[go: up one dir, main page]

JP5862606B2 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
JP5862606B2
JP5862606B2 JP2013105564A JP2013105564A JP5862606B2 JP 5862606 B2 JP5862606 B2 JP 5862606B2 JP 2013105564 A JP2013105564 A JP 2013105564A JP 2013105564 A JP2013105564 A JP 2013105564A JP 5862606 B2 JP5862606 B2 JP 5862606B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
switching element
negative
lower arm
potential side
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
JP2013105564A
Other languages
English (en)
Other versions
JP2014230302A (ja
Inventor
智貴 鈴木
智貴 鈴木
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Denso Corp
Original Assignee
Denso Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Denso Corp filed Critical Denso Corp
Priority to JP2013105564A priority Critical patent/JP5862606B2/ja
Priority to US14/279,896 priority patent/US9543856B2/en
Publication of JP2014230302A publication Critical patent/JP2014230302A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5862606B2 publication Critical patent/JP5862606B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/538—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/689—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit
    • H03K17/691—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit using transformer coupling
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/493—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

本発明は、複数組の高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の直列接続体と、複数の前記低電位側スイッチング素子のそれぞれの両端のうち前記高電位側スイッチング素子と接続された側とは反対側同士を接続する共通の負極側母線と、複数の前記低電位側スイッチング素子のそれぞれに対応して設けられ、前記低電位側スイッチング素子を駆動する駆動回路と、複数の前記駆動回路のそれぞれと接続された共通の駆動電源と、を備える電力変換装置に関する。
この種の電力変換装置としては、下記特許文献１に見られるように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれの低電位側スイッチング素子（ＩＧＢＴ）に対応する駆動回路のグラウンドを負極側母線とする３相インバータ装置が知られている。詳しくは、この装置は、複数の駆動回路のそれぞれ及び駆動電源の間に介在するローパスフィルタ（ＬＣフィルタ）を備えている。
上記ＬＣフィルタは、負極側母線に電流が流れる状況下、負極側母線に生じる電圧降下によって駆動回路のグラウンド電位が変動することを抑制するために設けられている。グラウンド電位の変動を抑制することにより、駆動電源から駆動回路に対する入力電圧の変動を抑制することができる。
特開２００８−６１２９０号公報
ここで、ＬＣフィルタを設けることで、３相それぞれに対応する駆動回路のグラウンド電位の変動を抑制することはできる。ただし、３相の低電位側スイッチング素子のそれぞれと負極側母線との３つの接続点のうち、負極側母線において最も端となる接続点に駆動電源の負極端子を接続する構成を採用すると、以下に説明する問題が生じ得る。
上記３つの接続点のうち、負極側母線における駆動電源の負極端子の接続点及び残余の接続点の間の電位差は、負極側母線における残余の接続点及び負極端子の接続点の間のインダクタンスが大きくなるほど大きくなり得る。このため、上記３つの接続点のうち負極側母線において最も端となる接続点を基準点とする場合、負極側母線において基準点から最も離れた接続点をグラウンドとする駆動回路の入力電圧の変動が大きくなり得る。
ここで、入力電圧の変動が大きくなる場合であっても、駆動回路及び駆動電源の間に介在するＬＣフィルタの共振周波数を低くする等、ＬＣフィルタの能力を大きくすることで、入力電圧の変動を抑制することはできる。しかしながら、ＬＣフィルタの能力を大きくすると、ＬＣフィルタの体格が増大する懸念がある。
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、駆動電源及び駆動回路の間に介在するローパスフィルタに要求される能力を低減することで、ローパスフィルタの体格を小さくすることのできる電力変換装置を提供することにある。
上記課題を解決すべく、請求項１記載の発明は、複数組の高電位側スイッチング素子（Ｓ１￥ｐ；Ｓ１￥ｐ，Ｓ２￥ｐ；Ｓｃｐ，Ｓ２￥ｐ）及び低電位側スイッチング素子（Ｓ１￥ｎ；Ｓ１￥ｎ，Ｓ２￥ｎ；Ｓｃｎ，Ｓ２￥ｎ）の直列接続体と、複数の前記低電位側スイッチング素子のそれぞれの両端のうち前記高電位側スイッチング素子と接続された側とは反対側同士を接続する共通の負極側母線（５２ｎ）と、複数の前記低電位側スイッチング素子のそれぞれに対応して設けられ、前記低電位側スイッチング素子を駆動する駆動回路（Ｄｒ１￥；Ｄｒ１￥，Ｄｒ２￥；Ｄｒｃ，Ｄｒ２￥）と、複数の前記駆動回路のそれぞれと接続された共通の駆動電源（ＰＳ）と、を備え、複数の前記駆動回路のそれぞれは、自身に対応する前記低電位側スイッチング素子の両端のうち前記高電位側スイッチング素子と接続された側とは反対側の電位をグラウンド電位とし、前記負極側母線は、長尺状をなしており、複数の前記低電位側スイッチング素子のそれぞれは、前記負極側母線の延びる方向に沿って並ぶように前記負極側母線に接続され、前記駆動電源の負極端子（Ｔｐｎ）は、複数の前記低電位側スイッチング素子のそれぞれと前記負極側母線との複数の接続点のうち、前記負極側母線において最も端となる接続点以外の接続点に接続され、複数の前記駆動回路のうち前記負極端子が接続された前記低電位側スイッチング素子に対応する駆動回路（Ｄｒ１ｖ；Ｄｒ１ｗ；Ｄｒ２ｕ）以外の駆動回路、及び前記駆動電源の間に介在するローパスフィルタ（Ｆ１ｕ，Ｆ１ｗ；Ｆ１ｕ，Ｆ１ｖ，Ｆ２ｕ〜Ｆ２ｗ；Ｆｃ，Ｆ２ｖ，Ｆ２ｗ）を備えることを特徴とする。
上記発明では、複数の低電位側スイッチング素子のそれぞれと負極側母線との複数の接続点のうち、負極側母線において最も端となる接続点以外の接続点に駆動電源の負極端子を接続する。こうした構成によれば、上記最も端となる接続点に駆動電源の負極端子を接続する構成と比較して、複数の接続点のうち、駆動電源の負極端子の接続点及び残余の接続点の間の電位差の変動量を低減することができる。このため、複数の駆動回路のそれぞれの入力電圧の変動量を低減することができる。これにより、駆動回路及び駆動電源の間に介在するローパスフィルタの能力を低減することができ、ひいてはローパスフィルタの体格を小さくすることができる。
第１の実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。 同実施形態にかかる半導体モジュールの構成を示す斜視図。 同実施形態にかかる半導体モジュールが取り付けられた制御基板の平面図。 図３の側面図。 第１の実施形態にかかる絶縁電源及び駆動回路の構成図。 関連技術にかかる絶縁電源及び駆動回路の構成図。 関連技術にかかるローパスフィルタの効果を示す図。 ターンオン時間の定義の一例を示す図。 ターンオン時間の定義の一例を示す図。 第１の実施形態にかかる効果を示す図。 第２の実施形態にかかる絶縁電源及び駆動回路の構成図。 第３の実施形態にかかる絶縁電源及び駆動回路の構成図。 第４の実施形態にかかる絶縁電源及び駆動回路の構成図。 第５の実施形態にかかるＬＣフィルタの伝達率の周波数応答関数。
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換装置を車載主機として回転機及び内燃機関を備えるハイブリッド車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
