JP6078681B1 - インバータ装置及び制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】誤差電圧増幅のためのゲインをインバータ装置毎に設定する必要がなく、交流出力電圧の制御速度を高め、並列運転時の有効横流を防止することができるインバータ装置及びその制御方法を提供することを目的とする。【解決手段】本発明に係るインバータ装置は、低周波レグ、高周波レグ、及び平滑コンデンサを並列し、ＰＷＭゲート制御信号で同期整流動作をして直流電圧回路の出力から高周波電圧を生成するインバータ回路と、前記インバータ回路が生成した前記高周波電圧が印加される直列に接続されたインダクタとコンデンサを有し、前記コンデンサの両端を交流端子として正弦波状の単相交流を出力するフィルタ回路と、を備え、前記直流電圧回路を充電させる逆充電を検出したときに、前記高周波レグの同期整流動作を停止するＰＷＭゲート制御信号を発生することを特徴とする。【選択図】図３

Description

本開示は、直流回路の出力をパルス幅変調（ＰＷＭ）ゲート制御信号に基づいてスイッチングして単相交流電圧へ変換するインバータ装置及びその制御方法に関する。

インバータ装置を複数台並列接続して使用する場合、出力電圧差や位相差からインバータ装置間で横流が発生する。図１は、インバータ装置を２台並列運転時の出力等価回路である。図１から横流Ｉ_ｃは（１）式で表すことができる。Ｚｉ_１及びＺｉ_２が抵抗性で支配される場合、並列運転時の横流電流は振幅差で有効横流、位相差で無効横流となる。有効横流は各ユニットの負荷分担の平衡率に影響し、無効横流は効率の低下や過電流によるユニット停止の恐れがある。

（１）式からわかるように、並列するインバータ装置の出力電圧にわずかな差があるだけで有効横流が発生する。無負荷時に出力電圧の最小ユニットにこの有効横流が流れ込むと回生方向に昇圧モードとなる。これはリンク電圧（インバータ装置の直流側端子間の電圧）の上昇を招き過電圧保護によるインバータの停止や破損を引き起こす。このため、リンク電圧上昇の原因である有効横流の流れ込みを防ぐ必要がある。なお、本明細書では、「並列運転時に他のインバータからの有効横流によりリンク電圧が上昇すること」を「逆充電」と記載している。

この有効横流を防止するためには、並列するインバータ装置が出力する交流電圧の振幅、周波数及び位相を高精度で一致させる必要がある。例えば、有効横流を防ぐ手段として、並列するインバータ装置の出力電圧をモニタし、並列するインバータ装置の出力電圧の上昇に応じて自身の出力電圧を調整する手段が知られている（例えば、特許文献１を参照。）。また、並列するインバータ装置の出力をモニタせずに、リンク電圧と直流回路の出力電圧とを比較し、その差が所定値より大きくなった場合に交流出力電圧を上昇させる手段も知られている（例えば、特許文献２を参照。）。

特許第３８１９８９０号 特許第４５９４２１８号

図２は、特許文献２の制御方式を説明した図である。図２は交流出力電圧のプラス極性で説明している。インバータ装置は、基準電圧と交流出力電圧との誤差電圧Ｖｅｒｒに基づくＰＷＭゲート制御信号を生成し、当該ＰＷＭゲート制御信号でインバータ回路のスイッチングを制御して交流出力電圧を調整している。特許文献２の方式は、リンク電圧をモニタしておき一定の閾値を超えた場合に誤差電圧Ｖｅｒｒを増幅するゲインを大きくして交流出力電圧を上昇させることで交流端子から電流が流れ込むこと（逆充電、回生）を防止し、リンク電圧の上昇を回避する。

しかし、誤差電圧はインバータ装置毎に異なるため、誤差電圧増幅のためのゲインをインバータ装置毎に設定する必要がある上、リンク電圧によるゲイン制御では交流出力電圧の制御速度が遅く、並列運転時の有効横流防止能力が小さいという課題があった。そこで、本発明は、誤差電圧増幅のためのゲインをインバータ装置毎に設定する必要がなく、交流出力電圧の制御速度を高め、並列運転時の有効横流を防止することができるインバータ装置及びその制御方法を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係るインバータ装置は、逆充電を検出したときにインバータ回路の高周波レグのスイッチング素子がオンになることを停止させることとした。

