JP5777783B2 - 半導体装置及び電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、表示装置の駆動回路に用いられるレベルシフタに関し、特にその駆動回路の
構成に、絶縁体上に形成される薄膜トランジスタ（以下、ＴＦＴと記す）を用いた表示装
置の駆動回路に用いられるレベルシフタに関する。なお、本明細書において、表示装置と
は、ＬＣＤ（液晶ディスプレイ）、ＯＬＥＤ（有機ＥＬディスプレイ）等に用いるものを
指す。

近年、半導体製造技術の微細化が進み、それに伴うＬＳＩの小型化によって、携帯端末
等の小型機器への応用も進むことで、低消費電力化が要求されるようになり、現在では、
３．３[Ｖ]駆動などの低電源電圧駆動のＬＳＩが主流となっている。

一方で、携帯端末やコンピュータ用モニタなどの用途として近年需要の増加が著しいＬ
ＣＤ（液晶ディスプレイ）は、液晶の駆動を１０[Ｖ]〜２０[Ｖ]の電圧振幅の信号によっ
て行われることが多く、その駆動回路には対応する高電源電圧で駆動する回路部が少なく
とも存在する。

したがって、前述の低電源電圧で駆動されるコントローラＬＳＩと、高電源電圧で駆動
される液晶駆動用回路との間は、信号の振幅電圧幅を変化させるレベルシフタをもって接
続することが不可欠となる。

図１２（Ａ）（Ｂ）に、通常広く用いられているレベルシフタの回路図を示す。なお、
本明細書中、各電源電位をＶＤＤ＃（＃は数字）およびＧＮＤとして表記する。ここでは
ＶＤＤ１、ＶＤＤ２、ＶＤＤ３、ＶＤＤ４を用い、その大小関係はＶＤＤ４＜ＶＤＤ３＜
ＧＮＤ＜ＶＤＤ１＜ＶＤＤ２とする。また、簡単のため、ＧＮＤ＝０[Ｖ]に固定する。

図１２（Ａ）に示したレベルシフタは、ＧＮＤ〜ＶＤＤ１の電圧振幅を有する入力信号
に対し、ＧＮＤ〜ＶＤＤ２の電圧振幅を有する出力信号を得るものである。つまり低電位
側を固定して、高電位側の電位を変換して振幅変換を行う。このレベルシフタの構成は以
下のようになっている。第１のＰ型ＴＦＴ１２０１のソース領域と、第２のＰ型ＴＦＴ１
２０２のソース領域とはともに電源ＶＤＤ２に接続されている。第１のＰ型ＴＦＴ１２０
１のドレイン領域は第３のＰ型ＴＦＴ１２０３のソース領域と接続され、第２のＰ型ＴＦ
Ｔ１２０２のドレイン領域は第４のＰ型ＴＦＴ１２０４のソース領域と接続されている。
第３のＰ型ＴＦＴ１２０３のドレイン領域は、第１のＮ型ＴＦＴ１２０５のドレイン領域
と、第２のＰ型ＴＦＴ１２０２のゲート電極とに接続され、第４のＰ型ＴＦＴ１２０４の
ドレイン領域は、第２のＮ型ＴＦＴ１２０６のドレイン領域と、第１のＰ型ＴＦＴ１２０
１のゲート電極とに接続されている。第１のＮ型ＴＦＴ１２０５のソース領域と、第２の
Ｎ型ＴＦＴ１２０６のソース領域とはともにＧＮＤ（＝０[Ｖ]）に接続されている。また
、入力信号（Ｉｎ）は、第３のＰ型ＴＦＴ１２０３のゲート電極と、第１のＮ型ＴＦＴ１
２０５のゲート電極とに入力され、入力信号の反転信号（Ｉｎｂ）は、第４のＰ型ＴＦＴ
１２０４のゲート電極と、第２のＮ型ＴＦＴ１２０６のゲート電極とに入力されている。
出力信号（Ｏｕｔ）は、第４のＰ型ＴＦＴ１２０４のドレイン領域から取り出される。こ
こで、第３のＰ型ＴＦＴ１２０３のドレイン領域から、出力信号の反転信号（Ｏｕｔｂ）
を取り出すことも出来る。

なお、ＴＦＴの導電形式にはＮ型とＰ型とがあるが、本明細書中、特にその極性を限定
しない場合においては、第１の導電形式、第２の導電形式と記述する。
例えば、第１の導電形式と記したＴＦＴがＮ型である場合には、第２の導電形式とはＰ型
を指し、逆に第１の導電形式と記したＴＦＴがＰ型である場合には、第２の導電形式とは
Ｎ型を指すものとする。

次に、この従来例のレベルシフタの基本的な動作を説明する。入力信号（Ｉｎ）にＨｉ
信号が入力されると、Ｎ型ＴＦＴ１２０５は導通状態となり、Ｐ型ＴＦＴ１２０３は非導
通状態となるので、Ｐ型ＴＦＴ１２０２のゲート電極には電位がＧＮＤ、すなわちＬｏ信
号が入力され、Ｐ型ＴＦＴ１２０２は導通状態となる。一方、反転入力信号（Ｉｎｂ）は
このときＬｏ信号であるから、Ｎ型ＴＦＴ１２０６は非導通状態となり、Ｐ型ＴＦＴ１２
０４は導通状態となる。従って、Ｐ型ＴＦＴ１２０２、１２０４が共に導通状態となった
ことになり出力信号（ＯＵＴ）は、Ｈｉ信号が出力され、このときの電位はＶＤＤ２とな
る。なお、Ｐ型ＴＦＴ１２０１は非導通状態となり、Ｐ型ＴＦＴ１２０２のゲート電極の
電位をＬｏ＝ＧＮＤに保持することを保証する。

入力信号（Ｉｎ）の電位がＬｏ信号の時は、図１２（Ａ）に示すレベルシフタが対称構
造をとることから上記と同様に理解でき、出力端子（ＯＵＴ）からはＬｏ信号が出力され
、このときの電位はＧＮＤ、すなわち０[Ｖ]となる。

このようにして、ＧＮＤ〜ＶＤＤ１の電圧振幅を有する入力信号は、ＧＮＤ〜ＶＤＤ２
の電圧振幅を有する出力信号に変換される。

続いて、図１２（Ｂ）に示したレベルシフタは、ＶＤＤ３〜ＧＮＤの電圧振幅を有する
入力信号に対し、ＶＤＤ４〜ＧＮＤの電圧振幅を有する出力信号を得るものである。つま
り高電位側を固定して、低電位側の電位を変換して振幅変換を行う。このレベルシフタの
構成は以下のようになっている。第１のＮ型ＴＦＴ１２１１のソース領域と、第２のＮ型
ＴＦＴ１２１２のソース領域とはともに電源ＶＤＤ４に接続されている。第１のＮ型ＴＦ
Ｔ１２１１のドレイン領域は第３のＮ型ＴＦＴ１２１３のソース領域と接続され、第２の
Ｎ型ＴＦＴ１２１２のドレイン領域は第４のＮ型ＴＦＴ１２１４のソース領域と接続され
ている。第３のＮ型ＴＦＴ１２１３のドレイン領域は、第１のＰ型ＴＦＴ１２１５のドレ
イン領域と、第２のＮ型ＴＦＴ１２１２のゲート電極とに接続され、第４のＮ型ＴＦＴ１
２１４のドレイン領域は、第２のＰ型ＴＦＴ１２１６のドレイン領域と、第１のＮ型ＴＦ
Ｔ１２１１のゲート電極とに接続されている。第１のＰ型ＴＦＴ１２１５のソース領域と
、第２のＰ型ＴＦＴ１２１６のソース領域とはともにＧＮＤ（＝０[Ｖ]）に接続されてい
る。また、入力信号（Ｉｎ）は、第３のＮ型ＴＦＴ１２１３のゲート電極と、第１のＰ型
ＴＦＴ１２１５のゲート電極とに入力され、入力信号の反転信号（Ｉｎｂ）は、第４のＮ
型ＴＦＴ１２１４のゲート電極と、第２のＰ型ＴＦＴ１２１６のゲート電極とに入力され
ている。出力信号（Ｏｕｔ）は、第４のＮ型ＴＦＴ１２１４のドレイン領域から取り出さ
れる。ここで、第３のＮ型ＴＦＴ１２１３のドレイン領域から、出力信号の反転信号（Ｏ
ｕｔｂ）
を取り出すことも出来る。

次に、この従来例のレベルシフタの基本的な動作を説明する。入力信号（Ｉｎ）にＬｏ
信号が入力されると、Ｐ型ＴＦＴ１２１５は導通状態となり、Ｎ型ＴＦＴ１２１３は非導
通状態となるので、Ｎ型ＴＦＴ１２１２のゲート電極には電位がＧＮＤ、すなわちＨｉ信
号が入力され、Ｎ型ＴＦＴ１２１２は導通状態となる。一方、反転入力信号（Ｉｎｂ）は
このときＨｉ信号であるから、Ｐ型ＴＦＴ１２１６は非導通状態となり、Ｎ型ＴＦＴ１２
１４は導通状態となる。従って、Ｐ型ＴＦＴ１２１２、１２１４が共に導通状態となった
ことになり出力信号（ＯＵＴ）は、Ｌｏ信号が出力され、このときの電位はＶＤＤ４とな
る。なお、Ｎ型ＴＦＴ１２１１は非導通状態となり、Ｎ型ＴＦＴ１２１２のゲート電極の
電位をＨｉ＝ＧＮＤに保持することを保証する。

入力信号（Ｉｎ）の電位がＨｉ信号の時は、図１２（Ｂ）に示すレベルシフタが対称構
造をとることから上記と同様に理解でき、出力端子（ＯＵＴ）からはＨｉ信号が出力され
、このときの電位はＧＮＤ、すなわち０[Ｖ]となる。

このようにして、ＶＤＤ３〜ＧＮＤの電圧振幅を有する入力信号は、ＶＤＤ４〜ＧＮＤ
の電圧振幅を有する出力信号に変換される。

図１２（Ａ）（Ｂ）に示したレベルシフタにおける問題点について述べる。なお、ここ
では、図１２（Ａ）（Ｂ）いずれのレベルシフタについても共通の問題点であるので、例
としては図１２（Ａ）のみを挙げる。最初に述べたように、最近のコントローラＬＳＩに
おいては、３．３[Ｖ]動作をするものが主流となってきている。故に、図１２（Ａ）に示
したレベルシフタにおいて、ＶＤＤ１＝３[Ｖ]、ＶＤＤ２＝１０[Ｖ]程度の場合の変換を
しようとすると、ＴＦＴ１２０３、１２０４、１２０５、１２０６への入力信号の振幅が
３[Ｖ]であるのに対し、Ｎ型ＴＦＴ１２０５、１２０６のしきい値電圧が仮に３[Ｖ]であ
ったとしたら、もはや正常動作は望めない。つまり、変換前の電圧振幅が小さくなるに従
い、ＴＦＴが十分に導通するだけのゲート・ソース間電圧を得にくくなるため、正常動作
が困難になるということである。

故に、本発明においては、前述のように駆動回路の低電源電圧化に伴い、入力信号の電
圧振幅が小さくなった場合にも正常動作を保証出来るような、新規の構造を有するレベル
シフタを提供することを課題とする。

前述した課題を解決するために、本発明においては以下に説明するような手段を講じた
。

従来のレベルシフタにおいては、入力信号は図１２（Ａ）におけるＴＦＴ１２０３、１
２０４、１２０５、１２０６のゲート電極に入力されていたため、ＴＦＴのしきい値の絶
対値よりも入力信号の電圧振幅が小さくなると、ＴＦＴが十分に導通するだけのゲート・
ソース間電圧が得られなくなり、正常動作しなくなるという問題点があった。

