JP5629052B2 - 超音波診断装置 - Google Patents

Description

本発明は、超音波診断装置に関し、特に、変調された連続波を利用する超音波診断装置に関する。

超音波診断装置の連続波を利用した技術として、連続波ドプラが知られている。連続波ドプラでは、例えば、数ＭＨｚの正弦波として構成される送信波が生体内へ連続的に放射され、生体内からの反射波が連続的に受波される。反射波には、生体内における運動体（例えば血流）によるドプラシフト情報が含まれる。そこで、そのドプラシフト情報を抽出して周波数解析することにより、運動体の速度情報を反映させたドプラ波形などを形成することができる。

連続波を利用した連続波ドプラは、パルス波を利用したパルスドプラに比べて一般に高速の速度計測の面で優れている。こうした事情などから、本願発明者は、連続波ドプラに関する研究を重ねてきた。その成果の一つとして、特許文献１において、周波数変調処理を施した連続波ドプラ（ＦＭＣＷドプラ）に関する技術を提案している。

一方、連続波ドプラでは、連続波を利用していることにより位置計測が困難である。例えば、従来の一般的な連続波ドプラの装置（ＦＭＣＷドプラを利用しない装置）では、位置計測を行うことができなかった。これに対し、本願発明者は、特許文献２において、ＦＭＣＷドプラにより生体内組織の速度に加えて生体内組織の位置を計測することができる技術を提案している。

特開２００５−２５３９４９号公報 特開２００６−１４９１６号公報

特許文献１や特許文献２に記載されたＦＭＣＷドプラの技術は、それまでにない超音波診断の可能性を秘めた画期的な技術である。本願発明者は、この画期的な技術の改良についてさらに研究を重ねてきた。

本発明は、このような背景において成されたものであり、その目的は、連続波を利用して目標位置からのドプラ情報を抽出する改良技術を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明の好適な態様である超音波診断装置は、周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、送信信号に対応した超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより受信信号を得る送受波部と、実質的に送信信号に等しい波形の参照信号を用いて受信信号に対して復調処理を施すことにより復調信号を得る受信信号処理部と、復調信号からドプラ情報を抽出するドプラ情報抽出部と、を有し、生体内の目標位置から得られる受信信号の周期的な信号列と参照信号の周期的な信号列との間の相関関係を調整して復調処理を施すことにより目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出する、ことを特徴とする。

上記態様では、生体内の目標位置から得られる受信信号の周期的な信号列と参照信号の周期的な信号列との間の相関関係を調整しているため、例えば、参照信号との相関が比較的大きい信号成分として目標位置からの受信信号を抽出することができる。さらに、その受信信号から例えばバンドパスフィルタあるいはローパスフィルタなどを用いてドプラ情報を抽出することにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出することが可能になる。なお、上記態様において、デジタル変調処理として、例えば、位相シフトキーイングや周波数シフトキーイングや振幅シフトキーイングなどを利用することができる。また、参照信号と送信信号は、完全に等しい波形であることが望ましい。但し、参照信号と送信信号は、実質的に等しい波形とみなせる程度の対応関係であってもよい。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、生体内の目標位置の深さに応じた遅延処理を施して受信信号と参照信号との間の遅延関係を調整することにより前記相関関係を調整する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、前記遅延処理により、目標位置から得られる受信信号の周期的な信号列と参照信号の周期的な信号列との間の相関を強める、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、目標位置の深さに応じた遅延量だけ参照信号を遅延処理することにより、目標位置から得られる受信信号の信号列パターンと参照信号の信号列パターンとを互いに一致させる、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記送信信号処理部は、周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより搬送波信号の位相を変化させて形成された連続波の送信信号を出力する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記ドプラ情報抽出部は、ドプラ情報として、復調信号に含まれる直流信号成分に対応したドプラ信号成分を抽出する、ことを特徴とする。

