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JP6054007B1 - Power converter - Google Patents

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JP6054007B1 JP2016550278A JP2016550278A JP6054007B1 JP 6054007 B1 JP6054007 B1 JP 6054007B1 JP 2016550278 A JP2016550278 A JP 2016550278A JP 2016550278 A JP2016550278 A JP 2016550278A JP 6054007 B1 JP6054007 B1 JP 6054007B1
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Abstract

パワーモジュール（８）のプラス端子から突入防止回路（３）までを接続するブスバー（１２）と平滑コンデンサ（６）のマイナス側端子からパワーモジュール（８）のマイナス端子までを接続するブスバー（１４）を対向して配置させるとともに、ブスバー（１２）に流れる電流の向きとブスバー（１４）に流れる電流の向きが逆になるようにし、更に突入防止回路（３）から平滑コンデンサ（６）のプラス側端子までを接続するブスバー（１３）とブスバー（１４）を対向して配置させるとともに、ブスバー（１３）に流れる電流の向きとブスバー（１４）に流れる電流の向きが逆になるようにすることにより、パワーモジュール（８）のプラス端子とマイナス端子間のインダクタンスを小さくする。A bus bar (12) for connecting the positive terminal of the power module (8) to the inrush prevention circuit (3) and a bus bar (14) for connecting the negative terminal of the smoothing capacitor (6) to the negative terminal of the power module (8) And the direction of the current flowing through the bus bar (12) and the direction of the current flowing through the bus bar (14) are reversed, and from the inrush prevention circuit (3) to the plus side of the smoothing capacitor (6). By arranging the bus bar (13) and the bus bar (14) that connect to the terminals to face each other, the direction of the current flowing through the bus bar (13) and the direction of the current flowing through the bus bar (14) are reversed. The inductance between the positive terminal and the negative terminal of the power module (8) is reduced.

Description

この発明は電力変換装置に関するものであり、特に電源投入時に発生する平滑コンデンサへの突入電流を抑制する回路構造に関するものである。   The present invention relates to a power converter, and more particularly to a circuit structure that suppresses an inrush current to a smoothing capacitor that occurs when power is turned on.

インバータ等の電力変換器では整流後の直流電圧を安定化させるために、大容量のコンデンサが設置されていることが多い。これら大容量のコンデンサを設置した場合、電源投入時にコンデンサの短絡が発生し、大電流が流れ、機器の破損に繋がる。これを防ぐために突入防止回路が用いられることはよく知られている。突入防止回路は一般的に整流直後の直流ラインに挿入する。この場合突入防止回路と平滑コンデンサを直列に配置することができる。特許文献１においては、突入防止回路を平滑コンデンサと直列に配置した例が開示されている。   In a power converter such as an inverter, a large-capacity capacitor is often installed in order to stabilize the rectified DC voltage. When these large-capacity capacitors are installed, a short circuit of the capacitor occurs when the power is turned on, and a large current flows, leading to damage to the equipment. It is well known that an inrush prevention circuit is used to prevent this. The inrush prevention circuit is generally inserted into a DC line immediately after rectification. In this case, the inrush prevention circuit and the smoothing capacitor can be arranged in series. In patent document 1, the example which has arrange | positioned the inrush prevention circuit in series with the smoothing capacitor is disclosed.

このように突入防止回路を平滑コンデンサと直列に配置することにより、誤ってインバータ側の出力端子に電源が接続されても、突入電流が流れることを防止し、インバータの電子部品を破損させることがないという利点がある。さらに突入防止回路のスイッチに流れる電流の大きさは、インバータに分流した後の電流となるため、後で述べる図１の構成に比べ、図２に示すように突入防止回路と平滑コンデンサを直列に接続した場合に電流の大きさは小さくなる。そのためスイッチとして使用するリレー、サイリスタまたはトランジスタの定格容量を下げ、低コスト、小型化を図ることができるという利点がある（特許文献１参照）。   By arranging the inrush prevention circuit in series with the smoothing capacitor in this way, even if the power supply is accidentally connected to the output terminal on the inverter side, the inrush current is prevented from flowing, and the electronic components of the inverter can be damaged. There is no advantage. Further, since the magnitude of the current flowing through the switch of the inrush prevention circuit is the current after being shunted to the inverter, the inrush prevention circuit and the smoothing capacitor are connected in series as shown in FIG. When connected, the magnitude of the current decreases. Therefore, there is an advantage that the rated capacity of a relay, thyristor, or transistor used as a switch can be reduced to reduce cost and size (see Patent Document 1).

特開平１−２１４２７０号公報JP-A-1-214270

上記特許文献１に示すように突入防止回路と平滑コンデンサとを直列に配置した場合、インバータと平滑コンデンサの間に突入防止回路を挿入するため、インバータのプラス端子からマイナス端子までの距離が大きくなってしまう。このためインピーダンスが大きくなり、インバータスイッチング時のサージ電圧の増加に繋がってしまう。従ってインバータの近くに配置されるスナバコンデンサの容量を大きくする必要があり、電力変換器のコスト増加に繋がってしまう。   When the inrush prevention circuit and the smoothing capacitor are arranged in series as shown in Patent Document 1, since the inrush prevention circuit is inserted between the inverter and the smoothing capacitor, the distance from the plus terminal to the minus terminal of the inverter is increased. End up. For this reason, the impedance increases, leading to an increase in surge voltage during inverter switching. Therefore, it is necessary to increase the capacity of the snubber capacitor arranged near the inverter, leading to an increase in the cost of the power converter.

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、回路全体のインピーダンスの増加を抑え、電力変換装置のコスト増加を防ぐことを目的とするものである。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to suppress an increase in impedance of the entire circuit and prevent an increase in the cost of a power conversion device.