そこで、本発明のレベルシフタにおいては、入力信号の経路を工夫して、入力信号の電
圧振幅が小さくなった場合にも、ＴＦＴのしきい値の影響を受けにくくする。また、電圧
振幅の変換には、カレントミラー回路と差動回路とを組み合わせた差動増幅回路を用いる
ことによって、高い利得を得られるようにする。

以下に、本発明のレベルシフタの構成について記載する。

請求項１に記載の、本発明のレベルシフタは、 カレントミラー回路と、 前記カレン
トミラー回路を負荷とする差動回路と、 前記差動回路に電流を供給する電流源と、 第
１のソースフォロア回路と、第２のソースフォロア回路とを有するレベルシフタであって
、 第１の入力信号が、前記第１のソースフォロア回路に入力され、前記第１のソースフ
ォロア回路からの第１の出力信号が、前記差動回路に入力され、第２の入力信号が、前記
第２のソースフォロア回路に入力され、前記第２のソースフォロア回路からの第２の出力
信号が、前記差動回路に入力されることを特徴としている。

請求項２に記載の、本発明のレベルシフタは、 カレントミラー回路と、 前記カレン
トミラー回路を負荷とする差動回路と、 前記差動回路に電流を供給する第１の電流源と
、 ゲート電極とドレイン領域とを電気的に接続した、第１および第２のトランジスタと
、 前記第１および第２のトランジスタに電流を供給する第２および第３の電流源とを有
するレベルシフタであって、 第１の入力信号が、前記第１のトランジスタのソース領域
に入力され、前記第１のトランジスタからの第１の出力信号が、前記差動回路に入力され
、第２の入力信号が、前記第２のトランジスタのソース領域に入力され、前記第２のトラ
ンジスタからの第２の出力信号が、前記差動回路に入力されることを特徴としている。

請求項３に記載の、本発明のレベルシフタは、 カレントミラー回路と、 前記カレン
トミラー回路を負荷とする差動回路と、 前記差動回路に電流を供給する第１の電流源と
、 ゲート電極とドレイン領域とを電気的に接続した、第１および第２のトランジスタと
、 前記第１および第２のトランジスタに電流を供給する第２および第３の電流源とを有
するレベルシフタであって、 前記差動回路は、第３のトランジスタと第４のトランジス
タとを有し、 前記第１のトランジスタのドレイン領域と、前記第３のトランジスタのゲ
ート電極とが電気的に接続され、 前記第２のトランジスタのドレイン領域と、前記第４
のトランジスタのゲート電極とが電気的に接続され、 第１の入力信号が、前記第１のト
ランジスタのソース領域に入力され、前記第１のトランジスタからの第１の出力信号が、
前記第３のトランジスタのゲート電極に入力され、第２の入力信号が、前記第２のトラン
ジスタのソース領域に入力され、前記第２のトランジスタからの第２の出力信号が、前記
第４のトランジスタのゲート電極に入力されることを特徴としている。

請求項４に記載の、本発明のレベルシフタは、ゲート電極とドレイン領域とを電気的に
接続した、第１導電形式の第１のトランジスタと、 ゲート電極とドレイン領域とを電気
的に接続した、第１導電形式の第２のトランジスタと、 第１導電形式の第３のトランジ
スタと、第１導電形式の第４のトランジスタとを有する差動回路と、 第２導電形式であ
って、ゲート電極とドレイン領域とを接続した第５のトランジスタと、第２導電形式の第
６のトランジスタとを有するカレントミラー回路と、 前記差動回路と第１の電流源とを
電気的に接続する、第１導電形式の第７のトランジスタと、 前記第５のトランジスタと
第２の電流源とを電気的に接続する、第２導電形式の第８のトランジスタと、 前記第６
のトランジスタと第３の電流源とを電気的に接続する、第２導電形式の第９のトランジス
タと、 前記第７、第８および第９のトランジスタのゲート電極に電位を供給する電源部
とを有するレベルシフタであって、 第１の入力信号が、前記第１のトランジスタのソー
ス領域に入力され、前記第１のトランジスタからの第１の出力信号が、前記第３のトラン
ジスタのゲート電極に入力され、第２の入力信号が、前記第２のトランジスタのソース領
域に入力され、前記第２のトランジスタからの第２の出力信号が、前記第４のトランジス
タのゲート電極に入力されることを特徴としている。

請求項５に記載の、本発明のレベルシフタは、 第１のカレントミラー回路と、第２の
カレントミラー回路と、 前記第１および第２のカレントミラー回路に電気的に接続され
た差動回路と、 前記差動回路に電流を供給する第１の電流源と、 ゲート電極とドレイ
ン領域とを接続した、第１および第２のトランジスタと、 前記第１および第２のトラン
ジスタに電流を供給する第２および第３の電流源とを有するレベルシフタであって、 第
１の入力信号が、前記第１のトランジスタのソース領域に入力され、前記第１のトランジ
スタからの第１の出力信号が、前記差動回路に入力され、第２の入力信号が、前記第２の
トランジスタのソース領域に入力され、前記第２のトランジスタからの第２の出力信号が
、前記差動回路に入力されることを特徴としている。

請求項６に記載の、本発明のレベルシフタは、 第１のカレントミラー回路と、第２の
カレントミラー回路と、 前記第１および第２のカレントミラー回路に電気的に接続され
た差動回路と、 前記差動回路に電流を供給する第１の電流源と、 ゲート電極とドレイ
ン領域とを電気的に接続した、第１および第２のトランジスタと、 前記第１および第２
のトランジスタに電流を供給する第２および第３の電流源とを有するレベルシフタであっ
て、 前記差動回路は、第３のトランジスタと第４のトランジスタとを有し、 前記第１
のトランジスタのドレイン領域と、前記第３のトランジスタのゲート電極とが電気的に接
続され、 前記第２のトランジスタのドレイン領域と、前記第４のトランジスタのゲート
電極とが電気的に接続され、第１の入力信号が、前記第１のトランジスタのソース領域に
入力され、前記第１のトランジスタからの第１の出力信号が、前記第３のトランジスタの
ゲート電極に入力され、第２の入力信号が、前記第２のトランジスタのソース領域に入力
され、前記第２のトランジスタからの第２の出力信号が、前記第４のトランジスタのゲー
ト電極に入力されることを特徴としている。

請求項７に記載の、本発明のレベルシフタは、 カレントミラー回路と、 前記カレン
トミラー回路を負荷とする差動回路と、 前記差動回路に電流を供給する第１の電流源と
、 第１のソースフォロア回路と、第２のソースフォロア回路と、 リセット用トランジ
スタとを有するレベルシフタであって、 第１の入力信号が、前記第１のソースフォロア
回路に入力され、前記第１のソースフォロア回路からの第１の出力信号が、前記差動回路
に入力され、第２の入力信号が、前記第２のソースフォロア回路に入力され、前記第２の
ソースフォロア回路からの第２の出力信号が、前記差動回路に入力され、 入力信号の電
圧振幅の変換を行わない期間においては、前記リセット用トランジスタにリセット信号を
入力することにより、前記電流源において電流の供給が遮断されることを特徴としている
。

請求項８に記載の、本発明のレベルシフタは、 カレントミラー回路と、 前記カレン
トミラー回路を負荷とする差動回路と、 前記差動回路に電流を供給する第１の電流源と
、 ゲート電極とドレイン領域とを電気的に接続した、第１および第２のトランジスタと
、 前記第１および第２のトランジスタに電流を供給する第２および第３の電流源とを有
するレベルシフタであって、第１の入力信号が、前記第１のトランジスタのソース領域に
入力され、前記第１のトランジスタからの第１の出力信号が、前記差動回路に入力され、
第２の入力信号が、前記第２のトランジスタのソース領域に入力され、前記第２のトラン
ジスタからの第２の出力信号が、前記差動回路に入力され、電圧振幅の変換を行わない期
間においては、前記電流源からの電流供給を遮断することを特徴としている。

請求項９に記載の、本発明のレベルシフタは、 ゲート電極とドレイン領域とを接続し
た、第１導電形式の第１のトランジスタと、 ゲート電極とドレイン領域とを接続した、
第１導電形式の第２のトランジスタと、 第１導電形式の第３のトランジスタと、第１導
電形式の第４のトランジスタとを有する差動回路と、 第２導電形式であって、ゲート電
極とドレイン領域とを接続した第５のトランジスタと、第２導電形式の第６のトランジス
タとを有するカレントミラー回路と、 前記差動回路と第１の電流源とを接続する、第１
導電形式の第７のトランジスタと、 前記第５のトランジスタと第２の電流源とを電気的
に接続する、第２導電形式の第８のトランジスタと、 前記第６のトランジスタと第３の
電流源とを電気的に接続する、第２導電形式の第９のトランジスタと、 前記第７、第８
および第９のトランジスタのゲート電極に電位を供給する電源部と、 第２導電形式の第
１０のリセット用トランジスタと、 第１導電形式の第１１のリセット用トランジスタと
を有するレベルシフタであって、 前記第１のトランジスタのドレイン領域と、前記第３
のトランジスタのゲート電極とが電気的に接続され、 前記第２のトランジスタのドレイ
ン領域と、前記第４のトランジスタのゲート電極とが電気的に接続され、 前記第１０の
リセット用トランジスタのソース領域は、前記第７、第８のトランジスタのソース領域と
電気的に接続され、ドレイン領域は前記第７、第８のトランジスタのゲート電極と電気的
に接続され、 前記第１１のリセット用トランジスタのソース領域は、前記第９のトラン
ジスタのソース領域と電気的に接続され、ドレイン領域は前記第９のトランジスタのゲー
ト電極と電気的に接続され、第１の入力信号が、前記第１のトランジスタのソース領域に
入力され、前記第１のトランジスタからの出力信号が、前記第３のトランジスタのゲート
電極に入力され、第２の入力信号が、前記第２のトランジスタのソース領域に入力され、
前記第２のトランジスタからの出力信号が、前記第４のトランジスタのゲート電極に入力
され、 電圧振幅の変換を行わない期間においては、前記第１０、第１１のリセット用ト
ランジスタのゲート電極にリセット信号を入力し、前記第７、第８、第９のトランジスタ
を非導通状態とすることによって、電流の供給が遮断されることを特徴としている。

請求項１０に記載の、本発明のレベルシフタは、 請求項１乃至請求項９記載のレベル
シフタにおいて、 前記第１の入力信号は、低電圧振幅の信号であり、前記第２の入力信
号は、前記第１の入力信号と逆の位相を有する低電圧振幅の信号であることを特徴として
いる。

請求項１１に記載の、本発明のレベルシフタは、 請求項１乃至請求項９に記載のレベ
ルシフタにおいて、 前記第１の入力信号は、低電圧振幅の信号であり、前記第２の入力
信号は、前期第１の入力信号の振幅範囲内における、ある一定電位の信号であることを特
徴としている。

請求項１２に記載の、本発明のレベルシフタは、 請求項１乃至請求項１１に記載のレ
ベルシフタにおいて、 前記第１及び第２の入力信号の電圧振幅は、５[Ｖ]以下であるこ
とを特徴としている。

差動増幅回路を有する本発明のレベルシフタによって、入力信号の電圧振幅が小さい場
合にも、十分な変換能力を提供することが出来る。これにより、駆動回路の低駆動電圧化
が進み、駆動回路と画素部との駆動電圧の差が大きくなるような場合にも、正常に信号の
振幅の変換を可能とする。