望ましい態様において、前記超音波診断装置は、互いに異なる複数の遅延量に基づいて参照信号を遅延処理することにより、複数の目標位置に対応した複数の遅延参照信号を形成する遅延処理部をさらに有し、前記受信信号処理部は、複数の遅延参照信号を用いて受信信号に対して復調処理を施すことにより複数の目標位置に対応した複数の復調信号を形成し、前記ドプラ情報抽出部は、複数の復調信号に基づいて、生体内の深さ方向に並んだ複数の目標位置からのドプラ情報を抽出する、ことを特徴とする。

本発明により、デジタル変調処理された連続波を利用して目標位置からのドプラ情報を抽出することが可能になる。

以下、本発明の好適な実施形態を説明する。

図１には、本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図１はその全体構成を示す機能ブロック図である。送信用振動子１０は生体内へ送信波を連続的に送波し、また、受信用振動子１２は生体内からの反射波を連続的に受波する。このように、送信および受信がそれぞれ異なる振動子で行われて、いわゆる連続波ドプラ法による送受信が実行される。本実施形態において利用される連続波は、デジタル変調された連続波であり、ＰＳＫ変調器２０によって形成される。

ＰＳＫ変調器２０は、パターン発生器２４から供給される周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイング（ＰＳＫ）により、ＲＦ波発振器２２から供給されるＲＦ波に対してデジタル変調処理を施して連続波を発生する。位相シフトキーイング（ＰＳＫ）により形成される連続波の波形については後の原理説明で詳述する。ＰＳＫ変調器２０は、デジタル変調された連続波を電力増幅器１４に出力する。

電力増幅器１４は、デジタル変調された連続波を電力増幅して送信用振動子１０に供給する。そして、デジタル変調された連続波に対応する送信波が送信用振動子１０から送波され、生体内からの反射波が連続的に受信用振動子１２によって受波される。

前置増幅器１６は、受信用振動子１２から供給される受波信号に対して低雑音増幅等の受信処理を施し、受信ＲＦ信号を形成して受信ミキサ３０へ出力する。受信ミキサ３０は受信ＲＦ信号に対して直交検波を施して複素ベースバンド信号を生成する回路であり、２つのミキサ３２，３４で構成される。各ミキサは受信ＲＦ信号を所定の参照信号と混合する回路である。

受信ミキサ３０の各ミキサに供給される参照信号は、デジタル変調された連続波（送信信号）に基づいて生成される。つまり、ＰＳＫ変調器２０から出力される連続波が遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理され、遅延回路２６Ｉにおいて遅延処理された連続波がミキサ３２に供給され、遅延回路２６Ｑにおいて遅延処理された連続波がミキサ３４に供給される。

遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、目標位置の深さに応じた遅延量だけ連続波に遅延処理を施し、遅延された参照信号を出力する。遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、各々、例えばｎ段のシフトレジスタによって形成することができる。この場合、シフトレジスタのｎ段のタップから目標位置の深さに応じた遅延量のタップが選択され、選択されたタップから目標位置の深さに応じた参照信号（遅延処理された連続波）が出力される。

なお、遅延回路２６Ｉと遅延回路２６Ｑは、互いに連続波の位相をπ／２だけずらして遅延処理を行う。その結果、ミキサ３２から同相信号成分（Ｉ信号成分）が出力され、ミキサ３４から直交信号成分（Ｑ信号成分）が出力される。そして、受信ミキサ３０の後段に設けられるＬＰＦ（ローパスフィルタ）３６，３８によって、同相信号成分および直交信号成分の各々の高周波数成分がカットされて検波後の必要な帯域のみの復調信号が抽出される。

後の原理説明で詳述するが、各ミキサで実行される受信ＲＦ信号と参照信号との混合処理の結果である受信ミキサ出力信号（復調信号）には、目標位置からの受信信号成分が多く含まれている。ＬＰＦ３６，３８において、その目標位置からの受信信号成分に含まれている直流信号成分が抽出される。

ＦＦＴ回路（高速フーリエ変換回路）４０，４２は、復調信号（同相信号成分および直交信号成分）の各々に対してＦＦＴ演算を実行する。その結果、ＦＦＴ回路４０，４２において復調信号が周波数スペクトラムに変換される。なお、ＦＦＴ回路４０，４２から出力される周波数スペクトラムは、回路の設定条件などにより周波数分解能δｆの周波数スペクトラムデータとして出力される。