この発明に係る電力変換装置は、交流電源から出力される交流を直流に変換するコンバータと、直流を充電する平滑コンデンサと、直流を交流に変換するインバータとを備え、
インバータのプラス端子とコンバータのプラス端子とを結ぶ線と、インバータのマイナス端子とコンバータのマイナス端子とを結ぶ線との間において、平滑コンデンサと突入防止回路とを直列に接続したものであって、
インバータのプラス端子から突入防止回路までを接続する第１導体と平滑コンデンサのマイナス側端子からインバータのマイナス端子までを接続する第３導体を対向して配置させるとともに、第１導体に流れる電流の向きと第３導体に流れる電流の向きが逆になるようにし、
突入防止回路から平滑コンデンサのプラス側端子までを接続する第２導体と第３導体を対向して配置させるとともに、第２導体に流れる電流の向きと第３導体に流れる電流の向きが逆になるようにし、
更に突入防止回路は抵抗とスイッチが並列に接続されることにより構成され、スイッチを構成する内部配線と第３導体を対向して配置させるとともに、内部配線に流れる電流の向きと第３導体に流れる電流の向きが逆になるようにしたものである。 The power conversion device according to the present invention includes a converter that converts alternating current output from an alternating current power source into direct current, a smoothing capacitor that charges direct current, and an inverter that converts direct current into alternating current,
A smoothing capacitor and an inrush prevention circuit are connected in series between a line connecting the plus terminal of the inverter and the plus terminal of the converter and a line connecting the minus terminal of the inverter and the minus terminal of the converter,
The first conductor connecting the inverter positive terminal to the inrush prevention circuit and the third conductor connecting the negative terminal of the smoothing capacitor to the inverter negative terminal are arranged opposite to each other, and the direction of the current flowing in the first conductor And the direction of the current flowing through the third conductor is reversed,
The second conductor and the third conductor that connect from the inrush prevention circuit to the positive side terminal of the smoothing capacitor are arranged to face each other, and the direction of the current flowing through the second conductor and the direction of the current flowing through the third conductor are reversed. the way,
Further, the inrush prevention circuit is configured by connecting a resistor and a switch in parallel, and the internal wiring and the third conductor constituting the switch are arranged to face each other, and the direction of the current flowing through the internal wiring and the third conductor are flowed. The current direction is reversed.

以上のように構成することにより、回路全体のインピーダンスの増加を抑えることができ、サージ電圧が大きくならないため、電力変換装置のコストの増加を防ぐことができる。   By configuring as described above, an increase in the impedance of the entire circuit can be suppressed, and the surge voltage does not increase, so that an increase in the cost of the power converter can be prevented.

一般的な電力変換装置を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows a general power converter device. 実施の形態１による電力変換装置を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a power conversion device according to a first embodiment. 実施の形態１による回路配置構造を示す斜視図である。1 is a perspective view showing a circuit arrangement structure according to Embodiment 1. FIG. 実施の形態１による電力変換装置を示す主要回路図である。1 is a main circuit diagram illustrating a power conversion device according to a first embodiment. 実施の形態２による回路配置構造を示す斜視図である。6 is a perspective view showing a circuit arrangement structure according to a second embodiment. FIG. 実施の形態３による電力変換装置を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a power conversion device according to a third embodiment. 実施の形態４による電力変換装置を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a power conversion device according to a fourth embodiment. 実施の形態５による電力変換装置を示す回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram showing a power conversion device according to a fifth embodiment. 実施の形態６による電力変換装置を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a power conversion device according to a sixth embodiment. 実施の形態６による電力変換装置を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a power conversion device according to a sixth embodiment. パワーリレーの動作を説明するための模式図である。It is a schematic diagram for demonstrating operation | movement of a power relay. 実施の形態７によるパワーリレーを示す斜視図である。FIG. 10 is a perspective view showing a power relay according to a seventh embodiment. 実施の形態７によるパワーリレーとブスバーの関係を示す斜視図である。It is a perspective view which shows the relationship between the power relay by Embodiment 7, and a bus bar. スイッチ側Ｙを示す模式図である。3 is a schematic diagram showing a switch side Y. FIG. 実施の形態８による回路配置構造を示す斜視図である。FIG. 20 is a perspective view showing a circuit arrangement structure according to an eighth embodiment. 実施の形態９による突入防止回路の構成を示した回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a rush prevention circuit according to a ninth embodiment.

実施の形態１．
図１は一般的な電力変換装置を示す回路図であり、突入防止回路と平滑コンデンサが直列に接続されていない回路図である。図２は突入防止回路と平滑コンデンサを直列に配置した例を示すものであり、本実施形態の基本回路構成を示すものである。図２において、三相電源１を整流器２（コンバータ）へ入力することで交流を直流に変換し、平滑コンデンサ６に充電する。図２においては整流器２としてダイオードを使用し、ダイオードをブリッジ構成した整流器２により全波整流するようにしている。平滑コンデンサ６の突入防止回路３は平滑コンデンサ６に対して直列に接続され、抵抗４とスイッチ５が並列に接続されている。本実施形態ではスイッチ５としてパワーリレーを使用する場合について説明する。又パワーリレーの他にサイリスタやトランジスタを使用してもよい。パワーモジュール８はインバータ回路を構成している。スナバコンデンサ７はパワーモジュール８の近くに配置され、スイッチング時のサージ電圧を抑制する役割を持つ。パワーモジュール８の出力にはモータ９を設置する。本実施形態においては、パワーモジュール８のプラス端子（Ｐ端子）１０と整流器２のプラス端子とを結ぶ線と、パワーモジュール８のマイナス端子（Ｎ端子）１１と整流器２のマイナス端子とを結ぶ線との間において、平滑コンデンサ６と突入防止回路３とを直列に接続したものである。Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a circuit diagram showing a general power converter, and is a circuit diagram in which an inrush prevention circuit and a smoothing capacitor are not connected in series. FIG. 2 shows an example in which an inrush prevention circuit and a smoothing capacitor are arranged in series, and shows a basic circuit configuration of this embodiment. In FIG. 2, the three-phase power source 1 is input to the rectifier 2 (converter) to convert alternating current into direct current and charge the smoothing capacitor 6. In FIG. 2, a diode is used as the rectifier 2 and full-wave rectification is performed by the rectifier 2 in which the diode is configured as a bridge. The inrush prevention circuit 3 of the smoothing capacitor 6 is connected in series to the smoothing capacitor 6, and the resistor 4 and the switch 5 are connected in parallel. In this embodiment, a case where a power relay is used as the switch 5 will be described. In addition to the power relay, a thyristor or a transistor may be used. The power module 8 constitutes an inverter circuit. The snubber capacitor 7 is disposed near the power module 8 and has a role of suppressing a surge voltage during switching. A motor 9 is installed at the output of the power module 8. In the present embodiment, a line connecting the plus terminal (P terminal) 10 of the power module 8 and the plus terminal of the rectifier 2, and a line connecting the minus terminal (N terminal) 11 of the power module 8 and the minus terminal of the rectifier 2. The smoothing capacitor 6 and the inrush prevention circuit 3 are connected in series.