また、本発明のレベルシフタの一態様においては、信号入力について、ゲート電極への
直接の入力を避けた構造としており、入力信号の電圧振幅が小さい場合に、ＴＦＴのしき
い値の影響を受けることを低減しているため、今後の駆動回路の低駆動電圧化に大いに貢
献する。

本発明の２入力１出力型レベルシフタの回路図。 図１に示したレベルシフタの駆動時の各部の電位の模式図。 実施例１にて示した本発明の２入力１出力型レベルシフタの回路図。 図３に示したレベルシフタの駆動時の各部の電位のシミュレーション結果を示す図。 実施例２にて示した本発明の２入力１出力型レベルシフタの回路図。 図５に示したレベルシフタの駆動時の各部の電位のシミュレーション結果を示す図。 実施例３にて示した本発明の１入力１出力型レベルシフタの回路図。 図５に示したレベルシフタの駆動時の各部の電位のシミュレーション結果を示す図。 実施例４にて示したアクティブマトリクス基板の作成工程例を示す図。 実施例４にて示したアクティブマトリクス基板の作成工程例を示す図。 実施例４にて示したアクティブマトリクス基板の作成工程例を示す図。 従来の２入力２出力型レベルシフタの回路図。 実施例１１にて本発明を適用した電子機器の例を示す図。 実施例１１にて本発明を適用した電子機器の例を示す図。 実施例１１にて本発明を適用した電子機器の例を示す図。 実施例５にて示した、本発明のレベルシフタを用いて同一基板上に形成した表示装置全体の回路の概略図。 実施例６にて示した本発明の２入力１出力型レベルシフタの回路図。 図１７に示したレベルシフタの駆動時の各部の電位のシミュレーション結果を示す図。 実施例７にて示した本発明の２入力１出力型レベルシフタの回路図。 実施例８にて示した、リセット信号入力を有する本発明のレベルシフタの回路図。 実施例１０にて示した、各ＴＦＴの近接配置を考えた、実設計における本発明のレベルシフタのＴＦＴ配置例を示す図。 実施例９にて示した、電源制御用信号入力を有する本発明のレベルシフタの回路図。

本発明のレベルシフタの回路構成図を図１に示す。ここでは、電源電位にＧＮＤ（＝０
[Ｖ]）、ＶＤＤ１、ＶＤＤ２を用い、それらの大小関係は、ＧＮＤ＜ＶＤＤ１＜ＶＤＤ２
とする。本発明のレベルシフタは、点線枠１５０で囲まれたカレントミラー回路と、点線
枠１６０で囲まれた差動回路と、点線枠１７０で囲まれた第１のソースフォロア回路と、
点線枠１８０で囲まれた第２のソースフォロア回路と、電流源１０９とを有している。カ
レントミラー回路１５０、差動回路１６０および電流源１０９により、差動増幅回路が構
成され、信号の電圧振幅の変換が行われる。ここで、カレントミラー回路１５０は、差動
増幅回路の利得を大きくするための負荷として用いている。

Ｐ型ＴＦＴ１０１、１０２のソース領域は、電源ＶＤＤ２に接続されている。
Ｐ型ＴＦＴ１０１、１０２のゲート電極は互いに電気的に接続され、Ｐ型ＴＦＴ１０１の
ドレイン領域およびＮ型ＴＦＴ１０３のドレイン領域と電気的に接続されている。Ｐ型Ｔ
ＦＴ１０２のドレイン領域は、Ｎ型ＴＦＴ１０４のドレイン領域と電気的に接続され、こ
のノードより出力（Ｏｕｔ）を得る。Ｎ型ＴＦＴ１０３、１０４のソース領域は、電流源
１０９と電気的に接続されている。Ｎ型ＴＦＴ１０５のソース領域には第１の入力信号（
Ｉｎ１）が入力され、Ｎ型ＴＦＴ１０６のソース領域には第２の入力信号（Ｉｎ２）が入
力される。Ｎ型ＴＦＴ１０５のゲート電極とドレイン領域とは、ともに電流源１０７およ
びＮ型ＴＦＴ１０３のゲート電極と電気的に接続されている。Ｎ型ＴＦＴ１０６のゲート
電極とドレイン領域とは、ともに電流源１０８およびＮ型ＴＦＴ１０４のゲート電極と電
気的に接続されている。

本発明のレベルシフタの基本的な動作を、図１、図２を用いて説明する。まず、第１の
入力端子（Ｉｎ１）からは、ＧＮＤ〜ＶＤＤ１の振幅を有する信号が入力される。差動回
路部１６０には、電流源１０９より定電流が供給される。一方、第１のソースフォロア回
路１７０および第２のソースフォロア回路１８０におけるＮ型ＴＦＴ１０５、１０６は、
ともにゲート電極とドレイン領域とが接続されているので、この２つのＴＦＴはいずれも
飽和領域で動作する。よって、Ｎ型ＴＦＴ１０３のゲート電極には、ＶＤＤ２−第１の入
力端子（Ｉｎ１）間の電圧を、抵抗分割した電位が入力される。この電位をＶ₁₀₃と表記
する。同様に、第２の入力端子（Ｉｎ２）からも信号が入力され、第１の入力信号の場合
と同様にして、Ｎ型ＴＦＴ１０４のゲート電極には、ＶＤＤ２−第２の入力端子（Ｉｎ２
）間の電圧を抵抗分割した電位が入力される。この電位をＶ₁₀₄と表記する。

Ｖ₁₀₃、Ｖ₁₀₄の電位は、図２（Ｂ）に示すようになる。図１中、点線枠１５０で囲われ
たカレントミラー回路と、点線枠１６０で囲われた差動回路とにより構成される差動増幅
回路の動作について説明する。差動回路のＮ型ＴＦＴ１０３、１０４のソース領域は、電
流源１０９に接続されている。よって、この２つのＴＦＴを流れる電流は常に一定である
。ここで、第１の入力信号がＨｉ、第２の入力信号がＬｏである場合、差動回路への入力
電位の大小関係は、Ｖ₁₀₃＞Ｖ₁₀₄となる。よって、Ｎ型ＴＦＴ１０３のゲート・ソース間
電圧は大きくなり、Ｎ型ＴＦＴ１０４のゲート・ソース間電圧は小さくなる。したがって
、Ｎ型ＴＦＴ１０３を流れる電流Ｉ₁₀₃は増加し、Ｎ型ＴＦＴ１０４を流れる電流Ｉ₁₀₄は
減少する。このとき、カレントミラー回路によって、Ｐ型ＴＦＴ１０１、１０２には、Ｉ
₁₀₃に等しい電流が流れる。よって出力端子（Ｏｕｔ）には、Ｉ₁₀₃とＴ₁₀₄の差分の電流
が流れる。

第１の入力信号がＨｉ、第２の入力信号がＬｏであるときは、Ｉ₁₀₃＞Ｉ₁₀₄であるから
、出力端子は差分の電流によって充電され、電位が上昇する。逆に、第１の入力信号がＬ
ｏ、第２の入力信号がＨｉであるときは、出力端子の電位は下降する。よって，出力端子
からは、図２（Ｃ）に示すようなパルスが得られる。
その後、出力端子の後でバッファ等を通すことにより、図２（Ｄ）に示すような、ＧＮＤ
〜ＶＤＤ２の振幅を有するパルスが得られる。

本実施形態においては、入力信号は、第１の入力信号の反転信号を第２の入力信号とし
ているが、この２つの信号の関係はこの限りでなく、図２（Ｂ）に示すように、第１の入
力信号のタイミングで、Ｎ型ＴＦＴ１０３および１０４のゲート電極に印加される電位が
大小関係をとれるような信号であれば良い。

また、カレントミラー回路１５０、差動回路１６０に関しては、動作を説明するため、
ある一態様を示したが、回路構成に関しては、特にここに表記した構成のみに限定しない
。

以下に本発明の実施例について記述する。

図３に、本発明のレベルシフタの一実施例を示す。本実施例の説明に伴って行ったシミ
ュレーションの条件として、電源電位にＧＮＤ（＝０[Ｖ]）、ＶＤＤ１（＝３[Ｖ]）、Ｖ
ＤＤ２（＝１０[Ｖ]）を用いて説明する。

本実施例のレベルシフタは、点線枠３００で囲まれた差動増幅回路と、点線枠３２０で
囲まれた第１のソースフォロア回路、点線枠３３０で囲まれた第２のソースフォロア回路
からなるレベルシフタ部と、点線枠３５０で囲まれた電源部とによって構成される。

まず、電源部の構成から説明する。Ｐ型ＴＦＴ３１０、３１１のソース領域と、Ｎ型Ｔ
ＦＴ３１３のゲート電極とは、電源ＶＤＤ２と電気的に接続されている。Ｎ型ＴＦＴ３１
２、３１３のソース領域は、電源ＧＮＤと電気的に接続されている。Ｎ型ＴＦＴ３１３の
ドレイン領域は、Ｐ型ＴＦＴ３１１のドレイン領域と電気的に接続され、さらにＰ型ＴＦ
Ｔ３１０、３１１のゲート電極と電気的に接続されており、レベルシフタ部へと入力され
る。このノードをαとする。Ｎ型ＴＦＴ３１２のドレイン領域は、Ｐ型ＴＦＴ３１０のド
レイン領域およびＮ型ＴＦＴ３１２のゲート電極と電気的に接続され、レベルシフタ部へ
と入力される。このノードをβとする。

続いて、レベルシフタ部の構成について説明する。差動増幅回路３００において、Ｐ型
ＴＦＴ３０２、３０３のソース領域は、電源ＶＤＤ２と電気的に接続されている。Ｐ型Ｔ
ＦＴ３０２、３０３のゲート電極は互いに電気的に接続され、Ｐ型ＴＦＴ３０２のドレイ
ン領域およびＮ型ＴＦＴ３０６のドレイン領域と電気的に接続されている。Ｐ型ＴＦＴ３
０３のドレイン領域は、Ｎ型ＴＦＴ３０７のドレイン領域と電気的に接続され、このノー
ドより、バッファ（Ｂｕｆ．）等を介して出力（Ｏｕｔ）を得る。Ｎ型ＴＦＴ３０６、３
０７のソース領域は、Ｎ型ＴＦＴ３０９のドレイン領域と電気的に接続され、Ｎ型ＴＦＴ
３０９のソース領域は、電源ＧＮＤと電気的に接続されている。Ｎ型ＴＦＴ３０９のゲー
ト電極には、ノードβにおける電位が入力される。

第１のソースフォロア回路３２０において、Ｐ型ＴＦＴ３０１のソース領域は電源ＶＤ
Ｄ２と電気的に接続され、ゲート電極には、ノードαにおける電位が入力される。一方、
Ｎ型ＴＦＴ３０５のソース領域より、第１の入力信号（Ｉｎ１）が入力される。Ｎ型ＴＦ
Ｔ３０５のドレイン領域とゲート電極は電気的に接続され、さらにＰ型ＴＦＴ３０１のド
レイン領域と電気的に接続される。このノードの電位は、差動増幅回路内のＮ型ＴＦＴ３
０６のゲート電極に入力される。

