JP5650255B2

JP5650255B2 - 電力線搬送通信装置

Info

Publication number: JP5650255B2
Application number: JP2013006623A
Authority: JP
Inventors: 節朗森; 江口　強; 強江口; 昌平寺田
Original assignee: RIB LABORATORY, INC.; Honda Motor Co Ltd
Current assignee: RIB LABORATORY, INC.; Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2013-01-17
Filing date: 2013-01-17
Publication date: 2015-01-07
Anticipated expiration: 2033-01-17
Also published as: JP2014138321A; US20140198860A1; DE102014000344A1; US9531438B2

Description

本発明は、電力線搬送通信装置に関する。

従来より、電力線を通信線として用いる電力線搬送通信が行われている。電力線搬送通信装置はこのような電力線を用いた通信を行うための装置であり、電力線によって接続される各電力線搬送通信装置同士のデータ通信を行うことができる。

電力線搬送通信の方式は種々考えられているが、大きく分けて、数Ｈｚ〜数十ＭＨｚの搬送波をキャリアとして用いて通信するべきデータを変調する搬送帯域伝送と、搬送波を使わないベースバンド伝送が考えられている。搬送帯域伝送は、搬送波の周波数を選ぶことにより、周囲のノイズの影響を受けにくい通信を行うことができるだけでなく、複数の搬送波を組み合わせて用いることにより、さらにノイズの影響を受けにくくすることができるので、多くの装置における通信に用いられている。

特許文献１は、複数の搬送波を組み合わせた搬送帯域伝送において電力消費量をできるだけ抑えるように構成した電力線搬送通信装置を提供している。

特許第３９３１６６６号公報

しかしながら、上述の搬送帯域伝送では複数の搬送波を用いることにより、用いる搬送波の周波数帯域の数だけ信号を処理する必要があるため、それだけ多数の素子を必要とし、製造コストを引き上げるという問題がある。加えて、搬送波の周波数は通信するべきデータのビットレートに比べて十分に高く設定されているので、高速に動作する素子を必要としており、これによる製造コストの引き上げも問題となっていた。

他方、ベースバンド伝送を行う場合には電力を送るための電力線に伝送信号を重畳させているので、通常の通信線を用いた通信を行う場合に比べて信号の伝送効率が悪く、伝送信号が減衰しやすいため、より高レベルの伝送信号を重畳させる必要がある。ところが、伝送する信号のレベルが高すぎると、この信号が電磁波として周囲に漏れやすくなるために好ましくなかった。そこで、信号の出力インピーダンスを下げることにより送信波の減衰に対応することも考えられるが、この場合には、同じ電源線を用いて受信する信号の入力レベルが弱くなってしまうという問題が発生する。

本発明は上述の事柄を考慮に入れてなされたものであり、簡素化された構成でありながら電磁波の漏洩を防止して安定動作する電力線搬送通信装置を提供することを目的とする。

前記課題を解決するため、本発明は、電源線に接続されて電源線に信号を送信する送信回路と、前記電源線に接続されて電源線から信号を受信する受信回路と、前記電源線に接続されて前記送信回路による信号の送信を行っている時のみ送信回路とコモンとの間に信号減衰素子を接続することにより前記送信回路から送信される信号の出力を抑制する出力抑制回路とを備え、前記出力抑制回路は、前記送信回路の出力部に設けた出力抵抗と電源線の間に一端が接続される分圧抵抗と、この分圧抵抗の他端をコモンに接続するスイッチング素子と、送信回路が信号を送信する時のみスイッチング素子をオン状態とするスイッチ制御部とを備えることを特徴とする電力線搬送通信装置を提供する。（請求項１）

前記電力線搬送通信装置は、送信回路から送信される信号が、信号の送信を行っている時のみ出力抑制回路によって抑制されるので、送信される信号の強度を弱めることができ、電源線からの漏れ磁束によって他の電装機器に悪影響を及ぼすことがないようにすることができる。また、電源線からの受信信号は出力抑制回路によって減衰させられることがないので、受信信号の強度を弱めることがない。

