JP6010865B2 - COMMUNICATION DEVICE AND COMMUNICATION METHOD - Google Patents
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Description
本発明は、通信機および通信方法に関する。 The present invention relates to a communication device and a communication method.
OFDM(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing:直交周波数分割多重)方式の通信では、入力信号をサブキャリア変調し、IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation:逆高速フーリエ変換)を行い、ベースバンド信号を生成する。そのため、サブキャリアの数が増え、FFT(Fast Fourier Transformation:高速フーリエ変換)サイズが大きくなると、大きなピークを持つベースバンド信号が生成され、PAPR(Peak-to-Average Power Ratio:ピーク対平均電力比)が高くなるという性質を持っている。PAPRが高くなると、信号を歪みなく伝送するために広範囲において線形性を有する増幅器が必要となる。そこでPAPRを低減するための技術が開発されている。 In OFDM (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing) communication, an input signal is subjected to subcarrier modulation, IFFT (Inverse Fast Fourier Transformation) is performed, and a baseband signal is generated. Therefore, when the number of subcarriers increases and the FFT (Fast Fourier Transformation) size increases, a baseband signal with a large peak is generated, and the PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) ) Is high. As the PAPR increases, an amplifier having linearity in a wide range is required to transmit a signal without distortion. Therefore, techniques for reducing PAPR have been developed.
特許文献1の直交周波数分割多重通信装置では、PAPRを低減するため、IFFTを行う前に逐次決定法により算出した最適位相に基づきサブキャリア変調信号の位相を制御する。
In the orthogonal frequency division multiplexing communication apparatus of
OFDM方式の通信では、PAPRを低減することが課題となっている。特許文献1の直交周波数分割多重通信装置では、PAPRを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行い、サブキャリアごとに位相を制御する必要がある。
In OFDM communication, reducing PAPR is an issue. In the orthogonal frequency division multiplexing communication apparatus of
本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、OFDM方式の通信において、PAPRを低減し、PAPRの低減の程度を制御することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above-described circumstances, and an object of the present invention is to reduce PAPR and control the degree of PAPR reduction in OFDM communication.
上記目的を達成するため、本発明の第1の観点に係る通信機は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って変換データを生成するFFT手段と、
予め保持されている、前記送信信号の生成に用いられる挿入データによって決定される所定の範囲および前記送信信号の生成に用いられる分割単位に応じて定められる閾値を用いて、前記変換データにおいて同数の連続する要素から成る複数の分割単位の内、値が前記所定の範囲内である要素の数が前記閾値以上である分割単位を除く、分割単位を順に抽出する抽出手段と、
前記抽出手段で抽出された前記分割単位を、所定の変調方式で復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする。
In order to achieve the above object, a communication device according to the first aspect of the present invention provides:
A communication device that communicates with other devices by orthogonal frequency division multiplex communication wireless communication,
Receiving means for generating a base band signal by receiving the transmission signal,
FFT means for performing serial-parallel conversion on the baseband signal and performing fast Fourier transform to generate converted data ;
Using the predetermined range determined by the insertion data used for generation of the transmission signal and the threshold value determined according to the division unit used for generation of the transmission signal , the same number in the converted data An extracting means for sequentially extracting division units, excluding division units in which the number of elements having a value within the predetermined range is equal to or greater than the threshold value among a plurality of division units composed of continuous elements;
Demodulating means for demodulating the division unit extracted by the extracting means with a predetermined modulation method ;
It is characterized by providing.
本発明の第2の観点に係る通信方法は、
直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って変換データを生成するFFTステップと、
予め保持されている、前記送信信号の生成に用いられる挿入データによって決定される所定の範囲および前記送信信号の生成に用いられる分割単位に応じて定められる閾値を用いて、前記変換データにおいて同数の連続する要素から成る複数の分割単位の内、値が前記所定の範囲内である要素の数が前記閾値以上である分割単位を除く、分割単位 を順に抽出する抽出ステップと、
前記抽出ステップで抽出された前記分割単位を、所定の変調方式で復調する復調ステップと、
を備えることを特徴とする。
A communication method according to a second aspect of the present invention includes:
A communication method performed by a communication device that communicates with other devices by wireless communication of an orthogonal frequency division multiplex communication method,
A reception step of receiving a transmission signal and generating a baseband signal;
An FFT step of performing serial-parallel conversion on the baseband signal and performing fast Fourier transform to generate converted data;
Using the predetermined range determined by the insertion data used for generation of the transmission signal and the threshold value determined according to the division unit used for generation of the transmission signal, the same number in the converted data An extraction step for sequentially extracting division units, excluding division units in which the number of elements having a value within the predetermined range is greater than or equal to the threshold value among a plurality of division units composed of consecutive elements;
A demodulation step of demodulating the division unit extracted in the extraction step by a predetermined modulation method;
It is characterized by providing.