ドプラ情報解析部４４は、周波数スペクトラムに変換された復調信号からドプラ情報を抽出する。その際、予め遅延回路２６Ｉ，２６Ｑによって、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係が調整されているため、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される。遅延関係の調整と目標位置からのドプラ情報の抽出との関連については、後の原理説明において詳述する。ドプラ情報解析部４４は、生体内の各深さ（各位置）ごとにドプラ情報を抽出して、例えば、超音波ビーム（音線）上の各深さごとに生体内組織の速度を算出し、リアルタイムで出力する。なお、超音波ビームを走査させて二次元的あるいは三次元的に生体内組織の各位置の速度を算出してもよい。

表示処理部４６は、生体組織の深さ（位置）ごとの速度に基づいて、例えばドプラ波形や、深さ速度の情報を含むグラフなどを形成し、形成したドプラ波形やグラフなどを表示部４８にリアルタイムで表示させる。なお、図１に示す超音波診断装置内の各部は、システム制御部５０によって制御される。つまり、システム制御部５０は、送信制御や受信制御や表示制御などを行う。

以上、概説したように、本実施形態では、デジタル変調処理された連続波に対応した超音波を送受波して受信信号を得て、生体内の目標位置の深さに応じて参照信号と受信信号との間の遅延関係を調整し、目標位置からの受信信号と参照信号との間の相関を強めて復調処理を施すことにより、目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出する。そこで、目標位置からのドプラ情報が選択的に抽出される原理について詳述する。

図２は、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）により形成される連続波の送信信号を説明するための図である。図２（Ａ）には、ＲＦ波発振器（図１の符号２２）から出力されるＲＦ信号（ＲＦ波）の波形が示されている。ＲＦ信号は、一定の周波数（例えば５ＭＨｚ程度）の連続波である。図２（Ｂ）には、パターン発生器（図１の符号２４）から出力される周期的な信号列の一例が示されている。パターン発生器は、例えば図２（Ｂ）に示すような、ランダムに値を変化させた２値符号（擬似ランダム信号）を発生する。

図２（Ｃ）には、ＰＳＫ変調器（図１の符号２０）において形成される変調された連続波（送信信号）が示されている。ＰＳＫ変調器は、図２（Ａ）のＲＦ信号に対して、図２（Ｂ）の２値符号に基づいて、位相シフトキーイング（ＰＳＫ）の変調処理を施す。ＰＳＫ変調器は、２値符号が「１」のビット期間においてＲＦ信号の位相をそのままとし、２値符号が「−１」のビット期間においてＲＦ信号の位相を反転する（１８０度ずらす）ことにより、図２（Ｃ）の送信信号を形成する。こうして、例えば図２（Ｃ）の送信信号に対応した連続波の超音波が送信用振動子（図１の符号１０）から出力され、受信用振動子（図１の符号１２）を介して生体内から受信信号が得られる。

図３は、送信信号と受信信号と復調信号の周波数スペクトラムを示す図である。図３（Ａ）には、ＰＳＫ変調器において形成される送信信号、つまりＰＳＫ変調された連続波の周波数スペクトラムが示されている。周波数ｆ₀は、ＲＦ信号の周波数である。ＲＦ信号の周波数ｆ₀を中心として広がっている側帯波の周波数間隔は、擬似ランダム信号（図２（Ｂ）の２値符号）の繰り返し周波数ｆ_pである。また、周波数ｆ₀を中心として広がっている側帯波の電力が０（ゼロ）となる、いわゆるヌル（ｎｕｌｌ）点が存在する。周波数ｆ₀からヌル点までの周波数間隔は、擬似ランダム信号（図２（Ｂ）の２値符号）の１ビットの時間間隔Ｔの逆数となる。