図１に示すように、モータ制御システムは、第１のモータジェネレータ１０、第２のモータジェネレータ２０、第１のインバータ装置１２、第２のインバータ装置２２、昇圧コンバータ装置３０、及び制御装置４０を備えている。第１のモータジェネレータ１０及び第２のモータジェネレータ２０は、図示しない動力分割機構を介して駆動輪や車載主機としてのエンジンに連結されている。第１のモータジェネレータ１０は、第１のインバータ装置１２に接続され、車載主機等の役割を果たす。一方、第２のモータジェネレータ２０は、第２のインバータ装置２２に接続され、エンジンのクランク軸に初期回転を付与するスタータや、車載機器に給電するための発電機等の役割を果たす。第１のインバータ装置１２及び第２のインバータ装置２２は、３相インバータ装置であり、昇圧コンバータ装置３０を介して高電圧バッテリ５０（例えば、リチウムイオン２次電圧やニッケル水素２次電池）に接続されている。
昇圧コンバータ装置３０は、コンデンサ３２、リアクトル３４、上アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ、及び下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｎを備えている。詳しくは、これら昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎは、互いに直列接続されている。上アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ及び下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｎの直列接続体は、コンデンサ３２に並列接続され、上記直列接続体の接続点は、リアクトル３４を介して高電圧バッテリ５０の正極端子に接続されている。昇圧コンバータ装置３０は、これら昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎのオン操作（閉操作）及びオフ操作（開操作）によって、高電圧バッテリ５０の出力電圧（例えば２８８Ｖ）を所定の電圧（例えば「６５０Ｖ」）を上限として昇圧する機能を有する。なお、本実施形態において、昇圧コンバータ装置３０が「直流電源」に相当する。
第１のインバータ装置１２は、「第１の上アームスイッチング素子」としての第１の￥相上アームスイッチング素子Ｓ１￥ｐ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）、及び「第１の下アームスイッチング素子」としての第１の￥相下アームスイッチング素子Ｓ１￥ｎの直列接続体を３組備えている。詳しくは、第１の￥相上アーム，下アームスイッチング素子Ｓ１￥ｐ，Ｓ１￥ｎの接続点は、第１のモータジェネレータ１０の￥相に接続されている。
第２のインバータ装置２２は、「第２の上アームスイッチング素子」としての第２の￥相上アームスイッチング素子Ｓ２￥ｐ、及び「第２の下アームスイッチング素子」としての第２の￥相下アームスイッチング素子Ｓ２￥ｎの直列接続体を３組備えている。詳しくは、第２の￥相上アーム，下アームスイッチング素子Ｓ２￥ｐ，Ｓ２￥ｎの接続点は、第２のモータジェネレータ２０の￥相に接続されている。
ちなみに、本実施形態では、上記スイッチング素子Ｓｃ＃，Ｓ１￥＃，Ｓ２￥＃（＃＝ｐ，ｎ）として、電圧制御形の半導体スイッチング素子が用いられ、より具体的には、ＩＧＢＴが用いられている。そして、スイッチング素子Ｓｃ＃，Ｓ１￥＃，Ｓ２￥＃には、フリーホイールダイオードＤｃ＃，Ｄ１￥＃，Ｄ２￥＃が逆並列に接続されている。
また、本実施形態において、上アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ、第１の￥相上アームスイッチング素子Ｓ１￥ｐ及び第２の￥相上アームスイッチング素子Ｓ２￥ｐのそれぞれが「高電位側スイッチング素子」に相当する。さらに、下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｎ、第１の￥相下アームスイッチング素子Ｓ１￥ｎ及び第２の￥相下アームスイッチング素子Ｓ２￥ｎのそれぞれが「低電位側スイッチング素子」に相当する。
上記スイッチング素子Ｓｃ＃，Ｓ１￥＃，Ｓ２￥＃と、フリーホイールダイオードＤｃ＃，Ｄ１￥＃，Ｄ２￥＃とは、図２に示すように、モジュール化されている。本実施形態では、上アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ（又は下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｎ）及びこれに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードＤｃｐ（又はＤｃｎ）がモジュール化された部材を、上アーム昇圧モジュールＭｃｐ（又は下アーム昇圧モジュールＭｃｎ）と称すこととする。また、第１の￥相上アームスイッチング素子Ｓ１￥ｐ（又は第１の￥相下アームスイッチング素子Ｓ１￥ｎ）及びこれに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードＤ１￥ｐ（又はＤ１￥ｎ）がモジュール化された部材を、第１の￥相上アームモジュールＭ１￥ｐ（又は第１の￥相下アームモジュールＭ１￥ｎ）と称すこととする。さらに、第２の￥相上アームスイッチング素子Ｓ２￥ｐ（又は第２の￥相下アームスイッチング素子Ｓ２￥ｎ）及びこれに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードＤ２￥ｐ（又はＤ２￥ｎ）がモジュール化された部材を、第２の￥相上アームモジュールＭ２￥ｐ（又は第２の￥相下アームモジュールＭ２￥ｎ）と称すこととする。
上記モジュールの構成について、第１の￥相上アームモジュールＭ１￥ｐを例にして説明する。第１の￥相上アームモジュールＭ１￥ｐは、第１の￥相上アームスイッチング素子Ｓ１￥ｐ及びフリーホイールダイオードＤ１￥ｐを内蔵した本体部１００と、本体部１００から突出した複数の制御端子１０２と、本体部１００から突出した一対のパワー端子とを備えている。ここで、複数の制御端子１０２には、第１の￥相上アームスイッチング素子Ｓ１￥ｐのゲートに短絡される端子が含まれている。また、一対のパワー端子は、第１の￥相上アームスイッチング素子Ｓ１￥ｐのコレクタに短絡されるコレクタ端子ＴＣ、及び第１の￥相上アームスイッチング素子Ｓ１￥ｐのエミッタに短絡されるエミッタ端子ＴＥである。
本体部１００は、扁平な直方体形状をなしている。本体部１００の対向する一対の表面である第１，第２面のうち第１面には、この表面から垂直に突出するように複数の制御端子１０２が設けられている。また、第２面には、この表面から垂直に突出するようにコレクタ端子ＴＣ及びエミッタ端子ＴＥが設けられている。
先の図１に戻り、上アーム昇圧モジュールＭｃｐ、第１の￥相上アームモジュールＭ１￥ｐ及び第２の￥相上アームモジュールＭ２￥ｐのそれぞれのコレクタ端子ＴＣ同士は、共通の正極側バスバー５２ｐ（共通の正極側母線）によって接続されている。また、下アーム昇圧モジュールＭｃｎ、第１の￥相下アームモジュールＭ１￥ｎ及び第２の￥相下アームモジュールＭ２￥ｎのそれぞれのエミッタ端子ＴＥ同士は、共通の負極側バスバー５２ｎ（「負極側母線」に相当）によって接続されている。負極側バスバー５２ｎは、高電圧バッテリ５０の負極端子に接続されている。
第１の￥相上アームモジュールＭ１￥ｐのエミッタ端子ＴＥは、第１の￥相下アームモジュールＭ１￥ｎのコレクタ端子ＴＣと接続されている。第１の￥相上アームモジュールＭ１￥ｐのエミッタ端子ＴＥと、第１の￥相下アームモジュールＭ１￥ｎのコレクタ端子ＴＣとの接続点は、第１のモータジェネレータ１０の￥相に接続されている。
一方、第２の￥相上アームモジュールＭ２￥ｐのエミッタ端子ＴＥは、第２の￥相下アームモジュールＭ２￥ｎのコレクタ端子ＴＣと接続されている。第２の￥相上アームモジュールＭ２￥ｐのエミッタ端子ＴＥと、第２の￥相下アームモジュールＭ２￥ｎのコレクタ端子ＴＣとの接続点は、第２のモータジェネレータ２０の￥相に接続されている。他方、上アーム昇圧モジュールＭｃｐのエミッタ端子ＴＥと、下アーム昇圧モジュールＭｃｎのコレクタ端子ＴＣとは接続されている。
図３及び図４に、各モジュールの配置手法について説明する。ここで、図３は、各モジュールが取り付けられた制御基板４６の平面図であり、図４は、制御基板４６の側面図である。なお、本実施形態では、制御基板４６の板厚方向をＺ方向と定義する。また、制御基板４６の板面の正面視において、制御基板４６の板面と平行な方向に、互いに９０度ずれたＸ，Ｙ方向を定義する。
図示されるように、制御基板４６は、その板面の正面視において矩形形状（より詳しくは長方形状）をなしている。制御基板４６は、各モジュール、正極側バスバー５２ｐ及び負極側バスバー５２ｎとともに、電力変換装置の図示しない筐体に収容されている。制御基板４６には、上アーム昇圧モジュールＭｃｐ、第１のＵ〜Ｗ相上アームモジュールＭ１ｕｐ〜Ｍ１ｗｐ、及び第２のＵ〜Ｗ相上アームモジュールＭ２ｕｐ〜Ｍ２ｗｐのそれぞれが制御端子１０２を介して取り付けられている。詳しくは、制御基板４６の板面の正面視において、上アーム昇圧モジュールＭｃｐ、第１のＵ〜Ｗ相上アームモジュールＭ１ｕｐ〜Ｍ１ｗｐ、第２のＵ〜Ｗ相上アームモジュールＭ２ｕｐ〜Ｍ２ｗｐの順でＹ方向に一列に並んで、これらモジュールが制御端子１０２を介して取り付けられている。