本発明によれば、OFDM方式の通信において、PAPRを低減し、PAPRの低減の程度を制御することが可能になる。 According to the present invention, it is possible to reduce PAPR and control the degree of PAPR reduction in OFDM communication.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。以下の説明において、IFFT(Inverse Fast Fourier Transformation:逆高速フーリエ変換)は、IFFTとIDFT(Inverse Discrete Fourier Transformation:逆離散フーリエ変換)を含む概念とする。したがって本発明の実施の形態においては、IFFTの代わりに、IDFTを行うよう構成してもよい。同様にFFT(Fast Fourier Transformation:高速フーリエ変換)は、FFTとDFT(Discrete Fourier Transformation:離散フーリエ変換)を含む概念とする。またIDFTおよびDFTを行う場合は、以下の説明におけるFFTサイズとは、DFTサイズを意味する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or equivalent parts are denoted by the same reference numerals. In the following description, IFFT (Inverse Fast Fourier Transformation) is a concept including IFFT and IDFT (Inverse Discrete Fourier Transformation). Therefore, in the embodiment of the present invention, IDFT may be performed instead of IFFT. Similarly, FFT (Fast Fourier Transformation) is a concept including FFT and DFT (Discrete Fourier Transformation). When performing IDFT and DFT, the FFT size in the following description means the DFT size.
図1は、本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機1は、OFDM(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing:直交周波数分割多重)方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機1は、アンテナ10、変調部11、直並列変換部12、演算部13、IFFT部14、判定部15、送信部16およびコントローラ20を備える。
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a communication device according to an embodiment of the present invention. The
コントローラ20は、CPU(Central Processing Unit:中央処理装置)21、RAM(Random Access Memory)23、およびROM(Read-Only Memory)24を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ20から各部への信号線が省略されているが、コントローラ20は通信機1の各部にI/O(Input/Output)22を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。
The
RAM23には、例えば送信フレームを生成するためのデータが記憶されている。ROM24は、コントローラ20が通信機1の動作を制御するための制御プログラムを格納する。コントローラ20は、制御プログラムに基づいて、通信機1を制御する。
In the
図2は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機1に受信機能をもたせるため、図2に示す通信機1はさらに復調部31、並直列変換部32、抽出部33、FFT部34、受信部35、および送受信切替部36を備える。送信機能および受信機能を備える図2に示す通信機1を用いて、通信機1が行う通信方法について以下に説明する。
FIG. 2 is a block diagram illustrating a different configuration example of the communication device according to the embodiment. In order to provide the above-described
変調部11は、入力信号を所定の変調方式で変調し、一次変調信号を生成し、直並列変換部12に送る。所定の変調方式は、例えばQPSK(Quadrature Phase-Shift Keying:四位相偏移変調)である。直並列変換部12は、一次変調信号を直並列変換し、並列信号であるサブキャリア変調信号を生成し、サブキャリア変調信号を演算部13に送る。演算部13は、サブキャリア変調信号において同数の連続する要素から成る複数の分割単位の内、先頭から順に1以上の任意の個数の分割単位を抽出する。演算部13は、抽出した分割単位のそれぞれの前後の任意の位置に、分割単位の要素数と同数の、サブキャリア変調信号の要素が取り得る値と異なる複素数、から成る挿入データを挿入し、要素数がFFTサイズに一致する演算データを生成する。演算部13は、演算データをIFFT部14に送る。
The
変調方式がQPSKの場合に、変調信号の各要素の絶対値をAとすると、変調信号の各要素が取り得る値は、A・ei(π/4)、A・ei(3π/4)、A・ei(−π/4)、およびA・ei(−3π/4)である。したがって変調方式がQPSKの場合には、挿入データの要素は前述のいずれの値とも異なる複素数である。受信側で分割単位と挿入データとを区別することができれば、挿入データの各要素は同じ値であってもよいし、互いに異なる値であってもよい。例えば挿入データを絶対値が(1/2)AのCAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)系列としてもよい。また例えば演算部13は、上記複素数を0とし、要素の値が0である挿入データを用いる。