具体的には、本発明に係るインバータ装置は、
スイッチング素子で構成される低周波レグと高周波レグ、及び前記低周波レグと前記高周波レグに並列し直流電圧回路の電圧が印加される平滑コンデンサを有し、前記低周波レグより前記高周波レグのスイッチング周期が短いＰＷＭゲート制御信号で同期整流動作をして前記直流電圧回路の出力から高周波電圧を生成するインバータ回路と、
前記インバータ回路が生成した前記高周波電圧が印加される直列に接続されたインダクタとコンデンサとを有し、前記コンデンサの両端を交流端子として正弦波状の単相交流を出力するフィルタ回路と、
前記直流電圧回路を充電させる逆充電を検出したときに、前記高周波レグの同期整流動作を停止するＰＷＭゲート制御信号を発生する制御回路と、
を備える。
なお、本明細書では、「ブリッジ構成されたスイッチ素子をＰＷＭゲート制御信号で駆動する動作」を「同期整流動作」として記載している。

具体的には、本発明に係る制御方法は、
スイッチング素子で構成される低周波レグと高周波レグ、及び前記低周波レグと前記高周波レグに並列し直流電圧回路の電圧が印加される平滑コンデンサを有し、前記低周波レグより前記高周波レグのスイッチング周期が短いＰＷＭゲート制御信号で同期整流動作をして前記直流電圧回路の出力から高周波電圧を生成するインバータ回路と、
前記インバータ回路が生成した前記高周波電圧が印加される直列に接続されたインダクタとコンデンサを有し、前記コンデンサの両端を交流端子として正弦波状の単相交流を出力するフィルタ回路と、
を備えるインバータ装置の制御方法であって、
前記直流電圧回路を充電させる逆充電を検出したときに、前記高周波レグの同期整流動作を停止するＰＷＭゲート制御信号を発生することを特徴とする。

例えば、リンク電圧を監視しておき、ある一定の上昇値となった時点を逆充電発生として、インバータ回路の高周波レグのスイッチング素子がオンになることを禁止し、フィルタ回路のインダクタにエネルギーが蓄えられることを抑制する。インバータ回路の高周波レグのスイッチング素子がオフの状態を保つことで有効横流を防止でき、有効横流によるインダクタへのエネルギー蓄積がないため、昇圧モード動作を回避でき、リンク電圧の上昇を防止することができる。ＰＷＭゲート制御信号で、インバータ回路の高周波レグのスイッチング素子がオンになることを禁止するため、逆充電発生後の応答速度は速い。なお、本明細書では「リンク電圧が上昇する状態」を「昇圧モード」、「リンク電圧が下降する状態」を「降圧モード」と記載している。

従って、本発明は、誤差電圧増幅のためのゲインをインバータ装置毎に設定する必要がなく、交流出力電圧の制御速度を高め、並列運転時の有効横流を防止することができるインバータ装置及びその制御方法を提供することができる。

本発明は、誤差電圧増幅のためのゲインをインバータ装置毎に設定する必要がなく、交流出力電圧の制御速度を高め、並列運転時の有効横流を防止することができるインバータ装置及びその制御方法を提供することができる。

横流を説明する図である。 本発明に関連するインバータ装置を説明する回路図である。 本発明に係るインバータ装置を説明する回路図である。 本発明に係るインバータ装置の動作を説明する回路図である。 本発明に係るインバータ装置の動作を説明する回路図である。 本発明に関連するインバータ装置の動作を説明する回路図である。 本発明に関連するインバータ装置の動作を説明する回路図である。 本発明に係るインバータ装置の動作を説明する回路図である。 本発明に係るインバータ装置の動作を説明する回路図である。 本発明に係るインバータ装置を説明する回路図である。 本発明に係るインバータ装置を説明する回路図である。 本発明に係るインバータ装置を説明する回路図である。

添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。

図３は、本実施形態のインバータ装置３０１を説明する回路図である。インバータ装置３０１は、
スイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）で構成される低周波レグ１１と高周波レグ１２、及び低周波レグ１１と高周波レグ１２に並列し直流電圧回路の電圧が印加される平滑コンデンサ１３を有し、低周波レグ１１より高周波レグ１２のスイッチング周期が短いＰＷＭゲート制御信号で同期整流動作をして前記直流電圧回路の出力から高周波電圧を生成するインバータ回路１０１と、
インバータ回路１０１が生成した前記高周波電圧が印加される直列に接続されたインダクタ２１とコンデンサ２２とを有し、コンデンサ２２の両端を交流端子２００として正弦波状の単相交流を出力するフィルタ回路１０２と、
前記直流電圧回路を充電させる「逆充電を検出したとき」に、高周波レグ１２の同期整流動作を停止するＰＷＭゲート制御信号を発生する制御回路１０３と、
を備える。