第２のソースフォロア回路３３０において、Ｐ型ＴＦＴ３０４のソース領域は電源ＶＤ
Ｄ２と電気的に接続され、ゲート電極には、ノードαにおける電位が入力される。一方、
Ｎ型ＴＦＴ３０８のソース領域より、第１の入力信号（Ｉｎ１）が入力される。Ｎ型ＴＦ
Ｔ３０８のドレイン領域とゲート電極は電気的に接続され、さらにＰ型ＴＦＴ３０４のド
レイン領域と電気的に接続される。このノードの電位は、差動増幅回路内のＮ型ＴＦＴ３
０７のゲート電極に入力される。

本発明のレベルシフタの動作を、図３、図４を用いて説明する。図４は、図３で示した
回路に関するシミュレーション結果を示している。

まず、電源部について説明する。Ｎ型ＴＦＴ３１３のゲート電極にＶＤＤ２が入力され
て、導通する。これによってＰ型ＴＦＴ３１０、３１１のゲート電極にはＧＮＤが入力さ
れ、共に導通する。Ｐ型ＴＦＴ３１０の導通により、Ｎ型ＴＦＴ３１２のゲート電極には
ＶＤＤ２が入力され、導通する。図３中、ノードαには、ＧＮＤに対してやや高い電位が
現れ、ノードβには、ＶＤＤ２に対してやや低い電位が現れる。説明のため、以後は前者
をＧＮＤ'、後者をＶＤＤ２'と表記する。（シミュレーション結果では、ＧＮＤ'＝１．
８[Ｖ]、ＶＤＤ２'＝６．８[Ｖ]。）

続いて、レベルシフタ部について説明する。Ｎ型ＴＦＴ３０９のゲート電極に、先の電
源部から出力されるＶＤＤ２'が入力され、導通する。よってＮ型ＴＦＴ３０６、３０７
のソース領域には電源ＧＮＤが入力される。一方、Ｐ型ＴＦＴ３０１、３０４のゲート電
極には、先の電源部から出力されるＧＮＤ'が入力され、導通する。Ｎ型ＴＦＴ３０５の
ゲート電極とドレイン領域とは接続されており、Ｎ型ＴＦＴ３０８のゲート電極とドレイ
ン領域とが接続されているので、この２つのＴＦＴはいずれも飽和領域で動作する。よっ
て、Ｎ型ＴＦＴ３０６のゲート電極には、ＶＤＤ２−第１の入力信号（Ｉｎ１）間の電圧
を、Ｐ型ＴＦＴ３０１およびＮ型ＴＦＴ３０５の抵抗によって抵抗分割した電位が入力さ
れる。この電位をＶ₃₀₆と表記する。また、Ｎ型ＴＦＴ３０７のゲート電極には、ＶＤＤ
２−第２の入力信号（Ｉｎ２）間の電圧を、Ｐ型ＴＦＴ３０４およびＮ型ＴＦＴ３０８の
有する抵抗によって抵抗分割した電位が入力される。この電位をＶ₃₀₇と表記する。

Ｖ₃₀₆、Ｖ₃₀₇の電位は、図４（Ｂ）に示すようになる。点線枠３００で囲われた差動増
幅回路は、Ｖ₃₀₆−Ｖ₃₀₇間の電位差を増幅して出力する機能を有する。
よって、出力端子（Ｏｕｔ）からは、図４（Ｃ）に示すようなパルスが得られる。その後
、出力端子の後でバッファ等を通すことにより、図４（Ｄ）に示すような、ＧＮＤ〜ＶＤ
Ｄ２の振幅を有するパルスが得られる。

比較のため、図４（Ｃ）（Ｄ）には、従来のレベルシフタによって振幅変換を行った場
合のシミュレーション結果をプロットしている。図４（Ｃ）における、レベルシフタ出力
が、既に正常な波形を保っていないことがわかる。図４（Ｄ）
でのバッファ出力を比較すると、電圧振幅は０〜１０[Ｖ]を達成しているが、本発明のレ
ベルシフタの出力と比較すると、入力信号に対し、大きく遅延しているのがわかる。この
ように、本発明のレベルシフタは、従来型では正常に行うことの困難な振幅変換を行うこ
とが出来る。

また、本実施例にて示した図３の例では、ＴＦＴ３０５、３０８をＮ型ＴＦＴとしてい
るが、これらをＰ型ＴＦＴとし、ＴＦＴ３０５、３０８のゲート電極とドレイン領域とを
入力端子（Ｉｎ１またはＩｎ２）に接続し、ソース領域をＴＦＴ３０１、３０４のドレイ
ン領域および差動回路の入力部に接続しても良い。

実施例１においては、信号の振幅変換は、低電圧側（ＧＮＤ）を固定し、高電圧側をＶ
ＤＤ１からＶＤＤ２へと変換することによって行っていた。本実施例においては、高電圧
側を固定し、低電圧側を変換して信号の振幅変換を行う構成のレベルシフタの例を示す。
また、説明の際に用いる電源電位は、ここではＧＮＤ、ＶＤＤ３、ＶＤＤ４を用い、それ
らの大小関係は、ＶＤＤ４＜ＶＤＤ３＜ＧＮＤとする。本実施例の説明に伴って行ったシ
ミュレーションの条件として、電源電位にＧＮＤ（＝０[Ｖ]）、ＶＤＤ３（＝−３[Ｖ]）
、ＶＤＤ４（＝−１０[Ｖ]）を用いて説明する。

図５に、本実施例のレベルシフタの回路構成を示す。図３に示したレベルシフタを構成
するＴＦＴの極性を逆にした形であり、電源ＶＤＤ２が接続されていた所に、電源ＶＤＤ
４が接続されている。また、入力信号の電圧振幅はＶＤＤ３〜ＧＮＤであり、このレベル
シフタによって、その電圧振幅をＶＤＤ４〜ＧＮＤに変換する。

本発明のレベルシフタの動作を、図５、図６を用いて説明する。図６は、図５で示した
回路に関するシミュレーション結果を示している。図５中、点線枠５５０で示される電源
部と、差動増幅回路５００およびソースフォロア回路５２０、５３０を有するレベルシフ
タ部とに分けて説明する。

まず、電源部について説明する。Ｐ型ＴＦＴ５１３のゲート電極にＶＤＤ４が入力され
て、導通する。これによってＮ型ＴＦＴ５１０、５１１のゲート電極にはＧＮＤが入力さ
れ、共に導通する。Ｎ型ＴＦＴ５１０の導通により、Ｐ型ＴＦＴ５１２のゲート電極には
ＶＤＤ４が入力され、導通する。図５中、ノードαには、ＧＮＤに対してやや低い電位が
現れ、ノードβには、ＶＤＤ４に対してやや高い電位が現れる。説明のため、以後は前者
をＧＮＤ"、後者をＶＤＤ４'と表記する。（シミュレーション結果では、ＧＮＤ"＝−３
．６[Ｖ]、ＶＤＤ４'＝−８．１[Ｖ]。）

続いて、レベルシフタ部について説明する。まず、第３の信号と第４の信号が、それぞ
れ図５中、Ｉｎ３およびＩｎ４より入力される。一方、Ｐ型ＴＦＴ５０９のゲート電極に
、先の電源部から出力されるＶＤＤ４'が入力され、導通する。よってＰ型ＴＦＴ５０６
、５０７のソース領域には、電源ＧＮＤが入力される。一方、Ｎ型ＴＦＴ５０１、５０４
のゲート電極には、先の電源部から出力されるＧＮＤ"が入力され、導通する。Ｐ型ＴＦ
Ｔ５０５のゲート電極とドレイン領域とは接続されており、Ｐ型ＴＦＴ５０８のゲート電
極とドレイン領域とが接続されているので、この２つのＴＦＴはいずれも飽和領域で動作
する。よって、Ｐ型ＴＦＴ５０６のゲート電極には、ＶＤＤ４−第３の入力信号（Ｉｎ３
）間の電圧を、Ｎ型ＴＦＴ５０１およびＰ型ＴＦＴ５０５の抵抗によって抵抗分割した電
位が入力される。この電位をＶ₅₀₆と表記する。また、Ｐ型ＴＦＴ５０７のゲート電極に
は、ＶＤＤ４−第４の入力信号（Ｉｎ４）間の電圧を、Ｎ型ＴＦＴ５０４およびＰ型ＴＦ
Ｔ５０８の有する抵抗によって抵抗分割した電位が入力される。この電位をＶ₅₀₇と表記
する。

Ｖ₅₀₆、Ｖ₅₀₇の電位は、図６（Ｂ）に示すようになる。点線枠５００で囲われた差動増
幅回路は、Ｖ₅₀₆−Ｖ₅₀₇間の電位差を増幅して出力する機能を有する。
よって、出力端子（Ｏｕｔ）からは、図６（Ｃ）に示すようなパルスが得られる。その後
、出力端子の後でバッファ等を通すことにより、図６（Ｄ）に示すような、ＧＮＤ〜ＶＤ
Ｄ４の振幅を有するパルスが得られる。

また、本実施例にて示した図５の例では、ＴＦＴ５０５、５０８をＰ型ＴＦＴとしてい
るが、これらをＮ型ＴＦＴとし、ＴＦＴ５０５、５０８のゲート電極とドレイン領域とを
入力端子（Ｉｎ３またはＩｎ４）に接続し、ソース領域をＴＦＴ５０１、５０４のドレイ
ン領域および差動回路の入力部に接続しても良い。

実施例１および実施例２にて示した本発明のレベルシフタは、２入力、１出力型であっ
たが、同様の回路を用いて、１入力、１出力型とすることも出来る。本実施例においては
、ＧＮＤ〜ＶＤＤ１の電圧振幅を有する信号を、ＧＮＤ〜ＶＤＤ２の電圧振幅を有する信
号に変換する、１入力、１出力型レベルシフタを例に挙げて述べる。

図７は１入力、１出力型レベルシフタの例である。実施例１にて示したレベルシフタと
、回路構成上の相違点はない。唯一、実施例１で第２の信号（Ｉｎ２）
が入力されていた端子が、電源Ｖｒｅｆに接続されている点が異なる。ここでは、電源電
位にＧＮＤ（＝０[Ｖ]）、ＶＤＤ１（＝３[Ｖ]）、ＶＤＤ２（＝１０[Ｖ]）、Ｖｒｅｆ（
＝１．５[Ｖ]）を用いる。ここで、Ｖｒｅｆの電位は、入力信号（Ｉｎ）の振幅の範囲内
であることが望ましい。本実施例では、例としてＧＮＤ（＝０[Ｖ]）とＶＤＤ１（＝３[
Ｖ]）の中間電位となるようにした。

本発明のレベルシフタの動作を、図７、図８を用いて説明する。図８は、図７で示した
回路に関するシミュレーション結果を示している。図７中、点線枠７５０で示される電源
部と、差動増幅回路７００およびソースフォロア回路７２０、７３０を有するレベルシフ
タ部とに分けて説明する。

まず、電源部について説明する。Ｎ型ＴＦＴ７１３のゲート電極にＶＤＤ２（＝１０[
Ｖ]）が入力されて、導通する。これによってＰ型ＴＦＴ７１０、７１１のゲート電極に
はＧＮＤ（＝０[Ｖ]）が入力され、共に導通する。Ｐ型ＴＦＴ７１０の導通により、Ｎ型
ＴＦＴ７１２のゲート電極にはＶＤＤ２（＝１０[Ｖ]）
が入力され、導通する。よって、図５中、ノードαには、ＧＮＤに対してやや高い電位が
現れ、ノードβには、ＶＤＤ２に対してやや低い電位が現れる。説明のため、以後は前者
をＧＮＤ'、後者をＶＤＤ２'と表記する。（シミュレーション結果では、ＧＮＤ'＝１．
８[Ｖ]、ＶＤＤ２'＝６．８[Ｖ]。）