次に突入防止回路３の動作について説明する。電源投入時はスイッチ５をＯＦＦし、平滑コンデンサ６に抵抗４を介して充電させることによって、突入電流を抑制する。平滑コンデンサ６が充電された後、スイッチ５をＯＮして、抵抗４に電流が流れないようにする。これにより突入電流を抑制することができる。突入防止回路３を平滑コンデンサ６と直列に配置したことにより、パワーモジュール８のプラス端子（Ｐ端子）１０から突入防止回路３及び平滑コンデンサ６を介したパワーモジュール８のマイナス端子（Ｎ端子）１１までの距離が長くなってしまい、インピーダンスが増加する。   Next, the operation of the inrush prevention circuit 3 will be described. When the power is turned on, the inrush current is suppressed by turning off the switch 5 and charging the smoothing capacitor 6 through the resistor 4. After the smoothing capacitor 6 is charged, the switch 5 is turned on so that no current flows through the resistor 4. Thereby, inrush current can be suppressed. By arranging the inrush prevention circuit 3 in series with the smoothing capacitor 6, the negative terminal (N terminal) 11 of the power module 8 through the inrush prevention circuit 3 and the smoothing capacitor 6 from the plus terminal (P terminal) 10 of the power module 8. This increases the distance until the impedance increases.

特にインダクタタンス成分が問題であり、パワーモジュール８のスイッチング時のＰ端子とＮ端子間のサージ電圧が大きくなり、パワーモジュール８の耐圧を超えてしまうことが懸念される。そこでスナバコンデンサ７の容量を増加させて、サージ電圧を抑制する必要があるため、電力変換装置のコスト増加を招く。従来においては、突入防止回路を平滑コンデンサと直列に挿入しても、インダクタンスの上昇を抑制することを考慮しておらず、コストの増加が避けられなかった。   In particular, the inductance component is a problem, and there is a concern that the surge voltage between the P terminal and the N terminal at the time of switching of the power module 8 increases and exceeds the withstand voltage of the power module 8. Therefore, since it is necessary to increase the capacity of the snubber capacitor 7 to suppress the surge voltage, the cost of the power converter is increased. Conventionally, even if an inrush prevention circuit is inserted in series with a smoothing capacitor, it is not considered to suppress an increase in inductance, and an increase in cost cannot be avoided.

そこで本実施形態ではインダクタンスの増加を抑制することのできる電力変換装置の部品の配置及び配線を構成したものである。即ち、パワーモジュール８のスイッチング素子を接続状態から切断状態にすることにより、電圧曲線にオーバーシュートの部分が生じ、このときの電圧がサージ電圧となる。このようにスイッチング素子が動作して電気回路が接続されている状態から切断されている状態に移行するときに生じるサージ電圧のうち定常的な電圧からの電圧増分ΔＶは、配線のインダクタンスをＬ、電流をｉ、および時間をｔとしたときに、ΔＶ＝Ｌ・（ｄｉ／ｄｔ）で表される。従ってサージ電圧を小さくするためには、配線インダクタンスによるインダクタンスＬを小さくすることが好ましいので、本発明ではこの配線インダクタンスを小さくするよう工夫をするものである。   Therefore, in the present embodiment, the arrangement and wiring of components of the power conversion device that can suppress an increase in inductance are configured. That is, when the switching element of the power module 8 is switched from the connected state to the disconnected state, an overshoot portion is generated in the voltage curve, and the voltage at this time becomes a surge voltage. Thus, the voltage increment ΔV from the steady voltage among the surge voltages generated when the switching element operates to shift from the state where the electrical circuit is connected to the state where the electrical circuit is disconnected is the inductance of the wiring L, When the current is i and the time is t, ΔV = L · (di / dt). Therefore, in order to reduce the surge voltage, it is preferable to reduce the inductance L due to the wiring inductance. Therefore, the present invention is devised to reduce the wiring inductance.

図３は実施の形態１による回路配置構造を示す斜視図であり、パワーモジュール８のＰ端子とＮ端子間の構造を示している。又図４は主要回路図である。図３において、本実施形態において重要な構成要素となるスイッチ５、平滑コンデンサ６、パワーモジュール８及びそれらを結線するためのブスバーを抽出して示している。結線するための配線は３つ存在し、ブスバー１２（第１導体）、ブスバー１３（第２導体）、ブスバー１４（第３導体）が必要となる。ブスバー１２はパワーモジュール８のＰ端子１０から突入防止回路３までを結線する。ブスバー１３は突入防止回路３から平滑コンデンサ６のプラス側端子までを接続する。そしてブスバー１４は平滑コンデンサ６のマイナス側端子からパワーモジュール８のＮ端子１１まで接続する。本実施形態においては、第１導体、第２導体、第３導体として立体的な構造を有するブスバー１２、１３、１４を採用したものである。   FIG. 3 is a perspective view showing a circuit arrangement structure according to the first embodiment, and shows a structure between the P terminal and the N terminal of the power module 8. FIG. 4 is a main circuit diagram. In FIG. 3, the switch 5, the smoothing capacitor 6, the power module 8, and the bus bars for connecting them, which are important components in the present embodiment, are shown. There are three wirings for connection, and the bus bar 12 (first conductor), the bus bar 13 (second conductor), and the bus bar 14 (third conductor) are required. The bus bar 12 connects the P terminal 10 of the power module 8 to the inrush prevention circuit 3. The bus bar 13 connects the inrush prevention circuit 3 to the plus side terminal of the smoothing capacitor 6. The bus bar 14 is connected from the negative terminal of the smoothing capacitor 6 to the N terminal 11 of the power module 8. In the present embodiment, the bus bars 12, 13, and 14 having a three-dimensional structure are employed as the first conductor, the second conductor, and the third conductor.