本実施形態では、制御回路１０３は、平滑コンデンサ１３の両端のリンク電圧をモニタし、前記リンク電圧が所定値より高くなったときを「逆充電を検出したとき」とすることを特徴とする。

図面を含め、以下の説明では、出力される単相交流電圧のサイクルのうちプラス極性（交流端子２００−１の電位が交流端子２００−２の電位より高い）の場合で説明するが、マイナス極性の場合も同様である。

インバータ回路１０１は、４つのスイッチ素子（Ｑ１〜Ｑ４）がフルブリッジ状に配置されている。ここで、スイッチ素子Ｑ１とＱ２の組み合わせを高周波レグ１２、スイッチ素子Ｑ３とＱ４の組み合わせを低周波レグ１１と呼ぶ。例えば、インバータ装置３０１が５０Ｈｚの単相交流を出力するのであれば、低周波レグ１１のスイッチ素子Ｑ３とＱ４は１００Ｈｚで交互にオン／オフを繰り返し、高周波レグ１２のスイッチ素子Ｑ１とＱ２は約２０ｋＨｚで交互にオン／オフを繰り返す。このスイッチングの制御は後述するパルス幅変調されたＰＷＭゲート制御信号でなされる。

インバータ回路１０１は、低周波レグ１１と高周波レグ１２に並列するように平滑コンデンサ１３を有する。平滑コンデンサ１３の両端には直流端子１００があり、平滑コンデンサ１３には直流電圧回路（不図示）からの直流電圧が印加される。平滑コンデンサ１３の両端に印加された直流電圧は、低周波レグ１１と高周波レグ１２のスイッチングにより所望周波数の交番電圧（高周波電圧）となりフィルタ回路１０２に印加される。当該高周波電圧はフィルタ回路１０２を通過し、所望周波数の正弦波形の単相交流となり、交流端子２００に出力される。なお、単独運転の場合、インバータ装置３０１の出力電圧（内部起電圧）がコンデンサ２２の両端（交流端子２００）に現れるが、系統連系運転等、他の発電機やインバータ装置が並列している場合は、インバータ装置３０１の出力電圧を把握することは困難である。

制御回路１０３の基本動作を説明する。インバータ装置３０１は、基準となる単相交流の基準電圧を有しており、制御回路１０３は交流端子２００間の電圧との差分電圧Ｖｅｒｒを取得する。制御回路１０３は差分電圧ＶｅｒｒがゼロとなるようにＰＷＭゲート制御信号を生成し、それぞれのスイッチ素子（Ｑ１〜Ｑ４）を駆動する。

さらに、制御回路１０３は、平滑コンデンサ１３の両端のリンク電圧Ｖｌｉｎｋをモニタする。そして、制御回路１０３は、リンク電圧Ｖｌｉｎｋが所定の閾値を超えたとき、所定時に高周波レグのスイッチ素子Ｑ２（マイナス極性の場合はスイッチ素子Ｑ１）をオンとしないＰＷＭゲート制御信号を出力する。

この動作を図４から図９を用いて説明する。図４と図５は、単相交流電圧（内部起電圧）がプラス極性のスイッチ動作と電流を説明している。図４ではＰＷＭゲート制御信号でスイッチ素子Ｑ１とＱ４をオン、スイッチ素子Ｑ２とＱ３をオフとする。電流はプラス側の直流端子１００からスイッチ素子Ｑ１、インダクタ２１、コンデンサ２２、スイッチ素子Ｑ４、マイナス側の直流端子１００の経路で流れる。このときインダクタ２１にエネルギーが蓄積されるとともに、コンデンサ２２に電荷が貯まり、交流端子２００の電圧が上昇する。図４の動作を第１動作と呼ぶ。

図５では、ＰＷＭゲート制御信号でスイッチ素子Ｑ２とＱ４をオン、スイッチ素子Ｑ１とＱ３をオフとする。インダクタ２１に蓄えられたエネルギーにより、電流は、インダクタ２１、コンデンサ２２、スイッチ素子Ｑ４、スイッチ素子Ｑ２、インダクタ２１の経路で流れる。このとき、直流回路は電流を供給しないのでコンデンサの電荷が当該経路や外部に流れ、交流端子２００の電圧が下降する。図５の動作を第２動作と呼ぶ。