また、制御基板４６には、制御基板４６の板面の正面視において、下アーム昇圧モジュールＭｃｎ、第１のＵ〜Ｗ相下アームモジュールＭ１ｕｎ〜Ｍ１ｗｎ、第２のＵ〜Ｗ相下アームモジュールＭ２ｕｎ〜Ｍ２ｗｎの順でＹ方向に一列に並んで、これらモジュールが制御端子１０２を介して取り付けられている。特に本実施形態では、上アーム昇圧モジュールＭｃｐ、第１のＵ〜Ｗ相上アームモジュールＭ１ｕｐ〜Ｍ１ｗｐ、第２のＵ〜Ｗ相上アームモジュールＭ２ｕｐ〜Ｍ２ｗｐの列と、下アーム昇圧モジュールＭｃｎ、第１のＵ〜Ｗ相下アームモジュールＭ１ｕｎ〜Ｍ１ｗｎ、第２のＵ〜Ｗ相下アームモジュールＭ２ｕｎ〜Ｍ２ｗｎの列とが並列配置されている。なお、各モジュール間には、実際には、各モジュールを冷却する図示しない冷却装置が介在する。
上アーム昇圧モジュールＭｃｐ、第１のＵ〜Ｗ相上アームモジュールＭ１ｕｐ〜Ｍ１ｗｐ、及び第２のＵ〜Ｗ相上アームモジュールＭ２ｕｐ〜Ｍ２ｗｐのそれぞれは、長尺板状の正極側バスバー５２ｐによって互いに接続されている。詳しくは、正極側バスバー５２ｐは、直線形状、又は直線形状となる部分を備える導電部材である。これらモジュールＭｃｐ，Ｍ１ｕｐ〜Ｍ１ｗｐ，Ｍ２ｕｐ〜Ｍ２ｗｐは、正極側バスバー５２ｐが直線状に延びる方向に沿って並んで、正極側バスバー５２ｐに接続されている。
一方、下アーム昇圧モジュールＭｃｎ、第１のＵ〜Ｗ相下アームモジュールＭ１ｕｎ〜Ｍ１ｗｎ、第２のＵ〜Ｗ相下アームモジュールＭ２ｕｎ〜Ｍ２ｗｎのそれぞれは、長尺板状の負極側バスバー５２ｎによって互いに接続されている。詳しくは、負極側バスバー５２ｎは、直線形状、又は直線形状となる部分を備える導電部材である。これらモジュールＭｃｎ，Ｍ１ｕｎ〜Ｍ１ｗｎ，Ｍ２ｕｎ〜Ｍ２ｗｎは、負極側バスバー５２ｎが直線状に延びる方向に沿って並んで、負極側バスバー５２ｎに接続されている。
なお、正極側バスバー５２ｐ及び負極側バスバー５２ｎとしては、１の導電部材で形成されたものであってもよいし、２以上の導電部材が一体化されて形成されたものであってもよい。
先の図１に戻り、制御装置４０は、低電圧バッテリ４２を電源し、マイコンを主体として構成されている。制御装置４０は、第1，第２のモータジェネレータ１０，２０の制御量（トルク）をその指令値（以下、指令トルクＴｒｑ＊）に制御すべく、第1，第２のインバータ装置１２，２２や昇圧コンバータ装置３０を操作する。詳しくは、制御装置４０は、第１のインバータ装置１２を構成するスイッチング素子Ｓ１￥＃をオンオフ操作すべく、操作信号ｇ１￥＃を生成してスイッチング素子Ｓ１￥＃の駆動回路に対して出力する。また、制御装置４０は、第２のインバータ装置２２を構成するスイッチング素子Ｓ２￥＃をオンオフ操作すべく、操作信号ｇ２￥＃を生成してスイッチング素子Ｓ２￥＃の駆動回路に対して出力する。さらに、制御装置４０は、昇圧コンバータ装置３０を構成するスイッチング素子Ｓｃ＃をオンオフ操作すべく、操作信号ｇｃ＃を生成してスイッチング素子Ｓｃ＃の駆動回路に対して出力する。
ちなみに、高電位側操作信号ｇｃｐ，ｇ１￥ｐ，ｇ２￥ｐと、対応する低電位側操作信号ｇｃｎ，ｇ１￥ｎ，ｇ２￥ｎとは、互いに相補的な信号となっている。すなわち、高電位側スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓ１￥ｐ，Ｓ２￥ｐと、対応する低電位側スイッチング素子Ｓｃｎ，Ｓ１￥ｎ，Ｓ２￥ｎとは、交互にオン状態とされる。
インターフェース４４は、高電圧バッテリ５０、第１，第２のインバータ装置１２，２２、昇圧コンバータ装置３０及び第1，第２のモータジェネレータ１０，２０を備える高電圧システムと、低電圧バッテリ４２及び制御装置４０を備える低電圧システムとの間を電気的に絶縁しつつ、これらシステム間の信号の伝達を行う機能を有する。本実施形態において、インターフェース４４は、光絶縁素子（フォトカプラ）を備えている。なお、本実施形態において、低電圧システムの基準電位ＶｓｔＬと、高電圧システムの基準電位ＶｓｔＨとは相違している。特に、本実施形態では、高電圧システムの基準電位ＶｓｔＨが高電圧バッテリ５０の負極端子の電位に設定され、低電圧システムの基準電位ＶｓｔＬが高電圧バッテリ５０の正極端子の電位及び負極端子の電位との中央値である車体電位に設定されている。
続いて、各スイッチング素子Ｓｃ＃，Ｓ１￥＃，Ｓ２￥＃を駆動する駆動回路、及びこれら駆動回路に電力を供給する絶縁電源の構成について説明する。ここで、本実施形態では、上アーム，下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎ、第１の￥相上アームスイッチング素子Ｓ１￥ｐ、及び第２の￥相上アームスイッチング素子Ｓ２￥ｐのそれぞれに対応する駆動回路には、各別の絶縁電源によって電力が供給される。また、第１のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｎ〜Ｓ１Ｗｎのそれぞれに対応する駆動回路には、共通の絶縁電源によって電力が供給され、第２のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｎ〜Ｓ１Ｗｎのそれぞれに対応する駆動回路には、共通の絶縁電源によって電力が供給される。本実施形態では、第１のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｕｎ〜Ｓ１ｗｎのそれぞれに対応する駆動回路及び絶縁電源と、第２のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ２ｕｎ〜Ｓ２ｗｎのそれぞれに対応する駆動回路及び絶縁電源とが、基本的には同一の構成である。このため、本実施形態では、図５を用いて、第１のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｕｎ〜Ｓ１ｗｎのそれぞれに対応する駆動回路、及びこれら駆動回路に電力を供給する絶縁電源の構成を例にして説明する。
図示されるように、絶縁電源ＰＳ（「駆動電源」に相当）は、１次側コイル６０ａ及び２次側コイル６０ｂを有するトランス６０、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、電圧制御用スイッチング素子６２）、電源用ダイオード６４、電源用コンデンサ６６、並びに電源ＩＣ６８を備えるフライバック式のスイッチング電源である。詳しくは、低電圧バッテリ４２の両端同士は、１次側コイル６０ａ及び電圧制御用スイッチング素子６２を介して接続されている。一方、２次側コイル６０ｂの両端同士は、電源用ダイオード６４及び電源用コンデンサ６６の直列接続体を介して接続されている。
電源用ダイオード６４及び電源用コンデンサ６６の接続点（以下、絶縁電源ＰＳの正極端子Ｔｐｐ）は、第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎに対応する駆動回路（以下、第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖ）の第１の端子Ｔ１に接続されている。また、２次側コイル６０ｂ及び電源用コンデンサ６６の接続点（以下、絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎ）は、第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖの第２の端子Ｔ２に接続されている。
上記正極端子Ｔｐｐは、第１のＵ相ローパスフィルタＦ１ｕを介して第１のＵ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｕｎに対応する駆動回路（以下、第１のＵ相駆動回路Ｄｒ１ｕ）に接続されている。また、上記正極端子Ｔｐｐは、第１のＷ相ローパスフィルタＦ１ｗを介して第１のＷ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｗｎに対応する駆動回路（以下、第１のＷ相駆動回路Ｄｒ１ｗ）に接続されている。なお、絶縁電源ＰＳ及び第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖの間には、ローパスフィルタが設けられていない。
第１のＵ相ローパスフィルタＦ１ｕは、第１のＵ相インダクタ７０ｕ及び第１のＵ相コンデンサ７２ｕを備えるＬＣフィルタであり、第１のＷ相ローパスフィルタＦ１ｗは、第１のＷ相インダクタ７０ｗ及び第１のＷ相コンデンサ７２ｗを備えるＬＣフィルタである。なお、本実施形態では、電源用コンデンサ６６、第１のＵ相コンデンサ７２ｕ及び第１のＷ相コンデンサ７２ｗとして、電解コンデンサを用いている。
第１のＵ，Ｗ相ローパスフィルタＦ１ｕ，Ｆ１ｗは、負極側バスバー５２ｎに電流が流れる状況下、負極側バスバー５２ｎにおける電圧降下により、各駆動回路のグラウンド電位が変動し、絶縁電源ＰＳから駆動回路への入力電圧が変動することを抑制するために設けられている。ここで、図５には、負極側バスバー５２ｎにおける電圧降下の要因として、負極側バスバー５２ｎの寄生インダクタ（図中、２００，２０２にて表記）を例示した。なお、本実施形態では、負極側バスバー５２ｎのうち、第１のＵ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｕｎとの接続点及び第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎとの接続点の間の寄生インダクタ２００のインダクタンスと、第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎとの接続点及び第１のＷ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｗｎとの接続点の間の寄生インダクタ２０２のインダクタンスとが等しいこととする。このため、寄生インダクタ２００，２０２のそれぞれによる電圧降下量「ΔＶ」は等しい。
