電電流は電力変換装置の２相のアームを介して流れる。このため、２相分の直流コンデンサを直列接続して交流系統の電圧で充電することになり、各直流コンデンサの電圧を必要な電圧レベルまで充電することが困難であった。
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、起動時に各変換器セルの直流コンデンサを必要な電圧レベルまで容易に初期充電できる電力変換装置を得ることを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、それぞれ正側アームと負側アームとが直列接続される複数のレグ回路を、正負の直流母線間に並列接続して備えて、複数相交流と直流との間で電力変換を行う。上記各レグ回路の上記正側アーム、上記負側アームのそれぞれは、少なくとも１つの第１変換器セルを直列接続して備える。上記各第１変換器セルは、互いに直列接続された複数の半導体スイッチング素子から成る２つの直列体が並列接続され、さらに該直列体に直流コンデンサが並列接続され、上記各直列体における上記複数の半導体スイッチング素子の１つの接続部を出力端とする。そして、上記各第１変換器セル内の上記直流コンデンサの初期充電を制御する充電制御部を備え、上記充電制御部は、上記各第１変換器セル内の上記複数の半導体スイッチング素子の内、１つの半導体スイッチング素子を起動用素子として駆動する素子駆動部を該各第１変換器セル毎に有し、上記各素子駆動部は、対応する上記第１変換器セル内の上記直流コンデンサから電源供給されて、上記直流コンデンサの初期充電時に上記起動用素子がオンするように動作する。また上記充電制御部は、全ての上記素子駆動部に対して上記各起動用素子のオン制御開始を一斉に指令する点弧指令を出力する集中制御部を備え、上記集中制御部は、上記各第１変換器セル内の上記直流コンデンサの電圧を監視し、該各電圧に基づいて全ての上記素子駆動部に上記点弧指令を出力し、上記起動用素子のオン制御を開始するものである。
この発明に係る電力変換装置は、以上のように構成されるため、電力変換装置の起動時に、各第１変換器セルの直流コンデンサを必要な電圧レベルまで容易に初期充電できる。このため、電力変換装置を交流回路に接続する際、交流側に要求される電圧を速やかに出力できる。
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図に基づいて以下に説明する。図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成例を示す回路図である。
図１に示すように、電力変換装置１は、複数相交流この場合三相交流と直流との間で電力変換を行うもので、交流側は各相交流線８ｕ〜８ｗを介して複数相を有する交流回路としての系統である交流電源１１に接続される。この場合、交流電源１１と電力変換装置１との間には、交流電源１１側から、系統連系用の遮断器１２と、連系変圧器１３と、充電抵抗１４およびこの充電抵抗１４に並列接続されたバイパススイッチ１５から成る充電回路１６とが接続される。即ち電力変換装置１は、遮断器１２、連系変圧器１３および充電回路１６を介して交流電源１１に接続される。また電力変換装置１の直流側はインピーダンス１７を介して直流電源１８に接続される。
なお、連系変圧器１３の代わりに連系リアクトルを設けても良い。また、電力変換装置１の直流側は、直流負荷に接続されてもよいし、直流出力を行う他の電力変換装置に接続されても良い。
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置を図に基づいて以下に説明する。図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成例を示す回路図である。
図１に示すように、電力変換装置１は、複数相交流この場合三相交流と直流との間で電力変換を行うもので、交流側は各相交流線８ｕ〜８ｗを介して複数相を有する交流回路としての系統である交流電源１１に接続される。この場合、交流電源１１と電力変換装置１との間には、交流電源１１側から、系統連系用の遮断器１２と、連系変圧器１３と、充電抵抗１４およびこの充電抵抗１４に並列接続されたバイパススイッチ１５から成る充電回路１６とが接続される。即ち電力変換装置１は、遮断器１２、連系変圧器１３および充電回路１６を介して交流電源１１に接続される。また電力変換装置１の直流側はインピーダンス１７を介して直流電源１８に接続される。
なお、連系変圧器１３の代わりに連系リアクトルを設けても良い。また、電力変換装置１の直流側は、直流負荷に接続されてもよいし、直流出力を行う他の電力変換装置に接続されても良い。
電力変換装置１の各相は、正側アーム４ｕ〜４ｗと負側アーム５ｕ〜５ｗとが直列接続されその接続点である交流端７ｕ〜７ｗが各相交流線８ｕ〜８ｗに接続されるレグ回路で構成され、３つのレグ回路は正負の直流母線２、３間に並列接続される。
各レグ回路の正側アーム４ｕ〜４ｗ、負側アーム５ｕ〜５ｗのそれぞれは、１以上の第１変換器セル（以下、変換器セル１０と称す）を直列接続したセル群１０ａを備え、正側リアクトル６ｐ、負側リアクトル６ｎがそれぞれ直列に挿入される。この場合、正側リアクトル６ｐ、負側リアクトル６ｎはセル群１０ａより交流端７ｕ〜７ｗ側に挿入されるが、各アーム４ｕ〜４ｗ、５ｕ〜５ｗ内のいずれの位置でも良く、それぞれ複数個であっても良い。
各レグ回路の正側アーム４ｕ〜４ｗ、負側アーム５ｕ〜５ｗのそれぞれは、１以上の第１変換器セル（以下、変換器セル１０と称す）を直列接続したセル群１０ａを備え、正側リアクトル６ｐ、負側リアクトル６ｎがそれぞれ直列に挿入される。この場合、正側リアクトル６ｐ、負側リアクトル６ｎはセル群１０ａより交流端７ｕ〜７ｗ側に挿入されるが、各アーム４ｕ〜４ｗ、５ｕ〜５ｗ内のいずれの位置でも良く、それぞれ複数個であっても良い。
各変換器セル１０は、図２に示すようにフルブリッジ構成、即ち、２つの直列体２２ａ、２２ｂを並列接続し、さらに直列体２２ａ、２２ｂに並列接続され直流電圧を平滑化する直流コンデンサ２３を備えて構成される。低電圧側の直列体２２ａは、それぞれダイオード２１Ａ、２１Ｂが逆並列に接続された複数（この場合２個）の半導体スイッチング素子（以下、スイッチング素子と称す）２０Ａ、２１Ｂを直列接続して構成され、高電圧側の直列体２２ｂは、それぞれダイオード２１Ｃ、２１Ｄが逆並列に接続された複数（この場合２個）のスイッチング素子２０Ｃ、２０Ｄを直列接続して構成される。スイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄは、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＧＣＴ（Ｇａｔｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）等の自己消弧型のスイッチング素子から成り、それぞれダイオード２１Ａ〜２１Ｄが逆並列に接続されて構成される。