そしてブスバー１２とブスバー１３はプラス側電位となり、ブスバー１４がマイナス側電位となる。図３に示すように、ブスバー１２とブスバー１４を対向して配置するとともに、ブスバー１２を突入防止回路３に接続させる。そしてブスバー１３とブスバー１４を対向して配置するとともに、それぞれ平滑コンデンサ６の端子に接続させる。こうすることでパワーモジュール８のＰ端子とＮ端子間のインダクタンスが小さくなる。即ちブスバー１２とブスバー１４が対向している部分でブスバー１２に流れる電流とブスバー１４に流れる電流の向きが逆であるから、相互インダクタンスが負となり、又ブスバー１３とブスバー１４が対向している部分でブスバー１３に流れる電流とブスバー１４に流れる電流の向きが逆であるから、相互インダクタンスが負となり、従って自己インダクタンスとの和であるインダクタンス全体の値が小さくなる。以上のように構成することにより、パワーモジュール８のＰ端子とＮ端子間のインピーダンスの増加を抑えることができ、スナバコンデンサ７の大容量化を防ぐことができる。よって電力変換装置のコストの上昇を抑えることができる。   The bus bar 12 and the bus bar 13 have a positive potential, and the bus bar 14 has a negative potential. As shown in FIG. 3, the bus bar 12 and the bus bar 14 are arranged to face each other, and the bus bar 12 is connected to the inrush prevention circuit 3. The bus bar 13 and the bus bar 14 are arranged to face each other and are connected to the terminals of the smoothing capacitor 6. By doing so, the inductance between the P terminal and the N terminal of the power module 8 is reduced. That is, since the direction of the current flowing through the bus bar 12 and the direction of the current flowing through the bus bar 14 are opposite at the portion where the bus bar 12 and the bus bar 14 face each other, the mutual inductance becomes negative, and the portion where the bus bar 13 and the bus bar 14 face each other. Thus, since the direction of the current flowing through the bus bar 13 and the direction of the current flowing through the bus bar 14 are opposite, the mutual inductance becomes negative, and thus the value of the entire inductance, which is the sum of the self-inductance, becomes smaller. By configuring as described above, an increase in impedance between the P terminal and the N terminal of the power module 8 can be suppressed, and the increase in the capacity of the snubber capacitor 7 can be prevented. Therefore, an increase in cost of the power conversion device can be suppressed.

実施の形態２．
図５は実施の形態２による回路配置構造を示す斜視図であり、パワーモジュール８のＰ端子とＮ端子間の構造を示している。図５においては、本実施形態において重要な構成要素となるスイッチ５、平滑コンデンサ６、パワーモジュール８及びそれらを結線するためのブスバーを抽出して示している。図５において、パワーモジュール８と突入防止回路３と平滑コンデンサ６を一直線上に配置し、これらを結線する構成としたものである。即ち本実施形態においては、パワーモジュール８と突入防止回路３と平滑コンデンサ６の端子が設置されている上面部を同一平面上に配置するとともに、パワーモジュール８と突入防止回路３と平滑コンデンサ６の端子が一直線上に配置されるようにしたものである。更にブスバー１２、ブスバー１３、ブスバー１４の構成において、ブスバー１２とブスバー１４を対向して配置するとともに、ブスバー１２を突入防止回路３に接続させる。そしてブスバー１３とブスバー１４を対向して配置するとともに、それぞれ平滑コンデンサ６の端子に接続させる。Embodiment 2. FIG.
FIG. 5 is a perspective view showing a circuit arrangement structure according to the second embodiment, and shows a structure between the P terminal and the N terminal of the power module 8. In FIG. 5, the switch 5, the smoothing capacitor 6, the power module 8, and the bus bar for connecting them, which are important components in the present embodiment, are extracted and shown. In FIG. 5, the power module 8, the inrush prevention circuit 3, and the smoothing capacitor 6 are arranged on a straight line, and these are connected. That is, in the present embodiment, the upper surface portion on which the terminals of the power module 8, the inrush prevention circuit 3 and the smoothing capacitor 6 are arranged is arranged on the same plane, and the power module 8, the inrush prevention circuit 3 and the smoothing capacitor 6 are arranged. The terminals are arranged on a straight line. Further, in the configuration of the bus bar 12, the bus bar 13, and the bus bar 14, the bus bar 12 and the bus bar 14 are disposed to face each other, and the bus bar 12 is connected to the inrush prevention circuit 3. The bus bar 13 and the bus bar 14 are arranged to face each other and are connected to the terminals of the smoothing capacitor 6.

このようにパワーモジュール８と突入防止回路３と平滑コンデンサ６を一直線上に配置することで、入出力間の配線の長さが更に短くなり、実施の形態１と比較して、更にＰ端子とＮ端子間のインピーダンスを低減することができる。又実施の形態１と同様に、Ｐ端子とＮ端子間のブスバーを対向させることによって、パワーモジュール８のＰ端子とＮ端子間のインダクタンスを小さくすることもできる。以上のように本実施形態によれば、パワーモジュール８のＰ端子とＮ端子間のインピーダンスの増加を抑えることができ、スイッチ切替時のサージ電圧を小さくしてスナバコンデンサ７の大容量化を防ぐことができる。これにより電力変換装置のコスト上昇を抑えることができる。   Thus, by arranging the power module 8, the inrush prevention circuit 3 and the smoothing capacitor 6 on a straight line, the length of the wiring between the input and output is further shortened. Impedance between the N terminals can be reduced. Similarly to the first embodiment, the inductance between the P terminal and the N terminal of the power module 8 can be reduced by making the bus bar between the P terminal and the N terminal face each other. As described above, according to the present embodiment, an increase in impedance between the P terminal and the N terminal of the power module 8 can be suppressed, and the surge voltage at the time of switching the switch is reduced to prevent the snubber capacitor 7 from increasing in capacity. be able to. Thereby, the cost increase of a power converter device can be suppressed.

実施の形態３．
図６は実施の形態３による電力変換装置を示す回路図である。図６において、三相電源１から整流器２を用いて直流に変換し、この直流部には電源電流の高調波を抑えるため、直流リアクトル１５が配置されている。突入防止回路３は平滑コンデンサ６と直列に接続され、抵抗４とスイッチ５が並列に接続されていることにより構成されている。パワーモジュール８はインバータ回路を構成している。Embodiment 3 FIG.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a power converter according to the third embodiment. In FIG. 6, a DC reactor 15 is disposed in order to convert the three-phase power supply 1 into direct current using the rectifier 2 and suppress harmonics of the power supply current in this direct current portion. The inrush prevention circuit 3 is connected in series with the smoothing capacitor 6 and is configured by connecting the resistor 4 and the switch 5 in parallel. The power module 8 constitutes an inverter circuit.

スナバコンデンサ７はパワーモジュール８の近くに配置し、スイッチング時のサージ電圧を抑制する役割を持つ。パワーモジュール８の出力にはモータ９を設置する。本実施形態においては、新たに直流リアクトル１５を追加した場合においても、上記実施の形態１、２で説明した配線構造と同一の構造を採用したものである。これによりＰ端子とＮ端子間のインダクタンスを低減することができ、サージ電圧が大きくならないため、スナバコンデンサ７の容量を抑えることができる。さらに電力変換装置のコスト上昇を抑えることができる。   The snubber capacitor 7 is disposed near the power module 8 and has a role of suppressing a surge voltage during switching. A motor 9 is installed at the output of the power module 8. In the present embodiment, even when a DC reactor 15 is newly added, the same structure as the wiring structure described in the first and second embodiments is employed. As a result, the inductance between the P terminal and the N terminal can be reduced, and the surge voltage does not increase, so that the capacity of the snubber capacitor 7 can be suppressed. Furthermore, the cost increase of the power conversion device can be suppressed.