続いて、レベルシフタ部について説明する。Ｎ型ＴＦＴ７０９のゲート電極に、先の電
源部から出力されるＶＤＤ２'が入力され、導通する。よってＮ型ＴＦＴ７０６、７０７
のソース領域と電源ＧＮＤが電気的に接続される。一方、Ｐ型ＴＦＴ７０１、７０４のゲ
ート電極には、先の電源部から出力されるＧＮＤ'が入力され、導通する。Ｎ型ＴＦＴ７
０５のゲート電極とドレイン領域とは接続されており、Ｎ型ＴＦＴ７０８のゲート電極と
ドレイン領域とが接続されているので、この２つのＴＦＴはいずれも飽和領域で動作する
。よって、Ｎ型ＴＦＴ７０６のゲート電極には、ＶＤＤ２−第１の入力信号（Ｉｎ）間の
電圧を、Ｐ型ＴＦＴ７０１およびＮ型ＴＦＴ７０５の抵抗によって抵抗分割した電位が入
力される。この電位をＶ₇₀₆と表記する。また、Ｎ型ＴＦＴ７０７のゲート電極には、Ｖ
ＤＤ２−第２の入力信号（Ｉｎｂ）間の電圧を、Ｐ型ＴＦＴ７０４およびＮ型ＴＦＴ７０
８の有する抵抗によって抵抗分割した電位が入力される。この電位をＶ₇₀₇と表記する。

ここで、Ｖ₇₀₆およびＶ₇₀₇の大小関係について考える。まずＶＤＤ２（＝１０[Ｖ]）−
Ｖｒｅｆ（＝１．５[Ｖ]）間の電圧が一定であることから、Ｖ₇₀₇もまた一定の電位をと
る。これに対してＶ₇₀₆は、図８（Ａ）（Ｂ）に示すように、入力信号（Ｉｎ）の電位が
Ｈｉ（＝３[Ｖ]）の時とＬｏ（＝０[Ｖ]）の時でその電位が変化する。以下に、２つの場
合に分けてこれらの大小関係について説明する。

（１）入力信号（Ｉｎ）にＨｉが入力される時 このとき、Ｖ₇₀₆は、ＶＤＤ２（
＝１０[Ｖ]）−ＶＤＤ１（＝３[Ｖ]）間の電圧を、Ｐ型ＴＦＴ７０１およびＮ型ＴＦＴ７
０５の抵抗によって抵抗分割した電位となる。ここで、ＧＮＤ（＝０[Ｖ]）＜Ｖｒｅｆ（
＝１．５[Ｖ]）＜ＶＤＤ１（＝３[Ｖ]）であるから、大小関係はＶ₇₀₆＞Ｖ₇₀₇となる。（
図８（Ｂ））

（２）入力信号（Ｉｎ）にＬｏが入力される時 このとき、Ｖ₇₀₆は、ＶＤＤ２（
＝１０[Ｖ]）−ＧＮＤ（＝０[Ｖ]）間の電圧を、Ｐ型ＴＦＴ７０１およびＮ型ＴＦＴ７０
５の抵抗によって抵抗分割した電位となる。（１）と同様、ＧＮＤ（＝０[Ｖ]）＜Ｖｒｅ
ｆ（＝１．５[Ｖ]）＜ＶＤＤ１（＝３[Ｖ]）であるから、大小関係はＶ₇₀₆＜Ｖ₇₀₇となる
。（図８（Ｂ））

よって、出力端子（Ｏｕｔ）からは、図８（Ｃ）に示すようなパルスが得られる。その後
、出力端子の後でバッファ等を通すことにより、図８（Ｄ）に示すような、ＧＮＤ〜ＶＤ
Ｄ２の振幅を有するパルスが得られる。

また、本実施例にて示した図７の例では、ＴＦＴ７０５、７０８をＮ型ＴＦＴとしてい
るが、これらをＰ型ＴＦＴとし、ＴＦＴ７０５、７０８のゲート電極とドレイン領域とを
入力端子（Ｉｎ）またはＶｒｅｆに接続し、ソース領域をＴＦＴ７０１、７０４のドレイ
ン領域および差動回路の入力部に接続しても良い。

本実施例では、装置の画素部とその周辺に設けられる駆動回路部（ソース信号線駆動回
路、ゲート信号線駆動回路）のＴＦＴを同時に作製する方法について説明する。但し、説
明を簡単にするために、駆動回路部に関しては基本単位であるＣＭＯＳ回路を図示するこ
ととする。

まず、図９（Ａ）に示すように、コーニング社の＃７０５９ガラスや＃１７３７ガラス
などに代表されるバリウムホウケイ酸ガラス、またはアルミノホウケイ酸ガラスなどのガ
ラスから成る基板５００１上に酸化シリコン膜、窒化シリコン膜または酸化窒化シリコン
膜などの絶縁膜から成る下地膜５００２を形成する。
例えば、プラズマＣＶＤ法でＳｉＨ₄、ＮＨ₃、Ｎ₂Ｏから作製される酸化窒化シリコン膜
５００２ａを１０〜２００[nm]（好ましくは５０〜１００[nm]）形成し、同様にＳｉＨ₄
、Ｎ₂Ｏから作製される酸化窒化水素化シリコン膜５００２ｂを５０〜２００[nm]（好ま
しくは１００〜１５０[nm]）の厚さに積層形成する。本実施例では下地膜５００２を２層
構造として示したが、前記絶縁膜の単層膜または２層以上積層させた構造として形成して
も良い。

島状半導体層５００３〜５００６は、非晶質構造を有する半導体膜をレーザー結晶化法
や公知の熱結晶化法を用いて作製した結晶質半導体膜で形成する。この島状半導体層５０
０３〜５００６の厚さは２５〜８０[nm]（好ましくは３０〜６０[nm]）の厚さで形成する
。結晶質半導体膜の材料に限定はないが、好ましくはシリコンまたはシリコンゲルマニウ
ム（ＳｉＧｅ）合金などで形成すると良い。

レーザー結晶化法で結晶質半導体膜を作製するには、パルス発振型または連続発光型の
エキシマレーザーやＹＡＧレーザー、ＹＶＯ₄レーザーを用いる。これらのレーザーを用
いる場合には、レーザー発振器から放射されたレーザー光を光学系で線状に集光し半導体
膜に照射する方法を用いると良い。結晶化の条件は実施者が適宣選択するものであるが、
エキシマレーザーを用いる場合はパルス発振周波数３０[Hz]とし、レーザーエネルギー密
度を１００〜４００[mJ/cm²](代表的には２００〜３００[mJ/cm²])とする。また、ＹＡＧ
レーザーを用いる場合にはその第２高調波を用いパルス発振周波数１〜１０[kHz]とし、
レーザーエネルギー密度を３００〜６００[mJ/cm²](代表的には３５０〜５００[mJ/cm²])
とすると良い。そして幅１００〜１０００[μm]、例えば４００[μm]で線状に集光したレ
ーザー光を基板全面に渡って照射し、この時の線状レーザー光の重ね合わせ率（オーバー
ラップ率）を８０〜９８[％]として行う。

次いで、島状半導体層５００３〜５００６を覆うゲート絶縁膜５００７を形成する。ゲ
ート絶縁膜５００７はプラズマＣＶＤ法またはスパッタ法を用い、厚さを４０〜１５０[n
m]としてシリコンを含む絶縁膜で形成する。本実施例では、１２０[nm]の厚さで酸化窒化
シリコン膜で形成する。勿論、ゲート絶縁膜はこのような酸化窒化シリコン膜に限定され
るものでなく、他のシリコンを含む絶縁膜を単層または積層構造として用いても良い。例
えば、酸化シリコン膜を用いる場合には、プラズマＣＶＤ法でＴＥＯＳ（Tetraethyl Ort
hosilicate）とＯ₂とを混合し、反応圧力４０[Pa]、基板温度３００〜４００[℃]とし、
高周波（１３．５６[MHz]）、電力密度０．５〜０．８[W/cm²]で放電させて形成すること
が出来る。このようにして作製される酸化シリコン膜は、その後４００〜５００[℃]の熱
アニールによりゲート絶縁膜として良好な特性を得ることが出来る。

そして、ゲート絶縁膜５００７上にゲート電極を形成するための第１の導電膜５００８
と第２の導電膜５００９とを形成する。本実施例では、第１の導電膜５００８をＴａで５
０〜１００[nm]の厚さに形成し、第２の導電膜５００９をＷで１００〜３００[nm]の厚さ
に形成する。

Ｔａ膜はスパッタ法で、ＴａのターゲットをＡｒでスパッタすることにより形成する。
この場合、Ａｒに適量のＸｅやＫｒを加えると、Ｔａ膜の内部応力を緩和して膜の剥離を
防止することが出来る。また、α相のＴａ膜の抵抗率は２０[μΩcm]程度でありゲート電
極に使用することが出来るが、β相のＴａ膜の抵抗率は１８０[μΩcm]程度でありゲート
電極とするには不向きである。α相のＴａ膜を形成するために、Ｔａのα相に近い結晶構
造をもつ窒化タンタルを１０〜５０[nm]程度の厚さでＴａの下地に形成しておくとα相の
Ｔａ膜を容易に得ることが出来る。

Ｗ膜を形成する場合には、Ｗをターゲットとしたスパッタ法で形成する。その他に６フ
ッ化タングステン（ＷＦ₆）を用いる熱ＣＶＤ法で形成することも出来る。いずれにして
もゲート電極として使用するためには低抵抗化を図る必要があり、Ｗ膜の抵抗率は２０[
μΩcm]以下にすることが望ましい。Ｗ膜は結晶粒を大きくすることで低抵抗率化を図る
ことが出来るが、Ｗ中に酸素などの不純物元素が多い場合には結晶化が阻害され高抵抗化
する。このことより、スパッタ法による場合、純度９９．９９９９[％]のＷターゲットを
用い、さらに成膜時に気相中からの不純物の混入がないように十分配慮してＷ膜を形成す
ることにより、抵抗率９〜２０[μΩcm]を実現することが出来る。

なお、本実施例では、第１の導電膜５００８をＴａ、第２の導電膜５００９をＷとした
が、特に限定されず、いずれもＴａ、Ｗ、Ｔｉ、Ｍｏ、Ａｌ、Ｃｕなどから選ばれた元素
、または前記元素を主成分とする合金材料もしくは化合物材料で形成してもよい。また、
リン等の不純物元素をドーピングした多結晶シリコン膜に代表される半導体膜を用いても
よい。本実施例以外の他の組み合わせの一例で望ましいものとしては、第１の導電膜５０
０８を窒化タンタル（ＴａＮ）で形成し、第２の導電膜５００９をＷとする組み合わせ、
第１の導電膜５００８を窒化タンタル（ＴａＮ）で形成し、第２の導電膜５００９をＡｌ
とする組み合わせ、第１の導電膜５００８を窒化タンタル（ＴａＮ）で形成し、第２の導
電膜５００９をＣｕとする組み合わせ等が挙げられる。

次に、レジストによるマスク５０１０を形成し、電極及び配線を形成するための第１の
エッチング処理を行う。本実施例ではＩＣＰ（Inductively Coupled Plasma：誘導結合型
プラズマ）エッチング法を用い、エッチング用ガスにＣＦ₄とＣｌ₂を混合し、１[Pa]の圧
力でコイル型の電極に５００[W]のＲＦ（１３．５６[MHz]）電力を投入してプラズマを生
成して行う。基板側（試料ステージ）にも１００[W]のＲＦ（１３．５６[MHz]）電力を投
入し、実質的に負の自己バイアス電圧を印加する。ＣＦ₄とＣｌ₂を混合した場合にはＷ膜
及びＴａ膜とも同程度にエッチングされる。