ここで、交流端子２００の電圧と基準電圧とを比較しているので、交流端子２００の電圧が基準電圧より低ければ第１動作のスイッチ状態を長くし、交流端子２００の電圧が基準電圧より高ければ第２動作のスイッチ状態を長くする。

ここで、図６と図７を用いて、外部の単相交流電圧が上昇して逆充電が発生し、リンク電圧が高くなる状態を説明する。交流端子２００の電圧が基準電圧より高い状態なので、スイッチ状態は第２動作の状態となる。電流は、図６のように交流端子２００−１、インダクタ２１、スイッチ素子Ｑ２、スイッチ素子Ｑ４、交流端子２００−２の経路で流れる。このとき、インダクタ２１にエネルギーが蓄積される。

その後、何らかのタイミング（例えば位相の関係で外部電圧が基準電圧より低くなるタイミング）でスイッチ素子Ｑ１がオン、スイッチ素子Ｑ２がオフ（第１動作のスイッチ状態）になると、インダクタ２１に蓄えられたエネルギーにより、電流は、図７のようにインダクタ２１、スイッチ素子Ｑ１、平滑コンデンサ１３、スイッチ素子Ｑ４、コンデンサ２２の経路で流れる。このため、平滑コンデンサ１３に電荷が蓄えられることになるのでリンク電圧が上昇する。

次に、インバータ装置３０１が、外部の単相交流電圧が上昇して逆充電が発生しても、リンク電圧の上昇を回避することを図８と図９を用いて説明する。
インバータ装置３０１は制御回路１０３で逆充電が発生したことを検知することができる。具体的には、制御回路１０３は、リンク電圧をモニタしており、リンク電圧が上昇し始めていることを検知すると逆充電が発生していると判断する。制御回路は逆充電が発生したことを検知すると、ＰＷＭゲート制御信号で第２動作のときにスイッチ素子Ｑ２をオンにすることを禁止する（図８）。スイッチ素子Ｑ２がオフであると、交流端子２００−１から電流が流れ込まないのでインダクタ２１にエネルギーは蓄積しない。このため、何らかのタイミングでスイッチ素子Ｑ１がオン、スイッチ素子Ｑ２がオフ（第１動作のスイッチ状態）になっても、インダクタ２１から平滑コンデンサ１３へ電流が流れないため、リンク電圧は上昇しない（図９）。

このようにインバータ装置３０１は制御回路１０３で逆充電が発生したことを検知し、第２動作時にスイッチ素子Ｑ２（マイナス極性の場合はスイッチ素子Ｑ１）をオンとしないことで、外部から電流が流れ込みリンク電圧が上昇することを回避する。つまり、インバータ装置３０１は、有効横流によるリンク電圧の上昇を防ぎ、インバータ回路の停止や破損を回避することができる。

そして、インバータ装置３０１のリンク電圧上昇回避手法は、リンク電圧をモニタしてＰＷＭゲート制御信号でインバータ回路１０１のスイッチングを直接制御するため、誤差電圧Ｖｅｒｒのゲインを調整する従来の手法より応答が速い。

（他の実施形態）
図３のインバータ装置３０１はリンク電圧で逆充電の発生有無を判断した。逆充電の発生を検知する手段は図３に限らない。他の手段の例を次に挙げる。

（１）制御回路１０３は、交流端子２００の交流端子電流をモニタし、前記交流端子電流の方向が回生方向であるときを「逆充電を検出したとき」としてもよい。
図１０は、交流端子電流で逆充電を検出するインバータ装置３０２を説明する回路図である。インバータ装置３０２は、電流計２３で交流端子電流を計測し、制御回路１０４で交流端子電流の方向に基づいて逆電流発生の有無を判断する点で図３のインバータ装置３０１と異なる。

（２）制御回路１０３は、交流端子２００における交流端子電力をモニタし、前記交流端子電力がマイナスであるときを「逆充電を検出したとき」としてもよい。
図１１は、交流端子電力で逆充電を検出するインバータ装置３０３を説明する回路図である。インバータ装置３０３は、電流計２３で交流端子電流を計測し、制御回路１０５で交流端子電流と交流端子２００間の電圧とを乗算した交流端子電力の極性に基づいて逆電流発生の有無を判断する点で図３のインバータ装置３０１と異なる。