実施の形態４．
図７は実施の形態４による電力変換装置を示す回路図である。図７において、三相電源１と整流器２の間に電源電流の高調波を抑えるため、交流リアクトル１６が配置されている。三相電源１から整流器２を用いて直流に変換する。突入防止回路３は平滑コンデンサ６と直列に接続され、抵抗４とスイッチ５が並列に接続されることにより構成される。パワーモジュール８はインバータ回路を構成している。Embodiment 4 FIG.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a power converter according to the fourth embodiment. In FIG. 7, an AC reactor 16 is disposed between the three-phase power source 1 and the rectifier 2 in order to suppress harmonics of the power source current. The direct current is converted from the three-phase power source 1 using the rectifier 2. The inrush prevention circuit 3 is connected in series with the smoothing capacitor 6 and is configured by connecting the resistor 4 and the switch 5 in parallel. The power module 8 constitutes an inverter circuit.

スナバコンデンサ７はパワーモジュール８の近くに配置し、スイッチング時のサージ電圧を抑制する役割を持つ。パワーモジュール８の出力にはモータ９を設置する。本実施形態においては、新たに交流リアクトル１６を追加した場合においても、上記実施の形態１、２で説明した配線構造と同一の構造を採用したものである。これによりＰ端子とＮ端子間のインダクタンスを低減することができ、サージ電圧が大きくならないため、スナバコンデンサ７の容量を抑えることができる。さらに電力変換装置のコスト上昇を抑えることができる。   The snubber capacitor 7 is disposed near the power module 8 and has a role of suppressing a surge voltage during switching. A motor 9 is installed at the output of the power module 8. In this embodiment, even when an AC reactor 16 is newly added, the same structure as the wiring structure described in the first and second embodiments is employed. As a result, the inductance between the P terminal and the N terminal can be reduced, and the surge voltage does not increase, so that the capacity of the snubber capacitor 7 can be suppressed. Furthermore, the cost increase of the power conversion device can be suppressed.

実施の形態５．
図８は実施の形態５による電力変換装置を示す回路図である。本実施形態においては、単相電源１７を適用したものである。単相電源１７から整流器１８を用いて直流に変換し、平滑コンデンサ６に充電する。突入防止回路３は平滑コンデンサ６と直列に接続され、抵抗４とスイッチ５が並列に接続されることにより構成される。パワーモジュール８はインバータ回路を構成している。スナバコンデンサ７はパワーモジュール８の近くに配置し、スイッチング時のサージ電圧を抑制する役割を持つ。パワーモジュール８の出力にはモータ９を設置する。Embodiment 5. FIG.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a power converter according to the fifth embodiment. In the present embodiment, a single-phase power supply 17 is applied. The single phase power supply 17 is converted to direct current using a rectifier 18 and the smoothing capacitor 6 is charged. The inrush prevention circuit 3 is connected in series with the smoothing capacitor 6 and is configured by connecting the resistor 4 and the switch 5 in parallel. The power module 8 constitutes an inverter circuit. The snubber capacitor 7 is disposed near the power module 8 and has a role of suppressing a surge voltage during switching. A motor 9 is installed at the output of the power module 8.

本実施形態においても、上記実施の形態３、実施の形態４のように、直流リアクトルや交流リアクトルを挿入してもよい。本実施形態では単相整流器を用いた場合においても、上記実施の形態１、２で説明した配線構造と同一の構造を採用したものである。これによりＰ端子とＮ端子間のインダクタンスを低減することができ、サージ電圧が大きくならないため、スナバコンデンサ７の容量を抑えることができる。さらに電力変換装置のコスト上昇を抑えることができる。   Also in the present embodiment, a DC reactor or an AC reactor may be inserted as in the third embodiment and the fourth embodiment. In this embodiment, even when a single-phase rectifier is used, the same structure as the wiring structure described in the first and second embodiments is employed. As a result, the inductance between the P terminal and the N terminal can be reduced, and the surge voltage does not increase, so that the capacity of the snubber capacitor 7 can be suppressed. Furthermore, the cost increase of the power conversion device can be suppressed.

実施の形態６．
図９は実施の形態６による電力変換装置を示す回路図である。本実施形態においては、入力側のコンバータとして、スイッチング素子をブリッジ構成した整流回路を採用したものである。即ち図９においてはパワートランジスタ等を使用してコンバータを構成し、点弧制御できるようにしたものである。三相電源１からコンバータ１９を用いて直流に変換し、平滑コンデンサ６に充電する。突入防止回路３は平滑コンデンサ６と直列に接続され、抵抗４とスイッチ５が並列に接続されることにより構成される。又図９においては図示されていないが、突入防止回路３及び平滑コンデンサ６の右横にはインバータ回路を構成するパワーモジュール及びモータが設置されている。スナバコンデンサ７はパワーモジュールの近くに配置し、スイッチング時のサージ電圧を抑制する役割を持つ。パワーモジュールの出力にはモータを設置する。Embodiment 6 FIG.
FIG. 9 is a circuit diagram showing a power converter according to the sixth embodiment. In this embodiment, a rectifier circuit in which switching elements are configured as a bridge is employed as the input-side converter. That is, in FIG. 9, a power transistor or the like is used to constitute a converter so that ignition control can be performed. The three-phase power source 1 is converted to direct current using the converter 19 and the smoothing capacitor 6 is charged. The inrush prevention circuit 3 is connected in series with the smoothing capacitor 6 and is configured by connecting the resistor 4 and the switch 5 in parallel. Although not shown in FIG. 9, a power module and a motor constituting an inverter circuit are installed on the right side of the inrush prevention circuit 3 and the smoothing capacitor 6. The snubber capacitor 7 is disposed near the power module and has a role of suppressing a surge voltage during switching. A motor is installed at the output of the power module.

