JP5755583B2 - 電力制御システム - Google Patents

Description

発電機の出力を整流するダイオードブリッジと、直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータとを有する電力制御システムに関する。

ハイブリッド自動車では、モータとエンジンを搭載している。そして、車載のバッテリによりモータの駆動力を利用して走行すると共に、エンジンを利用して発電をしてバッテリ（二次電池）を充電する。ここで、エンジンの駆動力を利用して走行できるものもあり、エンジンの出力を発電にのみ用いるものがシリーズハイブリッド、車両の駆動力に用いるものがパラレルハイブリッドと呼ばれている。

ここで、モータの駆動は、バッテリからの直流電力をインバータで交流電力に変換してモータに供給する場合が多い。この場合、インバータにおけるスイッチング素子のスイッチングを制御して、モータの出力トルクを制御する。また、発電機により発電した交流電力はダイオードブリッジで整流して、バッテリの充電に用いる。

特開平６−２４５３２２号公報

このようなハイブリッド自動車において、エンジンはモータの駆動状態、バッテリの充電状態等に応じてエンジンを制御することが好適である。例えば、モータの出力が大きいときや、バッテリの充電状態が低レベルの場合には発電電力を大きくする。

しかし、発電電力の制御は、エンジンのスロットル調節と、発電機のトルク調節を同時に行う必要がある。発電機トルク制御には、インバータを使用するのが一般的であるが、装置が高価になってしまう。あるいは、界磁巻線の電流を調節してトルク制御するものもあるが、特許文献１で述べられている課題がある。特許文献１では、昇圧チョッパを利用して課題解決を図っているが、この場合においても部品追加によるコスト増加が問題となる。

本発明は、正負母線間に配置されたスイッチング素子の直列接続により構成されるレグを複数有し、直流電源からの直流電力を正負母線に受け、スイッチング素子のスイッチングによってレグの中点から前記直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータと、ダイオードの直列接続により構成されるレグを複数有し、発電機からの交流電力をレグの中点に受け入れ、これを整流して直流出力を得ると共に、各ダイオードに並列接続され各ダイオードと逆方向の電流を発電機に向けて流すスイッチング素子を含む、ダイオードブリッジと、を含み、前記ダイオードブリッジの一端を、インバータの一方の母線に共通接続し、前記ダイオードブリッジの他端を、それぞれ別々にインバータの各相の中点に接続し、前記インバータの各スイッチング素子をＰＷＭ制御すると共に、前記ダイオードブリッジの各スイッチング素子のオンオフを制御することで、前記発電機をモータとして駆動することを特徴とする。
また、前記ダイオードブリッジの各スイッチング素子は、サイリスタであることが好適である。

また、前記インバータにおける各レグにおける上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子のオン期間の比を制御することで、ダイオードブリッジからの直流出力の電圧を制御することが好適である。

また、前記発電機の要求出力電力に応じて前記直流出力の電圧を制御することが好適である。

また、前記ダイオードブリッジの一端を、インバータの負母線に共通接続することが好適である。

本発明によれば、インバータの上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のオン期間の比を制御することで、ダイオードブリッジの整流後出力電圧を制御することができ、発電機の出力を制御することができる。

また、本発明によれば、スイッチング素子、特にサイリスタを利用して、発電機を駆動することができる。

実施形態に係る発電制御システムの構成を示す図である。 モータ駆動の電圧指令の波形を示す図である。 実施形態の原理を説明する図である。 発電機電流の波形を示す図である。 発電機電流の波形を示す拡大図である。 モータ電流の波形を示す図である。 各相のＰＷＭ指令の波形を示す図である。 他の実施形態に係る発電制御システムの構成を示す図である。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。

図１は、シリーズハイブリッドタイプのハイブリッド自動車に搭載された発電制御システムの構成を示す図である。バッテリ１０は、リチウムイオン電池や、ニッケル水素電池などの二次電池であり、多数の電池セルの直列接続によって数１００Ｖの直流電圧を出力する。

このバッテリ１０には、インバータ１２の正負母線が接続されている。また、インバータ正負母線間にはコンデンサ１４が接続され、インバータ１２の正負母線間電圧を平滑化している。

インバータ１２は、６つのスイッチング素子１６（１６−１ｕ，１６−２ｕ，１６−１ｖ，１６−２ｖ，１６−１ｗ，１６−２ｗ）からなっており、正負母線間に直列接続された、スイッチング素子１６−１ｕ，１６−２ｕがｕ相レグ、スイッチング素子１６−１ｖ，１６−２ｖがｖ相レグ、スイッチング素子１６−１ｗ，１６−２ｗがｗ相レグを構成している。