電圧制御用スイッチング素子６２は、電源ＩＣ６８によってオンオフ操作される。詳しくは、電源ＩＣ６８は、絶縁電源ＰＳの出力電圧を目標電圧（例えば１５Ｖ）に制御すべく、電圧制御用スイッチング素子６２をオンオフ操作する。
続いて、本実施形態にかかる駆動回路Ｄｒ１ｕ〜Ｄｒ１ｗの詳細について説明する。本実施形態では、各スイッチング素子Ｓｃ＃，Ｓ１￥＃，Ｓ２￥＃のそれぞれに対応する駆動回路の構成が同一であるとする。このため、駆動回路の構成について、第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖを例にして説明する。
第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖの第１の端子Ｔ１は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、充電用スイッチング素子８０）、充電用抵抗体８２、及び第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖの第３の端子Ｔ３を介して第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎの開閉制御端子（ゲート）に接続されている。また、第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎのゲートは、第３の端子Ｔ３、放電用抵抗体８４、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（以下、放電用スイッチング素子８６）、及び第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖの第４の端子Ｔ４を介して第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎの出力端子（エミッタ）に接続されている。
第２の端子Ｔ２は、第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖにおいて第４の端子Ｔ４に短絡されている。なお、図５では、第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖにおいて第２の端子Ｔ２と第４の端子Ｔ４とを短絡する電気経路を第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖのグラウンドＧＮＤとして示した。すなわち、第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖは、第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎのエミッタ電位をグラウンド電位としている。
第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖの備える駆動制御部８８は、制御装置４０からインターフェース４４を介して入力される操作信号ｇ１ｖｎに基づき、充電用スイッチング素子８０及び放電用スイッチング素子８６の操作による充電処理及び放電処理を交互に行うことで第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎを駆動する。詳しくは、充電処理は、操作信号ｇ1ｖｎがオン操作指令になったと判断された場合、放電用スイッチング素子８６をオフ操作し、また、充電用スイッチング素子８０をオン操作する処理である。一方、放電処理は、操作信号ｇ１ｖｎがオフ操作指令になったと判断された場合、放電用スイッチング素子８６をオン操作に切り替え、また、充電用スイッチング素子８０をオフ操作に切り替える処理である。これにより、第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎを駆動する。
ここで、本実施形態では、絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎを第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖのグラウンドＧＮＤに接続している。これは、第１のインバータ装置１２を構成する下アーム側の駆動回路Ｄｒ１ｕ〜Ｄｒ１ｗのグラウンド電位の変動量を低減するための構成である。以下、この構成の特徴について、関連技術と対比しつつ説明する。
図６に、関連技術にかかる絶縁電源及び駆動回路の構成を示す。なお、図６において、先の図５と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。また、図６では、低電圧システム側の構成の図示を省略している。
図示されるように、関連技術では、絶縁電源ＰＳ及び第１のＵ相駆動回路Ｄｒ１ｕの間にＬＣフィルタが設けられていない。また、絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎは、第１のＵ相駆動回路Ｄｒ１ｕのグラウンドＧＮＤに接続されている。また、絶縁電源ＰＳ及び第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖの間に第１のＶ相ローパスフィルタＦ１ｖが設けられている。第１のＶ相ローパスフィルタＦ１ｖは、第１のＶ相インダクタ７０ｖ及び第１のＶ相コンデンサ７２ｖを備えるＬＣフィルタである。
ここで、関連技術では、例えば第１のＷ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｗｎから負極側バスバー５２ｎを介してコンデンサ３２へと電流が流れる場合、負極側バスバー５２ｎにおいて、第１のＵ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｕｎとの接続点及び第１のＷ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｗｎとの接続点の間に「２×ΔＶ」の電圧降下が生じ得る。この場合、第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖのグラウンド電位は、第１のＵ相駆動回路Ｄｒ１ｕのグラウンド電位に対して「ΔＶ」高くなる。また、第１のＷ相駆動回路Ｄｒ１ｗのグラウンド電位は、第１のＵ相駆動回路Ｄｒ１ｕのグラウンド電位に対して「２×ΔＶ」高くなる。
ちなみに、こうしたグラウンド電位の変動量は、第１のモータジェネレータ１０の駆動状態に応じて変化する。図７に、第１のモータジェネレータ１０のトルクＴｒｑを様々に変更した場合のそれぞれにおける各駆動回路のグラウンド電位等の推移を示す。ここで、図７において、先の図６の絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎを基準とした正極端子Ｔｐｐの電位を「Ｖ１」にて示し、第１のＷ相駆動回路Ｄｒ１ｗのグラウンド電位を基準とした第１のＷ相インダクタ７０ｗの上記正極端子Ｔｐｐ側の電位を「Ｖ２」にて示す。また、第１のＷ相駆動回路Ｄｒ１ｗのグラウンド電位を基準とした第１のＷ相インダクタ７０ｗ及び第１のＷ相コンデンサ７２ｗの接続点の電位を「Ｖ３」にて示し、第１のＷ相駆動回路Ｄｒ１ｗのグラウンド電位を基準とした上記負極端子Ｔｐｎの電位を「Ｖ４」にて示す。なお、図７において、「Ｖ２」，「Ｖ４」に関する縦軸スケール（２０Ｖ／ｄｉｖ）は、「Ｖ１」，「Ｖ３」に関する縦軸スケール（２Ｖ／ｄｉｖ）よりも大きい。
図示されるように、第１のモータジェネレータ１０のトルクＴｒｑが大きくなるほど、電流が大きくなる。電流が大きくなると、負極側バスバー５２ｎにおける電圧降下量が大きくなることから、駆動回路Ｄｒ１ｗのグラウンド電位の変動を示すパラメータである「Ｖ４」の変動量が大きくなる。その結果、駆動回路Ｄｒ１ｗの入力電圧を示すパラメータである「Ｖ３」の変動量が大きくなる。
なお、図７に示すターンオン時間Ｔｏｎは、図８及び図９に示すように、ゲート電圧Ｖｇｅがスレッショルド電圧Ｖｔｈに到達してからコレクタ電流Ｉｃｅがそのピーク値となるまでの時間とした。ここで、図８及び図９には、トルクＴｒｑが小さい場合と大きい場合とにおけるゲート電圧Ｖｇｅ、コレクタ及びエミッタ間電圧Ｖｃｅ、コレクタ電流Ｉｃｅ、及びＶ２の推移を示す。なお、ターンオン時間Ｔｏｎは、第１のモータジェネレータ１０のトルクＴｒｑが大きいほど長くなっている（Ｔｏｎ２＞Ｔｏｎ１）。
先の図６の説明に戻り、グラウンド電位の変動量が「ΔＶ」，「２×ΔＶ」で相違することから、第１のＷ相ローパスフィルタＦ１ｗの能力を第１のＶ相ローパスフィルタＦ１ｖよりも大きくすることが要求される。具体的には、例えば、第１のＷ相ローパスフィルタＦ１ｗの共振周波数を低く設定すべく、第１のＷ相インダクタ７０ｗのインダクタンスを高くすることが要求される。ただし、フィルタ能力を大きくすべく、例えばインダクタンスを高くすると、第１のＷ相インダクタ７０ｗの体格が増大する。その結果、第１のＷ相ローパスフィルタＦ１ｗの体格が増大するといった不都合が生じる。