三相電源１側の電力変換器がスイッチングする点で上記実施形態１〜５とは異なる。図１０は別の形態による電力変換装置を示す回路図である。図１０に示すように、入力側の電力変換器を単相の回路としてもよい。本実施形態においても、上記実施の形態１、２で説明した配線構造と同一の構造を採用したものである。これによりＰ端子とＮ端子間のインダクタンスを低減することができ、サージ電圧が大きくならないため、スナバコンデンサ７の容量を抑えることができる。さらに電力変換装置のコスト上昇を抑えることができる。   It differs from the said Embodiments 1-5 by the point which the power converter by the side of the three-phase power supply 1 switches. FIG. 10 is a circuit diagram showing a power converter according to another embodiment. As shown in FIG. 10, the power converter on the input side may be a single-phase circuit. Also in this embodiment, the same structure as the wiring structure described in the first and second embodiments is employed. As a result, the inductance between the P terminal and the N terminal can be reduced, and the surge voltage does not increase, so that the capacity of the snubber capacitor 7 can be suppressed. Furthermore, the cost increase of the power conversion device can be suppressed.

実施の形態７．
前記においてスイッチ５としてパワーリレーを使用することに言及したが、本実施形態では、このパワーリレー内部のインダクタンスも低減するための構造について説明する。図１１はパワーリレーの動作を説明するための模式図、図１２はパワーリレーを示す斜視図である。図１１において、パワーリレーはＯＮ／ＯＦＦを制御する電磁側Ｘとスイッチとして動作するスイッチ側Ｙとから構成される。突入防止回路３において電流が流れるのはスイッチ側Ｙである。電磁側Ｘにおいて操作コイル３０に電流が流れ鉄心１００が磁化されることにより、鉄片１０１が移動し、この動きが伝えられることにより（矢印Ｚ）、スイッチ側Ｙにおいて可動接点３１が固定接点３２に接触することにより電流が流れる。Embodiment 7 FIG.
In the above description, the use of a power relay as the switch 5 is described. In the present embodiment, a structure for reducing the inductance inside the power relay will be described. FIG. 11 is a schematic diagram for explaining the operation of the power relay, and FIG. 12 is a perspective view showing the power relay. In FIG. 11, the power relay includes an electromagnetic side X that controls ON / OFF and a switch side Y that operates as a switch. In the inrush prevention circuit 3, the current flows on the switch side Y. When a current flows through the operating coil 30 on the electromagnetic side X and the iron core 100 is magnetized, the iron piece 101 moves, and this movement is transmitted (arrow Z), so that the movable contact 31 becomes a fixed contact 32 on the switch side Y. A current flows through contact.

図１２において、電磁側Ｘの入出力端子２１が細い端子２つに相当しており、スイッチ側Ｙの入出力端子２２が太い端子２つに相当しており、スイッチの内部配線２３は、２つの入出力端子２２を結ぶように構成される。図１３はパワーリレーとブスバーの関係を示す斜視図である。ブスバー１４とブスバー１２を対向させて配置させるとともに、ブスバー１３とブスバー１４を対向させて配置させる。本実施形態においては更にパワーリレー内部のインダクタンスを低減するために、マイナス側のブスバーであるブスバー１４をリレーの内部配線２３と平行になるように配線する。これにより内部配線２３に流れる電流とブスバー１４に流れる電流の向きが逆となり、相互インダクタンスが負となり、従って自己インダクタンスとの和であるインダクタンス全体の値が小さくなる。図１４はスイッチ側Ｙを示す模式図であり、図１４（Ａ）はＯＦＦの状態を示すとともに、図１４（Ｂ）はＯＮの状態を示している。図１４（Ｂ）に示すように、ＯＮの状態においては内部配線２３とブスバー１４とが平行になっている。これによりパワーリレーの内部インピーダンスを低減することができ、スナバコンデンサ７の容量の低減を実現することができる。さらに電力変換装置のコスト上昇を抑えることができる。   In FIG. 12, the input / output terminal 21 on the electromagnetic side X corresponds to two thin terminals, the input / output terminal 22 on the switch side Y corresponds to two thick terminals, and the internal wiring 23 of the switch is 2 Two input / output terminals 22 are connected. FIG. 13 is a perspective view showing the relationship between the power relay and the bus bar. The bus bar 14 and the bus bar 12 are arranged to face each other, and the bus bar 13 and the bus bar 14 are arranged to face each other. In this embodiment, in order to further reduce the inductance inside the power relay, the bus bar 14, which is the minus bus bar, is wired in parallel with the internal wiring 23 of the relay. As a result, the direction of the current flowing in the internal wiring 23 and the direction of the current flowing in the bus bar 14 are reversed, the mutual inductance becomes negative, and thus the value of the entire inductance, which is the sum of the self-inductance, is reduced. FIG. 14 is a schematic diagram showing the switch side Y. FIG. 14A shows an OFF state, and FIG. 14B shows an ON state. As shown in FIG. 14B, the internal wiring 23 and the bus bar 14 are parallel in the ON state. Thereby, the internal impedance of the power relay can be reduced, and the capacity of the snubber capacitor 7 can be reduced. Furthermore, the cost increase of the power conversion device can be suppressed.

実施の形態８．
上記実施の形態１から実施の形態７においては、パワーモジュール８とスイッチ５と平滑コンデンサ６をそれぞれ接続するための配線としてブスバーを用いた場合について説明した。これに対してプリント基板上に配線を実装して構成することもできる。
図１５は本実施の形態を示す斜視図であり、プリント基板２４に整流器２（コンバータ）とパワーモジュール８とスイッチ５と平滑コンデンサ６が接続されている。次にプリント基板２４の実装方法を説明する。例えば２層基板の上面にブスバー１２に相当する第１パターン（第１導体）、下面にブスバー１４に相当する第３パターン（第３導体）を配置することによって両者を対向させることができ、これによりインダクタンスを低減することができる。同様に２層基板の上面をブスバー１３に相当する第２パターン（第２導体）、下面にブスバー１４に相当する第３パターンを配置することによって両者を対向させることができ、これによりインダクタンスを低減することができる。即ち第１導体、第２導体、第３導体としてプリント基板２４に実装されたパターンを採用したものである。又図１５では、パワーモジュール８とスイッチ５と平滑コンデンサ６はプリント基板２４のすべて上面に配置されている場合を示しているが、それぞれの部品に対し上面下面のどちらに実装してもよい。本実施の形態を適用することで、インダクタンスを低減することができる。Embodiment 8 FIG.
In the first to seventh embodiments, the case where the bus bar is used as the wiring for connecting the power module 8, the switch 5, and the smoothing capacitor 6 has been described. On the other hand, wiring can be mounted on a printed board.
FIG. 15 is a perspective view showing the present embodiment. A rectifier 2 (converter), a power module 8, a switch 5, and a smoothing capacitor 6 are connected to a printed circuit board 24. Next, a method for mounting the printed circuit board 24 will be described. For example, by arranging a first pattern (first conductor) corresponding to the bus bar 12 on the upper surface of the two-layer substrate and a third pattern (third conductor) corresponding to the bus bar 14 on the lower surface, both can be made to face each other. Thus, the inductance can be reduced. Similarly, by disposing a second pattern (second conductor) corresponding to the bus bar 13 on the upper surface of the two-layer substrate and a third pattern corresponding to the bus bar 14 on the lower surface, both can be made to face each other, thereby reducing inductance. can do. That is, the patterns mounted on the printed circuit board 24 are employed as the first conductor, the second conductor, and the third conductor. 15 shows a case where the power module 8, the switch 5, and the smoothing capacitor 6 are all disposed on the upper surface of the printed circuit board 24, but each component may be mounted on either the upper surface or the lower surface. By applying this embodiment, inductance can be reduced.