信号減衰素子の大きさは電力線搬送通信を行う電源線の長さおよび電源線のインピーダンスに合わせて設定することが好ましく、電源線は電力を供給するためのものであるから、そのインピーダンスは低く設定されており、送信回路から送信される信号はその振幅が信号減衰素子によって小さくなるように設定されていると共に、送信回路から出力のインピーダンスを引き下げることができるように構成することが好ましい。

なお、信号減衰素子はコモンとの間に接続されるものであるが、車両の場合はその筐体をアースコモンとして用い、このアースコモンが電力線搬送通信のコモン（共通電位）として用いられることが好ましい。なお、他にもコモンとして、共通の電位を得られる、例えばマイナス電源線などを用いてもよいことはいうまでもない。

送信回路は種々のアンプであることが考えられ、スイッチングを速やかに行うことができる、例えばＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)のように、その動作点における電圧制御によるスイッチングを行なう素子を用いることが好ましい。この場合、スイッチング素子は送信回路のプラス電源とマイナス電源の間に直列に接続された２つのスイッチング素子であり、これらのスイッチング素子を送信信号によって交互にオン・オフ制御し、両スイッチング素子の接続点を電源線に接続することにより送信信号を増幅して送信することができる。また、送信回路のプラス電源は電源線に供給される電源よりも高い電圧である。

なお、前記ＭＯＳＦＥＴの代わりに、ＩＧＦＥＴ（Insulated-Gate FET) やＭＩＳＦＥＴ(Metal-Insulator-Semiconductor FET）などのＦＥＴを用いても同様の作用を得られることはいうまでもない。

前記出力抑制回路は、前記送信回路の出力部に設けた出力抵抗と電源線の間に一端が接続される分圧抵抗と、この分圧抵抗の他端をコモンに接続するスイッチング素子と、送信回路が信号を送信する時のみスイッチング素子をオン状態とするスイッチ制御部とを備えることにより、安定した抵抗分圧によって送信信号の減衰を確実に行うことができる。

スイッチング素子は電圧によるオンオフ制御を高速に行うことができるＭＯＳＦＥＴのようなＦＥＴをスイッチング素子として用いて形成されることが好ましい。スイッチング素子が接続されるコモンは、車両の筐体のアースコモンである場合に、電源線との間に電位差があるので、前記出力抑制回路の出力抵抗には直流成分をカットするコンデンサを直列接続することが好ましい。

前記受信回路は、受信信号を増幅する増幅器の両電源間に直列接続された２個のコンデンサと、これらのコンデンサの接続点を前記電源線に接続して前記受信信号を両コンデンサ間の基準電圧に対して所定の範囲内に制限するクリッパ回路とを備え、前記増幅器はクリッパ回路によって制限された信号を前記基準電圧と比較して増幅するものである場合（請求項２）には、増幅器の両電源間にこの増幅器の動作に合わせた基準電圧を任意に設定でき、この基準電圧を中心に受信信号を増幅することができる。

なお、前記コンデンサは両電源間において中間的な基準電圧を生成するために少なくとも２個であるとしているが、これは基準電圧を生成するためのコンデンサの個数を限定するものではないことはいうまでもない。

前記基準電圧はクリッパ回路を介して電源線に接続されているので、電源線に供給される電圧や受信信号の電圧に追従するように適宜調整される。従って、前記基準電圧を中心に受信信号を増幅することにより、電源線の電圧変動の影響を受けにくい受信信号の受信を行うことができる。

つまり、電源線のインピーダンスは小さいため、この電源線に信号を送信する場合、送信時には矩形波であっても、電源線を介して受信する信号は送信波の波形を微分演算したような歪んだ信号となるが、クリッパ回路によるクリッピングと基準電圧の追従により、歪んだ受信波を元の矩形波に変換することができる。