そして、各変換器セル１０は、それぞれの直列体２２ａ、２２ｂの中間接続点を出力端とし、電力変換装置１の運転時にスイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄをオン・オフさせることにより、この出力端から、直流コンデンサ２３両端の正電圧、負電圧およびゼロ電圧を出力する。この場合、低電圧側の直列体２２ａの出力端はスイッチング素子２０Ａ、２１Ｂの接続部であり、出力線２４Ｎに接続される。また高電圧側の直列体２２ｂの出力端はスイッチング素子２０Ｃ、２１Ｄの接続部であり、出力線２４Ｐに接続される。
また電力変換装置１は、電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電するための充電制御部を備える。この場合、各変換器セル１０は直流コンデンサ２３を初期充電するための素子駆動部３０を備え、この素子駆動部３０が充電制御部を構成する。素子駆動部３０は、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３の初期充電時に、変換器セル１０内の１つのスイッチング素子２０Ｂを起動用素子としてオンさせるもので、直流コンデンサ２３から給電線３１を介して電源供給される。そして、直流コンデンサ２３の電圧（以下、コンデンサ電圧Ｖｃと称す）が、素子駆動部３０の仕様から決定される起動電圧Ｖｓｈを超えると、素子駆動部３０は起動用素子（スイッチング素子２０Ｂ）をオンすることができる。
なお、起動用素子は、他のスイッチング素子２０Ａ、２０Ｃ、２０Ｄでも良く任意に決定できる。この場合、スイッチング素子２０Ｂを起動用素子とするため、以下、起動用素子２０Ｂと称す。
なお、起動用素子は、他のスイッチング素子２０Ａ、２０Ｃ、２０Ｄでも良く任意に決定できる。この場合、スイッチング素子２０Ｂを起動用素子とするため、以下、起動用素子２０Ｂと称す。
次に、電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作について、図３に示すフローチャートに基づいて説明する。
電力変換装置１が交流電源（系統）１１に連系される前は、各変換器セル１０内の全てのスイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄはオフ状態である。
電力変換装置１の起動時に、系統連系用の遮断器１２が投入されると、交流電源１１から充電回路１６を介して充電電流ｉが流れ、これにより各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する動作が開始される。この時、充電回路１６のバイパススイッチ１５はオフ状態で、充電電流ｉは充電抵抗１４を流れる（ｓ１）。
素子駆動部３０では、電源である直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃを検出し、このコンデンサ電圧Ｖｃが上昇して素子駆動部３０に設定された起動電圧Ｖｓｈを超えると（ｓ２）、素子駆動部３０は起動用素子２０Ｂをオンする（ｓ３）。
電力変換装置１が交流電源（系統）１１に連系される前は、各変換器セル１０内の全てのスイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄはオフ状態である。
電力変換装置１の起動時に、系統連系用の遮断器１２が投入されると、交流電源１１から充電回路１６を介して充電電流ｉが流れ、これにより各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する動作が開始される。この時、充電回路１６のバイパススイッチ１５はオフ状態で、充電電流ｉは充電抵抗１４を流れる（ｓ１）。
素子駆動部３０では、電源である直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃを検出し、このコンデンサ電圧Ｖｃが上昇して素子駆動部３０に設定された起動電圧Ｖｓｈを超えると（ｓ２）、素子駆動部３０は起動用素子２０Ｂをオンする（ｓ３）。
このように、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作は、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈ以下の期間と、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超える期間との２段階動作となる。各期間での充電電流ｉの経路を図４、図５に示す。充電電流ｉは２相（ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）の正側アーム４ｕ〜４ｗ、あるいは２相（ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）の負側アーム５ｕ〜５ｗを介して流れるもので、図４、図５では、Ｕ相の正側アーム４ｕとＶ相の正側アーム４ｖとを介して流れる充電電流ｉを示す。なお、便宜上、各正側アーム４ｕ、４ｖ内の変換器セル１０の個数は１とした。また、図示省略したが、バイパススイッチ１５はオフ状態であり、充電電流ｉは充電抵抗１４を流れる。
コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈ以下の期間では、各変換器セル１０内のスイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄは全てオフ状態で、充電電流ｉは図４に示すように流れる。
この場合、交流電源１１からの充電電流ｉは、
交流電源１１→Ｖ相の交流端７ｖ→Ｖ相の正側アーム４ｖ→正側の直流母線２→Ｕ相の正側アーム４ｕ→Ｕ相の交流端７ｕ→交流電源１１
と流れる。
この充電電流ｉは、Ｖ相の正側アーム４ｖの変換器セル１０内では、
ダイオード２１Ａ→直流コンデンサ２３→ダイオード２１Ｄ
と流れて正側アーム４ｖ内の直流コンデンサ２３を充電する。また充電電流ｉは、Ｕ相の正側アーム４ｕの変換器セル１０内では、
ダイオード２１Ｃ→直流コンデンサ２３→ダイオード２１Ｂ
と流れて正側アーム４ｕ内の直流コンデンサ２３を充電する。
この場合、交流電源１１からの充電電流ｉは、
交流電源１１→Ｖ相の交流端７ｖ→Ｖ相の正側アーム４ｖ→正側の直流母線２→Ｕ相の正側アーム４ｕ→Ｕ相の交流端７ｕ→交流電源１１
と流れる。