尚回路図及び動作原理については上記実施の形態１で説明した場合と同じである。又本実施形態においても上記実施の形態２〜７の構成を採用することができる。例えばパワーモジュール８と突入防止回路３と平滑コンデンサ６の端子が設置されている面を同一平面上に配置するとともに、パワーモジュール８と突入防止回路３と平滑コンデンサ６の端子を一直線上に配置させることができる。又コンバータとしてダイオードをブリッジ構成した整流回路を使用することができる。又コンバータとしてスイッチング素子をブリッジ構成した整流回路を使用することができる。更には、突入防止回路３は抵抗４とスイッチ５が並列に接続されることにより構成され、スイッチ５を構成する内部配線と第３パターンを対向して配置させるとともに、内部配線に流れる電流の向きと第３パターンに流れる電流の向きが逆になるようにすることもできる。   The circuit diagram and operation principle are the same as those described in the first embodiment. Also in the present embodiment, the configurations of the second to seventh embodiments can be employed. For example, the surfaces on which the terminals of the power module 8, the inrush prevention circuit 3 and the smoothing capacitor 6 are arranged are arranged on the same plane, and the terminals of the power module 8, the inrush prevention circuit 3 and the smoothing capacitor 6 are arranged on a straight line. be able to. A rectifier circuit in which diodes are bridged can be used as the converter. A rectifier circuit in which switching elements are bridged can be used as a converter. Further, the inrush prevention circuit 3 is configured by connecting the resistor 4 and the switch 5 in parallel, and the internal wiring constituting the switch 5 and the third pattern are arranged to face each other, and the direction of the current flowing through the internal wiring is determined. The direction of the current flowing through the third pattern can be reversed.

実施の形態９．
実施の形態１から実施の形態８においては、突入防止回路３の構造は抵抗４とスイッチ５が並列接続されるリレーについて説明した。本実施の形態ではこれとは異なる突入防止回路の構成について説明する。スイッチとしては、トランジスタ等の半導体素子で代用できる。図１６はスイッチとして半導体素子を採用したものを示す回路図であり、図１６（Ａ）はスイッチとしてサイリスタ２５を用いた場合を示しており、スイッチをサイリスタ２５とダイオード２６の逆並列で構成したものである。簡単な動作例については、サイリスタ２５をＯＦＦした場合、抵抗４を介して平滑コンデンサ６を充電する。充電が完了したら、サイリスタ２５をＯＮして突入防止回路３を短絡させる。逆並列にダイオード２６を設けているのは、平滑コンデンサ６が放電するために必要だからであり、ダイオード２６が無いと、平滑コンデンサ６は放電できなくなる。Embodiment 9 FIG.
In the first to eighth embodiments, the structure of the inrush prevention circuit 3 has been described as the relay in which the resistor 4 and the switch 5 are connected in parallel. In the present embodiment, a configuration of an inrush prevention circuit different from this will be described. As the switch, a semiconductor element such as a transistor can be substituted. FIG. 16 is a circuit diagram showing a semiconductor element as a switch. FIG. 16A shows a case where a thyristor 25 is used as a switch. The switch is configured by anti-parallel of a thyristor 25 and a diode 26. FIG. Is. As for a simple operation example, when the thyristor 25 is turned off, the smoothing capacitor 6 is charged via the resistor 4. When charging is completed, the thyristor 25 is turned on to short-circuit the inrush prevention circuit 3. The reason why the diode 26 is provided in reverse parallel is that it is necessary for the smoothing capacitor 6 to discharge. Without the diode 26, the smoothing capacitor 6 cannot be discharged.

図１６（Ｂ）はＭＯＳＦＥＴ２７を用いた場合を示す回路図である。この場合についても上記と同様な方法で動作させることができる。ＭＯＳＦＥＴ２７を用いる場合、ＭＯＳＦＥＴは逆向きに流すことができるので、ダイオード２６を省略することもできる。図１６（Ｃ）はＩＧＢＴ２８を用いた場合を示す斜視図である。この場合についてもサイリスタを用いた場合と同様な手段で動作させることができる。本実施の形態の突入防止回路を用いることで実施の形態１と同様回路のインダクタンスを低減することができる。
尚本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。FIG. 16B is a circuit diagram showing the case where the MOSFET 27 is used. Also in this case, the operation can be performed in the same manner as described above. When the MOSFET 27 is used, the diode 26 can be omitted because the MOSFET can flow in the reverse direction. FIG. 16C is a perspective view showing the case where the IGBT 28 is used. Also in this case, it can be operated by the same means as in the case of using a thyristor. By using the inrush prevention circuit of the present embodiment, the circuit inductance can be reduced as in the first embodiment.
It should be noted that the present invention can be freely combined with each other within the scope of the invention, and each embodiment can be appropriately modified or omitted.

Claims (6)