When the modulation method is QPSK and the absolute value of each element of the modulation signal is A, the possible values of each element of the modulation signal are A · e i (π / 4) and A · e i (3π / 4). ) , A · e i (−π / 4) , and A · e i (−3π / 4) . Therefore, when the modulation method is QPSK, the element of the insertion data is a complex number different from any of the above values. As long as the receiving unit can distinguish between the division unit and the insertion data, each element of the insertion data may have the same value, or may have different values. For example, the insertion data may be a CAZAC (Constant Amplitude Zero Auto-Correlation) sequence having an absolute value of (1/2) A. For example, the
IFFT部14は、演算データのIFFTを行って逆変換データを生成し、判定部15に送る。判定部15は、逆変換データに基づくベースバンド信号のPAPR(Peak-to-Average Power Ratio:ピーク対平均電力比)を算出し、PAPRが基準に合致するか否かを判定する。PAPRが基準に合致しないと判定した場合には、その旨を演算部13に通知する。演算部13は、抽出する分割単位の数および/または挿入データを挿入する位置を変えて、新たな演算データを生成する。IFFT部14および判定部15は、新たな演算データについて上述の処理を行う。コントローラ20は、基準に合致する逆変換データを検出するまで、演算部13、IFFT部14、および判定部15に、上述の処理を繰り返し行わせる繰り返し手段としての動作を行う。
The IFFT
判定部15は、基準に合致する逆変換データを検出した場合には、送信部16に逆変換データを送る。判定部15は、所定の回数、例えば演算データの全てのパターンについて、上述の処理を繰り返し、最も上記PAPRが低い逆変換データを検出するように、または上記PAPRが所定の値以下である逆変換データを検出するように構成することができる。
When the
送信部16は、逆変換データを合成してベースバンド信号を生成し、ベースバンド信号から送信信号を生成して、送受信切替部36およびアンテナ10を介して、他の機器に送信信号を送信する。
The
FFTサイズをNとすると、サブキャリア変調信号dは、下記(1)式で表される。式中の添え字のTは、行列を転置表示していることを表す。これは以下の説明においても同様である。 When the FFT size is N, the subcarrier modulation signal d is expressed by the following equation (1). The subscript T in the formula indicates that the matrix is transposed. The same applies to the following description.
分割単位の個数をS個とすると、サブキャリア変調信号dは、下記(2)式で表される。添え字の括弧内の数字は、分割単位を一意に特定するための番号である。また各分割単位は、下記(3)式で表される。 When the number of division units is S, the subcarrier modulation signal d is expressed by the following equation (2). The number in the parenthesis of the subscript is a number for uniquely specifying the division unit. Each division unit is expressed by the following equation (3).
挿入データをzとする。演算部13が抽出する分割単位の数を1つとすると、演算データは、下記(4)式で表されるように、SC1=S通り存在する。演算部13は、複数の分割単位の内、先頭から順に1以上の任意の個数の分割単位を抽出するため、抽出する分割単位の数が1つである場合には、下記(4)式に示すように、d(1)を抽出し、d(1)の前後に挿入データzを挿入して演算データを生成する。
Let the insertion data be z. Assuming that the number of division units extracted by the
また下記(5)式で表されるように、演算部13が抽出する分割単位の数を2つとすると、演算データは、SC2通り存在する。
Also as shown by the following equation (5), the
また下記(6)式で表されるように、演算部13が抽出する分割単位の数を3つとすると、演算データは、SC3通り存在する。下記(7)式で表されるように、演算部13が抽出する分割単位の数を4つとすると、演算データは、SC4通り存在する。下記(8)式で表されるように、演算部13が抽出する分割単位の数をS個とすると、演算データは、SCS=1通り存在する。
Also as represented by the following formula (6), the
すなわち、抽出する分割単位の個数をkとすると、演算データのパターン数は、下記(9)式で表される。 That is, assuming that the number of division units to be extracted is k, the number of patterns of operation data is expressed by the following equation (9).
演算データのパターン数は合計で、下記(10)式で表される値となる。 The total number of patterns of calculation data is a value represented by the following equation (10).