この充電電流ｉは、Ｖ相の正側アーム４ｖの変換器セル１０内では、
ダイオード２１Ａ→直流コンデンサ２３→ダイオード２１Ｄ
と流れて正側アーム４ｖ内の直流コンデンサ２３を充電する。また充電電流ｉは、Ｕ相の正側アーム４ｕの変換器セル１０内では、
ダイオード２１Ｃ→直流コンデンサ２３→ダイオード２１Ｂ
と流れて正側アーム４ｕ内の直流コンデンサ２３を充電する。
このように２相の正側アーム４ｕ、４ｖ内の直流コンデンサ２３を直列に接続する経路で充電電流ｉが流れ、Ｕ相、Ｖ相の正側アーム４ｕ、４ｖ内の直流コンデンサ２３を同時に充電する。
この期間では電源電圧極性に拘わらず各直流コンデンサ２３を充電でき、コンデンサ電圧Ｖｃは徐々に上昇する。
この期間では電源電圧極性に拘わらず各直流コンデンサ２３を充電でき、コンデンサ電圧Ｖｃは徐々に上昇する。
そして、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超える期間では、各変換器セル１０内の起動用素子２０Ｂのみがオンされ、他のスイッチング素子２０Ａ、２０Ｃ、２０Ｄはオフ状態を継続し、充電電流ｉは図５に示すように流れる。
この場合、交流電源１１からの充電電流ｉは、
交流電源１１→Ｖ相の交流端７ｖ→Ｖ相の正側アーム４ｖ→正側の直流母線２→Ｕ相の正側アーム４ｕ→Ｕ相の交流端７ｕ→交流電源１１
と流れる。
この充電電流ｉは、Ｖ相の正側アーム４ｖの変換器セル１０内では、
起動用素子２０Ｂ→ダイオード２１Ｄ
と流れて正側アーム４ｖ内の直流コンデンサ２３をバイパスする。また充電電流ｉは、Ｕ相の正側アーム４ｕの変換器セル１０内では、
ダイオード２１Ｃ→直流コンデンサ２３→ダイオード２１Ｂ
と流れて正側アーム４ｕ内の直流コンデンサ２３を充電する。
この場合、交流電源１１からの充電電流ｉは、
交流電源１１→Ｖ相の交流端７ｖ→Ｖ相の正側アーム４ｖ→正側の直流母線２→Ｕ相の正側アーム４ｕ→Ｕ相の交流端７ｕ→交流電源１１
と流れる。
この充電電流ｉは、Ｖ相の正側アーム４ｖの変換器セル１０内では、
起動用素子２０Ｂ→ダイオード２１Ｄ
と流れて正側アーム４ｖ内の直流コンデンサ２３をバイパスする。また充電電流ｉは、Ｕ相の正側アーム４ｕの変換器セル１０内では、
ダイオード２１Ｃ→直流コンデンサ２３→ダイオード２１Ｂ
と流れて正側アーム４ｕ内の直流コンデンサ２３を充電する。
このように２相の正側アーム４ｕ、４ｖを流れる充電電流ｉにより、Ｕ相の正側アーム４ｕ内の直流コンデンサ２３のみを充電する。
この期間では、電源電圧極性が逆になると、Ｖ相の正側アーム４ｖ内の直流コンデンサ２３のみを充電する。
この期間では、電源電圧極性が逆になると、Ｖ相の正側アーム４ｖ内の直流コンデンサ２３のみを充電する。
スイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄが全てオフ状態の時、上述したように、２相の正側アーム４ｕ、４ｖ内の直流コンデンサ２３を直列に接続する経路で直流コンデンサ２３を充電する。このため、２相の正側アーム４ｕ、４ｖ内の直流コンデンサ２３で電源電圧が分圧され、コンデンサ電圧Ｖｃをそれ以上高くできない。各正側アーム４ｕ、４ｖ内の変換器セル１０の個数を１とすると、コンデンサ電圧Ｖｃは電源電圧ピーク値の約半分までしか充電できない。
この実施の形態では、コンデンサ電圧Ｖｃが素子駆動部３０に設定された起動電圧Ｖｓｈを超えると、素子駆動部３０は起動用素子２０Ｂをオンする。これにより、充電電流ｉの経路が変更され、Ｕ相の正側アーム４ｕ内の直流コンデンサ２３のみを充電するため、電源電圧が２相で分圧されることがない。各正側アーム４ｕ、４ｖ内の変換器セル１０の個数を１とすると、コンデンサ電圧Ｖｃは電源電圧ピーク値と同程度まで充電できる。
この実施の形態では、コンデンサ電圧Ｖｃが素子駆動部３０に設定された起動電圧Ｖｓｈを超えると、素子駆動部３０は起動用素子２０Ｂをオンする。これにより、充電電流ｉの経路が変更され、Ｕ相の正側アーム４ｕ内の直流コンデンサ２３のみを充電するため、電源電圧が２相で分圧されることがない。各正側アーム４ｕ、４ｖ内の変換器セル１０の個数を１とすると、コンデンサ電圧Ｖｃは電源電圧ピーク値と同程度まで充電できる。
これにより、電力変換装置１の起動時に、直流コンデンサ２３を所望の電圧まで充電することができ、電力変換装置１は所望の交流電圧を速やかに出力可能となる。このため電力変換装置１を交流電源（系統）１１に連系する際の過電流の発生などの不具合が解消でき、電力変換装置１の信頼性が向上する。
また、素子駆動部３０は自身に電源として供給されるコンデンサ電圧Ｖｃに基づいて起動用素子２０Ｂをオンするため、高速応答が可能で初期充電が速やかに行える。
また、素子駆動部３０は自身に電源として供給されるコンデンサ電圧Ｖｃに基づいて起動用素子２０Ｂをオンするため、高速応答が可能で初期充電が速やかに行える。
実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２による電力変換装置を図６に基づいて以下に説明する。
この実施の形態では、電力変換装置１の主回路構成は上記実施の形態１の図１で示したものと同様であり、電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電するための充電制御部が異なる。この場合、電力変換装置１内の変換器セル１０の個数をＮとする。充電制御部は、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電するために各変換器セル１０毎に設けられた素子駆動部３０ａと、全て（Ｎ個）の素子駆動部３０ａに対して、各起動用素子２０Ｂのオン制御開始を一斉に指令する点弧指令３３を出力する集中制御部３２を備える。
次に、この発明の実施の形態２による電力変換装置を図６に基づいて以下に説明する。
この実施の形態では、電力変換装置１の主回路構成は上記実施の形態１の図１で示したものと同様であり、電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電するための充電制御部が異なる。この場合、電力変換装置１内の変換器セル１０の個数をＮとする。充電制御部は、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電するために各変換器セル１０毎に設けられた素子駆動部３０ａと、全て（Ｎ個）の素子駆動部３０ａに対して、各起動用素子２０Ｂのオン制御開始を一斉に指令する点弧指令３３を出力する集中制御部３２を備える。