図３（Ｂ）には、受信信号の周波数スペクトラムが示されている。受信信号は、生体内における減衰を無視すると、送信信号と同じ波形となる。したがって、図３（Ｂ）に示す受信信号の周波数スペクトラムは、図３（Ａ）に示す送信信号の周波数スペクトラムとほぼ同じである。但し、生体内における超音波の伝搬時間に応じて、送信信号と受信信号との間では位相が異なる。

本実施形態では、ＰＳＫ変調器（図１の符号２０）において形成された送信信号に対して遅延処理を施して参照信号を形成し、受信ミキサ（図１の符号３０）においてその参照信号を用いて受信信号に対してミキサ処理（参照信号と受信信号の乗算）が行われる。後に詳述するが、このミキサ処理において、遅延処理された参照信号の位相に対応する深さ（目標位置の深さ）からの受信信号と参照信号との間の相関が強められて最大となり、その他の深さからの受信信号と参照信号との間の相関が極端に小さくなる。

図３（Ｃ）には、ミキサ処理により得られる復調信号の周波数スペクトラムが示されている。図３（Ｃ）の復調信号は、相関が最大の場合における参照信号と受信信号の乗算結果に相当する。つまり、目標位置からの受信信号と、目標位置の深さに位相を合わせた参照信号との間の乗算結果が、図３（Ｃ）の復調信号となる。

図３（Ｃ）に示す復調信号には、直流信号成分と、ＲＦ信号の周波数ｆ₀の２倍の高調波成分が含まれている。ドプラ信号は、こららの成分に付着した形で出現する。なお、ＬＰＦ（図１の符号３６，３８）において、高調波成分がカットされて直流信号成分のみが抽出されるため、ＦＦＴ回路（図１の符号４０，４２）においては、図３（Ｃ）に示す直流信号成分と周波数ｆ₀の２倍の高調波成分のうち、直流信号成分の周波数スペクトラムのみが形成される。そして、ドプラ情報解析部（図１の符号４４）において、図３（Ｃ）に示す直流信号成分の周波数スペクトラムからドプラ信号が抽出され、ドプラシフト量などに基づいて、目標位置に存在する血流の流速などが算出される。受信ミキサ（図１の符号３０）において、直交検波を施しているため、流速の極性を判断することもできる。直流信号成分の周波数スペクトラムからクラッタ信号を抽出して、目標位置に存在する血管壁の位置などを算出してもよい。

なお、超音波が生体内を伝搬する際の減衰特性は、周波数依存性減衰（ＦＤＡ）と呼ばれ、生体内の軟部組織では、ほぼ周波数と伝搬距離に比例することが知られている。ＦＤＡは、復調信号の周波数スペクトラムの形に影響を与える。つまり、体表付近から得られ復調信号の周波数スペクトラムに比べて、深い位置から得られる復調信号の周波数スペクトラムほど減衰が大きい。そこで、ＦＦＴ回路（図１の符号４０，４２）から出力される周波数スペクトラムに対して、生体内における周波数依存性減衰の補償処理を施すようにしてもよい。例えば、深い位置から得られる信号ほど大きく増幅し、位置（深さ）に応じた減衰量の変化をキャンセルする。受信ミキサ（図１の符号３０）の出力に対して周波数依存性減衰の補償処理を施してもよい。

図４は、本実施形態における位置選択性を説明するための図である。受信信号と参照信号の相関の鋭さは、パターン発生器（図１の符号２４）において形成される周期的な信号列のシーケンスに依存する。相関性を鋭くするためには、周期的な信号列である擬似ランダム信号の符号系列として、ＰＮ（Pseudo Noise）系列、Ｍ系列、Ｇｏｒｅｙ系列など、パルス圧縮などで実用化されている符号系列を用いればよい。簡単な例として、ｎ＝３のＰＮ符号を用いた場合の位置選択性について、図４を用いて説明する。

ｎ＝３の場合のＰＮ符号の長さは７（＝２³―１）ビットである。このシーケンスを際限なく繰り返すので、この擬似ランダムパターンは繰り返し周期の逆数の線スペクトラムを持っている。この信号を用いて周波数ｆ₀の搬送波に０−πの２相でＰＳＫ変調をすると、その時間波形は、先に説明した図２（Ｃ）のようになる。