下記(11)式に示す二項定理の公式に、x=1およびn=Sを代入して変形し、下記(12)式を得る。下記(12)式より、下記(13)式で示すように、演算データのパターン数の合計T=2S−1を得る。2S−1個の演算データに基づく逆変換データの内、逆変換データから生成されるベースバンド信号のPAPRが基準を満たす逆変換データを検出するまで、上述の処理を繰り返し行うことで、ベースバンド信号のPAPRを低減することが可能となる。 By substituting x = 1 and n = S into the formula of the binomial theorem shown in the following equation (11), the following equation (12) is obtained. From the following formula (12), as shown by the following formula (13), the total number T = 2 S −1 of the number of patterns of the operation data is obtained. By repeatedly performing the above-described processing until the inversely transformed data based on 2 S −1 operation data is detected until the inversely transformed data satisfying the criteria of the PAPR of the baseband signal generated from the inversely transformed data is obtained, The PAPR of the band signal can be reduced.
図3は、実施の形態に係る演算部が行う演算処理の例を示す図である。図3(a)は、複数のサブキャリア変調信号を表している。FFTサイズを8とすると、サブキャリア変調信号d[1]は、下記(14)式で表される。分割単位の個数Sを4とすると、サブキャリア変調信号d[1]は、下記(15)式で表される。また各分割単位は、下記(16)式で表される。 FIG. 3 is a diagram illustrating an example of arithmetic processing performed by the arithmetic unit according to the embodiment. FIG. 3A shows a plurality of subcarrier modulation signals. When the FFT size is 8, the subcarrier modulation signal d [1] is expressed by the following equation (14). When the number S of division units is 4, the subcarrier modulation signal d [1] is expressed by the following equation (15). Each division unit is expressed by the following equation (16).
後続のサブキャリア変調信号をd[2]、d[3]、d[4]とすると、各サブキャリア変調信号は、下記(17)式で表される。 When the subsequent subcarrier modulation signals are d [2], d [3], and d [4], each subcarrier modulation signal is expressed by the following equation (17).
演算部13は、分割単位d(1)[1]およびd(2)[1]を抽出し、図3(b)に示すように、挿入データzをd(1)[1]の後に2つ挿入して演算データを生成する。判定部15が、該演算データに対応する逆変換データに基づくベースバンド信号のPAPRが基準に合致すると判定した場合には、送信部16は、該演算データに対応する逆変換データに基づくベースバンド信号から生成した送信信号を送信する。
The
演算部13は、サブキャリア変調信号d[1]の内、送信されなかった分割単位d(3)[1]および分割単位d(4)[1]、および後続のサブキャリア変調信号d[2]の要素に基づき演算データを生成する。図3(b)に示すように、演算部13は、分割単位d(3)[1]、分割単位d(4)[1]、および分割単位d(1)[2]を抽出し、図3(b)に示すように、挿入データzを分割単位d(3)[1]の後に挿入して演算データを生成する。このように、演算データが生成され、PAPRが基準に合致する逆変換データに基づくベースバンド信号から送信信号が生成され、送信される。
The
図4は、実施の形態に係る通信機が行う送信制御の動作の一例を示すフローチャートである。変調部11は、入力信号を所定の変調方式で変調して一次変調信号を生成し、直並列変換部12は、一次変調信号を直並列変換し、並列信号であるサブキャリア変調信号を生成する(ステップS110)。演算部13は、サブキャリア変調信号において同数の連続する要素から成る複数の分割単位の内、先頭から順に1以上の任意の個数の分割単位を抽出し、抽出した分割単位のそれぞれの前後の任意の位置に、分割単位の要素数と同数の、サブキャリア変調信号の要素が取り得る値と異なる複素数、から成る挿入データを挿入し、要素数がFFTサイズに一致する演算データを生成する(ステップS120)。
FIG. 4 is a flowchart illustrating an example of a transmission control operation performed by the communication device according to the embodiment. The
IFFT部14は、演算データのIFFTを行って逆変換データを生成する(ステップS130)。判定部15は、逆変換データに基づくベースバンド信号のPAPRを算出する(ステップS140)。PAPRが基準に合致しないと判定した場合には(ステップS150;N)、ステップS120に戻り、演算部13は、抽出する分割単位の数および/または挿入データを挿入する位置を変えて、新たな演算データを生成する。
The
PAPRが基準に合致する判定した場合には(ステップS150;Y)、送信部16は、基準に合致する逆変換データを合成してベースバンド信号を生成し、ベースバンド信号から送信信号を生成して、送受信切替部36およびアンテナ10を介して、他の機器に送信信号を送信する(ステップS160)。
When it is determined that the PAPR matches the reference (step S150; Y), the
受信側での処理を以下に説明する。受信部35は、アンテナ10および送受信切替部36を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、直並列変換して、FFT部34に送る。FFT部34は、直並列変換されたベースバンド信号のFFTを行い、変換データを生成し、抽出部33に送る。抽出部33は、変換データにおいて、同数の連続する要素から成る複数の分割単位の内、値が所定の範囲内である要素の数が閾値以上である分割単位を除く、分割単位を順に抽出する。そして、抽出した分割単位を並直列変換部32に送る。