こうした問題に対処すべく、本実施形態では、先の図５に示す構成を採用した。すなわち、絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎを、第１のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｕｎ〜Ｓ１ｗｎのそれぞれと負極側バスバー５２ｎとの３つの接続点のうち、負極側バスバー５２ｎにおいて中心となる接続点（第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎ及び負極側バスバー５２ｎの接続点）に接続した。こうした構成によれば、図１０に示すように、第１のＷ相駆動回路Ｄｒ１ｗのグラウンド電位の変動量（先の図６の「Ｖ２」に相当）を、図中一点鎖線にて示す「２×ΔＶ」から、図中実線にて示す「ΔＶ」まで低減することができる。したがって、第１のＷ相ローパスフィルタＦ１ｗの能力を低減することができる。
このように、本実施形態によれば、第１のインバータ装置１２を構成するローパスフィルタの能力を低減することができる。このため、これらローパスフィルタの体格を小さくすることができ、ひいてはローパスフィルタのコストを低減することができる。
なお、本実施形態では、第１のインバータ装置１２を例にして説明したが、第２のインバータ装置２２についても同様の効果を得ることができる。
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
本実施形態では、第１のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｎ〜Ｓ１Ｗｎ及び第２のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｎ〜Ｓ１Ｗｎのそれぞれに対応する駆動回路に、共通の絶縁電源によって電力を供給する構成を採用する。これに伴い、絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎの接続先を変更する。
図１１に、本実施形態にかかる絶縁電源及び駆動回路の構成を示す。なお、図１１において、先の図５に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。また、図１１では、低電圧システム側の図示を省略している。
図示されるように、本実施形態では、絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎを、第１のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｕｎ〜Ｓ１ｗｎのそれぞれと負極側バスバー５２ｎとの３つの接続点のうち、負極側バスバー５２ｎにおいて第２のＵ相下アームスイッチング素子Ｓ２ｕｎとの接続点に隣接する接続点（第１のＷ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｗｎ及び負極側バスバー５２ｎの接続点）に接続する。
なお、図１１には、第２のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ２ｕｎ〜Ｓ２ｗｎに対応する第２のＵ〜Ｗ相駆動回路Ｄｒ２ｕ〜Ｄｒ２ｗを示した。これら駆動回路Ｄｒ２ｕ〜Ｄｒ２ｗ及び絶縁電源ＰＳの間には、第２のＵ〜Ｗ相ローパスフィルタＦ２ｕ〜Ｆ２ｗが介在している。これらローパスフィルタＦ２ｕ〜Ｆ２ｗは、第２のＵ〜Ｗ相インダクタ７４ｕ〜７４ｗ及び第２のＵ〜Ｗ相コンデンサ７６ｕ〜７６ｗを備えるＬＣフィルタである。
また、図１１には、負極側バスバー５２ｎの寄生インダクタを「２００」〜「２０８」にて示した。ここで、本実施形態では、第１のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｕｎ〜Ｓ１ｗｎ及び第２のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ２ｕｎ〜Ｓ２ｗｎのそれぞれと負極側バスバー５２ｎとの６つの接続点のうち、負極側バスバー５２ｎにおいて隣接する接続点間のインダクタンスが互いに等しいこととする。
ここで、本実施形態において、第１のインバータ装置１２の出力電流Ｉ１は、第２のインバータ装置２２の出力電流Ｉ２よりも大きく設定されている。これは、車載主機としての第１のモータジェネレータ１０の出力（パワー）の最大値が第２のモータジェネレータ２０の出力の最大値よりも高いためである。電流の上記設定により、第１のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｕｎ〜Ｓ１ｗｎのそれぞれと負極側バスバー５２ｎとの３つの接続点のうち負極側バスバー５２ｎにおいて隣接する接続点間の電圧降下量「ΔＶ１」は、第１のＷ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｗｎ及び第２のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ２ｕｎ〜Ｓ２ｗｎのそれぞれと負極側バスバー５２ｎとの４つの接続点のうち負極側バスバー５２ｎにおいて隣接する接続点間の電圧降下量「ΔＶ２」よりも大きくなる。
このため、本実施形態では、絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎの接続先を、第１のＷ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｗｎ及び負極側バスバー５２ｎの接続点とした。こうした構成によれば、各スイッチング素子Ｓ１ｕｎ〜Ｓ１ｗｎ，Ｓ２ｕｎ〜Ｓ２ｗｎのそれぞれと負極側バスバー５２ｎとの６つの接続点のうち、負極側バスバー５２ｎにおいて端に位置する２つの接続点（第１のＵ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｕｎとの接続点、及び第２の下アームスイッチング素子Ｓ２ｗｎとの接続点）のそれぞれと、負極端子Ｔｐｎが接続された接続点との間の電圧降下量の差「２×ΔＶ１−３×ΔＶ２」を小さくすることができる。これにより、第１のインバータ装置１２及び第２のインバータ装置２２を構成するローパスフィルタの能力を低減し、ひいてはこれらローパスフィルタの体格を小さくすることができる。
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
本実施形態では、上アーム，下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｐ，Ｓｃｎ及び第２のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ１Ｕｎ〜Ｓ１Ｗｎのそれぞれに対応する駆動回路に、共通の絶縁電源によって電力を供給する構成を採用する。これに伴い、絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎの接続先を変更する。
図１２に、本実施形態にかかる絶縁電源及び駆動回路の構成を示す。なお、図１２において、先の図１１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。また、図１２では、低電圧システム側の図示を省略している。
図示されるように、本実施形態では、絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎを、第２のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ２ｕｎ〜Ｓ２ｗｎのそれぞれと負極側バスバー５２ｎとの３つの接続点のうち、負極側バスバー５２ｎにおいて下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｎとの接続点に隣接する接続点（第２のＵ相下アームスイッチング素子Ｓ２ｕｎ及び負極側バスバー５２ｎの接続点）に接続する。
なお、図１２には、下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｎに対応する昇圧駆動回路Ｄｒｃを示した。昇圧駆動回路Ｄｒｃ及び絶縁電源ＰＳの間には、昇圧相ローパスフィルタＦｃが介在している。昇圧相ローパスフィルタＦｃは、昇圧相インダクタ７８及び昇圧相コンデンサ７９を備えるＬＣフィルタである。
また、図１２には、負極側バスバー５２ｎの寄生インダクタを「２００」，「２０２」，「２１０」にて示した。ここで、本実施形態では、下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｎ及び第２のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ２ｕｎ〜Ｓ２ｗｎのそれぞれと負極側バスバー５２ｎとの４つの接続点のうち、負極側バスバー５２ｎにおいて隣接する接続点間のインダクタンスが互いに等しいこととする。
ここで、本実施形態において、昇圧コンバータ装置３０の出力電流Ｉ３は、第２のインバータ装置２２の出力電流Ｉ２よりも大きく設定されている。これは、昇圧コンバータ装置３０の出力電流が第１のインバータ装置１２及び第２のインバータ装置２２の双方に分配されるためである。電流の上記設定により、下アーム昇圧スイッチング素子Ｓｃｎ及び第２のＵ相下アームスイッチング素子Ｓ２ｕｎのそれぞれと負極側バスバー５２ｎとの接続点間の電圧降下量「ΔＶ３」（ΔＶ３＞ΔＶ１）は、第２のＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓ２ｕｎ〜Ｓ２ｗｎのそれぞれと負極側バスバー５２ｎとの３つの接続点のうち負極側バスバー５２ｎにおいて隣接する接続点間の電圧降下量「ΔＶ２」よりも大きくなる。
