JP5501231B2 - 単一スイッチ方式のスイッチドリラクタンス機を制御する方法、制御装置、および電力変換装置 - Google Patents

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関連出願

本出願は、米国仮特許出願第６０／９５５，６６３号「Control Strategy for Single Switch Based Switched Reluctance Machine Drives（単一スイッチ方式のスイッチドリラクタンス機駆動装置の制御方式）」（Ｋｒｉｓｈｎａｎ Ｒａｍｕ）（出願日：２００７年８月１４日）によって提供される優先権の利益を享受し、この仮特許出願は、参照によって本出願に組み込まれている。

本開示は、スイッチドリラクタンス機の分野に関し、より詳細には、単一スイッチ方式の制御回路を有する多相スイッチドリラクタンス機を制御する制御方式に関する。

誘導電動機およびユニバーサルモーターは、現在のところ一定速度かつ低馬力が要求される用途において使用されており、主たる理由は、これらのモーターのコスト競争力である。このような関連技術のモーターを置き換える目的で、過去１０年にわたり、単相のスイッチドリラクタンスモーター（ＳＲＭ）に関する研究が行われてきた。しかしながら、従来の単相ＳＲＭ機は、一般的に高性能用途には適しておらず、なぜなら、出力パワー密度が低い、トルク発生のデューティサイクルがわずか５０％であるといった制限があるためである。さらに、単相ＳＲＭ機では、自己始動のための永久磁石または補助巻き線も必要である。

単相ＳＲＭのこれらの制限のため、特に、高トルクもしくは高効率、またはその両方の用途のための多相（すなわち、二相以上を有する）ＳＲＭ機への関心が高まっている。例えば、家庭用電化製品および動力工具などの可変速度用途においては、二相ＳＲＭをブラシレスモーター駆動装置として採用することができる。二相ＳＲＭは、設計が比較的単純であることと製造コストが低いため、特に望ましい。特許文献１には、さまざまなタイプの二相ＳＲＭが記載されている。

図１Ａおよび図１Ｂは、関連技術の二相ＳＲＭ１００を示している。ＳＲＭ１００は、４つの固定子磁極１１５を有する固定子１１０と、２つの回転子磁極１２５を有する回転子１２０とを含んでいる。回転子１２０は、回転子１２０の中心に結合されている固定シャフト１３０を中心に回転するようにされている。直径方向に対向する固定子磁極１１５Ａのそれぞれに、第１の組の同心巻き線１４０（例えば、銅線コイル）のそれぞれが配置されている。これらの巻き線１４０は、電気的に直列または並列に接続することができる。同様に、直径方向に対向する固定子磁極１１５Ｂのそれぞれに、第２の組の同心巻き線１５０が配置されている。これらの巻き線１５０は、同様に直列または並列に接続することができる。図１Ａは、第１の相が駆動されているＳＲＭ１００を示している。この第１の相においては、電流が巻き線１４０を通じて印加され、結果としての磁力によって回転子磁極１２５が固定子磁極１１５Ａに整列する。図１Ｂは、第２の相を示しており、この相においては、巻き線１５０を通る電流に起因して回転子磁極１２５が固定子磁極１１５Ｂに整列する。巻き線１４０および巻き線１５０を選択的に励磁することによって、ＳＲＭ１００の第１の相および第２の相が駆動され、回転子１２０の回転速度を制御することができる。

多相ＳＲＭの相巻き線は、一般には、ＳＲＭに関連付けられる制御回路によって励磁される。本文書において使用する「相巻き線」は、ＳＲＭあるいは他のブラシレス機の単相を駆動するために使用される巻き線など、１つまたは複数の巻き線を意味する。例えば、図１Ａおよび図１Ｂにおいて、巻き線１４０および巻き線１５０の各組が、ＳＲＭ１００における相異なる相巻き線を構成することができる。一般に、ＳＲＭ制御回路は、巻き線における電流の流れをオンおよびオフにするため、１つの相巻き線あたり１つまたは複数のスイッチを有する。例えば、相巻き線のそれぞれに、電気式スイッチ、機械式スイッチ、または電気機械式スイッチ（例：リレー）、例えば各種のトランジスタスイッチ（これに限定されない）を関連付けることができる。図１Ａおよび図１Ｂに示したＳＲＭ１００を再び参照し、少なくとも１つのスイッチ（図示していない）を使用して、相巻き線１４０を通る電流の流れを制御することができ、少なくとも１つの別のスイッチ（図示していない）によって、相巻き線１５０を通る電流の流れを制御することができる。特許文献２の図１〜図４には、多相ＳＲＭ機において使用するための関連技術のマルチスイッチ制御回路のさまざまな例が示されている。

関連技術のマルチスイッチ式のＳＲＭ制御回路の１つの欠点は、そのコストである。すなわち、制御回路における各スイッチには、一般に、その動作を制御するための追加の回路が関連付けられている。例えば、各スイッチは、そのスイッチの状態を変更するための回路が関連付けられているトランジスタスイッチによって実施することができ、さらに、別の回路コンポーネント（例えば、ダイオード、抵抗器、キャパシタ）を関連付けることができる。また、マルチスイッチ回路における各スイッチは独立して制御されることがあるため、スイッチ制御方式を実施するために追加の回路が要求されうる。スイッチのそれぞれに関連付けられる追加の回路によって、ＳＲＭ制御回路のコストおよび複雑さの両方が大幅に増大する傾向にある。

マルチスイッチ制御回路の不都合を克服する目的で、多相ＳＲＭ機において単一スイッチ制御回路が使用されてきた。単一スイッチ回路では、一般に、マルチスイッチ制御回路よりも要求される回路が少ない（例えば、より少ないトランジスタスイッチおよびダイオード）。結果として、単一スイッチ制御回路では、ＳＲＭのコストおよび複雑さの両方を低減することができる。さらに、このような単一スイッチ回路は、複数のスイッチを制御するための複数の制御方式が要求されないという利点を持つ。ＳＲＭの複数の相をトリガーするために１つのみのスイッチが能動的に制御される。特許文献２には、さまざまな単一スイッチ式のＳＲＭ制御回路が開示されている。

図２は、二相ＳＲＭにおいて使用することのできる単一スイッチ制御回路２００を示している。特許文献２の例えば図１０には、類似する単一スイッチ制御回路が開示されている。制御回路２００は、直流電流（ＤＣ）電源２１０および制御回路２２０を含んでいる。ＤＣ電源２１０は、交流電流（ＡＣ）電圧源２１５と、フルブリッジ整流器（ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，およびＤ４）と、電源用キャパシタＣ１とを有する。電源用キャパシタＣ１は、その正の端子（すなわち、正のレール）と負の端子（負のレール、共通、またはグランドとも称する）との間に実質的にＤＣ（すなわち、一定の）電圧レベルが維持されるように、有極性とすることができる。これに代えて、ＤＣ電源として使用するための、実質的に一定の電圧レベルおよび電流源を供給する別のタイプの電源、例えば、ハーフブリッジ整流器あるいはＤＣ電圧源（バッテリーなど）に置き換え得ることが、当業者には理解されるであろう。

制御回路２２０は、主相巻き線Ｌ１および補助相巻き線Ｌ２を含んでおり、いずれも、ＤＣ電源２１０の正のレールに電気的に接続されている端子を有する。主相巻き線Ｌ１の負の端子は、トランジスタスイッチＱ１のコレクタ端子と、ダイオードＤ５のアノード端子とに、電気的に接続されている。補助相巻き線Ｌ２の正の端子は、補助キャパシタＣ２の正の端子と、ダイオードＤ５のカソード端子とに、電気的に接続されている。このコンテキストにおいて、電流は、相巻き線にその正の端子を通じて入り、負の端子を通じてその相巻き線から出る。補助キャパシタＣ２は、電源用キャパシタＣ１と同じ極性を有する有極性のキャパシタとすることができる。補助キャパシタＣ２の負の端子は、電源用キャパシタＣ１の負の端子に電気的に接続されている。

相巻き線Ｌ１および相巻き線Ｌ２は、制御回路２２０から空間的に隔てることができ、場合によっては、制御回路の一部ではなくＳＲＭモーターの一部を形成するものとみなすことができるが、説明を目的として、これらの巻き線は制御回路２２０の中に示してある。いくつかの実施形態においては、主相巻き線Ｌ１を、ＳＲＭ１００におけるトルクの大部分を発生させるために使用することができ、したがって、補助相巻き線Ｌ２よりも多量の銅（またはその他の導体）を有する、もしくは、多くの巻数を有する、またはその両方であるようにすることができる。

電流が主相巻き線Ｌ１を流れるとき、二相ＳＲＭの第１の相が駆動される。第２の相は、電流が補助相巻き線Ｌ２を流れるときに駆動される。電流が相巻き線Ｌ１またはＬ２のいずれかを流れ、したがって巻き線が励磁されると、結果としての磁気エネルギによって、励磁されている巻き線に対する回転子１２０の位置に応じて、ＳＲＭに正または負のトルクが発生する。例えば、回転子磁極１２５が、励磁されている巻き線の固定子磁極に向かって回転している場合、その固定子磁極におけるインダクタンスの変化は正であり、したがって、ＳＲＭによって出力される正のモータリングトルクが発生する。これに対して、回転子磁極１２５が、励磁されている巻き線の固定子磁極から離れる向きに動いている場合、インダクタンスの傾きは負であって負の回生トルクが発生し、このトルクによってＤＣ電源用キャパシタＣ１またはＣ２にエネルギが戻される。

動作時、トランジスタスイッチＱ１は、主相巻き線Ｌ１または補助相巻き線Ｌ２のいずれかに電流を導き、したがって、ＳＲＭにおける所望の相の駆動を選択する。この例示的な実施形態に示したように、トランジスタスイッチは、ＮＰＮバイポーラ接合トランジスタによって実施されており、そのエミッタ端子が共通（グランド）電位に電気的に接続されており、コレクタ端子が主相巻き線Ｌ１およびダイオードＤ５に接続されている。トランジスタスイッチＱ１は、そのベース端子に印加される制御信号２３０によってオンおよびオフになる。制御信号は、追加の制御回路（図示していない）（例えば、マイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ、特定用途向け集積回路、フィールドプログラマブルゲートアレイなど）によって供給される。

トランジスタスイッチＱ１がオンになると、電源用キャパシタＣ１からのＤＣ電圧が主相巻き線Ｌ１およびトランジスタスイッチＱ１に印加され、これによって主相巻き線Ｌ１およびトランジスタスイッチＱ１に電流が流れる。ＤＣ電源電圧レベルと比較したときの、通電中のトランジスタスイッチＱ１における電圧降下は、一般には無視できる。トランジスタスイッチＱ１がオンである間、補助キャパシタＣ２がＤＣ電圧源キャパシタＣ１に放電するため、補助相巻き線Ｌ２における電流は急激に減衰し、これによって補助キャパシタＣ２における電圧が最終的に電源用キャパシタＣ１における電圧に等しくなり、結果として補助相巻き線Ｌ２の両端の電圧が０になる。補助キャパシタＣ２がＤＣ電源２１０に迅速に放電してＤＣ電源電圧レベルに達することができるようにするため、補助キャパシタＣ２は、ＤＣ電源容量Ｃ１と比較して相対的に小さい静電容量を有することができる。

主相巻き線Ｌ１を通る電流が所定のレベルを超える、または何らかの別の基準が満たされたとき、トランジスタスイッチＱ１に印加されている制御信号２３０を調整してトランジスタスイッチＱ１をオフにすることができる。この場合、主相巻き線Ｌ１を通る電流は、ダイオードＤ５を通るように経路変更され、ダイオードＤ５は、トランジスタスイッチＱ１が通電を停止したとき順バイアス状態になる。経路変更された電流によって、補助キャパシタＣ２がその残留電圧（ＤＣ電源電圧に等しい）よりも高電圧に急速に充電され、補助キャパシタの電圧がＤＣ電源電圧を超え、それによって電流が補助相巻き線Ｌ２を流れる。

トランジスタスイッチＱ１がオフになるとき、主相巻き線Ｌ１を電流が流れ終わる前に、補助キャパシタＣ２によって補助相巻き線Ｌ２に電流が発生する状況が起こりうる。補助相巻き線Ｌ２を通る電流は、主として、補助キャパシタＣ２の電圧と、相巻き線Ｌ１およびＬ２を通る電流の流れに対するＣ２の電圧の影響とによって決まる。このような状況においては、主相巻き線および補助相巻き線に電流が同時に流れることにより、ＳＲＭによって発生する正味トルクが減少することがあり、なぜなら、主相巻き線Ｌ１によって正のトルクが発生するのと同時に補助相巻き線Ｌ２によって負のトルクが発生しうる（またはこの逆）ためである。したがって、トランジスタスイッチＱ１の状態がオンからオフに変化するとき、主相巻き線Ｌ１および補助相巻き線Ｌ２に電流が同時に流れることによって、ＳＲＭにおける正味トルク損失（またはスイッチング損失）の可能性が存在する。