Processing on the receiving side will be described below. The receiving
分割単位は、送信側で用いたものと同じである。受信側では、分割単位についての情報を保持している。また送信側で値が0である挿入データを用いた場合には、抽出部33は、上記所定の範囲を、0の近傍の値である閾値以下とする。所定の範囲は、送信側で用いた挿入データによって決定され、受信側では所定の範囲についての情報を保持している。例えば送信側で絶対値が(1/2)AのCAZAC系列を挿入データとして用いた場合には、絶対値が(1/2)Aの近傍の範囲を所定の範囲とする。値が所定の範囲内である要素の数についての閾値は、分割単位の要素数に応じて任意に定めることができる。
The division unit is the same as that used on the transmission side. The receiving side holds information about the division unit. When insertion data having a value of 0 is used on the transmission side, the
送信側で値が0である挿入データを用いた場合を例にして説明する。抽出部33は、例えば下記(18)式に示す変換データを受け取ると、zの各要素は閾値以下であるから、d(1)[1]およびd(2)[1]を抽出し、並直列変換部32に送る。
A case will be described as an example where insertion data having a value of 0 is used on the transmission side. For example, when the
並直列変換部32は、抽出部33から受け取ったデータを並直列変換し、復調部31に送る。復調部31は、並直列変換部32で並直列変換されたデータを所定の変調方式で復調し、入力信号を復元する。なお復調部31は、バッファを備え、要素数の合計がFFTサイズに一致するまでデータを蓄積した後に、復調するようにしてもよい。
The parallel /
受信側では、所定の範囲についての情報を保持していれば、入力信号を復元できるため、送信側では、任意数の分割単位を抽出し、任意の位置に挿入データを挿入することができる。 On the receiving side, if the information about a predetermined range is held, the input signal can be restored. Therefore, on the transmitting side, an arbitrary number of division units can be extracted and insertion data can be inserted at an arbitrary position.
図5は、実施の形態に係る通信機が行う受信制御の動作の一例を示すフローチャートである。受信部35は、アンテナ10および送受信切替部36を介して送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成し、直並列変換する(ステップS210)。FFT部34は、直並列変換されたベースバンド信号のFFTを行い、変換データを生成する(ステップS220)。抽出部33は、変換データにおいて、同数の連続する要素から成る複数の分割単位の内、値が所定の範囲内である要素の数が閾値以上である分割単位を除く、分割単位を順に抽出する(ステップS230)。並直列変換部32は、抽出部33から受け取ったデータを並直列変換し、復調部31は、並直列変換部32で並直列変換されたデータを所定の変調方式で復調し、入力信号を復元する(ステップS240)。
FIG. 5 is a flowchart illustrating an example of a reception control operation performed by the communication device according to the embodiment. The receiving
以上説明したとおり、本発明の実施の形態に係る通信機1によれば、OFDM通信方式において、分割単位を抽出し、挿入データを挿入する演算を施すことで、PAPRを低減することが可能となる。また後述するとおり、PAPRの低減の程度を制御することが可能となる。
As described above, according to
(具体例)
次に、シミュレーションにより実施の形態に係る発明の効果を説明する。入力信号にランダム信号を用いて、従来技術と実施の形態に係る発明について、ベースバンド信号を生成し、PAPRの算出を繰り返すシミュレーションを行った。変調方式をQPSKとし、FFTサイズを2048として、従来技術と実施の形態に係る発明のPAPRのCCDF(Complementary Cumulative Distribution Function:相補累積分布関数)、すなわちPAPRの発生確率の特性を比較した。従来技術とは、上述のような演算処理を行わずに、入力信号を所定の変調方式で変調した信号からサブキャリア変調信号を生成し、IFFTを行ってベースバンド信号を生成する方法である。
(Concrete example)
Next, effects of the invention according to the embodiment will be described by simulation. Using a random signal as an input signal, a simulation was performed for generating the baseband signal and repeatedly calculating the PAPR for the related art and the invention according to the embodiment. The modulation system is QPSK, the FFT size is 2048, and the PAPR CCDF (Complementary Cumulative Distribution Function) of the invention according to the embodiment, that is, the characteristics of the occurrence probability of PAPR are compared. The prior art is a method of generating a baseband signal by generating a subcarrier modulation signal from a signal obtained by modulating an input signal by a predetermined modulation method without performing the above-described arithmetic processing, and performing IFFT.