素子駆動部３０ａは、上記実施の形態１と同様に、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３の初期充電時に、変換器セル１０内の１つのスイッチング素子２０Ｂを起動用素子としてオンさせるもので、直流コンデンサ２３から給電線３１を介して電源供給される。そして、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超えると、素子駆動部３０ａは起動用素子２０Ｂをオンすることができる。なお、この実施の形態においても、起動用素子は、他のスイッチング素子２０Ａ、２０Ｃ、２０Ｄであっても良い。
集中制御部３２は、電力変換装置１の主回路からの電源供給、あるいは外部からの電源供給のいずれでも良い。
集中制御部３２は、電力変換装置１の主回路からの電源供給、あるいは外部からの電源供給のいずれでも良い。
次に、電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作について、図７に示すフローチャートに基づいて説明する。
電力変換装置１が交流電源（系統）１１に連系される前は、各変換器セル１０内の全てのスイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄはオフ状態である。
電力変換装置１の起動時に、系統連系用の遮断器１２が投入されると、交流電源１１から充電回路１６を介して充電電流ｉが流れる。これにより上記実施の形態１と同様に、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する動作が開始される（Ｓ１）。
直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃは時間経過と共に上昇する。集中制御部３２は、遮断器１２の投入からの経過時間Ｔａを計測し、経過時間Ｔａが予め設定された時間（設定時間Ｔｂ）を超えると（Ｓ２）、全ての素子駆動部３０ａに対して、各起動用素子２０Ｂのオン制御開始を一斉に指令する点弧指令３３を出力する（Ｓ３）。
各素子駆動部３０ａは、点弧指令３３を受信すると起動用素子２０Ｂをオンする（Ｓ４）。
電力変換装置１が交流電源（系統）１１に連系される前は、各変換器セル１０内の全てのスイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄはオフ状態である。
電力変換装置１の起動時に、系統連系用の遮断器１２が投入されると、交流電源１１から充電回路１６を介して充電電流ｉが流れる。これにより上記実施の形態１と同様に、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する動作が開始される（Ｓ１）。
直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃは時間経過と共に上昇する。集中制御部３２は、遮断器１２の投入からの経過時間Ｔａを計測し、経過時間Ｔａが予め設定された時間（設定時間Ｔｂ）を超えると（Ｓ２）、全ての素子駆動部３０ａに対して、各起動用素子２０Ｂのオン制御開始を一斉に指令する点弧指令３３を出力する（Ｓ３）。
各素子駆動部３０ａは、点弧指令３３を受信すると起動用素子２０Ｂをオンする（Ｓ４）。
この場合、集中制御部３２では、遮断器１２の投入から、コンデンサ電圧Ｖｃが素子駆動部３０ａの起動電圧Ｖｓｈを超えるまでに要する時間と同程度あるいは若干長めの時間を、予め設定時間Ｔｂとして保持する。なお、この設定時間Ｔｂは可変とする。
この実施の形態においても、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作は、スイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄが全てオフ状態の期間と、遮断器１２の投入からの経過時間Ｔａが設定時間Ｔｂを超えて、起動用素子２０Ｂをオンする期間との２段階動作となる。各期間での充電電流ｉの経路は、上記実施の形態１の図４、図５で示すものと同様である。
この実施の形態においても、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作は、スイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄが全てオフ状態の期間と、遮断器１２の投入からの経過時間Ｔａが設定時間Ｔｂを超えて、起動用素子２０Ｂをオンする期間との２段階動作となる。各期間での充電電流ｉの経路は、上記実施の形態１の図４、図５で示すものと同様である。
また、上記実施の形態１と同様に、素子駆動部３０ａが起動用素子２０Ｂをオンすることにより、充電電流ｉの経路が変更され、電源電圧が２相で分圧されることがない。これにより、電力変換装置１の起動時に、直流コンデンサ２３を所望の電圧まで充電することができ、電力変換装置１は所望の交流電圧を速やかに出力可能となる。このため電力変換装置１を交流電源（系統）１１に連系する際の過電流の発生などの不具合が解消でき、電力変換装置１の信頼性が向上する。
また、素子駆動部３０ａはコンデンサ電圧Ｖｃを検出する必要が無く、装置構成の小型化、簡素化が図れる。
さらに、集中制御部３２は、遮断器１２の投入からの経過時間Ｔａと設定時間Ｔｂとを比較するのみで点弧指令３３を出力するため、簡素な演算処理で良く装置構成の小型化、簡素化が図れる。
また、素子駆動部３０ａはコンデンサ電圧Ｖｃを検出する必要が無く、装置構成の小型化、簡素化が図れる。
さらに、集中制御部３２は、遮断器１２の投入からの経過時間Ｔａと設定時間Ｔｂとを比較するのみで点弧指令３３を出力するため、簡素な演算処理で良く装置構成の小型化、簡素化が図れる。
なお、素子駆動部３０ａが点弧指令３３を受信したとき、直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃが仮に起動電圧Ｖｓｈ以下であると、その直流コンデンサ２３を有する変換器セル１０では起動用素子２０Ｂがオンしない。しかし充電電流ｉはダイオード２１Ａ〜２１Ｄを介して流れて直流コンデンサ２３を充電しコンデンサ電圧Ｖｃは上昇する。そして、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超えた時点で起動用素子２０Ｂがオンするため問題ない。
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置を図８に基づいて以下に説明する。
この実施の形態においても、電力変換装置１の主回路構成は上記実施の形態１の図１で示したものと同様である。
また、電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電するための充電制御部は、各変換器セル１０毎に、素子駆動部３０ａと、コンデンサ電圧Ｖｃを検出する電圧検出部３４とを備え、さらに全て（Ｎ個）の素子駆動部３０ａに対して、各起動用素子２０Ｂのオン制御開始を一斉に指令する点弧指令３３ａを出力する集中制御部３２ａを備える。