受信信号は、送信信号が目標の深さに応じた遅延時間だけ遅れ、また組織によって減衰した信号である。その減衰を無視すると、例えば図４の受信信号の波形が得られる。送信信号を遅延処理して得られる参照信号の位相をφ₁〜φ₆まで変化させて受信信号と乗算した結果（乗算器出力）が図４に示されている。

図４から、参照信号と受信信号の位相が一致したφ₃の場合に、乗算器出力（ミキサ出力）の直流成分が最大になる。また、交流成分としては、搬送波およびその高調波成分のみとなるのも、参照信号と受信信号の位相が一致した場合の特徴である。この信号の周波数スペクトラムは、図３（Ｃ）に示したとおりである。また、図４から、位相がφ₃以外の場合には、乗算器出力として正と負の電圧がランダムに発生するので、これらの平均電圧は非常に小さくなる。

図５は、乗算器出力の電圧と参照信号の位相との関係を説明するための図である。図５には、受信信号のＰＮパターンと、位相の異なる複数の参照信号（参照波１から参照波１６）の各々のＰＮパターンと、各参照信号と受信信号を乗算した結果（出力１から出力１６）と、乗算結果の合計値が示されている。

図５においては、ＰＮパターンの繰り返し周期ごとに合計値のピークが出現し、ピーク以外の位相では、電圧（合計値）は極端に小さくなっている。この例におけるＰＮパターンの長さは７ビットであり、右端欄の集計は約３周期分、すなわち２０ビットの合計である“２０”が最大値となっている。一方、ピーク以外の位相では、合計は−２または−４であり、“２０”に比べて極端に小さい。

図６は、乗算器出力の電圧と参照信号の位相との関係を示す図であり、図５における合計値（乗算器出力の電圧）と位相（参照信号の位相）の関係をグラフ化したものである。図６から、周期的に現れるピーク値のみが極端に大きくなっている様子がわかる。最大値は、ＰＮパターンの長さに比例して増大する。一方、それ以外の位相では、互いにキャンセルするビットが多くなり、ＰＮパターンが長くなっても増加しない。結果としては、ＰＮパターンが長くなるほど、ピークとそれ以外の電圧の比は大きくなる。これは、パルス圧縮における性質と全く同様の効果である。

以上のことから、本実施形態においては、目標までの遅延時間に対応するように参照信号の位相を調整することにより、その目標の深さのみの反射波電力とドプラ情報を選択的に検出することができる。また、その選択性は、擬似ランダムパターンの長さが長くなるほどシャープになる。そして、その選択性は、パターン長を大きくするほど、パルス波ドプラ（ＰＷドプラ）のレンジゲートと同様の特性に近づいてくる。つまり、連続波の長所を維持しつつ、パルス波のメリットを得ることも可能になる。

図７は、パターン発生器（図１の符号２４）の具体例を示す図である。図７の回路構成例では、水晶発振器（ＯＳＣ）から出力される搬送波（ＲＦ信号）を矩形信号に変換してからｎ分周し、ｎ分周後の信号（データ）をシフトレジスタに入力している。そして、シフトレジスタの途中から引き出したｎ₁〜ｎ₃の出力とシフトレジスタの最終段からの出力とを利用して、排他論理和をとることにより、ＰＮパターンを得ることができる。ＰＮパターンの長さは、シフトレジスタがｎ段の場合は、２ⁿ―１ビットとなる。例えば、ｎ＝１０であれば１０２３ビットのＰＮパターンが容易に構成できる。この場合、受信信号と参照信号の位相がぴったり一致したときの乗算器出力は、１ビット分の１０２３倍となる。しかし、他の部分の出力はせいぜい数倍なので、選択能力を著しく向上させることができる。図７の回路は、デジタル回路で構成できるので、容易にＩＣ化できるという利点もある。