正味トルク発生量のこの減少は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式に従ってトランジスタスイッチＱ１が繰り返しオンおよびオフにされるときに、特に明らかになりうる。具体的には、一般にトランジスタスイッチＱ１は、トランジスタスイッチＱ１を周期的にオンおよびオフにするＰＷＭ制御信号２３０を、主相通電期間（main phase conduction period）の持続時間全体にわたって受け取る。このコンテキストにおいて、主相通電期間は、回転子磁極１２５が主相巻き線Ｌ１に向かって回転しており、したがって主相巻き線におけるインダクタンスの変化が正である期間である。したがって、主相通電期間の間の任意の時点において主相巻き線Ｌ１が励磁されると、正のトルクが発生する。

より一般的には、ＳＲＭの特定の相に関連付けられる相通電期間またはドエル時間は、その相に関連付けられている相巻き線に電流が流れた場合に正のトルクが形成されるように回転子磁極が回転している期間である。ＳＲＭの特定の相のドエル角は、その相のドエル時間中における回転子磁極の角変位である。ドエル角は、通常では回転子磁極のピッチの１／２に等しく、特定の角速度においてドエル角を移動するのに要する時間がドエル時間である。

ＰＷＭ制御信号２３０は、主相通電期間の持続時間全体にわたりトランジスタスイッチＱ１を周期的にオンおよびオフにするパルス列を備えている。ＰＷＭ制御信号２３０における各パルスのパルス幅は、トランジスタスイッチＱ１がオンである時間長と、したがって、主相巻き線Ｌ１によって正トルクが発生する時間長とを設定する。ＰＷＭ制御信号２３０の周波数とそのパルス幅（またはデューティサイクル）とを選択することによって、主相巻き線Ｌ１によって発生する正トルク量を制御することができる。しかしながら、主相通電期間の間にＰＷＭ制御信号２３０によってトランジスタスイッチＱ１がオンからオフに切り替わるたびに、補助相巻き線Ｌ２において同時に発生する負トルクのため、主相巻き線Ｌ１によって発生する正味の正トルクが減少しうる。この影響を説明する目的で、図３Ａ〜図３Ｆは、関連技術のＰＷＭ制御方式を使用するときに起こりうる、正味正トルク発生量の望ましくない減少を示している。

図３Ａは、回転子磁極の位置の関数としての、主相のインダクタンスＬ_ｍの関連技術におけるタイミング図を示している。インダクタンスＬ_ｍは、回転子磁極が主相巻き線Ｌ１に対して最もずれているとき（例：図１Ｂ）に最小となり、主相のインダクタンスＬ_ｍは、回転子磁極が主相巻き線Ｌ１に完全に整列している（例：図１Ａ）ときに最大値まで増大する。タイミング図のうち、主相のインダクタンスＬ_ｍの値が増大している部分は主相通電期間に対応しており、この期間は主相巻き線Ｌ１を電流が流れるとＳＲＭに正トルクが発生する。

説明を単純にするため、図３Ａおよび以降に説明する類似するタイミング図は、回転子位置の関数としてのインダクタンスの線形的な変化を示している。しかしながら、主相のインダクタンスＬ_ｍの変化は、回転子の位置、回転子の速度、およびその他のパラメータのより複雑な関数でありうることが、当業者には理解されるであろう。さらに、図３Ａは、タイミング図の１周期のみを示している（例えば、主相のインダクタンスＬ_ｍが最小値から最大値に変化し、最小値に戻るまでを示している）が、図示したタイミング図は回転子の回転に伴う周期性を持つことが、当業者には理解されるであろう。一般的には、主相のインダクタンスＬ_ｍの変化は、回転子磁極が、一般に非整列位置と整列位置との間で特定の角速度において回転することに伴う周期性を持つ。

図３Ｂは、ＰＷＭ制御信号２３０の結果として主相巻き線Ｌ１を流れる主相電流ｉ_ｍの、関連技術におけるタイミング図を示している。ＰＷＭ制御信号２３０は、主相通電期間全体にわたりトランジスタスイッチＱ１を繰り返しオンおよびオフにする。図３Ｂは、トランジスタスイッチＱ１を切り換えることに起因する主相の電流リプルも示している。図３Ｄは、主相通電期間において主相電流ｉ_ｍが主相巻き線Ｌ１を流れる結果として発生する正の総トルク量Ｔ_ｅｍの、関連技術におけるタイミング図を示している。

トランジスタスイッチＱ１がオンからオフに切り替わるたびに主相電流ｉ_ｍが主相巻き線Ｌ１から補助相巻き線Ｌ２に転流される（すなわち転送される）ため、主相通電期間の間には補助相電流も発生する。図３Ｃは、主相通電期間において補助相巻き線Ｌ２を流れる補助相電流ｉ_ａの、関連技術におけるタイミング図を示している。図３Ｂに示した主相の電流リプルと同様に、ＰＷＭ制御信号２３０によるトランジスタスイッチＱ１のスイッチングの結果として、類似する補助相の電流リプルが生じうる。

図３Ｅは、補助相の電流ｉ_ａによって発生する補助相トルクＴ_ｅａの、関連技術におけるタイミング図を示している。回転子磁極１２５が主相巻き線Ｌ１に向かって回転しているとき、その結果としての主相のインダクタンスＬ_ｍの増大に対応して、補助相巻き線Ｌ２のインダクタンスが減少する。すなわち、回転子磁極が主相巻き線Ｌ１に向かって回転している（すなわち、主相のインダクタンスが増大している）間、回転子磁極は補助相巻き線Ｌ２から離れる向きに回転している（すなわち、補助相のインダクタンスが減少している）。結果として、主相通電期間の間、主相電流ｉ_ｍ（図３Ｂ）によって正トルクが発生する（図３Ｄ）のに対して、補助相電流ｉ_ａ（図３Ｃ）によって負トルクが発生する（図３Ｅ）。回転子磁極１２５が主相巻き線Ｌ１から離れる向き、補助相巻き線Ｌ２に向かって動き出すとき、補助相電流ｉ_ａが引き続き補助相巻き線Ｌ２を流れるならば、主相通電期間の最後に補助相電流ｉ_ａによって正トルクも発生しうる。

図３Ｆは、主相通電期間の間にＳＲＭによって発生する正味トルクＴ_ｅｃの、関連技術におけるタイミング図を示している。この正味トルクは、主相巻き線Ｌ１および補助相巻き線Ｌ２によって発生するトルクの合計である。したがって、ＳＲＭによって生成される正味の正トルクＴ_ｅｃは、主相巻き線Ｌ１によって生成される正トルクＴ_ｅｍが、補助相巻き線Ｌ２によって同時に発生する負トルクＴ_ｅａだけ減少した量に本質的に等しい。ＳＲＭにおける正味の正トルクを最大にするためには、主相通電期間の間に補助相巻き線Ｌ２によって発生する負トルクＴ_ｅａの量を最小にすることが望ましい。

関連技術のＰＷＭ制御方式では、正トルクの正味発生量が減少するという不都合が生じるのみならず、望ましくない騒音が生じることもある。具体的には、主相巻き線Ｌ１が正トルクを生成しており、同時に補助相巻き線Ｌ２が負トルクを発生させているとき（例えば、関連技術の図３Ａ〜図３Ｆ）、ＳＲＭにはスイッチング損失とは別に大きな騒音が発生することがある。この望ましくない騒音によって、ＳＲＭベースの多くの消費者製品（例えば、家庭用電化製品、手持式電動工具）において使用するための単一スイッチ制御回路の商品としての魅力が大幅に低減しうる。

本明細書において引用するすべての参考文献は、参照によって本開示に組み込まれている。

米国特許第7,015,615号明細書（K. Ramuら）（出願日：２００６年３月２１日） 米国特許第7,271,564号（K. Ramu）（出願日：２００７年９月１８日） 米国特許出願第11/718,326号「System and Method for Controlling Four Quadrant Operation of a Switched Reluctance Motor Drive Through a Single Controllable Switch」（K. Ramuら）（出願日：２００７年４月３０日）

R. Krishnan, "Electric Motor Drives", Prentice Hall, 2001 and R. Krishnan, "Switched Reluctance Motor Drives", CRC Press, 2001

本発明の一態様によると、能動的に制御される第１の相と、第１の相の制御に応答的である第２の相とを有する多相ＳＲＭにおけるトルク発生量を、改良された単一スイッチ制御方式を使用して最大にする。第１の相の通電期間の持続時間全体にわたり第１の相を周期的に駆動する関連技術のＰＷＭ制御手法とは異なり、本制御方式では、第１の相の通電期間の一部のみにおいて第１の相を連続的に駆動する。例えば、第１の相の通電期間が始まった後の特定のタイミングにおいて第１の相を駆動し、第１の相を駆動停止するまで連続的に駆動したままにすることができる。第２の相は、第１の相の通電期間の間に１回、すなわち、第１の相の駆動停止に応えて、駆動されるのみである。このようにして、本制御方式では、第１の相の通電期間の間に実行される相転流の回数が減少し、これによって、ＳＲＭにおけるスイッチング損失および騒音が低減する。さらに、第１の相の駆動の適切なタイミングにより、第１の相巻き線および第２の相巻き線によって同時にトルクが発生することを防止することもできる。結果として、ＳＲＭの正トルクの正味発生量を改善することができる。

本発明の別の態様によると、１つの電圧パルスまたは電流パルス（制御パルスまたはゲーティングパルス）を使用して、多相ＳＲＭの第１の相を選択的に駆動することができる。例えば、制御パルスに応えて第１の相を選択的に駆動するスイッチに、制御パルスを入力することができる。制御パルスは、第１の相の通電期間の先頭に対する、選択される時間オフセットまたは回転子位置オフセットを起点とすることができ、第１の相の通電期間のほぼ終端まで持続することができる。したがって、第１の相の駆動のデューティサイクル、すなわち、第１の相の通電期間のうち第１の相が駆動されている割合を、制御パルスの開始位置を使用して決定することができる。

本発明の別の態様によると、第１の相の通電期間内における第１の相の連続的な駆動の開始オフセットを、測定されるＳＲＭ機械パラメータおよびテーブル探索動作に基づいて、動的に（すなわち、ＳＲＭの動作中に）決定することができる。例えば、回転子位置の１つまたは複数の測定値を使用して回転子の速度を推定し、推定された回転子の速度を使用して、所望のデューティサイクルを決定することができる。開示する開ループ制御の実施形態においては、所望のデューティサイクルを、推定される回転子速度の関数として直接的に計算することができる。これに代えて、開示する閉ループ制御の実施形態においては、所望のデューティサイクルを、推定される回転子速度から導かれる回転子速度の誤差値に基づいて決定することができる。いずれの場合にも、回転子位置とデューティサイクル値との組合せを対応する制御パルスオフセット値にマッピングするためのテーブル、すなわち、第１の相の通電期間内における制御パルスの開始位置もしくは終了位置、またはその両方を定義するテーブルを、あらかじめ計算しておくことができる。したがって、測定される回転子位置および所望のデューティサイクル値をテーブルに入力して、例えば、制御パルスの開始位置もしくは終了位置、またはその両方を決定することができる。

本発明のさらなる態様によると、本制御方式では、第１の相巻き線を通る電流の流れの大きさを、関連技術のＰＷＭ制御方式において要求される電流の流れの関数として決定することができる。例えば、関連技術のＰＷＭベースのトルク要求量を知ることにより、開示する実施形態において使用するための対応するトルク要求量を、関連技術のトルク要求量を所望のデューティサイクルによって除することによって導くことができる。このようにして、開示する実施形態では、第１の相の通電期間において、関連技術のＰＷＭ制御方式を使用して発生するのと同じ平均トルク量または実効トルク量を発生させることができる。

当然ながら、上記の態様のさまざまな修正形態が考えられる。例えば、いくつかの実施形態においては、１つの制御パルスを２つ以上の短いパルス（サブパルス）に分割することができ、ただし、５つ以上のサブパルスとはしないことが好ましい。このような実施形態においては、各サブパルスを発生させるために使用される電流の大きさは、第１の相の通電期間の間に複数のサブパルスによって発生するトルクの平均量または実効量が、１つのみの制御パルスを使用した場合と同じままであるように、選択する。さらに、本制御方式における所望のデューティサイクルを決定する方法は、１つまたは複数のＳＲＭ機械パラメータ（例えば、回転子位置、回転子速度、機械のインダクタンス、第１の相の電流もしくは第２の相の電流またはその両方）（瞬間値および平均値の両方を含む）（ただしこれらに制限されない）の動的な測定値もしくは所定の値、またはその両方に基づくことができる。開示する実施形態は、例示的な開ループ制御および閉ループ制御の実施を示しているが、本発明を実施する当業者には別の変更形態および修正形態が明らかであろう。

本発明の態様をすべてまたは部分的に達成する目的で、多相モーターを制御する方法を開示する。この方法によると、第１の相のドエル時間が始まったとき、モーターの第１の相の励磁を、ゼロでない期間について抑制する。ゼロでない期間が終了した時点で、第１の相の励磁を有効化する。ドエル時間が終了する前または終了時に発生する無効化時において、ドエル時間の残りの間、第１の相の励磁を無効化する。