なお、全てのスイッチング素子１６は、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子と、これに並列接続され、逆方向電流を流すダイオードからなっており、ＩＧＢＴはｎｐｎ型でコレクタが上側（正母線側）に配置されている。

各相レグの中点は、モータ１８の各相コイルに接続されている。そこで、インバータ１２のスイッチング素子１６のオンオフを適切に制御することで、モータ１８に三相の交流電流が流れ、モータ１８が駆動される。

ここで、通常は、車両のアクセル踏み込み量などから決定される目標出力トルクに応じて決定される、モータ１８への各相電圧指令に基づき、インバータ１２をＰＷＭ（パルス幅変調）制御することによって、モータ１８の駆動が制御される。なお、ＰＷＭ制御によって各相のモータ印加電圧の一次成分、モータ電流は正弦波となり、モータ１８は正弦波駆動される。

また、車両には、エンジン２６が搭載されており、このエンジン２６の出力軸には、発電機２０が接続されている。従って、エンジン２６の回転によって発電機２０から電力が出力される。この発電機２０は、上述したモータ１８と同様に三相のコイルを有する構成であり、三相のコイルの端部から三相の交流電流が出力される。

発電機２０の三相の出力ラインはダイオードブリッジ２２に接続されている。このダイオードブリッジ２２は、カソードを上側（正側）に向けた６つのダイオード２４（２４−１ｕ，２４−２ｕ，２４−１ｖ，２４−２ｖ，２４−１ｗ，２４−２ｗ）からなっており、ダイオード２４−１ｕ，２４−２ｕがｕ相レグ、ダイオード２４−１ｖ，２４−２ｖがｖ相レグ、ダイオード２４−１ｗ，２４−２ｗがｗ相レグを構成しており、各レグの中点に発電機２０の三相のコイル端が接続されている。これによって、発電機２０のロータが回転することによって各コイルに生じる電力がダイオードブリッジ２２に供給され、整流された三相の出力がダイオードブリッジ２２の各レグの正側に得られる。

ダイオードブリッジ２２の負側は、共通接続され、インバータ１２の負母線に接続され、正側は、各相が独立して、モータ１８の各相のコイル端に接続されている。すなわち、ダイオードブリッジ２２の各レグの上側ダイオードのカソードがそれぞれ独立してモータ１８の各相のコイル端に接続されている。

また、コントローラ３０は、アクセル踏み込み量に基づくモータ１８の出力トルク指令や、モータ１８のロータ位置情報に基づき、モータ１８の三相コイルに供給する電圧を決定し、これに基づきインバータ１２におけるスイッチング素子１６のスイッチングを制御し、モータ１８の駆動を制御する。

そして、コントローラ３０は、インバータ１２における上側スイッチング素子１６−１と、下側スイッチング素子１６−２のオン期間の比（デューティー比）を変更することで、インバータ１２の平均出力電圧を制御する。すなわち、インバータ１２は、ＰＷＭ制御によって電圧指令に応じた正弦波の電圧出力を得るが、この際の上側スイッチング素子１６−１と、下側スイッチング素子１６−２のオン期間の比を１：１ではなくすることによって、インバータ１２の平均出力電圧が変化する。

図２に示すように、上側スイッチング素子１６−１と、下側スイッチング素子１６−２のオン期間の比を１：１としたときには、平均出力電圧は、インバータ１２の入力電圧の１／２となり、この電圧を中心として正弦波の電圧出力がモータ１８の各相に供給される。一方、平均出力電圧にオフセット電圧Ｖ１を与え上側（正側）に移動した場合には、図における上側の波形のように、オフセットした電圧Ｖ１を中心とした正弦波となる。また、平均出力電圧を下側（負側）にオフセットすれば、その平均出力電圧を中心としてモータ駆動電圧の波形が形成されることになる。このように、モータ１８の駆動は、正弦波の交流駆動であって、その中心点が変化しても変わらず、通常通りの出力が得られる。なお、モータ駆動波形は、インバータ１２の正負母線間電圧（バッテリ１０の出力電圧）を超えることはできず、これを超えようとした場合には、電圧が不足し、波形がつぶれることになる。