交流電源から出力される交流を直流に変換するコンバータと、上記直流を充電する平滑コンデンサと、上記直流を交流に変換するインバータとを備え、
上記インバータのプラス端子と上記コンバータのプラス端子とを結ぶ線と、上記インバータのマイナス端子と上記コンバータのマイナス端子とを結ぶ線との間において、上記平滑コンデンサと突入防止回路とを直列に接続した電力変換装置において、
上記インバータの上記プラス端子から上記突入防止回路までを接続する第１導体と上記平滑コンデンサのマイナス側端子から上記インバータのマイナス端子までを接続する第３導体を対向して配置させるとともに、上記第１導体に流れる電流の向きと上記第３導体に流れる電流の向きが逆になるようにし、
上記突入防止回路から上記平滑コンデンサのプラス側端子までを接続する第２導体と上記第３導体を対向して配置させるとともに、上記第２導体に流れる電流の向きと上記第３導体に流れる電流の向きが逆になるようにし、
更に上記突入防止回路は抵抗とスイッチが並列に接続されることにより構成され、上記スイッチを構成する内部配線と上記第３導体を対向して配置させるとともに、上記内部配線に流れる電流の向きと上記第３導体に流れる電流の向きが逆になるようにした電力変換装置。 A converter that converts alternating current output from an alternating current power source into direct current, a smoothing capacitor that charges the direct current, and an inverter that converts the direct current into alternating current,
The smoothing capacitor and the inrush prevention circuit are connected in series between a line connecting the positive terminal of the inverter and the positive terminal of the converter and a line connecting the negative terminal of the inverter and the negative terminal of the converter. In the power converter,
The first conductor connecting the plus terminal of the inverter to the inrush prevention circuit and the third conductor connecting the minus terminal of the smoothing capacitor to the minus terminal of the inverter are arranged opposite to each other, and the first conductor The direction of the current flowing through the conductor and the direction of the current flowing through the third conductor are reversed,
The second conductor connecting the inrush prevention circuit to the positive terminal of the smoothing capacitor and the third conductor are arranged to face each other, and the direction of the current flowing through the second conductor and the current flowing through the third conductor are Make sure the direction is reversed ,
Further, the inrush prevention circuit is configured by connecting a resistor and a switch in parallel, and the internal wiring constituting the switch and the third conductor are arranged to face each other, and the direction of the current flowing in the internal wiring and the above-mentioned A power conversion device in which the direction of the current flowing through the third conductor is reversed. 上記第１導体、上記第２導体、上記第３導体としてブスバーを採用した請求項１記載の電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1, wherein a bus bar is adopted as the first conductor, the second conductor, and the third conductor. 上記コンバータと上記平滑コンデンサと上記インバータとを接続するプリント基板を設け、上記第１導体、上記第２導体、上記第３導体として上記プリント基板に実装されたパターンを採用した請求項１記載の電力変換装置。 The electric power according to claim 1, wherein a printed circuit board for connecting the converter, the smoothing capacitor, and the inverter is provided, and a pattern mounted on the printed circuit board is used as the first conductor, the second conductor, and the third conductor. Conversion device. 上記インバータと上記突入防止回路と上記平滑コンデンサの端子が設置されている面を同一平面上に配置するとともに、上記インバータと上記突入防止回路と上記平滑コンデンサの端子を一直線上に配置させた請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The surface on which the inverter, the inrush prevention circuit, and the terminal of the smoothing capacitor are installed is arranged on the same plane, and the inverter, the inrush prevention circuit, and the terminal of the smoothing capacitor are arranged in a straight line. The power converter according to any one of claims 1 to 3. 上記コンバータとしてダイオードをブリッジ構成した整流回路を使用した請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The power converter according to any one of claims 1 to 4, wherein a rectifier circuit in which a diode is bridged is used as the converter. 上記コンバータとしてスイッチング素子をブリッジ構成した整流回路を使用した請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。 The power converter according to any one of claims 1 to 4, wherein a rectifier circuit in which a switching element is configured as a bridge is used as the converter.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7027291B2 (en) 2018-09-28 2022-03-01 三菱重工業株式会社 Control device, its control method, control program, structure

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AT521941A1 (en) * 2018-12-13 2020-06-15 Schneider Electric Power Drives Gmbh Converter
US10741313B1 (en) * 2019-02-06 2020-08-11 Eaton Intelligent Power Limited Bus bar assembly with integrated surge arrestor
JP7303087B2 (en) * 2019-10-15 2023-07-04 ファナック株式会社 MOTOR DRIVING DEVICE HAVING SMOOTHING CAPACITOR AND SNUBBER CAPACITOR
JP7571417B2 (en) * 2020-08-11 2024-10-23 富士電機株式会社 Power Conversion Equipment
JPWO2023084726A1 (en) * 2021-11-12 2023-05-19
CN114123464A (en) * 2021-11-18 2022-03-01 庆安集团有限公司 Boarding gate control system and control method based on super capacitor

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60174492U (en) * 1984-04-23 1985-11-19 株式会社安川電機 Inrush current suppression device for inverter
JPH01214270A (en) * 1988-02-23 1989-08-28 Mitsubishi Electric Corp Interval device
JPH03285570A (en) * 1990-03-30 1991-12-16 Mitsubishi Electric Corp Inverter device
JPH03293973A (en) * 1990-02-20 1991-12-25 Mitsubishi Electric Corp Inverter device
JP2013090408A (en) * 2011-10-17 2013-05-13 Denso Corp Electric power conversion device
WO2014188803A1 (en) * 2013-05-21 2014-11-27 日立オートモティブシステムズ株式会社 Power conversion apparatus

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2242580B (en) * 1990-03-30 1994-06-15 Mitsubishi Electric Corp Inverter unit with improved bus-plate configuration
FR2864711B1 (en) * 2003-12-30 2006-04-21 Soule Protection Surtensions OVERVOLTAGE PROTECTION DEVICE WITH SIMULTANEOUS TRIGGERED PARALLEL ECLATORS
US7327166B2 (en) * 2005-08-18 2008-02-05 Texas Intruments Incorporated Reference buffer with improved drift
JP5205595B2 (en) * 2006-12-07 2013-06-05 日産自動車株式会社 Power converter and motor drive system
JP2010045218A (en) * 2008-08-13 2010-02-25 Toshiba Discrete Technology Kk Semiconductor device for electric power
JP5506740B2 (en) * 2011-05-31 2014-05-28 日立オートモティブシステムズ株式会社 Power converter
CN203553917U (en) * 2013-08-16 2014-04-16 深圳市中鹏电子有限公司 Two-stage power supply protection and distribution device
JP2015065767A (en) * 2013-09-25 2015-04-09 東芝ライテック株式会社 Rectifier circuit, electronic circuit and electronic device

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60174492U (en) * 1984-04-23 1985-11-19 株式会社安川電機 Inrush current suppression device for inverter
JPH01214270A (en) * 1988-02-23 1989-08-28 Mitsubishi Electric Corp Interval device
JPH03293973A (en) * 1990-02-20 1991-12-25 Mitsubishi Electric Corp Inverter device
JPH03285570A (en) * 1990-03-30 1991-12-16 Mitsubishi Electric Corp Inverter device
JP2013090408A (en) * 2011-10-17 2013-05-13 Denso Corp Electric power conversion device
WO2014188803A1 (en) * 2013-05-21 2014-11-27 日立オートモティブシステムズ株式会社 Power conversion apparatus

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7027291B2 (en) 2018-09-28 2022-03-01 三菱重工業株式会社 Control device, its control method, control program, structure

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