本発明の態様をすべてまたは部分的にさらに達成する目的で、多相モーターの制御装置を開示する。この制御装置は、（１）モーターの第１の相のドエル時間を求めるステップと、（２）第１の相のドエル時間が始まったとき、モーターの第１の相を励磁するための信号を、ゼロでない期間について抑制するステップと、（３）ゼロでない期間が終了した時点で、第１の相を励磁するための信号を出力するステップと、（４）ドエル時間が終了する前または終了時に発生する無効化時において、ドエル時間の残りの間、第１の相を励磁するための信号を停止するステップと、を実行するプロセッサ、を含んでいる。レギュレータは、第１の相の励磁を励磁信号に従って調整する。

本発明の態様をすべてまたは部分的にさらに達成する目的で、多相モーターの電力変換装置を開示する。この電力変換装置は、（１）モーターの第１の相のドエル時間を求めるステップと、（２）第１の相のドエル時間が始まったとき、モーターの第１の相を励磁するための信号を、ゼロでない期間について抑制するステップと、（３）ゼロでない期間が終了した時点で、第１の相を励磁するための信号を出力するステップと、（４）ドエル時間が終了する前または終了時に発生する無効化時において、ドエル時間の残りの間、第１の相を励磁するための信号を停止するステップと、を実行するプロセッサ、を含んでいる。レギュレータは、第１の相の励磁を励磁信号に従って調整する。第１の相の励磁中に第１の相によって蓄えられたエネルギは、励磁信号を停止した時点においてモーターの第２の相に印加されてこの相を励磁する。

本発明の態様のさらなる利点は、その一部を以下の説明に記載してある。

本発明の好ましい実施形態は、本明細書の以下の段落に説明されており、添付の図面を参照しながら読み進めることによって深く理解することができる。

第１の相における関連技術の二相ＳＲＭを示している。 関連技術の二相ＳＲＭを第２の相において示している。 関連技術の単一スイッチ式のＳＲＭ制御回路を示している。 図３Ａは、回転子磁極の位置の関数としての、主相のインダクタンスの関連技術におけるタイミング図を示している。図３Ｂは、ＰＷＭ制御信号の結果として主相巻き線を流れる主相電流の、関連技術におけるタイミング図を示している。図３Ｃは、主相通電期間の間に補助相巻き線を流れる補助相電流の、関連技術におけるタイミング図を示している。図３Ｄは、主相通電期間の間に主相電流が主相巻き線を流れる結果として発生する正の総トルクの、関連技術におけるタイミング図を示している。図３Ｅは、補助相電流によって発生する補助相トルクの、関連技術におけるタイミング図を示している。図３Ｆは、主相通電期間の間にＳＲＭによって発生する正味トルクの、関連技術におけるタイミング図を示している。 図４Ａは、時間の関数としての主相巻き線のインダクタンスのタイミング図を示している。図４Ｂは、主相通電期間の持続時間全体にわたり、主相巻き線の両端の電圧によってＤＣ電源電圧が変調される、関連技術のＰＷＭ制御方式を示している。図４Ｃは、本発明の制御方式の実施形態を示している。 図５Ａは、時間の関数としての主相巻き線のインダクタンスのタイミング図を示している。図５Ｂは、時間の関数としての補助相巻き線のインダクタンスのタイミング図を示している。図５Ｃは、本発明の実施形態による単一スイッチ制御方式を示している。図５Ｄは、図５Ｃに示した制御パルスによってスイッチがオフからオンになるときに発生する主相電流のタイミング図を示している。 図５Ｅは、図５Ｃに示した制御パルスによってスイッチがオンからオフになるときに発生する補助相電流のタイミング図を示している。図５Ｆは、主相電流に起因して主相巻き線によって発生する電磁トルクを示したタイミング図を示している。図５Ｇは、補助相電流に起因して補助相巻き線によって発生する電磁トルクを示したタイミング図を示している。図５Ｈは、主相巻き線および補助相巻き線によって発生する総（または正味）電磁トルクを示したタイミング図を示している。 図６Ａは、時間の関数としての主相巻き線のインダクタンスのタイミング図を示している。図６Ｂは、時間の関数としての補助相巻き線のインダクタンスのタイミング図を示している。図６Ｃは、本発明の別の実施形態による単一スイッチ制御方式を示している。図６Ｄは、図６Ｃに示した制御パルスによってスイッチがオフからオンになるときに発生する主相電流のタイミング図を示している。 図６Ｅは、図６Ｃに示した制御パルスによってスイッチがオンからオフになるときに発生する補助相電流のタイミング図を示している。図６Ｆは、主相電流に起因して主相巻き線によって発生する電磁トルクを示したタイミング図を示している。図６Ｇは、補助相電流に起因して補助相巻き線によって発生する電磁トルクを示したタイミング図を示している。図６Ｈは、主相巻き線および補助相巻き線によって発生する総（または正味）電磁トルクを示したタイミング図を示している。 関連技術における主相電流の大きさと、本発明の実施形態に従って使用される主相電流の大きさとの間の関係のタイミング図を示している。 本発明の実施形態による制御方式を実施するための開ループ制御方式を示している。 図９Ａは、回転子の絶対位置の関数としての主相のインダクタンスのタイミング図を示している。図９Ｂは、図９Ａに示した主相通電期間内における制御パルスの２つの可能な位置における主相の電圧の図を示している。図９Ｃは、図９Ｂに示した制御パルスの可能な位置における主相の電流の図を示している。 閉ループ制御方式の図を示している。 図１１Ａは、時間または回転子位置の関数としての主相のインダクタンスを示したタイミング図を示している。図１１Ｂは、１つの制御パルスを使用して印加される主相の電流の大きさの図を示している。図１１Ｃは、図１１Ｂにおける１つの制御パルスを２つの個別のサブパルスに分割する本発明の実施形態による、主相の電流の大きさの図を示している。 四相モーターの電力変換装置を示している。 図１２に示した電力変換装置を使用して、四相モーターの回転中の回転子に四相モータリングトルクを印加する方法の流れ図を示している。

本発明の開示する実施形態は、単一スイッチ制御型の多相ＳＲＭにおいて、関連技術のＰＷＭ制御手法を使用したときに発生するよりも大きい正味正トルクと少ない騒音とを発生させることのできる制御方式の原理を例示している。この制御方式を理解するための数学的基礎を確立する目的で、図２に示した単一スイッチＳＲＭ制御回路２００を考える。参考としてと、この制御方式の原理を説明する目的で、単一スイッチ制御回路２００を参照するが、開示する制御方式は、別の単一スイッチ制御型多相ブラシレス機（本明細書に明示的に説明していないものを含む）に、より広範に適用可能であることが、当業者には理解されるであろう。以下のすべての説明および式においては、説明を目的として、記号∴が「したがって」を意味し、記号

が「〜にほぼ等しい」を意味し、記号＝が「〜に等しい」を意味し、記号∝が「〜に正比例する」を意味し、記号＋が「〜に加えられる」を意味するものとする。

図２における単一スイッチ制御回路２００を再び参照し、主相巻き線Ｌ１に印加される電圧Ｖ_ｍは、数学的に以下のように書くことができる。

この式において、Ｒ_ｍ、Ｌ_ｍ、ｉ_ｍ、Ｖ_ｍ、ω_ｍ、θは、それぞれ、主相巻き線Ｌ１の抵抗、主相巻き線Ｌ１のインダクタンス、主相巻き線Ｌ１を通る電流、主相巻き線Ｌ１の両端の電圧、回転子の角速度、回転子の角度位置である。このとき、すべての変数は、メートル、キログラム、および秒（ＭＫＳ）単位において定義されている。さらに、インダクタンスは一般的には主相の電流および回転子の位置の関数であるが、説明を明瞭にする目的で、主相の電流ｉ_ｍおよび回転子の位置θのあらゆる組合せにおいてインダクタンスＬ_ｍは一定値であるものと想定する。

さらに、抵抗による電圧降下Ｒ_ｍｉ_ｍを無視するならば（極めて低い速度を除いて問題なく行うことができる）、電圧Ｖ_ｍは以下のようになる。

この式において、

この式において、ｄは、制御回路２００においてトランジスタスイッチＱ１に印加される制御信号２３０のデューティサイクルであり、Ｖ_ＤＣは、例えば電源用キャパシタＣ１において維持されるＤＣ電源電圧である。デューティサイクルｄは、トランジスタスイッチＱ１の周期的なスイッチング間隔に対するトランジスタスイッチＱ１のオン時間（例えば、通電モード）の比として定義することができる。したがって、主相通電期間の持続時間における主相巻き線Ｌ１の両端の平均電圧は、デューティサイクルｄと、主相巻き線Ｌ１に印加されるＤＣ電源電圧Ｖ_ＤＣとの積として近似することができる。電源電圧Ｖ_ＤＣは実質的に一定であるため、結果として式（６）から以下のようになる。

したがって、単一スイッチ制御型ＳＲＭの速度制御は、デューティサイクルｄを変化させることによって達成することができる。しかしながら、デューティサイクルｄはさまざまに変化させることができる。例えば、いま、Ｔが主相通電期間の持続時間であるとする。主相電流ｉ_ｍが主相巻き線Ｌ１に印加されるとき、結果としての主相巻き線Ｌ１への平均入力エネルギζ_ｍは、次式として導くことができる。

ＴおよびＶ_ＤＣは、与えられたシステムにおいて一定であり、したがって、式（８）は、代わりに以下のように複数の形として書くことができる。

式（９）は、関連技術のＰＷＭ制御方式に対応する。具体的には、入力エネルギは、主相通電期間の持続時間Ｔ全体にわたり主相巻き線Ｌ１に印加される平均電圧（ｄ・Ｖ_ＤＣ）に比例する。したがって、この関連技術の制御方式では、ｄ・Ｖ_ＤＣに等しい平均電圧が発生するように、固定の時間期間ＴにわたるトランジスタスイッチＱ１のパルス幅変調が行われる。しかしながら、前述したように、この関連技術の方式は望ましくなく、なぜなら、主相通電期間の間にトランジスタスイッチＱ１が繰り返しオンからオフに切り替わるときにスイッチング損失（すなわち、正味正トルクの減少）および騒音が発生しうるためである。

式（１０）は、本発明の実施形態による単一スイッチ制御方式に対応する。この方式においては、主相巻き線Ｌ１への入力エネルギは、ｄ・Ｖ_ＤＣではなく（ｄ・Ｔ）に比例する。したがって、主相通電期間の持続時間Ｔよりも短い、ｄ・Ｔに等しい単一の連続的な時間区間にわたり、一定の電圧Ｖ_ＤＣを印加することができる。さらに、トランジスタスイッチＱ１は１つの時間区間（ｄ・Ｔ）についてのみオンになり、これによって、主相通電期間Ｔの間にスイッチＱ１によって主相巻き線Ｌ１から補助相巻き線Ｌ２に電流が転流される回数が最小になる。結果として、トランジスタスイッチＱ１のスイッチングによるスイッチング損失および騒音を低減することができ、なぜなら、主相通電期間Ｔあたりのスイッチング間隔が１つのみであるためである。さらには、後からさらに詳しく説明するように、主相通電期間Ｔ内にスイッチング間隔ｄ・Ｔを適切に位置させることによって、ＳＲＭによって発生する正味正トルクを最大にすることができる。式（１０）に示したように、式（９）の関連技術のＰＷＭ制御方式を使用して入力されるのと同等量のエネルギζ_ｍを、本制御方式を使用して主相巻き線Ｌ１（および多相機械においては任意の他の相巻き線）に入力することができる。

図４Ａ〜図４Ｃは、式（９）のＰＷＭ制御方式と式（１０）に基づく制御方式との違いを示したタイミング図を示している。図４Ａは、時間の関数としての主相巻き線Ｌ１のインダクタンスＬ_ｍのタイミング図を示している。図４ＢはＰＷＭ制御方式を示しており、主相通電期間の持続時間Ｔ全体にわたり、主相巻き線Ｌ１の両端の電圧Ｖ_ｍによってＤＣ電源電圧Ｖ_ＤＣが変調される。これを目的として、ＰＷＭ制御信号２３０は、Ｔよりも短い周期Ｔ_ｃを有し、１００パーセントより小さいデューティサイクルｄをトランジスタスイッチＱ１に印加することができ、したがって、各周期Ｔ_ｃごとに持続時間ｄ・Ｔ_ｃについてトランジスタスイッチＱ１がオンになるのみである。