（３）制御回路１０３は、交流端子２００における交流端子電圧をモニタし、前記交流端子電圧が基準電圧より高い期間が任意に設定した時間以上のときを「逆充電を検出したとき」としてもよい。
図１２は、交流端子電圧で逆充電を検出するインバータ装置３０４を説明する回路図である。インバータ装置３０４は、制御回路１０５で交流端子２００間の電圧が基準電圧よち高い時間を計測し、当該時間が閾値を超えた時点で逆電流発生の有無を判断する点で図３のインバータ装置３０１と異なる。

１１：低周波レグ
１２：高周波レグ
１３：平滑コンデンサ
２１：インダクタ
２２：コンデンサ
２３：電流計
１００：直流端子
１０１：インバータ回路
１０２：フィルタ回路
１０３〜１０６：制御回路
２００、２００−１、２００−２：交流端子
３０１〜３０４：インバータ装置

Claims (10)

1. 複数台が並列に接続されて並列運転されるインバータ装置であって、
   スイッチング素子で構成される低周波レグと高周波レグ、及び前記低周波レグと前記高周波レグに並列し直流電圧回路の電圧が印加される平滑コンデンサを有し、前記低周波レグより前記高周波レグのスイッチング周期が短いＰＷＭゲート制御信号で同期整流動作をして前記直流電圧回路の出力から高周波電圧を生成するインバータ回路と、
   前記インバータ回路が生成した前記高周波電圧が印加される直列に接続されたインダクタとコンデンサとを有し、前記コンデンサの両端を交流端子として正弦波状の単相交流を出力するフィルタ回路と、
   前記直流電圧回路を充電させる逆充電を検出したときに、前記高周波レグの同期整流動作を停止するＰＷＭゲート制御信号を発生する制御回路と、
   を備えるインバータ装置。
2. 前記制御回路は、前記平滑コンデンサの両端のリンク電圧をモニタし、前記リンク電圧が所定値より高くなったときを前記逆充電を検出したときとすることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記制御回路は、前記交流端子の交流端子電流をモニタし、前記交流端子電流の方向が回生方向であるときを前記逆充電を検出したときとすることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
4. 前記制御回路は、前記交流端子における交流端子電力をモニタし、前記交流端子電力がマイナスであるときを前記逆充電を検出したときとすることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
5. 前記制御回路は、前記交流端子における交流端子電圧をモニタし、前記交流端子電圧が基準電圧より高い期間が任意に設定した時間以上のときを前記逆充電を検出したときとすることを特徴とする請求項１に記載のインバータ装置。
6. スイッチング素子で構成される低周波レグと高周波レグ、及び前記低周波レグと前記高周波レグに並列し直流電圧回路の電圧が印加される平滑コンデンサを有し、前記低周波レグより前記高周波レグのスイッチング周期が短いＰＷＭゲート制御信号で同期整流動作をして前記直流電圧回路の出力から高周波電圧を生成するインバータ回路と、
   前記インバータ回路が生成した前記高周波電圧が印加される直列に接続されたインダクタとコンデンサを有し、前記コンデンサの両端を交流端子として正弦波状の単相交流を出力するフィルタ回路と、
   を備えるインバータ装置を複数台並列に接続して並列運転させる制御方法であって、
   前記直流電圧回路を充電させる逆充電を検出したときに、前記高周波レグの同期整流動作を停止するＰＷＭゲート制御信号を発生することを特徴とする制御方法。
7. 前記平滑コンデンサの両端のリンク電圧をモニタし、前記リンク電圧が所定値より高くなったときを前記逆充電を検出したときとすることを特徴とする請求項６に記載の制御方法。
8. 前記交流端子の交流端子電流をモニタし、前記交流端子電流の方向が回生方向であるときを前記逆充電を検出したときとすることを特徴とする請求項６に記載の制御方法。
9. 前記交流端子における交流端子電力をモニタし、前記交流端子電力がマイナスであるときを前記逆充電を検出したときとすることを特徴とする請求項６に記載の制御方法。
10. 前記交流端子における交流端子電圧をモニタし、前記交流端子電圧が基準電圧より高い期間が任意に設定した時間以上のときを前記逆充電を検出したときとすることを特徴とする請求項６に記載の制御方法。