次に、この発明の実施の形態３による電力変換装置を図８に基づいて以下に説明する。
この実施の形態においても、電力変換装置１の主回路構成は上記実施の形態１の図１で示したものと同様である。
また、電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電するための充電制御部は、各変換器セル１０毎に、素子駆動部３０ａと、コンデンサ電圧Ｖｃを検出する電圧検出部３４とを備え、さらに全て（Ｎ個）の素子駆動部３０ａに対して、各起動用素子２０Ｂのオン制御開始を一斉に指令する点弧指令３３ａを出力する集中制御部３２ａを備える。
素子駆動部３０ａは、上記実施の形態２と同様であり、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３の初期充電時に、変換器セル１０内の１つのスイッチング素子２０Ｂを起動用素子としてオンさせるもので、直流コンデンサ２３から給電線３１を介して電源供給される。そして、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超えると、素子駆動部３０ａは起動用素子２０Ｂをオンすることができる。なお、この実施の形態においても、起動用素子は、他のスイッチング素子２０Ａ、２０Ｃ、２０Ｄであっても良い。
集中制御部３２ａおよび電圧検出部３４は、電力変換装置１の主回路からの電源供給、あるいは外部からの電源供給のいずれでも良い。
集中制御部３２ａおよび電圧検出部３４は、電力変換装置１の主回路からの電源供給、あるいは外部からの電源供給のいずれでも良い。
次に、電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作について、図９に示すフローチャートに基づいて説明する。
電力変換装置１が交流電源（系統）１１に連系される前は、各変換器セル１０内の全てのスイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄはオフ状態である。
電力変換装置１の起動時に、系統連系用の遮断器１２が投入されると、交流電源１１から充電回路１６を介して充電電流ｉが流れる。これにより上記実施の形態１と同様に、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する動作が開始される（ＳＳ１）。
各変換器セル１０の直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃは電圧検出部３４により検出される。集中制御部３２ａは、全て（Ｎ個）のコンデンサ電圧Ｖｃを取得して監視し（ＳＳ２）、その平均値（ΣＶｃ／Ｎ）が起動電圧Ｖｓｈを超えると（ＳＳ３）、全ての素子駆動部３０ａに対して、各起動用素子２０Ｂのオン制御開始を一斉に指令する点弧指令３３ａを出力する（ＳＳ４）。
各素子駆動部３０ａは、点弧指令３３ａを受信すると起動用素子２０Ｂをオンする（ＳＳ５）。
電力変換装置１が交流電源（系統）１１に連系される前は、各変換器セル１０内の全てのスイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄはオフ状態である。
電力変換装置１の起動時に、系統連系用の遮断器１２が投入されると、交流電源１１から充電回路１６を介して充電電流ｉが流れる。これにより上記実施の形態１と同様に、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する動作が開始される（ＳＳ１）。
各変換器セル１０の直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃは電圧検出部３４により検出される。集中制御部３２ａは、全て（Ｎ個）のコンデンサ電圧Ｖｃを取得して監視し（ＳＳ２）、その平均値（ΣＶｃ／Ｎ）が起動電圧Ｖｓｈを超えると（ＳＳ３）、全ての素子駆動部３０ａに対して、各起動用素子２０Ｂのオン制御開始を一斉に指令する点弧指令３３ａを出力する（ＳＳ４）。
各素子駆動部３０ａは、点弧指令３３ａを受信すると起動用素子２０Ｂをオンする（ＳＳ５）。
この実施の形態においても、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作は、スイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄが全てオフ状態の期間と、全てのコンデンサ電圧Ｖｃの平均値が起動電圧Ｖｓｈを超えて、起動用素子２０Ｂをオンする期間との２段階動作となる。各期間での充電電流ｉの経路は、上記実施の形態１の図４、図５で示すものと同様である。
また、上記実施の形態１と同様に、素子駆動部３０ａが起動用素子２０Ｂをオンすることにより、充電電流ｉの経路が変更され、電源電圧が２相で分圧されることがない。これにより、電力変換装置１の起動時に、直流コンデンサ２３を所望の電圧まで充電することができ、電力変換装置１は所望の交流電圧を速やかに出力可能となる。このため電力変換装置１を交流電源（系統）１１に連系する際の過電流の発生などの不具合が解消でき、電力変換装置１の信頼性が向上する。
この実施の形態では、素子駆動部３０ａが点弧指令３３ａを受信したとき、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈ以下の直流コンデンサ２３が存在する。その直流コンデンサ２３を有する変換器セル１０では、点弧指令３３ａの受信直後では起動用素子２０Ｂがオンしない。しかし充電電流ｉはダイオード２１Ａ〜２１Ｄを介して流れて直流コンデンサ２３を充電しコンデンサ電圧Ｖｃは上昇する。そして、コンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超えた時点で起動用素子２０Ｂはオンするため問題ない。
実施の形態４．
上記実施の形態３では、集中制御部３２ａは、コンデンサ電圧Ｖｃの平均値（ΣＶｃ／Ｎ）が起動電圧Ｖｓｈを超えると点弧指令３３ａを出力したが、この実施の形態では、全てのコンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超えると点弧指令３３ａを出力する。
電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作について、図１０に示すフローチャートに基づいて説明する。
電力変換装置１が交流電源（系統）１１に連系される前は、各変換器セル１０内の全てのスイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄはオフ状態である。