図４Ｃは、本発明の実施形態による制御方式を示している。この制御方式を使用すると、持続時間ｄ・Ｔの単一の制御パルスが連続的にトランジスタスイッチＱ１に印加され、これによって、制御パルスの持続時間にわたりトランジスタスイッチＱ１がオンになり、主相巻き線Ｌ１の両端にＤＣ電源電圧Ｖ_ＤＣが印加される。制御パルスは、主相通電期間Ｔの先頭から所定のオフセットにおいて始まり、主相通電期間のほぼ終端において終わることができ、すなわち、インダクタンスの変化率が０になる、または０に近づく。制御パルスの先頭は、所定の時間オフセット、所定の回転子角度のオフセット、または、主相通電期間の先頭に対する所定の割合だけ、遅延または前進させることができる。さらに、いくつかの実施形態においては、制御パルスは、所定の時間オフセット、所定の回転子角度のオフセット、または、主相通電期間Ｔの終端に対する所定の割合（例えば、主相通電期間の終端の約５％〜１５％の範囲内）において、終わることができる。図４Ｃに示した制御方式においては、図４Ｂに示した関連技術のＰＷＭ制御方式を使用して印加されるのと同じ平均電圧Ｖ_{ｍ（ａｖ）}が、主相通電期間Ｔの間に主相巻き線Ｌ１に印加される。

図４Ｃに示した制御方式は、図４Ｂの関連技術のＰＷＭ制御方式に優る利点を提供する。第一に、図４Ｃにおいては制御パルスが単一パルスであるため、補助相巻き線Ｌ２は、主相通電期間Ｔの間に一回のみ、より具体的には、主相通電期間Ｔの終端または終端付近において、すなわち、回転子磁極が主相巻き線の固定子磁極に整列するときに、転流された主相電流を受け取る。したがって、図４Ｃに示した制御方式を使用して、補助相巻き線Ｌ２が、転流された主相電流ｉ_ｍを受け取るとき、補助相巻き線Ｌ２はすでにそのモータリングトルク発生領域であり、したがって正トルクを発生させる。これは、図４Ｂにおけるような関連技術のＰＷＭ制御方式とは極めて対照的であり、関連技術においては、主相通電期間Ｔの間、トランジスタスイッチＱ１によって主相電流が繰り返し（周波数１／Ｔ_ｃにおいて）転流され、これにより、主相巻き線Ｌ１によって正トルクが発生するのと同時に補助相巻き線Ｌ２によって負トルクが発生する。さらに、図４Ｃにおける制御方式では、主相巻き線における正トルクと補助相巻き線における負トルクとが同時に発生することを排除することによって、ＳＲＭの動作時における騒音も減少する。

一般的には、図４Ｃの制御方式においては、１つの制御パルスを選択的に配置することによって、ＳＲＭの動作時、主相巻き線Ｌ１または補助相巻き線Ｌ２のいずれによっても負トルクが実質的にまったく発生しないようにすることができる。これを説明する目的で、図５Ａ〜図５Ｈは、本発明の実施形態によるＳＲＭトルクの発生を示したタイミング図を示している。図５Ａは、時間の関数としての主相巻き線Ｌ１のインダクタンスＬ_ｍのタイミング図を示している。図５Ｂは、時間の関数としての補助相巻き線Ｌ２のインダクタンスＬ_ａｕｘのタイミング図を示している。図５Ｃは、開示する実施形態による単一スイッチ制御方式を示している。具体的には、持続時間（ｄ・Ｔ）の単一の制御パルスを使用してトランジスタスイッチＱ１をオンにして、主相巻き線Ｌ１にＤＣ電源電圧Ｖ_ＤＣを印加する。

図５Ｄは、図５Ｃに示した制御パルスによってトランジスタスイッチＱ１がオフからオンになるときに発生する主相電流ｉ_ｍのタイミング図を示している。同様に、図５Ｅは、図５Ｃに示した制御パルスによってトランジスタスイッチＱ１がオンからオフになるときに発生する補助相電流ｉ_ａのタイミング図を示している。図示したように、トランジスタスイッチＱ１がオフになると、主相巻き線Ｌ１を流れている電流が補助相巻き線Ｌ２に転流される。電流ｉ_ｍおよび電流ｉ_ａは、通常では指数関数的な成長曲線または減衰曲線を有するが、説明を目的として、これらの電流を図５Ｄおよび図５Ｅにおける直線によって近似する。この直線近似によって、制御方式の基本的な結果が変化することはない。

図５Ｆは、主相電流ｉ_ｍに起因して主相巻き線Ｌ１によって発生する電磁トルクＴ_ｅｍを示したタイミング図を示している。主相電流ｉ_ｍは主相通電期間Ｔの間に発生し、この期間Ｔにおいては、回転子位置の変化によって主相巻き線Ｌ１のインダクタンスが増大するため、主相巻き線Ｌ１によって発生するトルクＴ_ｅｍは正である。図５Ｇは、補助相電流ｉ_ａに起因して補助相巻き線Ｌ２によって発生する電磁トルクＴ_ｅａを示したタイミング図を示している。関連技術のＰＷＭ制御手法とは異なり、補助相電流ｉ_ａは補助相通電期間の間に発生し、この期間においては、回転子位置の変化によって補助相巻き線Ｌ２のインダクタンスが増大するため、補助相巻き線によって発生するトルクＴ_ｅａは正である。

図５Ｈは、主相巻き線および補助相巻き線によって発生する総（または正味）電磁トルクＴ_ｅｎを示したタイミング図を示している。発生する正味トルクは、主相トルクＴ_ｅｍおよび補助相トルクＴ_ｅａの合計である。これらトルクの両方が正であるため、ＳＲＭにおいて発生する正味トルクＴ_ｅｎも正である。比較として、図３Ｄおよび図３Ｅは、関連技術のＰＷＭ制御方式を使用するときにはトルクＴ_ｅｍおよびＴ_ｅａの極性が一般に反対であることを示している。さらに、図５Ａ〜図５Ｈの制御方式における違いとして、主相トルクＴ_ｅｍおよび補助相トルクＴ_ｅａが、主相通電期間Ｔの間の１つのみのトルクパルスから成るのに対して、関連技術のＰＷＭ制御方式を使用すると、ずっと多くの数の（例えば、各Ｔ_ｃごとに１つの）離散的なトルクパルスが発生する。結果として、関連技術のＰＷＭ制御方式では、主相通電期間Ｔにおいて発生するトルクリプルが小さい。これらの異なる制御方式の間でトルクリプルの量が異なることは、家庭用電化製品、手持式工具など、トルクリプルの影響が小さいＳＲＭ用途においては重要ではない。

図６Ａ〜図６Ｈは、本発明の別の実施形態によるＳＲＭトルク生成を示した一連のタイミング図を示している。図６Ａ〜図６Ｈのタイミング図は、図５Ａに示したタイミング図と実質的に同じであるが、１つの著しい相違点として、主相巻き線Ｌ１の両端の電圧Ｖ_ｍは、電圧Ｖ_ＤＣの正のパルスの後に続く、電圧（Ｖ_Ｃ２-Ｖ_ＤＣ）の短い負のパルスを有し、Ｖ_Ｃ２は補助キャパシタＣ２の両端の電圧である（図６Ｃ）。この負の電圧パルスは、トランジスタスイッチＱ１がオンからオフになるときに発生し、なぜなら、主相電流Ｉ_ｍが最初に補助キャパシタＣ２に転流され、この補助キャパシタＣ２が、ＤＣ電源電圧レベルＶ_ＤＣよりも高い電圧レベルまで充電されるためである。次いで、補助キャパシタＣ２が補助相巻き線Ｌ２に放電するにつれて、主相巻き線Ｌ１の両端の電圧Ｖ_ｍは０になる。明らかに、補助キャパシタＣ２の容量は、電源容量Ｃ１と比較して相対的に小さく、結果として、補助キャパシタＣ２は急速に充電および放電され得る。この実施形態においては、短い負電圧パルス（Ｖ_Ｃ２-Ｖ_ＤＣ）によって、主相通電期間Ｔの間に主相巻き線Ｌ１に印加される平均電圧Ｖ_ｍがわずかに低下しうる。

デューティサイクルｄは、ＰＷＭにおけるトルク要求量に基づいて決定することができる。このコンテキストにおいて、トルク要求量は、ＳＲＭの相巻き線によって発生させることが望まれるトルク量に対応する。トルク要求量は、制御回路、論理回路、または制御・論理回路（図２には示していない）、例えば、汎用または特定用途のマイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ、特定用途向け集積回路、フィールドプログラマブルゲートアレイ、その他の処理要素および論理要素によって、生成もしくは処理、またはその両方を行うことができる。制御回路、論理回路、または制御・論理回路（図示していない）は、所望のトルク量が発生するようにトランジスタスイッチＱ１をオンおよびオフにするための制御信号２３０を、トルク要求量に基づいて生成する、もしくは適用する、または生成して適用することができる。

いま、関連技術のＰＷＭ制御方式に従って使用されるトルク要求量Ｔ_ｅｃを考える。トルク要求量Ｔ_ｅｃは、ＳＲＭにおける主相巻き線Ｌ１および補助相巻き線Ｌ２によって発生させるべき電磁トルクの所望量に一致する。要求される電磁トルクは、一般には、ＳＲＭ機における機械的負荷トルクの所望量Ｔ_ｌに一致する。例えば、従来のファンタイプまたはポンプタイプの負荷を想定すると、負荷トルクＴ_ｌは次式によって記述することができる。

ＳＲＭ機は、その機械的負荷トルクに打ち勝つための十分な電磁トルクを発生させなければならない。上述したように、ＳＲＭによって発生する電磁トルクは、不連続であり、主相巻き線Ｌ１および補助相巻き線Ｌ２によって供給されるパルスの形である。説明を目的として、いま、補助相トルクの貢献分が実質的にゼロである、または、補助相トルクの影響が含まれるようにトルク要求量Ｔ_ｅｃの大きさを調整できるものと想定する。この近似下において、負荷トルクＴ_ｌと、ＳＲＭによって周期的に発生する一定のトルクパルスそれぞれとの間の関係は、以下である。

この式において、Ｔは主相通電期間であり、Ｔ_ｔは、回転子が１回転子ピッチを回転するのに要する時間である。時間Ｔ_ｔは、回転子磁極のピッチ角度と回転子速度との間の比から得ることができ、固定子磁極の円弧状面および回転子磁極の円弧状面の設計および形状に依存して、２Ｔに等しい、または２Ｔ以上とすることができる。

式（１１）を式（１３）に代入すると次式となる。

次に、式（４）および式（６）から、角速度ω_ｍは次のように計算することができる。

すなわち

式（１６）を式（１４）に代入した結果を使用すると、デューティサイクルｄと関連技術のＰＷＭ方式でのトルク要求量Ｔ_ｅｃとの間の数学的関係は以下のようになる。

式（１７）から、デューティサイクルｄは次のように導くことができる。

式（１８）において、負荷トルクＴ_ｌを通じて得られるトルク要求量Ｔ_ｅｃ、主相通電期間Ｔ、１回転子ピッチだけ回転するのに要する時間Ｔ_ｔ、電源電圧Ｖ_ＤＣ、および定数Ｋ_ｆ，Ｋ_ｖは、いずれも回転子速度および機械パラメータから取得または計算することができる。例えば、主相電流と、回転子の角度位置に対するインダクタンスの変化率は、動的に測定される平均値または瞬間値とする、あるいは、事前に格納される値のテーブルから取得することができる。

開示する実施形態における制御方式において使用するための所望のデューティサイクルｄを決定する目的で、関連技術のＰＷＭ方式に基づくトルク要求量Ｔ_ｅｃを最初に求めることができる。例えば、関連技術の速度制御フィードバックループはトルク要求量Ｔ_ｅｃを提供することができる。通常、このトルク要求量は、回転子の速度要求値と実際の回転子速度との間の差に基づいて得られ、比例−積分制御装置を使用して拡大する（magnified）ことができ、これによって、ＳＲＭが安全に発生できるよりも大きなトルクの要求が防止されるようにと、ＳＲＭのパワーエレクトロニクスコンバータ回路の損傷が防止されるように、制御装置の出力を制限することができる。トルク要求量Ｔ_ｅｃを求めるためのこのような手法は、例えば、書籍非特許文献１に記載されている。トルク要求量Ｔ_ｅｃを求めた後、上の式（１８）と、求めたトルク要求量Ｔ_ｅｃとを使用して、本制御方式におけるデューティサイクルｄを計算することができる。

単一スイッチ制御方式の他のさまざまな態様は、関連技術のＰＷＭ制御方式に関連して理解することができる。例えば、開示する実施形態において使用される主相電流の大きさｉ_ｍｎは、関連技術のＰＷＭ方式において使用される主相電流ｉ_ｍｃの関数として導くことができる。図７は、関連技術における主相電流の大きさＩ_ｍｃと、開示する実施形態に従って使用される主相電流の大きさＩ_ｍｎとの間の関係を示している。ここでは、電流を小文字「ｉ」によって表し、電流の大きさを大文字「Ｉ」によって表す。図７において、電流の大きさＩ_ｍｃおよびＩ_ｍｎは、それぞれの通電期間ＴおよびｄＴの持続時間において一定であるものと近似してある。