上記エッチング条件では、レジストによるマスクの形状を適したものとすることにより
、基板側に印加するバイアス電圧の効果により第１の導電層及び第２の導電層の端部がテ
ーパー形状となる。テーパー部の角度は１５〜４５°となる。
ゲート絶縁膜上に残渣を残すことなくエッチングするためには、１０〜２０[％]程度の割
合でエッチング時間を増加させると良い。Ｗ膜に対する酸化窒化シリコン膜の選択比は２
〜４（代表的には３）であるので、オーバーエッチング処理により、酸化窒化シリコン膜
が露出した面は２０〜５０[nm]程度エッチングされることになる。こうして、第１のエッ
チング処理により第１の導電層と第２の導電層から成る第１の形状の導電層５０１１〜５
０１６（第１の導電層５０１１ａ〜５０１６ａと第２の導電層５０１１ｂ〜５０１６ｂ）
を形成する。このとき、ゲート絶縁膜５００７においては、第１の形状の導電層５０１１
〜５０１６で覆われない領域は２０〜５０[nm]程度エッチングされ薄くなった領域が形成
される。
（図９（Ａ））

そして、第１のドーピング処理を行い、Ｎ型を付与する不純物元素を添加する。ドーピ
ングの方法はイオンドープ法もしくはイオン注入法で行えば良い。イオンドープ法の条件
はドーズ量を１×１０¹³〜５×１０¹⁴[atoms/cm²]とし、加速電圧を６０〜１００[keV]と
して行う。Ｎ型を付与する不純物元素として１５族に属する元素、典型的にはリン（Ｐ）
または砒素（Ａｓ）を用いるが、ここではリン（Ｐ）を用いる。この場合、導電層５０１
１〜５０１６がＮ型を付与する不純物元素に対するマスクとなり、自己整合的に第１の不
純物領域５０１７〜５０２０が形成される。第１の不純物領域５０１７〜５０２０には１
×１０²⁰〜１×１０²¹[atoms/cm³]の濃度範囲でＮ型を付与する不純物元素を添加する。
（図９（Ｂ））

次に、図９（Ｃ）に示すように、レジストマスクは除去しないまま、第２のエッチング
処理を行う。エッチングガスにＣＦ₄とＣｌ₂とＯ₂とを用い、Ｗ膜を選択的にエッチング
する。この時、第２のエッチング処理により第２の形状の導電層５０２１〜５０２６（第
１の導電層５０２１ａ〜５０２６ａと第２の導電層５０２１ｂ〜５０２６ｂ）を形成する
。このとき、ゲート絶縁膜５００７においては、第２の形状の導電層５０２１〜５０２６
で覆われない領域はさらに２０〜５０[nm]程度エッチングされ薄くなった領域が形成され
る。

Ｗ膜やＴａ膜のＣＦ₄とＣｌ₂の混合ガスによるエッチング反応は、生成されるラジカル
またはイオン種と反応生成物の蒸気圧から推測することが出来る。ＷとＴａのフッ化物と
塩化物の蒸気圧を比較すると、Ｗのフッ化物であるＷＦ₆が極端に高く、その他のＷＣｌ₅
、ＴａＦ₅、ＴａＣｌ₅は同程度である。従って、ＣＦ₄とＣｌ₂の混合ガスではＷ膜及びＴ
ａ膜共にエッチングされる。しかし、この混合ガスに適量のＯ₂を添加するとＣＦ₄とＯ₂
が反応してＣＯとＦになり、ＦラジカルまたはＦイオンが多量に発生する。その結果、フ
ッ化物の蒸気圧が高いＷ膜のエッチング速度が増大する。一方、ＴａはＦが増大しても相
対的にエッチング速度の増加は少ない。また、ＴａはＷに比較して酸化されやすいので、
Ｏ₂を添加することでＴａの表面が酸化される。Ｔａの酸化物はフッ素や塩素と反応しな
いためさらにＴａ膜のエッチング速度は低下する。従って、Ｗ膜とＴａ膜とのエッチング
速度に差を作ることが可能となりＷ膜のエッチング速度をＴａ膜よりも大きくすることが
可能となる。

そして、図１０（Ａ）に示すように第２のドーピング処理を行う。この場合、第１のド
ーピング処理よりもドーズ量を下げて高い加速電圧の条件としてＮ型を付与する不純物元
素をドーピングする。例えば、加速電圧を７０〜１２０[keV]とし、１×１０¹³[atoms/cm
²]のドーズ量で行い、図９（Ｂ）で島状半導体層に形成された第１の不純物領域の内側に
新たな不純物領域を形成する。ドーピングは、第２の形状の導電層５０２１〜５０２６を
不純物元素に対するマスクとして用い、第１の導電層５０２１ａ〜５０２６ａの下側の領
域の半導体層にも不純物元素が添加されるようにドーピングする。こうして、第２の不純
物領域５０２７〜５０３１が形成される。この第２の不純物領域５０２７〜５０３１に添
加されたリン（Ｐ）の濃度は、第１の導電層５０２１ａ〜５０２６ａのテーパー部の膜厚
に従って緩やかな濃度勾配を有している。なお、第１の導電層５０２１ａ〜５０２６ａの
テーパー部と重なる半導体層において、第１の導電層５０２１ａ〜５０２６ａのテーパー
部の端部から内側に向かって若干、不純物濃度が低くなっているものの、ほぼ同程度の濃
度である。

続いて、図１０（Ｂ）に示すように第３のエッチング処理を行う。エッチングガスにＣ
ＨＦ₆を用い、反応性イオンエッチング法（ＲＩＥ法）を用いて行う。
第３のエッチング処理により、第１の導電層５０２１ａ〜５０２６ａのテーパー部を部分
的にエッチングして、第１の導電層が半導体層と重なる領域が縮小される。第３のエッチ
ング処理によって、第３の形状の導電層５０３２〜５０３７（第１の導電層５０３２ａ〜
５０３７ａと第２の導電層５０３２ｂ〜５０３７ｂ）
を形成する。このとき、ゲート絶縁膜５００７においては、第３の形状の導電層５０３２
〜５０３７で覆われない領域はさらに２０〜５０[nm]程度エッチングされ薄くなった領域
が形成される。

第３のエッチング処理によって、第２の不純物領域５０２７〜５０３１においては、第
１の導電層５０３２ａ〜５０３７ａと重なる第２の不純物領域５０２７ａ〜５０３１ａと
、第１の不純物領域と第２の不純物領域との間の第３の不純物領域５０２７ｂ〜５０３１
ｂとが形成される。

そして、図１０（Ｃ）に示すように、Ｐ型ＴＦＴを形成する島状半導体層５００４に、
第1の導電型とは逆の導電型の第４の不純物領域５０３９〜５０４４を形成する。第３の
形状の導電層５０３３ｂを不純物元素に対するマスクとして用い、自己整合的に不純物領
域を形成する。このとき、Ｎ型ＴＦＴを形成する島状半導体層５００３、５００５、保持
容量部５００６および配線部５０３４はレジストマスク５０３８で全面を被覆しておく。
不純物領域５０３９〜５０４４にはそれぞれ異なる濃度でリンが添加されているが、ジボ
ラン（Ｂ₂Ｈ₆）を用いたイオンドープ法で形成し、そのいずれの領域においても不純物濃
度が２×１０²⁰〜２×１０²¹[atoms/cm³]となるようにする。

以上までの工程でそれぞれの島状半導体層に不純物領域が形成される。島状半導体層と
重なる第３の形状の導電層５０３２、５０３３、５０３５、５０３６がゲート電極として
機能する。また、５０３４は島状のソース信号線として機能する。５０３７は容量配線と
して機能する。

レジストマスク５０３８を除去した後、導電型の制御を目的として、それぞれの島状半
導体層に添加された不純物元素を活性化する工程を行う。この工程はファーネスアニール
炉を用いる熱アニール法で行う。その他に、レーザーアニール法、またはラピッドサーマ
ルアニール法（ＲＴＡ法）を適用することが出来る。
熱アニール法では酸素濃度が１[ppm]以下、好ましくは０．１[ppm]以下の窒素雰囲気中で
４００〜７００[℃]、代表的には５００〜６００[℃]で行うものであり、本実施例では５
００[℃]で４時間の熱処理を行う。ただし、第３の形状の導電層５０３７〜５０４２に用
いた配線材料が熱に弱い場合には、配線等を保護するため層間絶縁膜（シリコンを主成分
とする）を形成した後で活性化を行うことが好ましい。

さらに、３〜１００[％]の水素を含む雰囲気中で、３００〜４５０[℃]で１〜１２時間
の熱処理を行い、島状半導体層を水素化する工程を行う。この工程は熱的に励起された水
素により半導体層のダングリングボンドを終端する工程である。水素化の他の手段として
、プラズマ水素化（プラズマにより励起された水素を用いる）を行っても良い。

次いで、第１の層間絶縁膜５０４５は酸化窒化シリコン膜から１００〜２００[nm]の厚
さで形成する。その上に有機絶縁物材料から成る第２の層間絶縁膜５０４６を形成する。
次いで、コンタクトホールを形成するためのエッチング工程を行う。

そして、駆動回路部において島状半導体層のソース領域とコンタクトを形成するソース
配線５０４７、５０４８、ドレイン領域とコンタクトを形成するドレイン配線５０４９を
形成する。また、画素部においては、接続電極５０５０、画素電極５０５１、５０５２を
形成する（図１１（Ａ））。この接続電極５０５０により、ソース信号線５０３４は、画
素ＴＦＴと電気的な接続が形成される。なお、画素電極５０５２及び保持容量は隣り合う
画素のものである。

以上のようにして、Ｎ型ＴＦＴ、Ｐ型ＴＦＴを有する駆動回路部と、画素ＴＦＴ、保持
容量を有する画素部とを同一基板上に形成することができる。本明細書中ではこのような
基板をアクティブマトリクス基板と呼ぶ。

本実施例は、ブラックマトリクスを用いることなく、画素電極間の隙間を遮光すること
ができるように、画素電極の端部を信号線や走査線と重なるように配置されている。

また、本実施例で示す工程に従えば、アクティブマトリクス基板の作製に必要なフォト
マスクの数を５枚（島状半導体層パターン、第１配線パターン（走査線、信号線、容量配
線）、Ｐチャネル領域のマスクパターン、コンタクトホールパターン、第２配線パターン
（画素電極、接続電極含む））とすることができる。
その結果、工程を短縮し、製造コストの低減及び歩留まりの向上に寄与することができる
。

続いて、図１１（Ａ）の状態のアクティブマトリクス基板を得た後、アクティブマトリ
クス基板上に配向膜５０５３を形成しラビング処理を行う。

一方、対向基板５０５４を用意する。対向基板５０５４にはカラーフィルター層５０５
５〜５０５７、オーバーコート層５０５８を形成する。カラーフィルター層はＴＦＴの上
方で赤色のカラーフィルター層５０５５と青色のカラーフィルター層５０５６とを重ねて
形成し遮光膜を兼ねる構成とする。少なくともＴＦＴと、接続電極と画素電極との間を遮
光する必要があるため、それらの位置を遮光するように赤色のカラーフィルターと青色の
カラーフィルターを重ねて配置することが好ましい。