電力変換装置１の起動時に、系統連系用の遮断器１２が投入されると、交流電源１１から充電回路１６を介して充電電流ｉが流れる。これにより上記実施の形態１と同様に、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する動作が開始される（ＳＳ１）。
各変換器セル１０の直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃは電圧検出部３４により検出される。集中制御部３２ａは、全て（Ｎ個）のコンデンサ電圧Ｖｃを取得して監視し（ＳＳ２）、その中の最小コンデンサ電圧Ｍｉｎ（Ｖｃ）が起動電圧Ｖｓｈを超えると（ＳＳ３ａ）、全ての素子駆動部３０ａに対して、各起動用素子２０Ｂのオン制御開始を一斉に指令する点弧指令３３ａを出力する（ＳＳ４）。
各素子駆動部３０ａは、点弧指令３３ａを受信すると起動用素子２０Ｂをオンする（ＳＳ５）。
上記実施の形態３では、集中制御部３２ａは、コンデンサ電圧Ｖｃの平均値（ΣＶｃ／Ｎ）が起動電圧Ｖｓｈを超えると点弧指令３３ａを出力したが、この実施の形態では、全てのコンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超えると点弧指令３３ａを出力する。
電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作について、図１０に示すフローチャートに基づいて説明する。
電力変換装置１が交流電源（系統）１１に連系される前は、各変換器セル１０内の全てのスイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄはオフ状態である。
電力変換装置１の起動時に、系統連系用の遮断器１２が投入されると、交流電源１１から充電回路１６を介して充電電流ｉが流れる。これにより上記実施の形態１と同様に、各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する動作が開始される（ＳＳ１）。
各変換器セル１０の直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃは電圧検出部３４により検出される。集中制御部３２ａは、全て（Ｎ個）のコンデンサ電圧Ｖｃを取得して監視し（ＳＳ２）、その中の最小コンデンサ電圧Ｍｉｎ（Ｖｃ）が起動電圧Ｖｓｈを超えると（ＳＳ３ａ）、全ての素子駆動部３０ａに対して、各起動用素子２０Ｂのオン制御開始を一斉に指令する点弧指令３３ａを出力する（ＳＳ４）。
各素子駆動部３０ａは、点弧指令３３ａを受信すると起動用素子２０Ｂをオンする（ＳＳ５）。
この場合、ステップＳＳ３ａの動作のみ上記実施の形態３と異なるが、その他の構成は上記実施の形態３と同様であり、上記実施の形態３と同様の効果が得られる。
またこの実施の形態では、素子駆動部３０ａが点弧指令３３ａを受信したとき、コンデンサ電圧Ｖｃは必ず起動電圧Ｖｓｈを超えているため、全ての起動用素子２０Ｂを確実にオンにして直流コンデンサ２３を充電できる。このため異なる変換器セル１０間でコンデンサ電圧Ｖｃのアンバランスの発生が抑えられ、変換器セル１０間の循環電流の発生も防止できる。このようにコンデンサ電圧Ｖｃの均一性を保ちつつ信頼性の高い初期充電が実現できる。
またこの実施の形態では、素子駆動部３０ａが点弧指令３３ａを受信したとき、コンデンサ電圧Ｖｃは必ず起動電圧Ｖｓｈを超えているため、全ての起動用素子２０Ｂを確実にオンにして直流コンデンサ２３を充電できる。このため異なる変換器セル１０間でコンデンサ電圧Ｖｃのアンバランスの発生が抑えられ、変換器セル１０間の循環電流の発生も防止できる。このようにコンデンサ電圧Ｖｃの均一性を保ちつつ信頼性の高い初期充電が実現できる。
実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５による電力変換装置を以下に説明する。
上記実施の形態１〜４では、全相に対して各変換器セル１０内の起動用素子２０Ｂを駆動する素子駆動部３０、３０ａを備えた。この実施の形態では、三相の電力変換装置１の２相のみに対して、各変換器セル１０内の起動用素子２０Ｂを駆動する素子駆動部３０、３０ａを備える。
例えば、Ｖ相、Ｗ相に対してのみ上記実施の形態１と同様の素子駆動部３０を備える電力変換装置１について示す。この場合、Ｕ相の各変換器セル１０には素子駆動部３０がない。
次に、この発明の実施の形態５による電力変換装置を以下に説明する。
上記実施の形態１〜４では、全相に対して各変換器セル１０内の起動用素子２０Ｂを駆動する素子駆動部３０、３０ａを備えた。この実施の形態では、三相の電力変換装置１の２相のみに対して、各変換器セル１０内の起動用素子２０Ｂを駆動する素子駆動部３０、３０ａを備える。
例えば、Ｖ相、Ｗ相に対してのみ上記実施の形態１と同様の素子駆動部３０を備える電力変換装置１について示す。この場合、Ｕ相の各変換器セル１０には素子駆動部３０がない。
電力変換装置１の起動時に各変換器セル１０の直流コンデンサ２３を初期充電する充電制御動作は、Ｖ相、Ｗ相に対して上記実施の形態１の図３のフローチャートに示すものと同様である。
Ｖ相、Ｗ相のコンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈ以下の期間では、全相の各変換器セル１０内のスイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄは全てオフ状態であるため、上記実施の形態１と同様に充電電流ｉは流れる（図４参照）。
Ｖ相、Ｗ相のコンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈ以下の期間では、全相の各変換器セル１０内のスイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄは全てオフ状態であるため、上記実施の形態１と同様に充電電流ｉは流れる（図４参照）。
Ｖ相、Ｗ相の素子駆動部３０では、電源である直流コンデンサ２３のコンデンサ電圧Ｖｃを検出し、このコンデンサ電圧Ｖｃが上昇して素子駆動部３０に設定された起動電圧Ｖｓｈを超えると、起動用素子２０Ｂをオンする。
このとき、Ｖ相、Ｗ相の各変換器セル１０内の起動用素子２０Ｂがオンし、Ｕ相内の直流コンデンサ２３には、他の１相、例えばＶ相の変換器セル１０を介した充電電流ｉが流れる。そして電源極性に応じてＶ相の直流コンデンサ２３がバイパスされ、電源電圧を２相で分圧すること無く、Ｕ相内の直流コンデンサ２３のみが充電される（図５参照）。