主相巻き線Ｌ１によって発生するトルクは、主相電流の大きさＩ_ｍの二乗に比例する。さらに、与えられた時間区間において発生するトルクは、主相電流の大きさと、電流が主相巻き線に印加されている時間長とを乗じたものに比例する。したがって、主相巻き線Ｌ１によって発生する実効トルクまたは平均トルクが、関連技術のＰＷＭ制御方式と、開示する実施形態の制御方式の両方において同じであるならば、以下の関係を導くことができる。

これにより以下である。

これらの式において、Ｔは主相通電期間であり、Ｔ_ｔは、主相通電期間Ｔが繰り返される時間期間であり、ｄは、主相通電期間Ｔのうち、主相電流が主相巻き線Ｌ１を流れる割合を定義するデューティサイクルである。

したがって、上の式（２０）に示したように、開示する例示的な実施形態の制御方式において使用される新しい主相電流Ｉ_ｍｎは、関連技術のＰＷＭ制御における電流要求値Ｉ_ｍｃとデューティサイクルｄとの関数として計算することができる。関連技術における電流要求値Ｉ_ｍｃは、例えば、ドエル時間に対する、前進させたターンオン角度（または時間）またはターンオフ角度（または時間）の比（例：ドエル時間Ｔの変動に依存する）に基づいて、導くことができる。高性能用途における正確な駆動制御の場合、関連技術における主相電流Ｉ_ｍｃを、前進させたターンオン角度およびターンオフ角度（または時間）に基づいて計算することが不可欠であるが、それ以外の多くのＳＲＭ用途（例えば、家庭用電化製品、自動車用工具、手持ち工具など）においては、そのような正確な計算は重要ではない。例えば、これらの低精度用途においては、関連技術における電流要求のドエル時間を、回転子速度の関数としてあらかじめプログラムしておくことができ、あるいは、ＳＲＭの動作時における回転子速度の誤差を低減させるため、回転子速度の誤差もしくは回転子速度の誤差、またはその両方の関数として適応的に変化させることができる。

さらに、開示する実施形態において発生する主相トルクＴ_ｅｎを、関連技術のＰＷＭベースのトルク要求量Ｔ_ｅｃに関連させることができる。この場合、関連技術のＰＷＭ制御方式と、開示する実施形態の制御方式のいずれを使用するときも、同じトルク平均量またはトルク実効量が要求されるものと想定する。関連技術のＰＷＭ制御方式によると、トルク要求量Ｔ_ｅｃは次のように計算することができる。

同様に、開示する実施形態の制御方式におけるトルク要求量Ｔ_ｅｎは、（上の式（１２）を使用して）次のように計算することができる。

したがって、関連技術のＰＷＭベースのトルク要求量Ｔ_ｅｃを、（例えば式（１８）を使用して求められた）所望のデューティサイクルｄによって除することによって、開示する実施形態の制御方式において使用されるトルク要求量Ｔ_ｅｎでは、関連技術のＰＷＭ制御方式を使用したときに発生するのと同じトルク平均量またはトルク実効量を発生させることができ、さらに、このような関連技術のＰＷＭ制御方式における前述した問題が回避される。さらに、トルク要求量Ｔ_ｅｎでは、（関連技術のＰＷＭ制御方式の場合のように）主相通電期間の持続時間全体Ｔよりも短い持続時間ｄ・Ｔにおいてトルクが発生するため、本制御方式では、同じトルク平均量またはトルク実効量を発生させるためには、必然的に、より短い持続時間においてより大きなトルク量を発生させる。このことは、数学的表現においては次のように表すことができる。

この式において、Ｔ_ｅｎは、新規の制御方式に基づくトルク要求量またはトルク命令であり、Ｔ_ｅｃは、関連技術の方式に基づくトルク要求量またはトルク命令である。多くの実際の用途においては、ＳＲＭ機において発生するトルクは、ＳＲＭの定常状態の動作時に要求されるトルクに実質的に等しいものと想定することができる。

開ループ制御の実施形態
図８は、開示する実施形態の制御方式を実施するための開ループ制御方式を示している。この開ループシステムは、速度推定器８１０と、デューティサイクル計算器８２０と、テーブル８３０とを含んでいる。速度推定器８１０には、１つまたは複数の回転子位置値θを入力することができる。回転子位置値は、１つまたは複数の平均値または瞬間値を含んでいることができる。回転子位置値θは、絶対位置であり、インデックスを有する回転子位置センサーから取得することができる。例えば、光学エンコーダ、または任意の他のタイプの回転子位置センサーを使用して、回転子位置を測定することができる。あるいは、１つまたは複数のＳＲＭ機械パラメータ（例えば、インダクタンス、磁束鎖交、相巻き線電流のうちの１つ以上）の測定値または推定値から、回転子位置を導くことができる。

速度推定器８１０は、１つまたは複数の回転子位置値θを受け取り、回転子の角速度ω_ｍを求める。回転子の角速度が直接的に測定される場合、開ループ制御方式８００において速度推定器８１０を不要とすることができる。速度推定器８１０は、ＳＲＭ駆動システムにおいて要求される精度に応じて、さまざまな複雑さとすることができる。例えば、単純な実施形態においては、ある時間区間内に測定される連続的な回転子位置の測定値（または推定値）に基づいて回転子の角速度ω_ｍを推定するように、速度推定器８１０を構成することができる。求める回転子速度は、瞬間値または平均値とすることができる。

速度推定器８１０によって求められた回転子角速度ω_ｍをデューティサイクル計算器８２０に入力することができる。デューティサイクル計算器８２０は、回転子角速度ω_ｍを、トランジスタスイッチＱ１（図２）を制御するための所望のデューティサイクルに変換するように構成されている処理回路もしくは論理回路、または処理・論理回路（例えば、マイクロプロセッサまたはその他の処理要素）を含んでいることができる。トランジスタスイッチＱ１に印加される制御パルスの所望のデューティサイクルｄは、式（１５）から次のように得ることができる。

いくつかのＳＲＭ用途（例えば、低コスト用途）においては、デューティサイクル計算器８２０は、上の式（２４）を採用して、回転子角速度ω_ｍに基づいてデューティサイクルｄを計算することができる。この単純なデューティサイクル計算では、デューティサイクル計算器８２０によって使用される処理・論理要素に過大な計算負荷がかかる可能性を低減することができる。したがって、開示する実施形態の制御方式において過度の処理能力を消費することなく、低コストの実施形態を実現することができる。

ほとんどの低コストＳＲＭ用途においては、式（２４）は十分なものであるが、より正確な速度制御が要求される用途においては、デューティサイクルの計算をさらに精緻化する必要がある。例えば、固定子の固有抵抗Ｒ_ａによる電圧降下を考慮することによって、より高い精度であるようにデューティサイクルｄを精緻化することができる。固定子の固有抵抗についてデューティサイクルｄを精緻化するためには、式（２４）を次のように変形することができる。

デューティサイクル計算のさらなる精緻化としては、主相電流の変化によるインダクタンスの変化に起因する電圧降下を考慮することができる。さらに、トランジスタの電圧降下Ｖ_ｔの影響を加えるため、式（２５）に追加の項を含めることもでき、結果として次式となる。

通電中のトランジスタの電圧降下は、主相電流ｉ_ｍの関数であるため、一定ではない。したがって、電圧降下Ｖ_ｔは、制御回路２００に結合することのできるメモリ（図２には示していない）に格納されている、あらかじめ計算されたテーブルを使用して求めることができる。さらに高い精度を目的として、トランジスタスイッチＱ１におけるｐｎ接合の温度変動（pn-junction temperature variations）について、さらなる精緻化を行うことができる。デューティサイクルの計算は、望ましい精度となるように精緻化することができるが、開示する実施形態では、単一スイッチ制御回路２００を装備することのできる、家庭用電化製品、自動車、および手持工具の用途のほとんどにおいては、式（２４）のデューティサイクル計算で十分であるものと想定する。

メモリ要素の例には、揮発性メモリおよび不揮発性メモリが含まれる。メモリ要素は、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）要素、例えば、スタティックＲＡＭおよびダイナミックＲＡＭ（ただしこれらに限定されない）を含んでいることができる。メモリ要素は、回転子位置値θとデューティサイクル値ｄの組合せと、トランジスタスイッチＱ１に印加することのできる対応する制御パルスの開始位置もしくは終了位置またはその両方とをマッピングするための、事前に構築されるデータ構造（例えばテーブル８３０）、を格納している。テーブル８３０は、図８に示したように、ｄおよびθとそれらに対応するＶ_ｇから成り、Ｖ_ｇは、主相のインダクタンスＬ_ｍおよび回転子位置θの変動に対応する制御パルスの開始位置もしくは終了位置またはその両方である。

図９Ａ〜図９Ｃは、本発明の実施形態による、制御パルスの可能な開始位置もしくは終了位置またはその両方を示している。図９Ａは、回転子の絶対位置θの関数としての主相のインダクタンスＬ_ｍのタイミング図を示している。図９Ｂは、図９Ａに示した主相通電期間Ｔ内における制御パルスの２つの可能な位置における主相電圧Ｖ_ｍの図を示している。図９Ｃは、図９Ｂに示した制御パルスの可能な位置における主相電流ｉ_ｍの図を示している。図９Ｂおよび図９Ｃにおいて、制御パルスの開始位置をθ_１およびθ_１’として表してあり、それに対応する終了位置をθ_２およびθ_２’として表してある。

実際には、制御パルスの終了位置θ_２を、主相巻き線の固定子磁極に整列する回転子磁極の角度位置にできる限り近くに位置させることができる。しかしながら、終了位置が正確に整列位置に配置されている場合、いくつかの実施形態においては、主相電流が負トルク領域（インダクタンスの傾きが負である領域）に漏れることがある。この理由のため、主相電流が主相巻き線Ｌ１から補助相巻き線Ｌ２に転流された後に、主相電流によって負トルクが発生し得ないように、終了位置θ_２’は、主相通電期間の終端から所定の量だけオフセットしている角度θ_２’に位置していることが好ましい。例えば、転流された電流によって補助相巻き線において大きな負トルクが発生しないようにするため、主相通電期間Ｔの終端から、ドエル角の約５％〜１５％、または主相通電期間を示す何らかの別の測度の位置に、終了位置θ_２’を配置することができる。より一般的には、終了位置θ_２’は、主相通電期間の終端から所定の時間オフセット、所定の回転子角度オフセット、または所定の割合オフセットに位置させることができる。

一例として、図９Ｂおよび図９Ｃにおける開始位置および終了位置（θ_１，θ_２）および（θ_１’，θ_２’）によって定義される２つの制御パルスを考える。（θ_１，θ_２）によって定義される制御パルスの場合、減衰電流によって大きな正トルクは発生せず、なぜなら、図９Ａにおける平らなインダクタンス領域の間に主相電流ｉ_ｍが減少するためである。さらに、（θ_１，θ_２）によって定義される制御パルス位置の場合、主相通電期間Ｔの終端に対して主相電流の転流が長引くと、インダクタンスの傾きが負である領域内に主相電流ｉ_ｍが流れ続けることがあり、その電流によって望ましくない負トルクが発生する。

これに対して、（θ_１’，θ_２’）によって定義される例示的な制御パルスでは、図９Ａに示した、インダクタンスの傾きが負および０である領域の先頭より前に主相電流ｉ_ｍが完全に流れ、その結果として、主相巻き線Ｌ１によって正トルクのみが発生する。したがって、テーブル８３０は、回転子の角度位置θおよびデューティサイクル値ｄの複数の異なる組に対して、例えばＳＲＭモーター駆動のシミュレーションから求められる、制御パルス位置（θ_１’，θ_２’）に対応する制御パルス位置Ｖ_ｇを格納していることが好ましい。したがって、テーブル８３０においてテーブル探索動作を実行して、１つまたは複数の回転子角度位置θと、デューティサイクル計算器８２０から出力されるデューティサイクルｄとに基づいて、望ましい制御パルス位置（θ_１’，θ_２’）を特定することができる。デーブル８３０は、同様に他の情報も含み得る。

いくつかの例示的な実施形態においては、テーブル８３０に格納される、図９Ｂおよび図９Ｃに示した制御パルス位置（θ_１，θ_２）を求めるのに、以下の式を使用することができる。θ_１およびθ_２の数学的表現は、ＳＲＭ機の次の動的な式から開始して導くことができる。

この式において、

回転子角度位置θ_２における主相電流の転流時、主相巻き線の電圧Ｖ_ｍは、制御回路２２０の能力に応じて、０（例えば、図５Ｃに示したケース（ｉ））または何らかの負の値（例えば、図６Ｃに示したケース（ｉｉ））とすることができる。これら２つのケースにおいて、主相電流ｉ_ｍは、それぞれ、次のように時間の関数として求めることができる。

ケースｉ：

ケースｉｉ：

これらの式において、時定数τ＝Ｌ（θ_２）／Ｒ_ｅｑである。式（２９）および式（３０）から、電流が０まで減少するのにかかる時間ｔ_ｆは、主相電流Ｉ_ｍに０を代入することによって求めることができる。次に、時間ｔ_ｆを、角速度ω_ｍに基づいて対応する角度θ_ｆに変換することができる。