なお、クリッパ回路による受信信号のクリッピングは低い電位差において行なうものであることにより、電源線の電圧に対して基準電圧の追従を容易に行うことができるので好ましい。一方、クリッパ回路によるクリッピングの電位差が大きいことにより、外部ノイズの影響を削減することができるので好ましい。このクリッピングの為の電位差は例えば０．４ｍＶであるときに、バランスのよいクリッパ回路として動作し、この場合のクリッパ回路は、例えば互いに逆方向に接続されたショットキーバリアーダイオードによって形成することができる。

前記増幅器は正帰還増幅する差動増幅器である場合（請求項３）には、基準電圧を中心とする増幅器の出力は、受信信号を増幅器の出力範囲で矩形波になるように容易に整形することができる。

前述したように、本発明によれば、比較的に低速で切り替えられるスイッチング素子を用いて電源線によるベースバンド通信を安定して行うことができ、それだけ製造コストの削減を果たすことができる。また、動作が安定しているので外部ノイズによる影響を最小限に抑えることができる。

本発明の第１実施形態の電力線搬送通信装置を用いた通信システムの一例を示す図である。図１に示す電力線搬送通信装置の構成を詳細に示す図である。前記電力線搬送通信装置の動作を説明する図である。前記電力線搬送通信装置の動作を説明する別の図である。前記電力線搬送通信装置の動作を説明する別の図である。前記電力線搬送通信装置の動作を説明する別の図である。

以下、図１〜図４を用いて、本発明の第１実施形態に係る電力線搬送通信装置１を説明する。図１に示すように本発明の電力線搬送通信装置１は車両の通信システム２に用いられるものである。

図１に示す通信システム２は、例えば車両の各ドアに設けた各電装機器と通信する制御部（ＥＣＵ:Electronic Control Unit）３と、車両の各ドアに設けられて窓の開閉を操作するパワーウィンドスイッチ４Ａ，４Ｂ…と、運転席側ドアにあり運転席以外の窓の開閉操作を禁止するウィンドロックスイッチ５と、窓の開閉を行う動力の駆動源となるモータ６Ａ，６Ｂ…と、運転席側の各電装機器４Ａ、５、６Ａに接続されて接点情報の入出力を行う接点情報収集装置７Ａと、その他のドアに設けた各電装機器４Ｂ…、６Ｂ…に接続されて接点情報の入出力を行う接点情報収集装置７Ｂ…と、バッテリ８からの電力を供給する電源線９とを備える。

また、前記電源線９は電力を伝送するだけでなく、ＥＣＵ３を各接点情報収集装置７Ａ，７Ｂ…に接続して電力線搬送通信を行うための信号線としても機能する。なお、以下の説明において、各部材４Ａ，４Ｂ…、６Ａ，６Ｂ…，７Ａ，７Ｂ…に区別が不要である場合には、それぞれ、符号４、６、７を用いて説明することにより、説明を簡単にする。

ＥＣＵ３および各接点情報収集装置７Ａ，７Ｂ…は電源線９との接続部に本発明の電力線搬送通信装置１を備えるものであり、前記電力線搬送通信装置１は電源線９に接続されて電源線９に信号を送信する送信回路１０と、前記電源線９に接続されて電源線９から信号を受信する受信回路１１と、前記電源線９に接続されて前記送信回路１０から送信される信号の出力を抑制する出力抑制回路１２とを備える。

前記送信回路１０は増幅回路１０Ａと出力抵抗１０Ｂとを備えるものであり、出力抑制回路１２は、前記出力抵抗１０Ｂと電源線９との間に一端が接続される信号減衰素子の一例としての分圧抵抗１２Ａおよびこの分圧抵抗１２Ａに接続されて直流成分を通さないためのコンデンサ１２Ｂと、このコンデンサ１２Ｂの他端をコモン（車両の場合はアースコモン）に接続するスイッチング回路１２Ｃとを備える。