また、Ｖ相、Ｗ相の２相間を流れる充電電流ｉは、電源極性に応じていずれか１相の直流コンデンサ２３をバイパスし、Ｖ相、Ｗ相内の直流コンデンサ２３は、電源電圧を２相で分圧すること無く充電される。
このとき、Ｖ相、Ｗ相の各変換器セル１０内の起動用素子２０Ｂがオンし、Ｕ相内の直流コンデンサ２３には、他の１相、例えばＶ相の変換器セル１０を介した充電電流ｉが流れる。そして電源極性に応じてＶ相の直流コンデンサ２３がバイパスされ、電源電圧を２相で分圧すること無く、Ｕ相内の直流コンデンサ２３のみが充電される（図５参照）。
また、Ｖ相、Ｗ相の２相間を流れる充電電流ｉは、電源極性に応じていずれか１相の直流コンデンサ２３をバイパスし、Ｖ相、Ｗ相内の直流コンデンサ２３は、電源電圧を２相で分圧すること無く充電される。
充電電流ｉは２相（ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）の正側アーム４ｕ〜４ｗ、あるいは２相（ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）の負側アーム５ｕ〜５ｗを介して流れるものである。このため１相に対して変換器セル１０内のスイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄが全てオフ状態であっても、上述したように各相の直流コンデンサ２３は所望の電圧まで充電することができ、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。
また、三相の電力変換装置１の２相のみに対して素子駆動部３０を備えるため、装置構成の小型化、簡素化が図れる。
また、三相の電力変換装置１の２相のみに対して素子駆動部３０を備えるため、装置構成の小型化、簡素化が図れる。
なお、上記実施の形態１を適用した例を説明したが、上記実施の形態２〜４を適用して、三相の電力変換装置１の２相のみに対して素子駆動部３０ａを備えても良く、同様の効果が得られる。
実施の形態６．
次に、この発明の実施の形態６による電力変換装置を以下に説明する。図１１は、この発明の実施の形態６による電力変換装置の構成例を示す回路図である。
電力変換装置１ａは、複数相交流この場合三相交流と直流との間で電力変換を行うものである。図１１に示すように、電力変換装置１ａの各相は、正側アーム４０ｕ〜４０ｗと負側アーム５０ｕ〜５０ｗとが直列接続されその接続点である交流端７ｕ〜７ｗが各相交流線８ｕ〜８ｗに接続されるレグ回路で構成され、３つのレグ回路は正負の直流母線２、３間に並列接続される。
各レグ回路の正側アーム４０ｕ〜４０ｗ、負側アーム５０ｕ〜５０ｗのそれぞれは、１以上の変換器セル１０および第２変換器セル１００を直列接続したセル群１０ｂを備え、正側リアクトル６ｐ、負側リアクトル６ｎがそれぞれ直列に挿入される。この場合、正側リアクトル６ｐ、負側リアクトル６ｎはセル群１０ａより交流端７ｕ〜７ｗ側に挿入されるが、各アーム４０ｕ〜４０ｗ、５０ｕ〜５０ｗ内のいずれの位置でも良く、それぞれ複数個であっても良い。
次に、この発明の実施の形態６による電力変換装置を以下に説明する。図１１は、この発明の実施の形態６による電力変換装置の構成例を示す回路図である。
電力変換装置１ａは、複数相交流この場合三相交流と直流との間で電力変換を行うものである。図１１に示すように、電力変換装置１ａの各相は、正側アーム４０ｕ〜４０ｗと負側アーム５０ｕ〜５０ｗとが直列接続されその接続点である交流端７ｕ〜７ｗが各相交流線８ｕ〜８ｗに接続されるレグ回路で構成され、３つのレグ回路は正負の直流母線２、３間に並列接続される。
各レグ回路の正側アーム４０ｕ〜４０ｗ、負側アーム５０ｕ〜５０ｗのそれぞれは、１以上の変換器セル１０および第２変換器セル１００を直列接続したセル群１０ｂを備え、正側リアクトル６ｐ、負側リアクトル６ｎがそれぞれ直列に挿入される。この場合、正側リアクトル６ｐ、負側リアクトル６ｎはセル群１０ａより交流端７ｕ〜７ｗ側に挿入されるが、各アーム４０ｕ〜４０ｗ、５０ｕ〜５０ｗ内のいずれの位置でも良く、それぞれ複数個であっても良い。
その他の構成は上記実施の形態１の図１で示したものと同様であり、電力変換装置１ａは、遮断器１２、連系変圧器１３および充電回路１６を介して交流電源１１に接続される。また電力変換装置１ａの直流側はインピーダンス１７を介して直流電源１８に接続される。
各変換器セル１０の構成は上記実施の形態１と同様であり、各第２変換器セル１００の構成を図１２に示す。
各第２変換器セル１００はハーフブリッジ構成、即ち、それぞれダイオード２６Ａ、２６Ｂが逆並列に接続された複数（この場合２個）のスイッチング素子２５Ａ、２５Ｂの直列体２７と、この直列体２７に並列接続され直流電圧を平滑化する直流コンデンサ２８とから構成される。スイッチング素子２５Ａ、２５Ｂは、ＩＧＢＴやＧＣＴ等の自己消弧型のスイッチング素子から成り、それぞれダイオード２６Ａ、２６Ｂが逆並列に接続されて構成される。
そして、第２変換器セル１００は、スイッチング素子２５Ａ、２５Ｂの接続部となるスイッチング素子２５Ｂの両端子を出力端とし、電力変換装置１の運転時にスイッチング素子２５Ａ、２５Ｂをオン・オフさせることにより、この出力端から、直流コンデンサ２８の両端電圧およびゼロ電圧を出力線２９Ｐ、２９Ｎを介して出力する。
各第２変換器セル１００はハーフブリッジ構成、即ち、それぞれダイオード２６Ａ、２６Ｂが逆並列に接続された複数（この場合２個）のスイッチング素子２５Ａ、２５Ｂの直列体２７と、この直列体２７に並列接続され直流電圧を平滑化する直流コンデンサ２８とから構成される。スイッチング素子２５Ａ、２５Ｂは、ＩＧＢＴやＧＣＴ等の自己消弧型のスイッチング素子から成り、それぞれダイオード２６Ａ、２６Ｂが逆並列に接続されて構成される。
そして、第２変換器セル１００は、スイッチング素子２５Ａ、２５Ｂの接続部となるスイッチング素子２５Ｂの両端子を出力端とし、電力変換装置１の運転時にスイッチング素子２５Ａ、２５Ｂをオン・オフさせることにより、この出力端から、直流コンデンサ２８の両端電圧およびゼロ電圧を出力線２９Ｐ、２９Ｎを介して出力する。
各レグ回路の正側アーム４０ｕ〜４０ｗ、負側アーム５０ｕ〜５０ｗのそれぞれは、上述したように１以上の変換器セル１０および第２変換器セル１００を直列接続して備える。変換器セル１０と第２変換器セル１００とは、それぞれ１以上であれば良い。
また電力変換装置１ａは、電力変換装置１ａの起動時に直流コンデンサ２３、２７を初期充電するための充電制御部を備える。上記実施の形態１と同様の素子駆動部３０が変換器セル１０毎に備えられ、この素子駆動部３０が充電制御部を構成する。