このため、本実施形態では、絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎの接続先を、第２のＵ相下アームスイッチング素子Ｓ２ｕｎ及び負極側バスバー５２ｎの接続点とした。こうした構成によれば、上記第２の実施形態と同様の原理により、昇圧コンバータ装置３０及び第２のインバータ装置２２を構成するローパスフィルタの能力を低減し、ひいてはこれらローパスフィルタの体格を小さくすることができる。
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
図１３に、本実施形態にかかる絶縁電源及び駆動回路の構成を示す。なお、図１３において、先の図５に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。
図示されるように、本実施形態では、感温ダイオード１０４が第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎに対応して設けられている。感温ダイオード１０４は、第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎの温度（以下、素子温度）を検出する「温度検出手段」である。ここで、本実施形態において、第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎに対して感温ダイオード１０４が設けられているのは、感温ダイオード１０４による温度検出精度の向上を図るためである。温度検出精度の向上は、絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎの接続先を第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖのグラウンドＧＮＤとすることで実現されている。
詳しくは、感温ダイオード１０４のカソードは、第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎのエミッタに接続され、アノードは、第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖの第５の端子Ｔ５を介して定電流電源１０６に接続されている。定電流電源１０６は、絶縁電源ＰＳを電力供給源として定電流を生成し、生成された定電流を感温ダイオード１０４に供給する。こうした構成によれば、感温ダイオード１０４は、実際の素子温度に応じた電圧Ｖｆを出力する。なお、感温ダイオード１０４の出力電圧Ｖｆは、実際の素子温度と負の相関を有する。
感温ダイオード１０４及び定電流電源１０６の接続点は、コンパレータ１０８の非反転入力端子に接続されている。コンパレータ１０８の反転入力端子には、電源１１０が接続されている。なお、本実施形態において、電源１１０の端子電圧Ｖαは、例えば、第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎを駆動可能な素子温度の上限値に対応する上記電圧Ｖｆに設定されている。
駆動制御部８８は、ローカルシャットダウン処理を行う。この処理は、感温ダイオード１０４の出力電圧Ｖｆが規定電圧を下回ってコンパレータ１０８の出力信号の論理が「Ｌ」になると判断された場合、第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎが過熱状態であるとして第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎの駆動を禁止する処理である。この処理によれば、第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎを迅速にオフ状態に切り替えることができ、第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎの信頼性が大きく低下する事態を回避できる。
なお、駆動制御部８８は、感温ダイオード１０４の出力電圧Ｖｆを直接取り込み、上記出力電圧Ｖｆに基づく素子温度をインターフェース４４を介して制御装置４０に伝達する処理も行う。
このように、本実施形態では、感温ダイオード１０４に定電流を供給する定電流電源１０６を、絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎが接続された第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖに設けた。負極端子Ｔｐｎが接続された第１のＶ相駆動回路Ｄｒ１ｖの入力電圧は安定していることから、定電流電源１０６の出力電流を高精度に設定することができる。このため、感温ダイオード１０４による素子温度の検出精度を向上させることができる。
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
本実施形態において、ローパスフィルタＦｃ，Ｆ２ｖ，Ｆ２ｗは、自身に対応するスイッチング素子Ｓｃｎ，Ｓ２ｖｎ，Ｓ２ｗｎ及び負極側バスバー５２ｎの接続点と、負極側バスバー５２ｎ及び絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎの接続点との間の負極側バスバー５２ｎにおける電圧降下量が大きいほど、減衰率（例えば、−２０ｄＢ／ｄｅｃなどと表記されるパラメータ）が大きくなるように構成されている。詳しくは、本実施形態では、昇圧コンバータ装置３０の出力電流Ｉ３が第２のインバータ装置２２の出力電流Ｉ２よりも大きく、また、寄生インダクタ２００，２０２，２１０のインダクタンスが互いに等しい。これらのことから、本実施形態では、先の図１２において、「ΔＶ３＞２×ΔＶ２」の関係があるとする。このため、図１４に示すように、昇圧相ローパスフィルタＦｃの減衰率を第１のＷ相ローパスフィルタＦ１ｗの減衰率よりも大きくする。また、第１のＷ相ローパスフィルタＦ１ｗの減衰率を第１のＶ相ローパスフィルタＦ１ｖの減衰率よりも大きくする。これにより、ローパスフィルタの阻止域において、昇圧相ローパスフィルタＦｃの利得が第１のＷ相ローパスフィルタＦ１ｗの利得よりも小さくなる。また、第１のＷ相ローパスフィルタＦ１ｗの利得が第１のＶ相ローパスフィルタＦ１ｖの利得よりも小さくなる。
このように、本実施形態では、駆動回路のグラウンド電位の変動量と関係する負極側バスバー５２ｎの電圧降下量に応じてローパスフィルタの減衰率を定めた。これにより、グラウンド電位の変動量の低減効果を更に向上させることができる。
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
・絶縁電源ＰＳの電力供給対象を、低電位側の６つ全てとしてもよい。この場合であっても、例えば負極側バスバー５２ｎ及び第１のＷ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｗｎの接続点に絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎを接続することで、各駆動回路の入力電圧の変動量を低減することはできる。
・上記第１の実施形態において、負極側バスバー５２ｎのうち、第１のＵ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｕｎとの接続点及び第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎとの接続点の間の寄生インダクタ２００のインダクタンスと、第１のＶ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｖｎとの接続点及び第１のＷ相下アームスイッチング素子Ｓ１ｗｎとの接続点の間の寄生インダクタ２０２のインダクタンスとが相違してもよい。
・上記第２の実施形態において、第１のインバータ装置１２の出力電流Ｉ１及び第２のインバータ装置２２の出力電流Ｉ２が等しい場合、ローパスフィルタＦ１ｕ，Ｆ１ｖ，Ｆ２ｕ〜Ｆ２ｗのそれぞれは、自身に対応するスイッチング素子Ｓ１ｕｎ，Ｓ１ｖｎ，Ｓ２ｕｎ〜Ｓ２ｗｎ及び負極側バスバー５２ｎの接続点と、負極側バスバー５２ｎ及び絶縁電源ＰＳの負極端子Ｔｐｎの接続点との間の負極側バスバー５２ｎにおけるインダクタンスが大きいほど、減衰率が大きくなるように構成されることとなる。
・「温度検出手段」としては、感温ダイオードに限らず、例えばサーミスタであってもよい。
・「電圧供給対象」としては、回転機に限らない。
・「駆動電源」としては、絶縁電源に限らず、駆動回路の電源となるものであれば他の電源であってもよい。
・「負極側母線」としては、直線状に形成された長尺板状のものに限らず、例えば、屈曲した長尺板状のものであってもよい。また、「負極側母線」としては、板状のものに限らず、例えば棒状のものであってもよい。
・「高電位側スイッチング素子」及び「低電位側スイッチング素子」としては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＭＯＳＦＥＴであってもよい。
・「ローパスフィルタ」としては、先の図２に示したＬＣフィルタに限らず、例えば、π型フィルタや、Ｔ型フィルタであってもよい。また、例えば、受動素子としてのインダクタを備えるローパスフィルタに限らず、抵抗体を備えるＲＣフィルタであってもよい。
・「直流電源」としては、昇圧コンバータ装置３０に限らない。例えば、電力変換装置に昇圧コンバータ装置３０が備えられない場合、高電圧バッテリ５０が直流電源となる。
５２ｐ…正極側バスバー、５２ｎ…負極側バスバー、Ｄｒ１￥…第１の￥相駆動回路、ＰＳ…絶縁電源、Ｓ１￥ｐ…第１の￥相上アームスイッチング素子、Ｓ１￥ｎ…第１の￥相下アームスイッチング素子、Ｆ１ｕ…第１のＵ相ローパスフィルタ、Ｆ１ｗ…第１のＷ相ローパスフィルタ。