なお、３ＡはＥＣＵ３内において各電装機器４Ａ，４Ｂ…、５の接点情報を監視してモータ６Ａ，６Ｂ…などを制御する接点情報を出力する演算処理を行うＣＰＵであり、接点情報収集装置７Ａ，７Ｂ…はＣＰＵ３Ａとの間で接点情報の送受信を行うと共にモータ６Ａ，６Ｂ…への接点情報の出力と、スイッチ４Ａ，４Ｂからの接点情報の入力を行う入出力部７Ｐを備える。

図２は前記電力線搬送通信装置１の詳細な構成を示す図である。この図に示すように、送信回路１０、受信回路１１、出力抑制回路１２はこれに接続されるＣＰＵ３Ａまたは入出力部７Ｐの信号レベルに合わせて形成されたプラス電源として、ＣＰＵ３Ａまたは入出力部７Ｐのプラス電源Ｖｃｃを用い、マイナス電源としてこれらのＣＰＵ３Ａまたは入出力部７Ｐに共通のアースコモンＣを用いる。

前記送信回路１０の増幅回路１０ＡはＮチャネルとＰチャネルのＭＯＳ型のＦＥＴ２０，２１からなり、ＦＥＴ２０のソースをマイナス電源Ｃ、ＦＥＴ２１のソースをプラス電源Ｖｃｃ、両ＦＥＴ２０，２１のドレンを接続するように直列に接続したものであり、これらのＦＥＴ２０，２１のゲートに送信するべき逆位相のＡ相、Ｂ相の信号を入力部信号として入力することにより、両電源Ｖｃｃ，Ｃの電源電圧レベルをハイレベル、ローレベルとする送信信号を生成し出力抵抗１０Ｂを介して電源線９が接続される電源線接続部９Ａに出力することができる。なお、２２は逆流防止用のダイオードである。

前記受信回路１１は、前記電源線接続部９Ａに接続される入力抵抗２３と、高周波ノイズを除去する低容量のコンデンサ２４と、前記両電源Ｖｃｃ，Ｃの間に直列接続された２個のコンデンサ２５，２６と、これらのコンデンサ２５，２６の接続点を入力抵抗２３を介して電源線９に接続して受信信号を両コンデンサ間の基準電圧Ｖｔｈに対して所定の範囲内に制限するクリッパ回路２７と、クリッパ回路２７によって制限された信号を前記基準電圧Ｖｔｈと比較して増幅するオペレーションアンプ（差動増幅器の一例であり、以下、ＯＰアンプという）２８と、このＯＰアンプ２８の出力をＯＰアンプの非反転入力端子に正帰還させる正帰還抵抗２９と、出力の安定を図る低容量のコンデンサ３０とを備える。

なお、２３Ａ，２３Ｂは入力抵抗２３の二次側に設けた逆流防止用のダイオードであり、１１Ａは受信回路１１によって矩形波に生成した信号の出力部である。

前記クリッパ回路２７は互いに逆向きに並列接続されたショットキーバリアダイオード２７Ａ，２７Ｂであり、これらによって、ＯＰアンプの反転入力端子と非反転入力端子の電位差をショットキーバリアダイオード２７Ａ，２７Ｂの順方向ドロップ電圧の０．４Ｖ程度に抑えるように入力信号のクリッピングをすることができる。

また、車両の状態によって前記電源線９の電圧が変動するときには、ショットキーバリアダイオード２７Ａ，２７Ｂの順方向ドロップ電圧を超えるときにクリッパ回路２７を介してコンデンサ２５，２６間に電流が流れるので、コンデンサ２５，２６間の基準電圧Ｖｔｈを現状に合わせて自動的に調整することができる。逆に、クリッパ回路２７のドロップ電圧の範囲内であれば、受信抵抗２３の二次側における電圧にノイズが加わっている時であっても、このノイズによる受信信号のエラーが発生することはない。