また、接続電極５０５０に合わせて赤色のカラーフィルター層５０５５、青色のカラー
フィルター層５０５６、緑色のカラーフィルター層５０５７とを重ね合わせてスペーサを
形成する。各色のカラーフィルターはアクリル樹脂に顔料を混合したもので１〜３[μm]
の厚さで形成する。これは感光性材料を用い、マスクを用いて所定のパターンに形成する
ことができる。スペーサの高さはオーバーコート層５０５８の厚さ１〜４[μm]を考慮す
ることにより２〜７[μm]、好ましくは４〜６[μm]とすることができ、この高さによりア
クティブマトリクス基板と対向基板とを貼り合わせた時のギャップを形成する。オーバー
コート層５０５８は光硬化型または熱硬化型の有機樹脂材料で形成し、例えば、ポリイミ
ドやアクリル樹脂などを用いる。

スペーサの配置は任意に決定すれば良いが、例えば図１１（Ｂ）で示すように接続電極
上に位置が合うように対向基板５０５４上に配置すると良い。また、駆動回路部のＴＦＴ
上にその位置を合わせてスペーサを対向基板５０５４上に配置してもよい。このスペーサ
は駆動回路部の全面に渡って配置しても良いし、ソース配線およびドレイン配線を覆うよ
うにして配置しても良い。

オーバーコート層５０５８を形成した後、対向電極５０５９をパターニング形成し、配
向膜５０６０を形成した後ラビング処理を行う。

そして、画素部と駆動回路部が形成されたアクティブマトリクス基板と対向基板とをシ
ール剤５０６２で貼り合わせる。シール剤５０６２にはフィラーが混入されていて、この
フィラーとスペーサによって均一な間隔を持って２枚の基板が貼り合わせられる。その後
、両基板の間に液晶材料５０６１を注入し、封止剤（図示せず）によって完全に封止する
。液晶材料５０６１には公知の液晶材料を用いれば良い。このようにして図１１（Ｂ）に
示すアクティブマトリクス型液晶表示装置が完成する。

なお、上記の行程により作成されるＴＦＴはトップゲート構造であるが、ボトムゲート
構造のＴＦＴやその他の構造のＴＦＴに対しても本実施例は容易に適用され得る。

また、本実施例にて例示した表示装置は、液晶表示装置であるが、本発明のレベルシフ
タは、液晶表示装置のみならず、エレクトロルミネッセンス（ＥＬ）を用いたＥＬ表示装
置の駆動回路においても有効に利用出来る。

図１６に、本発明のレベルシフタを用いての表示装置の構成例を示す。絶縁基板１６０
０上に、ソース信号線駆動回路１６０１、ゲート信号線駆動回路１６０２、画素部１６０
７が一体形成されている。ソース信号線駆動回路１６０１は、レベルシフタ１６０４、シ
フトレジスタ１６０５、アナログスイッチ１６０６等を有している。

表示装置の駆動に必要な信号類は、外部のＬＳＩより供給される。最近では、ＬＳＩ等
の低消費電力化により、３．３[Ｖ]等で動作するため、入力された信号は、本発明のレベ
ルシフタ１６０４にて振幅変換がされ、シフトレジスタ等に送られる。

なお、図１６では図示していないが、画素部に近いバッファ部等の前に、さらに電圧振
幅を変換するためにレベルシフタを配置して、さらに１段階電圧振幅の変換手段を設ける
ことで、表示装置内部での低消費電力化をはかることも出来る。

また、本実施例にて示した図１６の表示装置は、アナログ映像信号を入力する場合の例
であるが、本発明のレベルシフタは、デジタル映像信号を入力する表示装置の駆動回路に
も適用することが出来る。

本実施例では、差動回路を異なる構成で用いたレベルシフタにより、バッファを必要と
せずにＧＮＤ〜ＶＤＤ２の振幅を得るための構成について説明する。

図１７は、本実施例における、本発明のレベルシフタの回路構成例である。ＴＦＴ１７
０３および１７０４を有する差動回路１７００を有し、ＴＦＴ１７０５とＴＦＴ１７０８
、またＴＦＴ１７０６とＴＦＴ１７０７とがそれぞれ第１のカレントミラー回路および第
２のカレントミラー回路とを構成している。

以下に、図１７、図１８を用いて、各部の動作について説明する。図１８に示したシミ
ュレーションに際しての各電源電圧は、実施例１と同様、ＧＮＤ＝０[Ｖ]、ＶＤＤ１＝３
[Ｖ]、ＶＤＤ２＝１０[Ｖ]とした。また、図１７中の電流源は、各電源をＴＦＴを介して
接続し、それぞれのＴＦＴのゲート電極の電位の制御により、一定電流を確保している。

まず、入力端子より、ＧＮＤ〜ＶＤＤ１の振幅を有する２つの信号（Ｉｎ１、Ｉｎ２）
が入力される（図１８（Ａ））。ＴＦＴ１７０３、１７０４のゲート電極には、先の入力
信号と電源ＶＤＤ２との間の電位が入力される。この電位は電流源に配置されたＴＦＴお
よびＴＦＴ１７０１、１７０２の各抵抗値によって分割された電位である。このときの、
ＴＦＴ１７０３および１７０４のゲート電極における電位をそれぞれＶ₁₇₀₃、Ｖ₁₇₀₄と表
記する（図１８（Ｂ））

電流源１７４０を流れる電流をＩ₁₇₄₀、ＴＦＴ１７０３を流れる電流をＩ₁₇₀₃、ＴＦＴ
１７０４を流れる電流をＩ₁₇₀₄とすると、Ｉ₁₇₄₀＝Ｉ₁₇₀₃＋Ｉ₁₇₀₄であり、Ｖ₁₇₀₃＞Ｖ_17
04のとき、Ｉ₁₇₀₃＞Ｉ₁₇₀₄である。よって、ＴＦＴ１７０５、ＴＦＴ１７０６を流れる電
流の値はそのままＩ₁₇₀₃、Ｉ₁₇₀₄となる。さらに、ＴＦＴ１７０５、ＴＦＴ１７０６を流
れる電流が決定されたことにより、ＴＦＴ１７０５、ＴＦＴ１７０６のゲート電位も決定
する。これらをそれぞれＶ₁₇₀₅、Ｖ₁₇₀₆と表記する。ＴＦＴ１７０５とＴＦＴ１７０８と
が、またＴＦＴ１７０６とＴＦＴ１７０７とがそれぞれカレントミラーを構成しているの
で、ＴＦＴ１７０７、ＴＦＴ１７０８のゲート電位もここで決定される。つまり、Ｖ₁₇₀₅
＝Ｖ₁₇₀₈、Ｖ₁₇₀₆＝Ｖ₁₇₀₇であり、Ｖ１７０３とＶ１７０４との大小関係が前述の通りで
あるとき、Ｖ₁₇₀₅＞Ｖ₁₇₀₆、したがって、Ｖ₁₇₀₇＜Ｖ₁₇₀₈となる（図１８（Ｃ）
）

シミュレーション結果においては、Ｖ₁₇₀₇、Ｖ₁₇₀₈の電位は、図１８（Ｃ）に示すよう
に、およそ６．５〜９[Ｖ]となる。Ｖ₁₇₀₇がＨｉ電位のとき、ＴＦＴ１７０７は非導通状
態となる。よって、ＴＦＴ１７０９、ＴＦＴ１７１０のゲート電位は下がり、導通しない
。このとき、Ｖ₁₇₀₈はＬｏ電位となり、導通する。これにより、出力端子には、ＶＤＤ２
が現れる。次に、Ｖ₁₇₀₇がＬｏ電位のとき、ＴＦＴ１７０７が導通して、ＴＦＴ１７０９
、ＴＦＴ１７１０のゲート電位が上がり、導通する。このとき、Ｖ₁₇₀₈はＨｉ電位である
から、ＴＦＴ１７０８は導通しない。これにより、出力端子には、ＧＮＤが現れる（図１
８（Ｄ））。

また、本実施例にて示した図１７の例では、ＴＦＴ１７０１、１７０２をＮ型ＴＦＴと
しているが、これらをＰ型ＴＦＴとし、ＴＦＴ１７０１、１７０２のゲート電極とドレイ
ン領域とを入力端子（Ｉｎ１またはＩｎ２）に接続し、ソース領域を電流源１７２０、１
７３０および差動回路の入力部に接続しても良い。

実施形態では、図１に示したように、入力信号は、ＴＦＴ１０５、１０６のソース領域
に入力されていた。本実施例においては、信号の入力方法が異なる一例について述べる。

図１９に、本実施例における回路構成例を示す。図１との相違点は、差動回路と入力信
号（Ｉｎ１、Ｉｎ２）との間に配置されたＴＦＴの接続のみである。図１で、それぞれＩ
ｎ１、Ｉｎ２が接続されていたＮ型ＴＦＴ１０５、１０６は、それぞれ図１９におけるＰ
型ＴＦＴ１９０１、１９０２に置換され、入力信号はそれぞれのゲート電極に入力される
。

以下に、図１９に示したレベルシフタの動作について説明する。

差動回路内のＴＦＴ１９０３のゲート電極に印加される電圧、つまりγ点における電位
について考える。なお、γ点には、ＶＤＤ２−ＧＮＤ間のいずれかの電位が現れることは
前述したとおりである。

まず、入力信号（Ｉｎ１）にＨｉが入力される時、Ｐ型ＴＦＴ１９０１のゲート電極に
おける電位は３[Ｖ]である。このときのＰ型ＴＦＴ１９０１のゲート・ソース間電圧を、
Ｖ_GS1とする。続いて、入力信号（Ｉｎ１）にＬｏが入力される時、Ｐ型ＴＦＴ１９０１
のゲート電極における電位は０[Ｖ]となり、このときのＰ型ＴＦＴ１９０１のゲート・ソ
ース間電圧を、Ｖ_GS2とする。

このとき、|Ｖ_GS1|＜|Ｖ_GS2|である。各時点におけるＴＦＴ１９０１のＯＮ抵抗を、Ｒ
_Hi、Ｒ_Loとすると、Ｒ_hi＞Ｒ_Loとなる。ＴＦＴ１９０１のＯＮ抵抗が低いとき、ＶＤＤ２
−ＧＮＤ間の抵抗分割によってγ点に現れる電位は、よりＧＮＤに引っ張られて低くなる
。逆にＴＦＴ１９０１のＯＮ抵抗が高いと、γ点に現れる電位は、よりＶＤＤ２に引っ張
られて高くなる。したがって、Ｐ型ＴＦＴ１９０３のゲート電極に印加される電圧は、入
力信号（Ｉｎ１）と同じ位相をもってある振幅で振動する。差動回路内のＴＦＴ１９０４
のゲート電極に印加される電圧、つまりδ点についても、同様の理由により、入力信号（
Ｉｎ２）と同じ位相をもってある振幅で振動する。したがって、γ点とδ点の間の電位差
を、差動増幅回路によって増幅し、出力する。その後、実施形態、実施例１等の場合と同
様にして、０〜ＶＤＤ２の振幅を有する信号を出力する。

本発明のレベルシフタには、定電流源を用いており、信号の振幅変換を行わない期間に
おいても電流が流れ続けている。そこで本実施例では、そのような期間（具体的には低電
圧振幅信号の入力がない帰線期間等）において、低消費電力化を図る方法の一例について
述べる。