Claims (7)

  1. 複数組の高電位側スイッチング素子（Ｓ１￥ｐ；Ｓ１￥ｐ，Ｓ２￥ｐ；Ｓｃｐ，Ｓ２￥ｐ）及び低電位側スイッチング素子（Ｓ１￥ｎ；Ｓ１￥ｎ，Ｓ２￥ｎ；Ｓｃｎ，Ｓ２￥ｎ）の直列接続体と、
    複数の前記低電位側スイッチング素子のそれぞれの両端のうち前記高電位側スイッチング素子と接続された側とは反対側同士を接続する共通の負極側母線（５２ｎ）と、
    複数の前記低電位側スイッチング素子のそれぞれに対応して設けられ、前記低電位側スイッチング素子を駆動する駆動回路（Ｄｒ１￥；Ｄｒ１￥，Ｄｒ２￥；Ｄｒｃ，Ｄｒ２￥）と、
    複数の前記駆動回路のそれぞれと接続された共通の駆動電源（ＰＳ）と、
    を備え、
    複数の前記駆動回路のそれぞれは、自身に対応する前記低電位側スイッチング素子の両端のうち前記高電位側スイッチング素子と接続された側とは反対側の電位をグラウンド電位とし、
    前記負極側母線は、長尺状をなしており、
    複数の前記低電位側スイッチング素子のそれぞれは、前記負極側母線の延びる方向に沿って並ぶように前記負極側母線に接続され、
    前記駆動電源の負極端子（Ｔｐｎ）は、複数の前記低電位側スイッチング素子のそれぞれと前記負極側母線との複数の接続点のうち、前記負極側母線において最も端となる接続点以外の接続点に接続され、
    複数の前記駆動回路のうち前記負極端子が接続された前記低電位側スイッチング素子に対応する駆動回路（Ｄｒ１ｖ；Ｄｒ１ｗ；Ｄｒ２ｕ）以外の駆動回路、及び前記駆動電源の間に介在するローパスフィルタ（Ｆ１ｕ，Ｆ１ｗ；Ｆ１ｕ，Ｆ１ｖ，Ｆ２ｕ〜Ｆ２ｗ；Ｆｃ，Ｆ２ｖ，Ｆ２ｗ）を備えることを特徴とする電力変換装置。
  2. 当該電力変換装置は、
    前記高電位側スイッチング素子（Ｓ１￥ｐ，Ｓ２￥ｐ）及び前記低電位側スイッチング素子（Ｓ１￥ｎ，Ｓ２￥ｎ）のそれぞれの操作により、直流電圧を変換して前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子の接続点から電圧供給対象（１０，２０）に対して交流電圧を印加する３相インバータ装置（１２，２２）を含み、
    前記駆動回路（Ｄｒ１￥；Ｄｒ１￥，Ｄｒ２￥）は、前記３相インバータ装置を構成する複数の前記低電位側スイッチング素子のそれぞれに対応して設けられ、
    前記駆動電源は、前記３相インバータ装置を構成する複数の前記低電位側スイッチング素子のそれぞれに対応する前記駆動回路と接続され、
    前記駆動電源の負極端子は、前記３相インバータ装置を構成する前記低電位側スイッチング素子のそれぞれと前記負極側母線との複数の接続点のうち、前記負極側母線において最も端となる接続点以外の接続点に接続されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  3. 当該電力変換装置は、単一の前記３相インバータ装置（１２）であり、
    前記駆動電源の負極端子は、前記３相インバータを構成する前記低電位側スイッチング素子のそれぞれと前記負極側母線との複数の接続点のうち、前記負極側母線において中心となる接続点に接続されていることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
  4. 前記３相インバータ装置は、
    前記高電位側スイッチング素子としての第１の上アームスイッチング素子（Ｓ１￥ｐ）及び前記低電位側スイッチング素子としての第１の下アームスイッチング素子（Ｓ１￥ｎ）のそれぞれの操作により、直流電圧を変換して前記第１の上アームスイッチング素子及び前記第１の下アームスイッチング素子の接続点から第１の電圧供給対象（１０）に対して交流電圧を印加する第１の３相インバータ装置（１２）と、
    前記高電位側スイッチング素子としての第２の上アームスイッチング素子（Ｓ２￥ｐ）及び前記低電位側スイッチング素子としての第２の下アームスイッチング素子（Ｓ２￥ｎ）のそれぞれの操作により、直流電圧を変換して前記第２の上アームスイッチング素子及び前記第２の下アームスイッチング素子の接続点から第２の電圧供給対象（２０）に対して交流電圧を印加する第２の３相インバータ装置（２２）と、であり、
    前記第１の３相インバータ装置の出力電流は、前記第２の３相インバータ装置の出力電流よりも大きく設定され、
    前記負極側母線には、前記第１の下アームスイッチング素子及び前記第２の下アームスイッチング素子の順に、前記第１の下アームスイッチング素子及び前記第２の下アームスイッチング素子のそれぞれが前記負極側母線の延びる方向に沿って並ぶように接続され、
    前記駆動電源の負極端子は、前記第１の下アームスイッチング素子のそれぞれと前記負極側母線との複数の接続点のうち、前記負極側母線において前記第２の下アームスイッチング素子との接続点に隣接する接続点に接続されていることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
  5. 前記３相インバータ装置（２２）は、前記高電位側スイッチング素子としての上アームスイッチング素子（Ｓ２￥ｐ）及び前記低電位側スイッチング素子としての下アームスイッチング素子（Ｓ２￥ｎ）のそれぞれの操作により、直流電圧を変換して前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子の接続点から前記電圧供給対象（２０）に対して交流電圧を印加し、
    当該電力変換装置は、
    前記３相インバータ装置と、
    前記高電位側スイッチング素子としての上アーム昇圧スイッチング素子（Ｓｃｐ）及び前記低電位側スイッチング素子としての下アーム昇圧スイッチング素子（Ｓｃｎ）のそれぞれの操作により直流電源（５０）の直流電圧を昇圧し、昇圧された直流電圧を前記３相インバータ装置に出力する昇圧コンバータ装置（３０）と、であり、
    前記昇圧コンバータ装置の出力電流は、前記３相インバータ装置の出力電流よりも大きく設定され、
    前記負極側母線には、前記下アーム昇圧スイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子の順に、前記下アーム昇圧スイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子のそれぞれが前記負極側母線の延びる方向に沿って並ぶように接続され、
    前記駆動電源の負極端子は、前記下アームスイッチング素子のそれぞれと前記負極側母線との複数の接続点のうち、前記負極側母線において前記下アーム昇圧スイッチング素子との接続点に隣接する接続点に接続されていることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
  6. 前記負極側母線における前記駆動電源の負極端子との接続点をグラウンドとし、前記駆動電源を電力供給源として前記負極端子が接続された前記低電位側スイッチング素子（Ｓ１ｖｎ）の温度を検出する温度検出手段（１０４）を更に備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか1項に記載の電力変換装置。
  7. 前記ローパスフィルタは、自身に対応する前記低電位側スイッチング素子及び前記負極側母線の接続点と、前記負極側母線及び前記駆動電源の負極端子の接続点との間の前記負極側母線における電圧降下量が大きいほど、減衰率が大きくなるように構成されていることを特徴とする請求項１〜６のいずれか1項に記載の電力変換装置。
JP2013105564A 2013-05-17 2013-05-17 電力変換装置 Active JP5862606B2 (ja)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013105564A JP5862606B2 (ja) 2013-05-17 2013-05-17 電力変換装置
US14/279,896 US9543856B2 (en) 2013-05-17 2014-05-16 Power conversion apparatus having a negative terminal of a power supply connected to one of connection nodes of a negative side bus with U-phase, V-phase and W-phase lower-arm switching elements except the end-side ones