図6は、実施の形態に係る通信機におけるベースバンド信号のPAPRのCCDF特性を示す図である。横軸はPAPR(単位:dB)、縦軸はPAPRのCCDFである。実施の形態に係る通信機1においては、分割単位の数を4つとした。分割単位が4の場合の、演算データのパターン数は、上記(13)式より、15個である。実施の形態に係る通信機1において、演算部13で抽出する分割単位の個数に制限を設けない場合をタイプ1とすると、タイプ1における演算データのパターン数は15個である。また演算部13で少なくとも2以上の分割単位を抽出するように制限する場合をタイプ2とすると、タイプ2における演算データのパターン数は、4C2+4C3+4C4=11個である。また演算部13で少なくとも3以上の分割単位を抽出するように制限する場合をタイプ3とすると、タイプ3における演算データのパターン数は、4C3+4C4=5個である。
FIG. 6 is a diagram illustrating the PAPR CCDF characteristics of the baseband signal in the communication device according to the embodiment. The horizontal axis is PAPR (unit: dB), and the vertical axis is PAPR CCDF. In the
従来技術のPAPRのCCDF特性を細い実線のグラフで示す。実施の形態に係る通信機1において、タイプ1のPAPRのCCDF特性が太い実線のグラフであり、タイプ2のPAPRのCCDF特性が一点鎖線のグラフであり、タイプ3のPAPRのCCDF特性が二点鎖線のグラフである。いずれの場合も、実施の形態に係る発明のPAPRは従来技術と比較して低減されていることがわかる。また演算データのパターン数が多くなるにつれて、PAPRがより低減されることがわかる。分割単位の個数を増やすと演算データのパターン数が多くなるため、分割単位の個数を増やすことで、PAPRをより低減することができる。
The CCDF characteristics of the prior art PAPR are shown by a thin solid line graph. In the
PAPRが最小となる場合の伝送率は、タイプ1が55.4%、タイプ2が69.5%、タイプ3が83.1%であった。
The transmission rates when PAPR is minimized were 55.4% for
また入力信号にサブキャリア変調信号の各要素の位相が一致するような、例えば値が全て0である同一信号を用いてシミュレーションを行った。入力信号に同一信号を用いた場合の従来技術のPAPRは33.1dBである。タイプ1におけるPAPRの最小値は27.1dBであり、その場合の伝送率は25%である。タイプ2におけるPAPRの最小値は30.1dBであり、その場合の伝送率は50%である。タイプ3におけるPAPRの最小値は31.9dBであり、その場合の伝送率は75%である。同一信号の場合は、伝送率を下げることで、PAPRが顕著に低減されている。
In addition, the simulation was performed using the same signal whose values are all 0, for example, the phase of each element of the subcarrier modulation signal matches the input signal. The PAPR of the prior art when the same signal is used as the input signal is 33.1 dB. The minimum value of PAPR in
PAPRと伝送率はトレードオフの関係にあるため、例えば伝送率の低下の程度を一定に抑えるために、演算部13は、複数の分割単位の内、半数以上の分割単位を抽出するようにしてもよい。
Since PAPR and the transmission rate are in a trade-off relationship, for example, in order to keep the rate of decrease in the transmission rate constant, the
なお実施の形態における、分割単位を抽出して挿入データを挿入する演算を行うことは、BER(Bit Error Rate:符号誤り率)に影響を与えない。 In the embodiment, the operation of extracting the division unit and inserting the insertion data does not affect the BER (Bit Error Rate).