そして、本実施形態では、ダイオードブリッジ２２の３相の整流出力端がモータ１８の各相コイル端に接続されている。従って、ダイオードブリッジ２２の３相の整流出力端の平均電圧（以下、制御電圧という）も、インバータ１２の平均出力電圧に等しくなり、全体としてダイオードブリッジ２２の出力端が制御電圧に維持されたものとして、発電機が制御されることになる。

図３には、本実施形態の原理を示してある。実際の回路では、図１に示すように、ダイオードブリッジ２２の３つの出力は、それぞれ別々にモータの三相コイル端に接続されている。しかし、その動作においては、ダイオードブリッジ２２の３つの出力はそれぞれ平均化され、結局は図３に示すような単相昇圧チョッパ（スイッチング素子１６−１，１６−２）を三相に拡張したものと同じことになる。

このようにして、本実施形態では、ダイオードブリッジ２２の直流印加電圧がインバータ１２の平均出力電圧と同等である制御電圧に制御される。従って、インバータ１２を制御することで、モータ１８の駆動に影響を与えずに、発電機２０における発電量を制御することが可能になる。

例えば、エンジン２６の回転数が一定に制御されている場合において、制御電圧を低くすると、より多くの電流がバッテリ１０に向けて流れることになり、エンジン２６の負荷が大きくなり、発電量が増加する。反対に、制御電圧を高くすると、バッテリ１０に向けて流れる電流が減少し、エンジン２６の負荷が小さくなり、発電量が減少する。

実際の発電出力電力制御においては、エンジン出力を制御するのにスロットルを調節する。スロットル開度が一定の時、制御電圧を低くすると負荷が増加し、回転数が下がるので出力も下がる。反対に、制御電圧を高くすると負荷が減少し、回転数が上がるので出力は上がる。

このように、制御電圧とスロットルを制御することで、自然にエンジントルクと発電機トルクとがバランスする点に落ち着く。

例えば、車両の運転状態や、バッテリ１０の充電状態から、目標充放電電流を決定し、コントローラ３０が、バッテリ１０の充放電電流値からインバータ１２を制御することで制御電圧をフィードバック制御すればよい。

このようなフィードバック制御に加えて、各種の状態をマップにもっておき、必要な発電状態を制御するフィードフォワード制御を組み合わせることも好適である。

このようなシステムにおいて、発電機２０の発電量、モータ１８の電流を変更した場合の各種電流の変化について、図４〜図８に示す。説明の都合上、エンジン、モータは一定回転数の場合を仮定する。

図４は、発電機２０の１相（ｕ相）の電流を示した図である。図５は、図４の一部拡大図である。図６は、モータ１８の１相（ｕ相）の電流を示した図である。図７は、ＰＷＭ指令値（制御電圧の指令値に対応する上側スイッチング素子と下側スイッチング素子のオン期間についての指令値）を示した図である。

また、これらの図においては、モータ電流指令値は、０〜０．３秒まで０、その後は所定の一定値であり、発電機の発電指令値は、０〜０．１秒まで０、０．１〜０．４秒は１００Ａ、０．４秒以降は２００Ａとしている。

図４より、発電機電流は、当初電流値がある程度大きいが、これは図７に示すように、制御遅れにより制御電圧が十分制御できていなかったためであり、電圧制御によって徐々に発電機電流が小さくなっている。発電指令値１００Ａ、２００Ａでは周期的な変化はあるもののほぼ一定の出力が得られることがわかる。

図５は、一部の拡大図であり、発電機のロータの回転に基づき発電機出力が得られている状態が示されている。発電指令値２００Ａの場合のｕ相電流についてのものであり、正弦波状の出力に、周波数の大きなノイズが乗っており、これはモータ駆動におけるＰＷＭ制御に起因するものと考えられる。また、発電電流より小さな周波数のうなりのような変動があるが、これはモータを駆動していない発電指令値１００Ａの時にもあり、各相の発電機の出力におけるうなりのようなものでトータルとしては０となる周波数成分と考えられる。

図６は、ｕ相のモータ電流であり、モータ駆動を開始した０．３秒以降は、通常の正弦波の駆動がなされていることがわかる。

図７は、各相のＰＷＭ指令値について示してある。この場合、中央値は０．５である。すなわち、ＰＷＭ指令値のオフセット値が０．５のとき、インバータ１２の平均出力電圧はバッテリ電圧の１／２となる。このように、発電指令値を変化させると、それに応じてＰＷＭ指令値のオフセット値が変化する。そして、このようなスイッチング素子の制御によって、モータの駆動制御および制御電圧制御による発電量制御が行える。