角度θ_ｆを使用すると、電流が負トルク領域に入るかと、入る場合、どれくらいの負トルクが発生するかをチェックすることができる。この角度θ_ｆが許容されるならば、制御パルスの終了位置θ_２は、図９Ｃから次のように導くことができる。

そうすると電圧パルスの角度は次のように与えられる。

ここまで、デューティサイクルに基づく制御パルスの開始角度および終了角度（θ_１，θ_２）を導くための手法を提示した。これらの角度は、主相通電期間に対して所定のオフセットまたは所定の割合だけさらにオフセットさせることができる。例えば、開始角度θ_１を、主相通電期間Ｔの先頭に対して、所定のオフセットまたは所定の割合だけ遅らせる、または前進させることができる。同様に、終了角度θ_２を、主相通電期間の終端に対して所定のオフセットまたは所定の割合だけ遅らせることができる。

本制御方式によると、角度（θ_１，θ_２）を計算するための別の手法を採用することもできる。例えば、開始角度位置および終了角度位置を、代わりに角速度およびデューティサイクルの関数として計算することができ、テーブル８３０の形式において格納することができる。さらに、この手法は、ＳＲＭにおけるさまざまなタイプの処理回路もしくは論理回路または処理・論理回路、例えば、汎用および特定用途のマイクロプロセッサ、デジタル信号プロセッサ、特定用途向け集積回路、フィールドプログラマブルゲートアレイなどのデバイスを使用して、実行することができる。

閉ループ制御の例示的な実施形態
図１０は、開示する実施形態に従って使用することのできる閉ループ制御方式１０００の概略的なブロック図を示している。この閉ループ方式は、速度推定器１０１０と、速度誤差計算器１０２０と、制御装置１０３０と、テーブル１０４０とを含んでいる。この制御方式においては、デューティサイクル計算器が存在せず、代わりに、回転子角速度ω_ｍのフィードバック制御と、それに関連する速度誤差の判定とを使用して、所望のデューティサイクルｄを取得する。

閉ループ方式１０００では、開ループ方式８００と同様に、１つまたは複数の回転子位置値θを速度推定器１０１０に入力することができる。回転子位置値は、１つまたは複数の瞬間値を含んでいることができる。回転子位置θは絶対位置であり、インデックスを有する回転子位置センサーから取得することができる。例えば、光学エンコーダ、または他の任意のタイプの回転子位置センサーを使用して、回転子位置を測定することができる。あるいは、１つまたは複数のＳＲＭ機械パラメータの測定値または推定値から、回転子位置を導くことができる。

回転推定器１０１０は、１つまたは複数の回転子位置値θを受け取り、回転子角速度ω_ｍを求める。回転子の角速度が直接的に測定される場合、閉ループ制御方式１０００において速度推定器１０１０を不要とすることができる。速度推定器１０１０は、ＳＲＭ駆動システムにおいて要求される精度に応じて、さまざまな複雑さとすることができる。例えば、単純な実施形態においては、ある時間区間内に測定される連続的な回転子位置の測定値（または推定値）に基づいて回転子の角速度ω_ｍを推定するように、速度推定器１０１０を構成することができる。求める回転子速度は、瞬間値または平均値とすることができる。

速度推定器１０１０によって求められた回転子角速度ω_ｍを速度誤差計算器１０２０に入力することができる。速度誤差は、速度要求（命令）ω_ｍ＊と、ＳＲＭ機の回転子の実際の回転子速度ω_ｍとの間の差として生成される。速度誤差が０まで減少するように、フィードバック制御装置、例えば、比例制御装置、比例−積分（ＰＩ）制御装置、比例−微分（ＰＤ）制御装置、比例−積分−微分（ＰＩＤ）制御装置によって、速度誤差を処理する。図示したように、制御装置１０３０はＰＩ制御装置である。制御装置１０３０の出力は、所望のデューティサイクルｄに合致するように正規化することができる。例えば、制御装置の最大出力が、１に等しいデューティサイクルに対応し、それ以外の制御装置の出力値すべてがそれぞれの値に応じて比例するように、ＰＩ制御装置の出力をデューティサイクルに基づいてスケーリングすることができる。

説明を目的として、いま、一方向のみの速度制御を有するＳＲＭにおける負の速度誤差値を考える。この状況下における負の速度誤差は、実際の速度を低減させることによって、発生する機械トルクを減少させてＳＲＭの負荷トルクに合致するように、デューティサイクルを小さくしなければならないことを示している。機械トルクと負荷トルクとが一致していないと、過大な回転子速度が生じ、したがって、負の速度誤差が発生する。したがって、過大な回転子速度を補正するためには、デューティサイクルを小さくすることによって機械トルクを低減しなければならない。この例から理解できるように、回転子速度を適切に制御するためには、負の速度誤差がデューティサイクルを低減させることに対応し、正の速度誤差がデューティサイクルを増大させることに対応する。閉ループ方式１０００においては、ＰＩ制御装置１０３０の動作を理由として、制御においては正の出力のみを使用することができ、負の出力を０に等しいようにプログラムすることができる。したがって、このような状況においては、ＰＩ制御装置１０３０と、生成されるデューティサイクル信号ｄとの間に関数発生器（図示していない）を導入することができる。

同様に、二方向のＳＲＭ速度制御システムの場合、速度誤差値およびその極性を解釈するために関数発生器（図示していない）を使用することもできる。速度要求の極性が変化するとき、システムは回転方向の変更を要求している。したがって、制御システム２００は、速度方向の変更の準備を行わなければならず、この準備については、例えば、特許文献３に記載されている。以降の手順は前述した手順と本質的に同じであり、ただし当業者には明らかであるように、必要であれば適切な修正を行う。開ループ制御方式８００（図８）は、低性能の用途において有用であるのに対し、閉ループ方式１０００（図１０）は、一方向または双方向の、よりロバストな速度制御が要求される用途において装備することができる。

ＳＲＭにおける１つまたは複数の揮発性メモリ要素もしくは不揮発性メモリ要素、またはその両方は、回転子位置値θおよびデューティサイクル値ｄの組合せと、トランジスタスイッチＱ１に印加できる対応する制御パルスの開始位置もしくは終了位置またはその両方とをマッピングするための、事前に構築されるデータ構造（例えばテーブル１０４０）を格納していることができる。テーブル１０４０においてテーブル探索動作を実行して、１つまたは複数の回転子角度位置θと、制御装置１０３０の出力によって求められるデューティサイクルｄとに基づいて、望ましい制御パルス位置（θ_１’，θ_２’）を特定することができる。テーブル１０４０は、別の情報を含んでいることもできる。

本明細書に説明したように、図８および図１０に示した制御装置８００および制御装置１０００は、図２に示した制御信号２３０を生成する目的に使用することができる。制御装置８００および制御装置１０００は、ハードウェアプロセッサ、ソフトウェアプロセッサ、またはファームウェアプロセッサによって実施することができる。

ここまで、本発明の可能な実施形態について詳しく説明した。当業者には、本明細書を検討し、開示した本発明を実施することによって、本発明の別の実施形態が明らかであろう。例えば、いくつかの実施形態においては、１つの制御パルスを２つ以上の短いパルス（サブパルス）に分割することができ、ただし、５つ以上のサブパルスとはしないことが好ましい。このような実施形態においては、各サブパルスに使用される電流の大きさは、ＳＲＭにおいて発生するトルクの平均量または実効量が、１つのみの制御パルスを使用した場合と同じままであるように、選択する。

図１１Ａ〜図１１Ｃは、１つの制御パルスを複数の短いサブパルスに分割する実施形態を示している。図１１Ａは、回転子が、主相巻き線に整列していない位置から、整列した位置まで回転し、再び非整列位置に戻るときの、時間または回転子位置の関数としての主相のインダクタンスＬ_ｍを示したタイミング図を示している。図１１Ｂは、１つの制御パルスを使用して印加される主相電流の大きさの図を示している（単一パルスの実施形態）。図１１Ｃは、図１１Ｂにおける１つの制御パルスが２つの個別のサブパルスに分割されている例における、主相電流の大きさの図を示している（ダブルパルスの実施形態）。主相電流×時間としての面積全体は、図１１Ｂおよび図１１Ｃの両方の実施形態において同じままであり、したがって、主相電流の実効値は両方の実施形態において同じままであり、これらの電流の結果として発生するトルク量も同じである。

図１２は、四相モーターの電力変換装置１２００を示している。電力変換装置１２００は、ＡＣ電圧源１２０２と、フルブリッジ整流器（ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、およびＤ４）と、電源用キャパシタＣ１とを含んでいる。電源用キャパシタＣ１は、その正の端子と負の端子との間に実質的に一定のＤＣ電圧レベルを維持する。第１の相巻き線Ｌ１および第２の相巻き線Ｌ２のそれぞれは、ＤＣ電源２１０の正のレールに電気的に接続されている端子を有する。第１の相巻き線Ｌ１の負の端子は、トランジスタスイッチＱ１のコレクタ端子と、ダイオードＤ５のアノード端子とに、電気的に接続されている。第２の相巻き線Ｌ２の正の端子は、キャパシタＣ２の正の端子と、ダイオードＤ５のカソード端子とに、電気的に接続されている。キャパシタＣ２の負の端子は、電源用キャパシタＣ１の負の端子に電気的に接続されている。

動作時、トランジスタスイッチＱ１は、第１の相巻き線Ｌ１または第２の相巻き線Ｌ２のいずれかに電流を導き、したがって、モーターにおける所望の相の駆動を選択する。トランジスタスイッチはＮＰＮバイポーラ接合トランジスタによって実施されており、そのエミッタ端子がグランド電位に電気的に接続されており、コレクタ端子が第１の相巻き線Ｌ１およびダイオードＤ５に接続されている。トランジスタスイッチＱ１は、そのベース端子にプロセッサ１２０４によって印加される制御信号ＣＳ１によってオンおよびオフになる。

トランジスタスイッチＱ１がオンになると、電源用キャパシタＣ１からのＤＣ電圧が第１の相巻き線Ｌ１およびトランジスタスイッチＱ１に印加され、これによって第１の相巻き線Ｌ１およびトランジスタスイッチＱ１に電流が流れる。トランジスタスイッチＱ１がオンである間、キャパシタＣ２が電源用キャパシタＣ１に放電するため、第２の相巻き線Ｌ２における電流は急激に減衰し、これによってキャパシタＣ２における電圧が最終的に電源用キャパシタＣ１における電圧に等しくなり、結果として第２の相巻き線Ｌ２の両端の電圧が０になる。

第１の相巻き線Ｌ１を通る電流が所定のレベルを超える、または何らかの別の基準が満たされたとき、トランジスタスイッチＱ１に印加されている制御信号ＣＳ１を調整してトランジスタスイッチＱ１をオフにすることができる。この場合、第１の相巻き線Ｌ１を通る電流は、ダイオードＤ５を通るように経路変更され、ダイオードＤ５は、トランジスタスイッチＱ１が通電を停止したとき順バイアス状態になる。経路変更された電流によって、キャパシタＣ２がその残留電圧（ＤＣ電源電圧に等しい）よりも高電圧に急速に充電され、キャパシタＣ２の電圧がＤＣ電源電圧を超え、それによって電流が第２の相巻き線Ｌ２を流れる。

トランジスタスイッチＱ１がオフになるとき、電流が第１の相巻き線Ｌ１を流れ終わる前に、キャパシタＣ２によって第２の相巻き線Ｌ２に電流が発生する状況が起こりうる。第２の相巻き線Ｌ２を通る電流は、主として、キャパシタＣ２の電圧と、相巻き線Ｌ１およびＬ２を通る電流の流れに対するＣ２の電圧の影響とによって、決まる。このような状況においては、第１の相巻き線および第２の相巻き線に電流が同時に流れることにより、モーターによって発生する正味トルクが減少することがあり、なぜなら、第１の相巻き線Ｌ１によって正のトルクが発生するのと同時に第２の相巻き線Ｌ２によって負のトルクが発生しうる（またはこの逆）ためである。したがって、トランジスタスイッチＱ１の状態がオンからオフに変化するとき、第１の相巻き線Ｌ１および第２の相巻き線Ｌ２に電流が同時に流れることによる、モーターにおける正味トルク損失（またはスイッチング損失）の可能性が存在する。

電力変換装置１２００はトランジスタＱ２も含んでおり、このトランジスタＱ２は、プロセッサ１２０４によって提供される制御信号ＣＳ２の制御下において、電源用キャパシタＣ１からモーターの第３の相巻き線Ｌ３を通るエネルギの流れを調整する。第３の相巻き線Ｌ３によって放電される、モーターによって使用されないエネルギは、ダイオードＤ６によって形成される回路によってキャパシタＣ３に蓄えられる。トランジスタＱ３は、プロセッサ１２０４によって提供される制御信号ＣＳ３の制御下において、キャパシタＣ３からモーターの第４の相巻き線Ｌ４を通るエネルギの流れを調整する。第４の相巻き線Ｌ４によって放電される、モーターによって使用されないエネルギは、ダイオードＤ７によって形成される回路によって電源用キャパシタＣ１に伝えられて蓄えられる。