図１に示したように、レベルシフタへの電流供給源は、１０７、１０８、１０９の３箇
所である。図２０においては、その経路はＴＦＴ２００１、２００２、２００３によって
制御されており、それらのゲート電極への電位供給は、電源部２０５０による。よって、
レベルシフタへの電流供給を遮断するには、ＴＦＴ２００１、２００２、２００３を非導
通状態とするのが最も簡単な方法である。そこで、図２０に示すように、リセット用ＴＦ
Ｔ２００４、２００５を配置する。
本実施例では、リセット用ＴＦＴ２００４にはＰ型ＴＦＴを、リセット用ＴＦＴ２００５
にはＮ型ＴＦＴを用いた。ＴＦＴ２００４のソース領域は、電源ＶＤＤ２に接続されてお
り、ドレイン領域はＴＦＴ２００１、２００２のゲート電極に接続されている。ＴＦＴ２
００５のソース領域は、電源ＧＮＤに接続されており、ドレイン領域はＴＦＴ２００３の
ゲート電極に接続されている。

帰線期間等の、レベルシフタが動作しない期間（以後、このような期間をリセット期間
と表記する）に、ＴＦＴ２００４、２００５のゲート電極へリセット信号（例えばその電
圧振幅は０〜ＶＤＤ２）を入力する。図２０に示したような構成でリセット用の回路を配
した場合、リセット期間にはＨｉ信号を入力する。これにより、ＴＦＴ２００４、２００
５が導通し、ＴＦＴ２００１、２００２のゲート電極の電位はＶＤＤ２に、ＴＦＴ２００
３のゲート電極の電位はＧＮＤになり、ともに非導通状態となることにより、各部の電流
が遮断される。

リセット用ＴＦＴ２００４、２００５のチャネル幅は、ＴＦＴ２００１、２００２、２
００３のゲート・ソース間電圧が、十分にそれらのしきい値の絶対値を下回る（具体的に
は、ＴＦＴ２００４のドレイン領域における電位が十分にＶＤＤ２に近づき、ＴＦＴ２０
０５のドレイン領域における電位が、十分にＧＮＤに近づく）ような電流能力を有するサ
イズに決定すればよい。

本実施例においては、レベルシフタへの電流供給の遮断を、実施例８とは異なる方法に
より行う例について述べる。

図２２に示す回路において、電源部２２５０におけるＴＦＴ２２０４のゲート電極には
、他の実施例にて示した回路ではある一定の電源電位が入力され、常にＯＮの状態となっ
ていた。これに対して本実施例においては、電源制御用パルス（Ｃｔｒｌ．Ｐｕｌｓｅ）
が入力される。

図２２において、ＴＦＴ２２０４はＮ型であるから、電源制御用パルスがＨｉ電位のとき
にＯＮ状態となり、レベルシフタ側のＴＦＴ２２０１〜２２０３を導通させる。つまり、
レベル変換動作の必要な期間にのみ電源制御用パルスを入力し、その期間にのみレベルシ
フタへの電流供給が行われる。

本発明のレベルシフタを表示装置に適用した際の回路を、実際にＴＦＴを用いて配置し
た例を図２１に示す。図２１内に付したＴＦＴの番号３０１〜３０９は、それぞれ図３の
回路図内に付したＴＦＴの番号３０１〜３０９に対応している。

図２１の例では、電源部が図示されていないが、レベルシフタは、左右方向に複数並列
に配置されており、電流源に接続されたＴＦＴ３０１、３０４、３０９のゲート電極へ供
給する電位は、並列配置されたレベルシフタの外側に有する電源部から、信号線３３０、
３４０を介して各レベルシフタに供給されている。この電源部は、複数のレベルシフタで
共用しても良い。

なお、図中、配線アルミニウム・ゲートメタル・半導体層間には、それぞれ絶縁膜を有
しており、互いに重なる部分においての短絡はない。コンタクトホールを配した部分で、
互いを接続している。

本発明のレベルシフタに用いている差動回路およびカレントミラー回路は、その動作の
特性上、各々を構成するＴＦＴの特性のばらつきが少ないことが特に重要視される回路で
ある。故に、各回路を構成するＴＦＴは、近接に配置することが望ましい。また、ＴＦＴ
基板の作成工程中、レーザー照射等が含まれる場合にも、図２１のように近接配置するこ
とにより、照射ムラ等によるＴＦＴ特性のばらつきを低減することが出来る。加えて、前
述のレーザー照射等は、線状照射が一般的であるため、各ＴＦＴを平行に配置することで
、さらに前述の照射ムラ等によるＴＦＴ特性のばらつきを低減することが出来るため、望
ましい。

本発明を適用して作成した駆動回路を用いたアクティブマトリクス型表示装置には様々
な用途がある。本実施例では、本発明を適用して作成した駆動回路を用いた表示装置を組
み込んだ半導体装置について説明する。

このような表示装置には、携帯情報端末（電子手帳、モバイルコンピュータ、携帯電話
等）、ビデオカメラ、デジタルカメラ、パーソナルコンピュータ、テレビ、プロジェクタ
装置等が挙げられる。それらの一例を図１３、図１４および図１５に示す。

図１３（Ａ）は携帯電話であり、本体２６０１、音声出力部２６０２、音声入力部２６
０３、表示部２６０４、操作スイッチ２６０５、アンテナ２６０６から構成されている。
本発明は表示部２６０４に適用することができる。

図１３（Ｂ）はビデオカメラであり、本体２６１１、表示部２６１２、音声入力部２６
１３、操作スイッチ２６１４、バッテリー２６１５、受像部２６１６から成っている。本
発明は表示部２６１２に適用することができる。

図１３（Ｃ）はモバイルコンピュータあるいは携帯型情報端末であり、本体２６２１、
カメラ部２６２２、受像部２６２３、操作スイッチ２６２４、表示部２６２５で構成され
ている。本発明は表示部２６２５に適用することができる。

図１３（Ｄ）はヘッドマウントディスプレイであり、本体２６３１、表示部２６３２、
アーム部２６３３で構成される。本発明は表示部２６３２に適用することができる。

図１３（Ｅ）はテレビであり、本体２６４１、スピーカー２６４２、表示部２６４３、
受信装置２６４４、増幅装置２６４５等で構成される。本発明は表示部２６４３に適用す
ることができる。

図１３（Ｆ）は携帯書籍であり、本体２６５１、表示部２６５２、記憶媒体２６５３、
操作スイッチ２６５４、アンテナ２６５５から構成されており、ミニディスク（ＭＤ）や
ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）に記憶されたデータや、アン
テナで受信したデータを表示するものである。本発明は表示部２６５２に適用することが
できる。

図１４（Ａ）はパーソナルコンピュータであり、本体２７０１、画像入力部２７０２、
表示部２７０３、キーボード２７０４で構成される。本発明は表示部２７０３に適用する
ことができる。

図１４（Ｂ）はプログラムを記録した記録媒体を用いるプレーヤーであり、本体２７１
１、表示部２７１２、スピーカー部２７１３、記録媒体２７１４、操作スイッチ２７１５
で構成される。なお、この装置は記録媒体としてＤＶＤ（Ｄｉｇｔｉａｌ Ｖｅｒｓａｔ
ｉｌｅ Ｄｉｓｃ）、ＣＤ等を用い、音楽鑑賞や映画鑑賞やゲームやインターネットを行
うことができる。本発明は表示部２６１２に適用することができる。

図１４（Ｃ）はデジタルカメラであり、本体２７２１、表示部２７２２、接眼部２７２
３、操作スイッチ２７２４、受像部（図示しない）で構成される。本発明は表示部２７２
２に適用することができる。

図１４（Ｄ）は片眼のヘッドマウントディスプレイであり、表示部２７３１、バンド部
２７３２で構成される。本発明は表示部２７３１に適用することができる。

図１５（Ａ）はフロント型プロジェクタであり、投射装置本体２８０１、表示装置２８
０２、光源２８０３、光学系２８０４、スクリーン２８０５で構成されている。なお、投
射装置２８０１には単版式のものを用いても良いし、Ｒ、Ｇ、Ｂの光にそれぞれ対応した
三板式のものを用いても良い。本発明は表示装置２８０２に適用することができる。

図１５（Ｂ）はリア型プロジェクタであり、本体２８１１、投射装置本体２８１２、表
示装置２８１３、光源２８１４、光学系２８１５、リフレクター２８１６、スクリーン２
８１７で構成されている。なお、投射装置２８１３には単版式のものを用いても良いし、
Ｒ、Ｇ、Ｂの光にそれぞれ対応した三板式のものを用いても良い。本発明は表示装置２８
１３に適用することができる。

なお、図１５（Ｃ）は、図１５（Ａ）及び図１５（Ｂ）中における投射装置本体２８０
１、２８１２の構造の一例を示した図である。投射装置２８０１、２８１２は、光源光学
系２８２１、ミラー２８２２、２８２４〜２８２６、ダイクロイックミラー２８２３、プ
リズム２８２７、表示装置２８２８、位相差板２８２９、投射光学系２８３０で構成され
る。投射光学系２８３０は、投射レンズを含む光学系で構成される。本実施例は三板式の
例を示したが、特に限定されず、例えば単板式であっても良い。また、図１５（Ｃ）中に
おいて矢印で示した光路に実施者が適宜、光学レンズや、偏光機能を有するフィルムや、
位相差を調節するためのフィルム、ＩＲフィルム等の光学系を設けても良い。

また、図１５（Ｄ）は、図１５（Ｃ）中における光源光学系２８２１の構造の一例を示
した図である。本実施例では、図１５（Ｃ）中における光源光学系２８２１は、図１５（
Ｄ）中におけるリフレクター２８３１、光源２８３２、レンズアレイ２８３３、偏光変換
素子２８３４、集光レンズ２８３５で構成される。なお、図１５（Ｄ）に示した光源光学
系は一例であって特に限定されない。例えば、光源光学系に実施者が適宜、光学レンズや
、偏光機能を有するフィルムや、位相差を調節するフィルム、ＩＲフィルム等の光学系を
設けても良い。

Claims (3)

1. 第１乃至第７の薄膜トランジスタを有し、
   第１乃至第７の薄膜トランジスタのそれぞれは、結晶性半導体を用いたトランジスタであり、
   前記第１の薄膜トランジスタのソース又はドレインの一方は、前記第２の薄膜トランジスタのソース又はドレインの一方と電気的に接続され、
   前記第３の薄膜トランジスタのゲートは、前記第１の薄膜トランジスタのソース又はドレインの一方と電気的に接続され、
   前記第３の薄膜トランジスタのソース又はドレインの一方は、前記第４の薄膜トランジスタのソース又はドレインの一方と電気的に接続され、
   前記第３の薄膜トランジスタのソース又はドレインの他方は、前記第５の薄膜トランジスタのソース又はドレインの一方と電気的に接続され、
   前記第６の薄膜トランジスタのソース又はドレインの一方は、前記第７の薄膜トランジスタのソース又はドレインの一方と直接接続され、
   前記第６の薄膜トランジスタのゲートは、前記第２の薄膜トランジスタのゲートと電気的に接続され、
   前記第７の薄膜トランジスタのゲートは、前記第５の薄膜トランジスタのゲートと電気的に接続され、
   前記第１の薄膜トランジスタは、第１の電位を前記第３の薄膜トランジスタのゲートに供給することができる機能を有することを特徴とする半導体装置。
2. 請求項１において、
   前記第２の薄膜トランジスタ及び前記第５の薄膜トランジスタのそれぞれがオフである期間を有することを特徴とする半導体装置。
3. 請求項１又は請求項２に記載の半導体装置と、
   記憶媒体、操作スイッチ、アンテナ又はバッテリーと、を有することを特徴とする電子機器。

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