図８は、ＰＳＫ変調器（図１の符号２０）の具体例を示す図である。図８の回路は、水晶発振器（ＯＳＣ）から出力される搬送波（ＲＦ信号）とその搬送波の位相を反転させた反転搬送波の２種類の搬送波をＰＮパターンの極性に応じて選択するものである。ＰＮパターンに応じて選択された搬送波は、ＯＲ回路により加算（接続）され、ＰＳＫ送信信号として出力される。こうして、例えば図２（Ｃ）の波形の送信信号が出力される。図８においては、デジタル回路による構成例を提示したが、ＰＳＫ変調の手段として、例えばダブルバランストミキサ（ＤＢＭ）を用いた方式を利用してもよい。ちなみに、図８の回路は、デジタル回路で構成できるので、容易にＩＣ化できるという利点もある。

図９は、遅延回路（図１の符号２６Ｉ，２６Ｑ）と受信ミキサ（図１の符号３０）の変形例を説明するための図である。図９の回路では、ｎ段のシフトレジスタによって参照信号が遅延処理され、シフトレジスタのｎ₁からｎ_nまでの各タップから、互いに遅延時間の異なる複数の遅延参照信号が同時に出力される。そして、ｎ₁からｎ_nまでの各タップに対応したｎ個のミキサにおいて、受信信号と各遅延参照信号の乗算処理が行われ、複数の遅延参照信号に対応した複数の乗算結果が同時に（並列的に）出力される。生体内の深さ方向に並んだ複数の目標位置と、シフトレジスタのｎ₁からｎ_nまでの各タップとを対応付けておくことにより、複数の目標位置からのドプラ情報を同時に取得することができる。例えば、超音波ビーム上における全ての位置からの組織情報を同時に検出するようにしてもよい。

図２や図４においては、０−πの２相のＰＳＫによるデジタル変調について説明したが、本実施形態においては、４相、８相、１６相などの多数相のＰＳＫを利用することもできる。

図１０は、４相のＰＳＫによるデジタル変調を説明するための図である。図１０には、０，π／２，π，３π／２の４相コードを用いた例が示されている。４相コードは、パターン発生器（図１の符号２４）から出力される周期的な信号列である。ＰＳＫ変調器（図１の符号２０）は、ＲＦ信号に対して、４相コードに基づいて位相シフトキーイング（ＰＳＫ）の変調処理を施す。これにより、図１０の超音波受信信号と同じ波形の送信信号が形成される。図１０には、送信信号を遅延処理して得られる参照信号の位相をφ₁〜φ₃まで変化させて受信信号と乗算した結果（乗算器出力）が示されている。

図１０に示す位相の中で、φ₃は、位相すなわち遅延時間を目標の深さに調整したときの結果である。受信信号と参照信号がどの時間帯でも一致していることがわかる。乗算器出力は、受信信号が参照信号の極性によりスイッチングされた形となり、その周波数スペクトラムは、図３に示した２相の場合と同様に、直流成分と搬送波（ＲＦ信号）の２倍の高調波成分となる。ドプラ信号は、これらのスペクトラムがドプラシフトを受け、直流成分に附着した形で、一般的に微小電力で出現する。

図１０に示す位相の中で、遅延時間に相当する値に一致しないのは、参照信号の位相がφ₁，φ₂の場合である。この場合には、受信信号と参照信号の両者の位相差がπ／２となると、乗算器出力の直流成分は“０”となる。両者の位相差がπの場合は、乗算器出力の直流成分は“−１”となる。また、両者の位相差が“０”あるいは“２π”の場合は、乗算器出力の直流成分は“＋１”となる。したがって、時間的に平均化した乗算器出力は、φ＝φ₁の場合に−２、φ＝φ₂の場合に＋３となる。これに対し、φ＝φ₃の場合には“＋９”であり、φ＝φ₁，φ₂の場合との比較において、明らかに大きな相関値を示している。

図１１は、２相ＰＳＫと４相ＰＳＫの比較を説明するための図である。図１１において上段に示す周波数スペクトラムと自己相関関数は、０−πの２相（Binary Phase codes）のＰＳＫに対応しており、下段に示す周波数スペクトラムと自己相関関数は、４相のＰＳＫに対応している。なお、図１１の下段に示す４相ＰＳＫについての４相コードシーケンスは「０、π／２、π、３π／２、２π、２π、５π／２、５π／２、３π、３π、３π、３π、３π」である。