つまり、各部材２３〜３０の定数を信号通信のために用いる電源線９長さやインピーダンスなどの環境に合わせて適宜調整することにより、ベースバンド伝送であってもノイズの影響を受けにくい通信を行うことができる。

電源線９を介して伝達される信号の波形は、送信時には矩形波であっても受信時には大いに歪んだ形になっていることが多く、とりわけ低インピーダンスの電源線９に信号を重畳させる場合には、まるで微分演算を施したような歪んだ波形となることがある。しかしながら、クリッパ回路２７による基準電圧Ｖｔｈ±順方向ドロップ電圧の抑制とＯＰアンプによる正帰還増幅を行うことにより、受信側においても元の矩形波を効果的に再現することができる。

前記出力抑制回路１２のスイッチング回路１２Ｃは、前記Ａ相の信号の入力部１０Ｃに接続されたダイオード３１、Ｂ相の信号の入力部１０Ｄに接続された反転回路３２、これらの接続点３３に接続された抵抗３４からなるスイッチ制御部３５と、前記接続点３３にゲートが接続されたｎチャネルのＦＥＴ３６（スイッチング素子）を備える。上記のように構成されたスイッチング回路１２Ｃは、送信信号があるときのみオン状態になるスイッチ切り替えを行うものであり、ＦＥＴ３６のソースはアースコモンＣに接続されている。

したがって、ＦＥＴ３６のドレンに接続された分圧抵抗１２Ａは送信信号が出力されているときのみコンデンサ１２Ｂを介してアースコモンＣに接続されることになる。なお、１２Ｄは直列に接続された分圧抵抗１２Ａとコンデンサ１２Ｂに対して並列に接続されるコンデンサであり、これによって高周波成分は分圧抵抗１２Ａを通ることなくアースコモンＣに流れさせることができるように構成している。なお、出力抵抗１０Ｂと分圧抵抗１２Ｂの大きさの比は出力抑制の大きさに影響するものであり、信号の送受信に用いる電源線９の長さやインピーダンスの大きさなどに合わせて調整したるものである。

図３〜６は、上記構成の電力線搬送通信装置１の動作を実際に測定した例を示す図であって、図３，４は送信回路１０および出力抑制回路１２の動作を説明し、図５，６は受信回路１１の動作を説明する。

図３，４に示す、Ｓ１は電源線に重畳する信号であり、電源線接続部９Ａを介して電源線９に送信する送信信号Ｓ１ｓと電源線９から受信する受信信号Ｓ１ｒの両方が含まれている。Ｓ２は前記接続点３３における電圧を示す切り替え信号であり、この切り替え信号Ｓ２がスイッチ素子３６のオン・オフ信号となる。Ｓ３は受信回路１１が受信した受信信号であり、これが出力部１１Ａに出力される。

前記スイッチング回路１２Ｃは、ダイオード３１および反転回路３２の出力がハイレベルであるとき（図４における時点ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４，ｔ５〜ｔ６の間）だけオン状態となるので、入力部１０Ｃ，１０ＤにＡ相，Ｂ相の送信信号の入力があり、送信信号の出力を行っている間は常にオンとなる。したがって、増幅回路１０Ａの出力は出力抵抗１０Ｂと分圧抵抗１２Ａおよびスイッチング素子３６を介してアースコモンＣに接地されることになり、その出力信号は、出力抵抗１０Ｂと分圧抵抗１２Ａの抵抗値によって分圧されることにより減衰して電源線９に送信される。

他方、受信信号Ｓ１ｒを受信するときには前記切り替え信号Ｓ１がオフとなるので、分圧抵抗１２ＡがアースコモンＣに接地されなくなり、電源線接続部９Ａを介して入力する受信信号Ｓ１ｒが分圧抵抗１２Ａによって減衰することはない。この信号の送信・受信の切り替えはトークンパッシング方式の通信を行うとき、明瞭に分けられており、自局が送信するタイミングが既知であるから、前記スイッチング素子３６のオン・オフ切り替えを確実に行うことができる。