ここで、エンジン２６のスロットル開度を一定値にしておくこともできる。この場合、エンジン２６の出力トルクは一定に近いが、回転数によって変化する。そして、変化した回転数に応じた出力トルクによって発電量が決定される。制御電圧を低くすると、発電機２０に対する負荷が大きくなり、回転数が低くなり発電量は低下する。反対に高くすると、発電量は増加する。従って、スロットル開度と制御電圧を調節することで、エンジンの動作点を制御することができ、効率のよい動作点を選んで動作させることができる。

図８には、エンジン２６の始動を行える構成について示してある。このように、ダイオードブリッジ２２の各ダイオード２４（２４−１ｕ，２４−２ｕ，２４−１ｖ，２４−２ｖ，２４−１ｗ，２４−２ｗ）に、サイリスタ４２（４２−１ｕ，４２−２ｕ，４２−１ｖ，４２−２ｖ，４２−１ｗ，４２−２ｗ）が並列接続されている。サイリスタ４２は、そのゲートにＨレベルの信号を供給することで、サイリスタ４２に順方向電流が流れる。一方、サイリスタ４２には、順方向電圧が掛かった状態で一旦電流が流れ始めると、ゲートの電圧が変化しても電流は止まらない。電流を止めるには、サイリスタに逆バイアス電圧を掛けて電流を０にする必要がある。本実施形態では、インバータ１２において、スイッチング素子をＰＷＭ制御している。従って、インバータ１２の各スイッチング素子は、ＰＷＭキャリアの周波数で、オンオフされる。このため、サイリスタ４２に印加する電圧を変えることができ、その結果、トランジスタと同様のオンオフ制御が行える。

従って、三相のサイリスタ４２のゲートに、互いに１２０度異なる位相で、順にオンする矩形波を供給することで、発電機２０をモータとして駆動することができ、発電機２０によってエンジンを始動することが可能になる。

このように、本実施形態では、スイッチング素子として、トランジスタだけではなく、サイリスタ４２を利用しても、発電機２０を駆動して、エンジン２６を始動することができる。なお、図８の構成は、インバータ１２によりダイオードブリッジ２２の正側電圧を制御することで、発電機２０の発電を制御することができるが、このような制御を行わない場合においても、サイリスタ４２を利用して発電機２０をモータ駆動できるという利点がある。

１０ バッテリ、１２ インバータ、１４ コンデンサ、１６ スイッチング素子、１８ モータ、２０ 発電機、２２ ダイオードブリッジ、２４ ダイオード、２６ エンジン、３０ コントローラ、４２ サイリスタ。

Claims (5)

1. 正負母線間に配置されたスイッチング素子の直列接続により構成されるレグを複数有し、直流電源からの直流電力を正負母線に受け、スイッチング素子のスイッチングによってレグの中点から前記直流電力を交流電力に変換してモータに供給するインバータと、
   ダイオードの直列接続により構成されるレグを複数有し、発電機からの交流電力をレグの中点に受け入れ、これを整流して直流出力を得ると共に、各ダイオードに並列接続され各ダイオードと逆方向の電流を発電機に向けて流すスイッチング素子を含む、ダイオードブリッジと、
   を含み、
   前記ダイオードブリッジの一端を、インバータの一方の母線に共通接続し、
   前記ダイオードブリッジの他端を、それぞれ別々にインバータの各相の中点に接続し、
   前記インバータの各スイッチング素子をＰＷＭ制御すると共に、前記ダイオードブリッジの各スイッチング素子のオンオフを制御することで、前記発電機をモータとして駆動することを特徴とする電力制御システム。
2. 請求項１に記載の電力制御システムにおいて、
   前記ダイオードブリッジの各スイッチング素子は、サイリスタであることを特徴とする電力制御システム。
3. 請求項１または２に記載の電力制御システムであって、
   前記インバータにおける各レグにおける上側スイッチング素子と、下側スイッチング素子のオン期間の比を制御することで、ダイオードブリッジからの直流出力の電圧を制御することを特徴とする電力制御システム。
4. 請求項１〜３のいずれか１つに記載の電力制御システムであって、
   前記発電機の要求出力電力に応じて前記直流出力の電圧を制御することを特徴とする電力制御システム。
5. 請求項１〜４のいずれか１つに記載の電力制御システムであって、
   前記ダイオードブリッジの一端を、インバータの負母線に共通接続することを特徴とする電力制御システム。

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