図１１の上段と下段を比較してみると、自己相関関数のピークの幅は、４相の方が多少広がっているが、周波数スペクトラムは４相の方が半分くらいに狭くなっていることが分かる。したがって、４相ＰＳＫを用いると、超音波信号の周波数帯域を半分程度にしても０−πの２相ＰＳＫにほぼ等しい位置選択性が得られることがわかる。

４相ＰＳＫにこのような特長があることは、以下の理由により推測できる。まず、周波数帯域であるが、２相（バイナリー）では、１ビットごとに、１/２の頻度で、搬送波の位相が１８０°反転するので帯域は広い。一方、４相ＰＳＫのシーケンスでは、上記シーケンス例を見てもわかるように、各ビットごとの位相はπ/２進むか、そのまま進まないかのどちらかである。したがって急激な位相回転は発生しない。したがって、周波数帯域も狭くなるのである。換言すれば、自己相関関数の鋭さを多少犠牲にすることにより、占有帯域を半分程度に減少させているのである。

さらに言及するなら、ＰＳＫによる超音波ＣＷドプラ計測方式では、レーダあるいは超音波診断装置のパルス圧縮で採用されている２相ＰＳＫ方式を用いなくとも、大きな位相変化が発生しない４相ＰＳＫで十分であるという見方もできる。なお、相数は、４相に限らず、８相、１６相などが適用できることは言うまでも無い。

また、図１１の４相ＰＳＫの周波数スペクトラム（下段）で、１ビットの時間間隔τの逆数１/τの帯域内に極大値が２個発生しているのは、４相では２つ連続して同じ位相が発生する頻度が多いことによる。以上説明した効果は、パルス圧縮における性質と全く同様である。

図１２は、４相ＰＳＫの場合のＰＳＫ変調器の具体例を示す図である。図１２の回路は、水晶発振器（X'tal Osc.）の出力を変換器（Axis Cross Detector）によりロジックレベルに変換後、位相同期ループ（ＰＬＬ：Phase locked Loop）に入力する。ＰＬＬは、水晶発振器の周波数に同期した４つの信号を発生させる。４つの信号は互いに０、π/２、π、３π/２の位相関係を保った搬送波として位相シンセサイザ（Phase Synthesizer）から出力される。

シーケンス発生器（Sequence Generator）は、シーケンスメモリ（Sequence Memory）から得られるデータに基づいて４相シーケンスを設定し、４相シーケンスに応じて４つのＡＮＤ回路のうちの１つを選択する。これにより、位相シンセサイザから出力される４相の搬送波は、シーケンス発生器が発生する４相シーケンスを設定するデジタル信号に応じて選択的に利用され、最終的にＯＲ回路により加算（接続）されて４相ＰＳＫ送信信号（4Phase PSK signal）として出力される。こうして、例えば図１０に示した超音波受信信号と同じ波形の送信信号が出力される。

図１２においては、デジタル回路による４相ＰＳＫ送信信号の発生手段を提示したが、４相ＰＳＫ変調の手段として、たとえばダブルバランストミキサ（ＤＢＭ）を複数用いた方法も使用できることは言うまでも無い。なお、図１２に示す回路は、デジタル回路により構成できるのでＩＣ化に適している。

ちなみに、４相コードシーケンスの相関が鋭くなるパターン例として、１３ビットの場合には、「０、π／２、π、３π／２、２π、２π、５π／２、５π／２、３π、３π、３π、３π、３π」や「０、０、０、０、０、π／２、π／２、π、π、３π／２、２π、５π／２、３π」などがあり、１９ビットの場合には「０、０、０、０、０、π／２、π／２、π／２、π、π、３π／２、３π／２、２π、５π／２、５π／２、３π、７π／２、４π、９π／２」などを利用することができる。