本発明の好ましい実施形態においては、プロセッサ１２０４は、相巻き線Ｌ１、相巻き線Ｌ３、および相巻き線Ｌ４が、放電する別の相巻き線からのエネルギを受動的に受け取ることがないように、制御信号ＣＳ１〜制御信号ＣＳ３を調整する。

図１３は、図１２に示した電力変換装置を使用して、四相モーターの回転中の回転子に四相モータリングトルクを印加する方法の流れ図を示している。この方法によると、プロセッサ１２０４は、モーターの第１の相のドエル時間が始まったかを、固定子に対する回転子の角度位置を示す情報に基づいて判定する（１３０２）。始まった場合、プロセッサは、ゼロでない時間期間だけ待機し（１３０４）、始まっていない場合、プロセッサ１２０４は、第１の相のドエル時間の開始を引き続き監視する。ゼロでない時間期間は、モーター負荷に印加されるトルクのトルク要求量と、第１の相の励磁の無効化の、第１の相のドエル時間の終端からの時間オフセットと、第１の相のドエル時間の間に印加される励磁パルスの数に従って、決定する。ゼロでない時間期間が経過した時点で、プロセッサ１２０４は、制御信号ＣＳ１をトランジスタスイッチＱ１に印加することによって第１の相Ｌ１を励磁する（１３０６）。第１の相Ｌ１はそのドエル時間の間に励磁されるため、モーターの回転子にモータリングトルクが印加される。駆動のデューティサイクルｄが経過した時点で（１３０８）、プロセッサ１２０４は、第１の相Ｌ１の励磁を制御信号ＣＳ１を通じて無効化する（１３１０）。

第１の相Ｌ１の励磁を無効化する（１３１０）ことにより、第１の相Ｌ１に蓄えられているエネルギによって第２の相Ｌ２が受動的に励磁される。第１の相Ｌ１の励磁の無効化１３１０は、第１の相Ｌ１のドエル時間の終端において、または短いオフセットだけ終端より前に行われるため、第１の相Ｌ１から第２の相Ｌ２に提供されるエネルギのすべて、またはほぼすべてが、第２の相Ｌ２のドエル時間の間に伝搬する。したがって、第２の相Ｌ２は、モータリングトルクのみ、または主としてモータリングトルクを発生させる。

プロセッサ１２０４は、モーターの第３の相のドエル時間が始まったかを、固定子に対する回転子の角度位置を示す情報に基づいて判定する（１３１２）。始まった場合、プロセッサは、励磁制御信号ＣＳ２をトランジスタスイッチＱ２に印加することによって、第３の相Ｌ３をこの相のトルク要求量に従って励磁する（１３１４）。本発明のこの実施形態においては、第３の相Ｌ３は、モーターの別の相が受動的に受け取るエネルギを提供することはないため、第３の相Ｌ３の励磁１３１４は、第３の相Ｌ３のドエル時間内に任意の形式において実行することができ、モーターの別の相において負のモータリングトルクが発生することはない。例えば、第３の相Ｌ３の励磁は、パルス幅変調信号を第３の相Ｌ３のドエル時間の持続時間にわたってトランジスタスイッチＱ２に印加することによって、または、第１の相Ｌ１に適用される励磁方式に従って、行うことができる。励磁１３１４のデューティ期間が経過した時点で（１３１６）、プロセッサ１２０４は、第３の相Ｌ３のドエル時間が終了したときまたは終了する前に、トランジスタスイッチＱ２に印加される制御信号ＣＳ２を通じて、第３の相Ｌ３の励磁１３１４を無効化する（１３１８）。第３の相Ｌ３の励磁１３１４はそのドエル時間の間のみに行われるため、この励磁によってモータリングトルクのみが、または主としてモータリングトルクが発生する。

プロセッサ１２０４は、モーターの第４の相のドエル時間が始まったかを、固定子に対する回転子の角度位置を示す情報に基づいて判定する（１３２０）。始まった場合、プロセッサは、励磁制御信号ＣＳ３をトランジスタスイッチＱ３に印加することによって、第４の相Ｌ４をこの相のトルク要求量に従って励磁する（１３２２）。本発明のこの実施形態においては、第４の相Ｌ４は、モーターの別の相が受動的に受け取るエネルギを提供することはないため、第４の相Ｌ４の励磁１３２２は、第４の相Ｌ４のドエル時間内に任意の形式において実行することができ、モーターの別の相において負のモータリングトルクを発生することはない。例えば、第４の相Ｌ４の励磁は、パルス幅変調信号を第４の相Ｌ４のドエル時間の持続時間にわたってトランジスタスイッチＱ３に印加することによって、または、第１の相Ｌ１に適用される励磁方式に従って、行うことができる。励磁１３２２のデューティ期間が経過した時点で（１３２４）、プロセッサ１２０４は、第４の相Ｌ４のドエル時間が終了したときまたは終了する前に、トランジスタスイッチＱ３に印加される制御信号ＣＳ３を通じて、第４の相Ｌ４の励磁１３２２を無効化する（１３２６）。第４の相Ｌ４の励磁１３２２はそのドエル時間の間のみに行われるため、この励磁によってモータリングトルクのみが、または主としてモータリングトルクが発生する。

モーターの４つの相すべてにおいてモータリングトルクが印加されるようにするときは、モーターの回転子の回転周期ごとに動作ステップ１３０２〜１３２６を繰り返す。

開示する実施形態の別のバリエーションは、転流前進制御を含んでいることができる。すなわち、主相巻き線による負トルクの発生を回避するため主相電流が回生領域に漏れることがないように、主相電流の転流を、インダクタンス整列位置（aligned inductance position）に達する前に適切な量だけ前進させることができる。前進させる転流角度（例えば、回転子の絶対位置に基づいて測定される）は、回転子の角速度の関数とすることができる。さらに、例えば、回転子の速度をその公称速度付近またはそれ以上に維持することのできるターンオン前進制御が提供されるように、制御パルスを回転子の速度の関数として成形または設定することもできる。

より一般的には、所望のデューティサイクルｄを決定する方法は、さまざまなＳＲＭ機械パラメータ（例えば、回転子位置、回転子速度、機械のインダクタンス、第１の相の電流もしくは第２の相の電流またはその両方）（瞬間値もしくは平均値、またはその両方）（ただしこれらに制限されない）の動的な測定値もしくは所定の値、またはその両方に基づくことができる。開示する実施形態は、例示的な開ループ制御および閉ループ制御の実施を示しているが、当業者には別の変更形態および修正形態が明らかであろう。

明らかに考えられる点として、本発明の少なくとも一部は、当業者には明らかであるように、ソフトウェア（例えば、コンピュータ上で実行されるプログラム命令を有するコンピュータ可読媒体）、ファームウェア、ハードウェア、またはこれらの組合せにおいて実施することができる。本発明の教示内容は、示した特定のコンポーネントに加えて、またはそれらに代えて別の電気的コンポーネントもしくは別の機械的コンポーネント、またはその両方を採用することのできる別の実施形態にも同様に適用可能であることが、当業者には理解されるであろう。

ここまでの記載は、本発明について説明した。しかしながら、本開示は、本発明の好ましい実施形態のみを図解および説明しており、さまざまな別の組合せ、修正形態、および環境において本発明を使用できることを理解されたい。さらに、上記の教示内容と、関連する技術分野における当業者の技能または知識から導かれる変更または修正を、本文書に表現されている本発明のコンセプトの範囲内において本発明に行うことができる。

本明細書に説明した実施形態は、本発明を実施する最良の形態を説明することと、当業者が、本発明の特定の用途または使用において要求されうるさまざまな修正を施したうえで、これらおよび他の実施形態において本発明を利用できるようにすることとを、さらなる目的としている。したがって、上記の説明は、本明細書に開示した形態に本発明を制限することを意図するものではない。

Claims (50)

1. 多相モーターを制御する方法であって、
   前記モーターの第１の相の励磁を、前記第１の相のドエル時間が始まったとき、ゼロでない期間について抑制するステップと、
   前記ゼロでない期間が終了した時点で、前記第１の相の励磁を有効化するステップと、
   前記ドエル時間が終了する前または終了時に発生する無効化時において、前記ドエル時間の残りの間、前記第１の相の前記励磁を無効化するステップと、
   前記第１の相によってその励磁中に蓄えられたエネルギを、前記第１の相の前記励磁の無効化時に印加して、前記モーターの第２の相を励磁するステップと、
   を含んでいる、方法。
2. 前記第１の相の前記励磁が、前記ドエル時間内に１回のみ有効化および無効化される、請求項１に記載の方法。
3. 前記第１の相の前記励磁が、前記ドエル時間内に複数回数だけ有効化および無効化される、請求項１に記載の方法。
4. 前記第２の相内で発生するインダクタンスが前記第２の相の間に増加し始める前に、前記第１の相の前記励磁が、前記ドエル時間の残りの間について無効化される、
   請求項１に記載の方法。
5. 前記第１の相を消磁するのに要求される時間を求めるステップと、
   前記ドエル時間の終了時と、前記第１の相を消磁するための前記求められた時間とに基づいて、前記無効化時を設定するステップと、
   をさらに含んでいる、請求項１に記載の方法。
6. 前記無効化時が、前記第１の相を消磁するための前記求められた時間を超えない長さだけ、前記ドエル時間の前記終了時より前に位置している、請求項５に記載の方法。
7. 前記第１の相に蓄えられているエネルギが前記第２の相に印加されることに起因する前記第２の相における負のモータリングトルクの発生が防止されるように、前記無効化時が設定される、請求項１に記載の方法。
8. 前記第１の相における負のモータリングトルクの発生が防止されるように、前記無効化時が設定される、請求項７に記載の方法。
9. 前記第２の相が、前記第１の相の消磁によって受動的に励磁される、請求項１に記載の方法。
10. 前記第２の相が、モーターの別の相の消磁によって受動的に励磁される、請求項９に記載の方法。
11. 前記第２の相が、前記第１の相の前記消磁によって受動的に励磁され、
    モーターの別の相の消磁によって前記第２の相のみが受動的に励磁される、
    請求項７に記載の方法。
12. 前記モーターの負荷を回転させるための要求されるトルクを求めるステップと、
    前記要求されるトルクが前記第１の相によって前記ドエル時間内に発生するように、前記第１の相の前記励磁を有効化する有効化時を前記無効化時に基づいて設定するステップと、
    をさらに含んでいる、請求項１に記載の方法。
13. 前記有効化時が、前記ドエル時間の間に前記第１の相を励磁するときに印加されるべき電流の大きさと、同じ励磁量を達成するために前記ドエル時間全体にわたり印加される推定される電流の大きさと、に基づいて設定される、請求項１２に記載の方法。
14. 前記モーターの回転子の回転速度を求めるステップ、
    をさらに含んでおり、
    前記有効化時が、前記回転子の前記求められた回転速度に基づいて設定される、
    請求項１２に記載の方法。
15. 前記有効化時が、前記第１の相を励磁するときに印加されるべき電流と、前記モーターの固定子の前記第１の相の抵抗と、前記第１の相の前記励磁を有効化および無効化するレギュレータの電圧降下とに基づいて設定される、請求項１３に記載の方法。
16. 多相モーターの制御装置であって、
    前記モーターの第１の相のドエル時間を求めるステップと、
    前記モーターの前記第１の相を励磁するための信号を、前記第１の相のドエル時間が始まったとき、ゼロでない期間について抑制するステップと、
    前記ゼロでない期間が終了した時点で、前記第１の相を励磁するための前記信号を出力するステップと、
    前記ドエル時間が終了する前または終了時に発生する無効化時において、前記第１の相を励磁するための前記信号を、前記ドエル時間の残りの間について停止するステップと、
    を実行するプロセッサと、
    前記第１の相の前記励磁を前記励磁信号に従って調整するレギュレータと、
    を備え、
    前記第１の相を励磁するための信号を停止することにより、印加されて前記第１の相により蓄えられたエネルギが、直接電流を転流させることで前記モーターの第２の相を励磁する、
    制御装置。
17. 前記プロセッサが、前記ドエル時間内に前記励磁信号を１回のみ出力および停止する、請求項１６に記載の制御装置。
18. 前記プロセッサが、前記ドエル時間内に前記励磁信号を複数回数だけ出力および停止する、請求項１６に記載の制御装置。
19. 所望のトルクが回転子に印加されるように、前記プロセッサが、前記モーターの回転子の回転速度を求め、前記求められた回転速度に基づく時間に前記励磁信号を出力する、請求項１６に記載の制御装置。
20. 所望のトルクが前記モーターの回転子に印加されるように、前記プロセッサが、前記第１の相を励磁するときに印加されるべき電流と、前記モーターの前記第１の相の固定子の抵抗と、前記第１の相の前記励磁を有効化および無効化するレギュレータの電圧降下と、に基づく時間、に前記励磁信号を出力する、請求項１６に記載の制御装置。
21. 前記第２の相内で発生するインダクタンスが増加し始める前に、前記第１の相を励磁するための信号を前記ドエル時間の残りの間について停止する、請求項１６に記載の制御装置。
22. 前記プロセッサが、前記第１の相を消磁するのに要求される時間を求め、前記ドエル時間の終了時と、前記第１の相を消磁するための前記求められた時間とに基づいて、前記無効化時を設定する、請求項２１に記載の制御装置。
23. 前記プロセッサが、前記無効化時を、前記第１の相を消磁するための前記求められた時間を超えない長さだけ前記ドエル時間の前記終了時より前に位置しているように、設定する、請求項２２に記載の制御装置。
24. 前記プロセッサが、前記モーターの負荷を回転させるための要求されるトルクを求め、前記要求されるトルクが前記第１の相によって前記ドエル時間内に発生するような時間に、前記励磁信号を前記無効化時に基づいて出力する、請求項２１に記載の制御装置。
25. 前記プロセッサが、前記第１の相に蓄えられているエネルギが前記第２の相に印加されることに起因する前記第２の相における負のモータリングトルクの発生が防止されるように、前記無効化時を設定する、請求項２１に記載の制御装置。
26. 前記プロセッサが、前記第１の相における負のモータリングトルクの発生が防止されるように、前記無効化時を設定する、請求項２５に記載の制御装置。
27. 前記第２の相が、前記第１の相の前記消磁によって受動的に励磁され、
    モーターの別の相の消磁によって前記第２の相のみが受動的に励磁される、
    請求項２２に記載の制御装置。
28. 前記第２の相が、前記第１の相の前記消磁によって受動的に励磁される、請求項２２に記載の制御装置。
29. モーターの別の相の消磁によって前記第２の相のみが受動的に励磁される、請求項２８に記載の制御装置。
30. 前記プロセッサが、
    前記ドエル時間の間に前記第１の相を励磁するときに印加されるべき電流の大きさと、同じ励磁量を達成するために前記ドエル時間全体にわたり印加される推定される電流の大きさと、に基づいた時間に、
    前記励磁信号を出力する、請求項２１に記載の制御装置。
31. 前記プロセッサが、前記モーターの回転子の回転速度を求め、所望のトルクが回転子に印加されるように、前記回転子の前記求められた回転速度に基づく時間に前記励磁信号を出力する、請求項２１に記載の制御装置。
32. 所望のトルクが前記モーターの回転子に印加されるように、前記プロセッサが、相Ａを励磁するときに印加されるべき電流と、前記モーターの相Ａの固定子の抵抗と、相Ａの前記励磁を有効化および無効化するレギュレータの電圧降下と、に基づく時間、に前記励磁信号を出力する、請求項２１に記載の制御装置。
33. 前記第１の相の励磁のデューティサイクルを、式
    