素子駆動部３０は、変換器セル１０の直流コンデンサ２３および第２変換器セル１００の直流コンデンサ２８の初期充電時に、各変換器セル１０内の１つのスイッチング素子２０Ｂを起動用素子としてオンさせるもので、直流コンデンサ２３から給電線３１を介して電源供給される。
また電力変換装置１ａは、電力変換装置１ａの起動時に直流コンデンサ２３、２７を初期充電するための充電制御部を備える。上記実施の形態１と同様の素子駆動部３０が変換器セル１０毎に備えられ、この素子駆動部３０が充電制御部を構成する。
素子駆動部３０は、変換器セル１０の直流コンデンサ２３および第２変換器セル１００の直流コンデンサ２８の初期充電時に、各変換器セル１０内の１つのスイッチング素子２０Ｂを起動用素子としてオンさせるもので、直流コンデンサ２３から給電線３１を介して電源供給される。
電力変換装置１ａの起動時に直流コンデンサ２３、２７を初期充電する充電制御動作は、上記実施の形態１の図３のフローチャートに示すものと同様である。
この実施の形態においても、充電制御動作は、変換器セル１０内のスイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄが全てオフ状態の期間と、変換器セル１０のコンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超えて、起動用素子２０Ｂをオンする期間との２段階動作である。なお、双方の期間を通じて、第２変換器セル１００内のスイッチング素子２５Ａ、２５Ｂは全てオフ状態とする。
この実施の形態においても、充電制御動作は、変換器セル１０内のスイッチング素子２０Ａ〜２０Ｄが全てオフ状態の期間と、変換器セル１０のコンデンサ電圧Ｖｃが起動電圧Ｖｓｈを超えて、起動用素子２０Ｂをオンする期間との２段階動作である。なお、双方の期間を通じて、第２変換器セル１００内のスイッチング素子２５Ａ、２５Ｂは全てオフ状態とする。
変換器セル１０の直流コンデンサ２３は上記実施の形態１と同様に初期充電される。変換器セル１０に流れる充電電流ｉは、変換器セル１０に直列接続される第２変換器セル１００にも流れる。
第２変換器セル１００では、出力線２９Ｐから入力して出力線２９Ｎから出力する充電電流ｉにより直流コンデンサ２８は充電され、出力線２９Ｎから入力して出力線２９Ｐから出力する充電電流ｉにより直流コンデンサ２８はバイパスされる。
このように、第２変換器セル１００では、電源極性に応じて直流コンデンサ２８の充電とバイパスとを繰り返し、即ち、起動用素子２０Ｂをオンする期間の各変換器セル１０と同様の動作となる。
第２変換器セル１００では、出力線２９Ｐから入力して出力線２９Ｎから出力する充電電流ｉにより直流コンデンサ２８は充電され、出力線２９Ｎから入力して出力線２９Ｐから出力する充電電流ｉにより直流コンデンサ２８はバイパスされる。
このように、第２変換器セル１００では、電源極性に応じて直流コンデンサ２８の充電とバイパスとを繰り返し、即ち、起動用素子２０Ｂをオンする期間の各変換器セル１０と同様の動作となる。
このため、第２変換器セル１００の直流コンデンサ２８も、変換器セル１０の直流コンデンサ２３と同様に所望の電圧に充電することができ、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。
また、セル構成が簡略な第２変換器セル１００を変換器セル１０と組み合わせて用い、さらに変換器セル１０のみに素子駆動部３０を備えるため、装置構成の小型化、簡素化が図れる。
また、セル構成が簡略な第２変換器セル１００を変換器セル１０と組み合わせて用い、さらに変換器セル１０のみに素子駆動部３０を備えるため、装置構成の小型化、簡素化が図れる。
なお、上記実施の形態１を適用した例を説明したが、上記実施の形態２〜５を適用しても良く、それぞれ同様の効果が得られる。
またこの発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。
Claims (5)
- それぞれ正側アームと負側アームとが直列接続される複数のレグ回路を、正負の直流母線間に並列接続して備えて、複数相交流と直流との間で電力変換を行う電力変換装置において、
上記各レグ回路の上記正側アーム、上記負側アームのそれぞれは、少なくとも１つの第１変換器セルを直列接続して備え、
上記各第１変換器セルは、互いに直列接続された複数の半導体スイッチング素子から成る２つの直列体が並列接続され、さらに該直列体に直流コンデンサが並列接続され、上記各直列体の上記複数の半導体スイッチング素子の１つの接続部を出力端とし、
上記各第１変換器セル内の上記直流コンデンサの初期充電を制御する充電制御部を備え、
上記充電制御部は、上記各第１変換器セル内の上記複数の半導体スイッチング素子の内、１つの半導体スイッチング素子を起動用素子として駆動する素子駆動部を該各第１変換器セル毎に有し、上記各素子駆動部は、対応する上記第１変換器セル内の上記直流コンデンサから電源供給されて、上記直流コンデンサの初期充電時に上記起動用素子がオンするように動作し、
上記充電制御部は、全ての上記素子駆動部に対して上記各起動用素子のオン制御開始を一斉に指令する点弧指令を出力する集中制御部を備え、上記集中制御部は、上記各第１変換器セル内の上記直流コンデンサの電圧を監視し、該各電圧に基づいて全ての上記素子駆動部に上記点弧指令を出力し、上記起動用素子のオン制御を開始する、
電力変換装置。 - 上記各正側アーム、上記各負側アームは、上記第１変換器セルに、さらに少なくとも１つの第２変換器セルを直列接続して備え、
上記各第２変換器セルは、互いに直列接続された複数の半導体スイッチング素子から成る直列体に直流コンデンサが並列接続され、該並列接続部の１つと上記複数の半導体スイッチング素子の１つの接続部とを出力端とし、
上記充電制御部が上記第１変換器セル内の上記直流コンデンサの初期充電を制御する際に、上記各第２変換器セル内の上記複数の半導体スイッチング素子は全てオフ状態で、上記各第２変換器セル内の上記直流コンデンサは初期充電される請求項１に記載の電力変換装置。 - 上記複数相交流は三相交流であり、
上記充電制御部は、三相の内、二相のみに対して、上記各第１変換器セル内の上記起動用素子を駆動する上記素子駆動部を備える請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。 - 上記集中制御部は、全ての上記直流コンデンサの電圧が所定電圧を超えると上記点弧指令を出力する請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
- 上記所定電圧は、上記起動用素子の起動電圧に設定される請求項４に記載の電力変換装置。
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