上述のように動作することにより、電源線９に供給される送信信号Ｓ１ｓの強度は電源線９から受信する受信信号Ｓ１ｒの強度とほぼ同程度とすることができる。つまり、電源線９から漏れ磁束が発生しやすいような環境である場合にも、これが電磁波として外部機器に悪影響を与えることがない程度に出力を抑えることが容易に可能となる。

また、電力線搬送通信装置１を構成するどの部材にも高周波の搬送波（キャリア）を用いる場合のように高速動作に対応可能なスイッチング素子を用いる必要がないので、それだけ、製造コストの削減を図ることができる。

次に、図５，６に示す、Ｓ４は受信抵抗２３の二次側における受信信号であり、Ｓ５は基準電圧Ｖｔｈの電圧変動を示す信号であり、Ｓ６は受信して矩形波に整形した受信信号である。

図５に示すように、前記コンデンサ２５，２６（図２参照）によって定められる基準電圧は、電源線９に供給される電圧に変動がある場合にはこれに伴って変動することにより、その変化に追従することができる。つまり、基準電圧Ｖｔｈが現状の電源線９に供給されている電源電圧に合わせて自動的に調整されて、これがＯＰアンプ２８の動作点となる。また、受信抵抗２３を介して受信する受信信号Ｓ１ｒは信号Ｓ４のように基準電圧Ｖｔｈから±０．４Ｖ程度の範囲内に限定される。

次いで、ＯＰアンプ２８の出力は受信した信号によって、そのプラスマイナスの電源電圧Ｖｃｃ，Ｂと同程度の程度まで上昇または下降する。つまり、受信回路１１の出力はほぼ矩形波となる。

図６に示す図から明らかであるように、とりわけ低インピーダンスの電源線９をベースバンド伝送の電源重畳に用いる場合、送信するべき信号Ｓ１ｓがまるで微分演算を施したように歪んでいるが、受信回路１１の出力波形は送信時と同じ矩形波とすることができ、よりエラーの少ない通信を行うことができる。

１電力線搬送通信装置
９電源線
１０送信回路
１０Ｂ出力抵抗
１１受信回路
１２出力抑制回路
１２Ａ分圧抵抗（信号減衰素子）
１２Ｃスイッチング回路
２５，２６コンデンサ
２７クリッパ回路
２８増幅器（差動増幅器）
３５スイッチ制御部
３６スイッチング素子
Ｃコモン（マイナス電源）
Ｖｃｃプラス電源
Ｖｔｈ基準電圧
Ｓ１ｓ送信信号
Ｓ１ｒ受信信号

Claims

電源線に接続されて電源線に信号を送信する送信回路と、前記電源線に接続されて電源線から信号を受信する受信回路と、前記電源線に接続されて前記送信回路による信号の送信を行っている時のみ送信回路とコモンとの間に信号減衰素子を接続することにより前記送信回路から送信される信号の出力を抑制する出力抑制回路とを備え、前記出力抑制回路は、前記送信回路の出力部に設けた出力抵抗と電源線の間に一端が接続される分圧抵抗と、この分圧抵抗の他端をコモンに接続するスイッチング素子と、送信回路が信号を送信する時のみスイッチング素子をオン状態とするスイッチ制御部とを備えることを特徴とする電力線搬送通信装置。
前記受信回路は、受信信号を増幅する増幅器の両電源間に直列接続された２個のコンデンサと、これらのコンデンサの接続点を前記電源線に接続して前記受信信号を両コンデンサ間の基準電圧に対して所定の範囲内に制限するクリッパ回路とを備え、前記増幅器はクリッパ回路によって制限された信号を前記基準電圧と比較して増幅するものである請求項１に記載の電力線搬送通信装置。
前記増幅器は正帰還増幅する差動増幅器である請求項２に記載の電力線搬送通信装置。