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013105564A JP5862606B2 (ja) 2013-05-17 2013-05-17 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2014230302A JP2014230302A (ja) 2014-12-08
JP5862606B2 true JP5862606B2 (ja) 2016-02-16

Family

ID=51895658

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2013105564A Active JP5862606B2 (ja) 2013-05-17 2013-05-17 電力変換装置

Country Status (2)

Country Link
US (1) US9543856B2 (ja)
JP (1) JP5862606B2 (ja)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3367559B1 (en) * 2015-10-19 2023-03-01 Mitsubishi Electric Corporation Air conditioner
US10170978B1 (en) * 2015-12-10 2019-01-01 Denso Corporation Signal transmission circuit
CN108475998B (zh) * 2015-12-18 2020-05-15 株式会社电装 电力转换装置的控制系统
US9966837B1 (en) 2016-07-08 2018-05-08 Vpt, Inc. Power converter with circuits for providing gate driving

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007220976A (ja) * 2006-02-17 2007-08-30 Toyota Motor Corp 半導体モジュールおよびそれを備えるハイブリッド車両の駆動装置
JP2007312523A (ja) * 2006-05-19 2007-11-29 Sumitomo Electric Ind Ltd パワーモジュール
JP4923865B2 (ja) * 2006-08-29 2012-04-25 日産自動車株式会社 インバータ装置
JP4253684B1 (ja) * 2007-12-05 2009-04-15 トヨタ自動車株式会社 車両用駆動装置
JP4288333B1 (ja) * 2007-12-18 2009-07-01 トヨタ自動車株式会社 車両の電源装置
JP5171520B2 (ja) * 2008-09-30 2013-03-27 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置
JP5002568B2 (ja) * 2008-10-29 2012-08-15 日立オートモティブシステムズ株式会社 電力変換装置
JP5317188B2 (ja) * 2009-02-20 2013-10-16 株式会社安川電機 電動車両のインバータ装置及びその保護方法
JP2010273479A (ja) * 2009-05-22 2010-12-02 Denso Corp 電力変換装置
JP4831246B2 (ja) * 2009-09-08 2011-12-07 株式会社デンソー 電力変換装置
JP5387256B2 (ja) * 2009-09-14 2014-01-15 株式会社デンソー 電力変換装置
JP5481148B2 (ja) * 2009-10-02 2014-04-23 日立オートモティブシステムズ株式会社 半導体装置、およびパワー半導体モジュール、およびパワー半導体モジュールを備えた電力変換装置
JP5389730B2 (ja) * 2010-05-14 2014-01-15 株式会社デンソー 電力変換システムの放電装置
JP5007754B2 (ja) 2010-05-14 2012-08-22 株式会社デンソー 電力変換システムの放電制御装置
JP5622043B2 (ja) * 2010-09-15 2014-11-12 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 インバータ装置
DE102010042328A1 (de) * 2010-10-12 2012-04-12 Robert Bosch Gmbh Verfahren zum Überwachen des Ladebetriebs eines Energiespeichers in einem Fahrzeug und Ladesystem zum Laden eines Energiespeichers in einem Fahrzeug
US8717788B2 (en) * 2011-03-10 2014-05-06 Ford Global Technologies, Llc Method and system for controlling a power converter system connected to a DC-bus capacitor
JP5796257B2 (ja) * 2012-05-31 2015-10-21 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 インバータ装置
JP2014050118A (ja) * 2012-08-29 2014-03-17 Hitachi Ltd 電気回路装置および電気回路装置の製造方法

Also Published As

Publication number Publication date
US9543856B2 (en) 2017-01-10
US20140340948A1 (en) 2014-11-20
JP2014230302A (ja) 2014-12-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8456866B2 (en) Power supply circuit and power conversion device
US9438115B2 (en) Power supply system
CN102403914B (zh) 模块开关、电换流器和用于驱动电换流器的方法
JP6206502B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
US9487098B2 (en) Power conversion apparatus
US9537423B2 (en) Power conversion system
US9356516B2 (en) Driving apparatus and electric power converter
JP5369922B2 (ja) ３レベル電力変換装置
JP6706811B2 (ja) スナバ回路及びそれを用いた電力変換システム
CN110289669A (zh) 对智能电池的交流充电
US9712037B2 (en) Insulated power supply apparatus for power conversion apparatus including series of connections of upper and lower arms switching elements connected to each other
KR101865246B1 (ko) 전기자동차용 충방전 장치
JP2015065725A (ja) 絶縁電源装置
JP5862606B2 (ja) 電力変換装置
JP5420080B2 (ja) 電力変換装置
JP6953634B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータを備える車両充電器
US10165701B2 (en) Electric power conversion device for providing a stabilized potential to a cooler
CN102195558B (zh) 较小电容的多电平变速驱动器及其控制方法
US20240388205A1 (en) High voltage multipliers
JP2014003828A (ja) 充放電システム
EP4329142A1 (en) Isolated bidirectional ac/dc-dc power converter
Hirakawa et al. High power density 3-level converter with switched capacitors aimed for HEV
Wen Selective Gate Driver Balancing the Reliability and Efficiency of SiC Electric Vehicle Traction Inverters
JP2016105666A (ja) 電力変換装置
JP2023155949A (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20141118

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20150410

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20150421

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20151201

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20151214

R151 Written notification of patent or utility model registration

Ref document number: 5862606

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R151

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250