    

    であって、
    ｄがデューティサイクルであり、
    

    

    であり、
    Ｌ_ｍが前記第１の相のモーター巻き線のインダクタンスであり、
    θが前記モーターの回転子の角度位置であり、
    Ｉ_ｍが前記第１の相巻き線を流れる電流の大きさであり、
    ω_ｍが前記回転子の角速度であり、
    Ｖ_ｄｃが前記第１の相巻き線に印加される電圧である、
    前記式、
    に従って求めるステップと、
    前記求められたデューティサイクルに従って前記第１の相の前記励磁を有効化および無効化するステップと、
    をさらに含んでいる、請求項１に記載の方法。
34. 前記第１の相の励磁のデューティサイクルを、式
    

    

    であって、
    ｄがデューティサイクルであり、
    

    

    であり、
    Ｌ_ｍが前記第１の相のモーター巻き線のインダクタンスであり、
    θが前記モーターの回転子の角度位置であり、
    Ｉ_ｍが前記第１の相巻き線を流れる電流の大きさであり、
    ω_ｍが前記回転子の角速度であり、
    Ｖ_ｄｃが前記第１の相巻き線に印加される電圧であり、
    Ｒ_ａが前記モーターの固定子の抵抗である、
    前記式、
    に従って求めるステップと、
    前記求められたデューティサイクルに従って前記第１の相の前記励磁を有効化および無効化するステップと、
    をさらに含んでいる、請求項１に記載の方法。
35. 前記第１の相の励磁のデューティサイクルを、式
    

    

    であって、
    ｄがデューティサイクルであり、
    

    

    であり、
    Ｌ_ｍが前記第１の相のモーター巻き線のインダクタンスであり、
    θが前記モーターの回転子の角度位置であり、
    Ｉ_ｍが前記第１の相巻き線を流れる電流の大きさであり、
    ω_ｍが前記回転子の角速度であり、
    Ｖ_ｄｃが前記第１の相巻き線に印加される電圧であり、
    Ｒ_ａが前記モーターの固定子の抵抗であり、
    Ｖ_ｔが、レギュレータが前記第１の相巻き線から受け取る電流を通すことによって前記第１の相の前記励磁を有効化するときの、前記レギュレータにおける電圧降下である、
    前記式、
    に従って求めるステップと、
    前記求められたデューティサイクルに従って前記第１の相の前記励磁を有効化および無効化するステップと、
    をさらに含んでいる、請求項１に記載の方法。
36. 前記第１の相の前記励磁を有効化するときの、前記ドエル時間内の角度位置を、式
    

    

    であって、
    （ω_ｍｔ_ｆ-オフセット）が、前記無効化時における前記モーターの回転子の角度位置であり、
    ω_ｍが前記回転子の角速度であり、
    ｔ_ｆが、前記第１の相のモーター巻き線を流れる電流がゼロまで減少する時間であり、
    オフセットが時間オフセットであり、
    θ_ｉが前記有効化時における前記回転子の角度位置であり、
    Ｔが前記第１の相の通電期間である、
    前記式、
    に従って求めるステップと、
    前記求められた角度位置に基づいて前記第１の相の前記励磁を有効化するステップと、
    をさらに含んでいる、請求項１に記載の方法。
37. １つのスイッチが、前記モーターの前記第１の相および前記第２の相の前記励磁を制御する、請求項１に記載の方法。
38. 前記モーターがスイッチドリラクタンス機である、請求項１に記載の方法。
39. 前記プロセッサが、前記第１の相の励磁のデューティサイクルを、式
    

    

    であって、
    ｄがデューティサイクルであり、
    

    

    であり、
    Ｌ_ｍが前記第１の相のモーター巻き線のインダクタンスであり、
    θが前記モーターの回転子の角度位置であり、
    Ｉ_ｍが前記第１の相巻き線を流れる電流の大きさであり、
    ω_ｍが前記回転子の角速度であり、
    Ｖ_ｄｃが前記第１の相巻き線に印加される電圧である、
    前記式、
    に従って求め、
    前記レギュレータが、前記求められたデューティサイクルに従って前記第１の相の前記励磁を有効化および無効化する、
    請求項１６に記載の制御装置。
40. 前記プロセッサが、前記第１の相の励磁のデューティサイクルを、式
    

    

    であって、
    ｄがデューティサイクルであり、
    

    

    であり、
    Ｌ_ｍが前記第１の相のモーター巻き線のインダクタンスであり、
    θが前記モーターの回転子の角度位置であり、
    Ｉ_ｍが前記第１の相巻き線を流れる電流の大きさであり、
    ω_ｍが前記回転子の角速度であり、
    Ｖ_ｄｃが前記第１の相巻き線に印加される電圧であり、
    Ｒ_ａが前記モーターの固定子の抵抗である、
    前記式、
    に従って求め、
    前記レギュレータが、前記求められたデューティサイクルに従って前記第１の相の前記励磁を有効化および無効化する、
    請求項１６に記載の制御装置。
41. 前記プロセッサが、前記第１の相の励磁のデューティサイクルを、式
    

    

    であって、
    ｄがデューティサイクルであり、
    

    

    であり、
    Ｌ_ｍが前記第１の相のモーター巻き線のインダクタンスであり、
    θが前記モーターの回転子の角度位置であり、
    Ｉ_ｍが前記第１の相巻き線を流れる電流の大きさであり、
    ω_ｍが前記回転子の角速度であり、
    Ｖ_ｄｃが前記第１の相巻き線に印加される電圧であり、
    Ｒ_ａが前記モーターの固定子の抵抗であり、
    Ｖ_ｔが、前記レギュレータが前記第１の相巻き線から受け取る電流を通すことによって前記第１の相の前記励磁を有効化するときの、前記レギュレータにおける電圧降下である、
    前記式、
    に従って求め、
    前記レギュレータが、前記求められたデューティサイクルに従って前記第１の相の前記励磁を有効化および無効化する、
    請求項１６に記載の制御装置。
42. 前記プロセッサが、前記第１の相の前記励磁を有効化するときの、前記ドエル時間内の角度位置を、式
    

    

    であって、
    （ω_ｍｔ_ｆ-オフセット）が、前記無効化時における前記モーターの回転子の角度位置であり、
    ω_ｍが前記回転子の角速度であり、
    ｔ_ｆが、前記第１の相のモーター巻き線を流れる電流がゼロまで減少する時間であり、
    オフセットが時間オフセットであり、
    θ_ｉが前記有効化時における前記回転子の角度位置であり、
    Ｔが前記第１の相の通電期間である、
    前記式、
    に従って求め、
    前記レギュレータが、前記求められた角度位置に基づいて前記第１の相の前記励磁を有効化する、
    請求項１６に記載の制御装置。
43. 前記レギュレータが、前記モーターの前記第１の相および第２の相の前記励磁を制御する１つのスイッチである、請求項１６に記載の制御装置。
44. 前記モーターがスイッチドリラクタンス機である、請求項１６に記載の制御装置。
45. 前記プロセッサが、前記第１の相の励磁のデューティサイクルを、式
    

    

    であって、
    ｄがデューティサイクルであり、
    

    

    であり、
    Ｌ_ｍが前記第１の相のモーター巻き線のインダクタンスであり、
    θが前記モーターの回転子の角度位置であり、
    Ｉ_ｍが前記第１の相巻き線を流れる電流の大きさであり、
    ω_ｍが前記回転子の角速度であり、
    Ｖ_ｄｃが前記第１の相巻き線に印加される電圧である、
    前記式、
    に従って求め、
    前記レギュレータが、前記求められたデューティサイクルに従って前記第１の相の前記励磁を有効化および無効化する、
    請求項２１に記載の制御装置。
46. 前記プロセッサが、前記第１の相の励磁のデューティサイクルを、式
    

    

    であって、
    ｄがデューティサイクルであり、
    

    

    であり、
    Ｌ_ｍが前記第１の相のモーター巻き線のインダクタンスであり、
    θが前記モーターの回転子の角度位置であり、
    Ｉ_ｍが前記第１の相巻き線を流れる電流の大きさであり、
    ω_ｍが前記回転子の角速度であり、
    Ｖ_ｄｃが前記第１の相巻き線に印加される電圧であり、
    Ｒ_ａが前記モーターの固定子の抵抗である、
    前記式、
    に従って求め、
    前記レギュレータが、前記求められたデューティサイクルに従って前記第１の相の前記励磁を有効化および無効化する、
    請求項２１に記載の制御装置。
47. 前記プロセッサが、前記第１の相の励磁のデューティサイクルを、式
    

    

    であって、
    ｄがデューティサイクルであり、
    

    

    であり、
    Ｌ_ｍが前記第１の相のモーター巻き線のインダクタンスであり、
    θが前記モーターの回転子の角度位置であり、
    Ｉ_ｍが前記第１の相巻き線を流れる電流の大きさであり、
    ω_ｍが前記回転子の角速度であり、
    Ｖ_ｄｃが前記第１の相巻き線に印加される電圧であり、
    Ｒ_ａが前記モーターの固定子の抵抗であり、
    Ｖ_ｔが、前記レギュレータが前記第１の相巻き線から受け取る電流を通すことによって前記第１の相の前記励磁を有効化するときの、前記レギュレータにおける電圧降下である、
    前記式、
    に従って求め、
    前記レギュレータが、前記求められたデューティサイクルに従って前記第１の相の前記励磁を有効化および無効化する、
    請求項２１に記載の制御装置。
48. 前記プロセッサが、前記第１の相の前記励磁を有効化するときの、前記ドエル時間内の角度位置を、式
    

    

    であって、
    （ω_ｍｔ_ｆ-オフセット）が、前記無効化時における前記モーターの回転子の角度位置であり、
    ω_ｍが前記回転子の角速度であり、
    ｔ_ｆが、前記第１の相のモーター巻き線を流れる電流がゼロまで減少する時間であり、
    オフセットが時間オフセットであり、
    θ_ｉが前記有効化時における前記回転子の角度位置であり、
    Ｔが前記第１の相の通電期間である、
    前記式、
    に従って求め、
    前記レギュレータが、前記求められた角度位置に基づいて前記第１の相の前記励磁を有効化する、
    請求項２１に記載の制御装置。
49. 前記レギュレータが、前記モーターの前記第１の相および前記第２の相の前記励磁を制御する１つのスイッチである、請求項２１に記載の制御装置。
50. 前記モーターがスイッチドリラクタンス機である、請求項２１に記載の制御装置。
    

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