上述のシミュレーションにより、実施の形態に係る発明においては、分割単位を抽出し、挿入データを挿入する演算を施すことで、PAPRを低減し、分割単位の数、抽出する分割単位の数、および挿入位置のいずれかを変更することで、PAPRの低減の程度を制御できることがわかった。 According to the above-described simulation, in the invention according to the embodiment, the division unit is extracted and the operation for inserting the insertion data is performed to reduce the PAPR, so that the number of division units, the number of division units to be extracted, and the insertion It was found that the degree of PAPR reduction can be controlled by changing any of the positions.
本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。変調部11の変調方式は、QPSKに限られず、QPSK以外のPSK(Phase Shift Keying:位相偏移変調)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation:直角位相振幅変調)などを用いることができる。変調部11と直並列変換部12の順序を変えて、入力信号を直並列変換してサブキャリア信号に割り当て、並列信号の各データを所定の変調方式で変調するよう構成してもよい。その場合、受信側では復調部31と並直列変換部32の順序を変えて、復調処理を行う。IFFT部14は、IFFTの代わりにIDFTを行うよう構成してもよいし、FFT部34は、FFTの代わりにDFTを行うよう構成してもよい。
The embodiment of the present invention is not limited to the above-described embodiment. The modulation method of the
1 通信機
10 アンテナ
11 変調部
12 直並列変換部
13 演算部
14 IFFT部
15 判定部
16 送信部
20 コントローラ
21 CPU
22 I/O
23 RAM
24 ROM
31 復調部
32 並直列変換部
33 抽出部
34 FFT部
35 受信部
36 送受信切替部
1 communication equipment
10 Antenna
11 Modulator
12 Series-parallel converter
13 Calculation unit
14 IFFT section
15 judgment part
16 Transmitter
20 controller
21 CPU
22 I / O
23 RAM
24 ROM
31 Demodulator
32 Parallel to serial converter
33 Extractor
34 FFT section
35 Receiver
36 Transmission / reception switching unit
Claims (2)
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信手段と、
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って変換データを生成するFFT手段と、
予め保持されている、前記送信信号の生成に用いられる挿入データによって決定される所定の範囲および前記送信信号の生成に用いられる分割単位に応じて定められる閾値を用いて、前記変換データにおいて同数の連続する要素から成る複数の分割単位の内、値が前記所定の範囲内である要素の数が前記閾値以上である分割単位を除く、分割単位を順に抽出する抽出手段と、
前記抽出手段で抽出された前記分割単位を、所定の変調方式で復調する復調手段と、
を備えることを特徴とする通信機。 A communication device that communicates with other devices by orthogonal frequency division multiplex communication wireless communication,
Receiving means for generating a base band signal by receiving the transmission signal,
FFT means for performing serial-parallel conversion on the baseband signal and performing fast Fourier transform to generate converted data ;
Using the predetermined range determined by the insertion data used for generation of the transmission signal and the threshold value determined according to the division unit used for generation of the transmission signal , the same number in the converted data An extracting means for sequentially extracting division units, excluding division units in which the number of elements having a value within the predetermined range is equal to or greater than the threshold value among a plurality of division units composed of continuous elements;
Demodulating means for demodulating the division unit extracted by the extracting means with a predetermined modulation method ;
A communication device comprising:
送信信号を受信してベースバンド信号を生成する受信ステップと、 A reception step of receiving a transmission signal and generating a baseband signal;
前記ベースバンド信号を直並列変換し、高速フーリエ変換を行って変換データを生成するFFTステップと、 An FFT step of performing serial-parallel conversion on the baseband signal and performing fast Fourier transform to generate converted data;
予め保持されている、前記送信信号の生成に用いられる挿入データによって決定される所定の範囲および前記送信信号の生成に用いられる分割単位に応じて定められる閾値を用いて、前記変換データにおいて同数の連続する要素から成る複数の分割単位の内、値が前記所定の範囲内である要素の数が前記閾値以上である分割単位を除く、分割単位を順に抽出する抽出ステップと、 Using the predetermined range determined by the insertion data used for generation of the transmission signal and the threshold value determined according to the division unit used for generation of the transmission signal, the same number in the converted data An extraction step for sequentially extracting division units, excluding division units in which the number of elements having a value within the predetermined range is greater than or equal to the threshold value among a plurality of division units composed of continuous elements;
前記抽出ステップで抽出された前記分割単位を、所定の変調方式で復調する復調ステップと、 A demodulation step of demodulating the division unit extracted in the extraction step by a predetermined modulation method;
を備えることを特徴とする通信方法。 A communication method comprising:
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