以上、本発明の好適な実施形態といくつかの変形形態を説明したが、上述した本発明の好適な実施形態等は、あらゆる点で単なる例示にすぎず、本発明の範囲を限定するものではない。本発明は、その本質を逸脱しない範囲で各種の変形形態を包含する。

例えば、上述した実施形態においては、連続波をデジタル変調する際に位相シフトキーイング（ＰＳＫ）を利用している。このＰＳＫに換えて、デジタル変調方式として当業者において明らかな周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）や振幅シフトキーイング（ＡＳＫ）などを利用してもよい。なお、デジタル変調された連続波のデータをメモリなどに記憶しておき、このメモリから読み出されるデータに基づいて、当該連続波を生成してもよい。

本発明に係る超音波診断装置の全体構成を示す機能ブロック図である。 ＰＳＫにより形成される連続波の送信信号を説明するための図である。 送信信号と受信信号と復調信号の周波数スペクトラムを示す図である。 本実施形態における位置選択性を説明するための図である。 乗算器出力の電圧と参照信号の位相との関係を説明するための図である。 乗算器出力の電圧と参照信号の位相との関係を示す図である。 パターン発生器の具体例を示す図である。 ＰＳＫ変調器の具体例を示す図である。 遅延回路と受信ミキサの変形例を説明するための図である。 ４相のＰＳＫによるデジタル変調を説明するための図である。 ２相ＰＳＫと４相ＰＳＫの比較を説明するための図である。 ４相ＰＳＫの場合のＰＳＫ変調器の具体例を示す図である。

符号の説明

２０ ＰＳＫ変調器、２２ ＲＦ波発振器、２４ パターン発生器、２６Ｉ，２６Ｑ 遅延回路、４０，４２ ＦＦＴ回路、４４ ドプラ情報解析部。

Claims (7)

1. 周期的な信号列に基づいてデジタル変調処理された連続波の送信信号を出力する送信信号処理部と、
   送信信号に対応した超音波を生体に送波して生体からの反射波を受波することにより受信信号を得る送受波部と、
   実質的に送信信号に等しい波形の参照信号を用いて受信信号に対して復調処理を施すことにより復調信号を得る受信信号処理部と、
   復調信号からドプラ情報を抽出するドプラ情報抽出部と、
   を有し、
   生体内の目標位置の深さに応じた遅延処理により前記目標位置から得られる受信信号の周期的な信号列と参照信号の周期的な信号列との間の相関関係を調整して復調処理を施すことにより、前記目標位置からのドプラ情報を選択的に抽出する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１に記載の超音波診断装置において、
   生体内の目標位置の深さに応じた遅延処理を施して受信信号と参照信号との間の遅延関係を調整することにより前記相関関係を調整する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項２に記載の超音波診断装置において、
   前記遅延処理により、目標位置から得られる受信信号の周期的な信号列と参照信号の周期的な信号列との間の相関を強める、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項３に記載の超音波診断装置において、
   目標位置の深さに応じた遅延量だけ参照信号を遅延処理することにより、目標位置から得られる受信信号の信号列パターンと参照信号の信号列パターンとを互いに一致させる、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
5. 請求項１から４のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記送信信号処理部は、周期的な信号列に基づいた位相シフトキーイングにより搬送波信号の位相を変化させて形成された連続波の送信信号を出力する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   前記ドプラ情報抽出部は、ドプラ情報として、復調信号に含まれる直流信号成分に対応したドプラ信号成分を抽出する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載の超音波診断装置において、
   互いに異なる複数の遅延量に基づいて参照信号を遅延処理することにより、複数の目標位置に対応した複数の遅延参照信号を形成する遅延処理部をさらに有し、
   前記受信信号処理部は、複数の遅延参照信号を用いて受信信号に対して復調処理を施すことにより複数の目標位置に対応した複数の復調信号を形成し、
   前記ドプラ情報抽出部は、複数の復調信号に基づいて、生体内の深さ方向に並んだ複数の目標位置からのドプラ情報を抽出する、
   ことを特徴とする超音波診断装置。

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