JP5480252B2 - アレー信号処理装置 - Google Patents

Description

本発明は、アレー信号処理装置に関する。

電波の到来方向（φ，θ）は、円形アレー等の平面配置されたアレーアンテナを用いることで推定できる。ここで、φはアレーアンテナと同一平面（ｘｙ平面）内のアジマスを示し、θはその平面に垂直な方向をｚ軸とした場合のエレベーションを示している。

また、相関が高い（コヒーレントな）複数の到来波をそれぞれの到来波成分に分離して各到来波成分を検出する際には、空間的に平行移動した位置にある複数のサブアレーアンテナを用いた空間平均法が有効である。この手法は、各サブアレーアンテナで得られた相関行列を加算平均することによって、到来波間の相関抑圧を実現している。

上記平面アレーに空間平均法を適用することでコヒーレント波の相関抑圧しつつ、電波の到来方向を推定する方法が、特許文献１及び非特許文献１に示されている。

図１は、特許文献１に開示されているアレーアンテナを示す図である。図１において、アレーアンテナ１０は、平面上に配置された５本のアンテナ１００−１〜１００−５から構成されている。また、アレーアンテナ１０は、アンテナ１００−１〜３で構成されるサブアレーアンテナ１０１−１と、アンテナ１００−３〜５で構成されるサブアレーアンテナ１０１−２とから構成されている。すなわち、サブアレーアンテナ１０１−１とサブアレーアンテナ１０１−２とは、アンテナ１００−３を共有している。

図１を見て明らかなように、サブアレーアンテナ１０１−１を平行移動するとサブアレーアンテナ１０１−２に重なり合う。従って、アレーアンテナ１０に関しては空間平均法を用いることが可能であり、２つのサブアレーアンテナ１０１のそれぞれにおいて受信信号から相関行列を算出し、得られた２つの相関行列を加算平均することにより、前述したように到来電波の相関を抑圧できる。この結果、相関が高い複数の到来波のそれぞれの到来方向を精度良く検出できる。

特開２００４−３６１３７７号公報

「アレーアンテナによる適応信号処理」、科学技術出版、菊間信良著

ところで、アレーアンテナで受信した信号を処理するアレー信号処理装置には、基本的に、アレーアンテナを構成するアンテナ数と同数の処理回路が設けられる。このため、アンテナ数を削減することで、回路規模及び消費電力を小さくすることができる。

従って、上記空間平均法が適用されるアレー信号処理装置に対しても、回路規模の縮小及び消費電力の削減に関する要請が有る一方で、単純にアンテナを減らすだけでは空間平均法を利用することは困難である。

本発明の目的は、アレー信号処理に空間平均法が適用される場合に、空間平均法を利用しつつアレーアンテナの構成アンテナ数を削減できるアレー信号処理装置を提供することである。

本発明のアレー信号処理装置は、平行四辺形の４つの頂点のそれぞれに配置された４本のアンテナから構成されるアレーアンテナと、前記４つの頂点の内の対向する２つの頂点に配置された２本のアンテナと前記２本のアンテナを除く一方のアンテナとから構成される第１のサブアレーアンテナ、及び、前記２本のアンテナと前記２本のアンテナを除く他方のアンテナとから構成される第２のサブアレーアンテナのそれぞれについて、受信信号に基づいて空間相関行列を算出する相関演算手段と、前記算出された２つの空間行列の内の第１の空間行列を復素共役に変換する変換手段と、前記第１の空間行列の復素共役と第２の空間行列とを加算平均する空間平均手段と、を具備する構成を採る。

本発明によれば、アレー信号処理に空間平均法が適用される場合に、空間平均法を利用しつつアレーアンテナの構成アンテナ数を削減できるアレー信号処理装置を提供することができる。

特許文献１に開示されているアレーアンテナを示す図 方向マニホールドの説明に供する図 本発明の実施の形態１に係るアレー信号処理装置の構成を示すブロック図 アレーアンテナの一構成例を示す図 信号処理部の構成を示すブロック図 従来の空間平均法を利用可能なアレーアンテナの構成を示す図 サブアレーアンテナが正三角形でない場合のアレーアンテナの構成を示す図 アレー信号処理装置が有するコヒーレント波の相関抑圧効果を裏付ける到来方向推定の計算機シミュレーション結果の一例を示す図 本発明の実施の形態２に係る無線通信システムの構成を示すブロック図

［アレー受信信号と空間相関に関する理論］
〈円形アレーの方向マニホールド〉
上述したように、半球面に対する電波の到来方向（φ、θ）は、円形アレー等の平面配置されたアレーアンテナにより推定できる。φはアレーアンテナと同一平面（ｘｙ平面）内のアジマスを示し、θはその平面に垂直な方向をｚ軸とした場合のエレベーションを示している。

到来方向（φ、θ）の推定を可能とする平面アレーの最小構成は、図２に示すような３つのアンテナ２００−１〜２００−３で構成される正三角アレー２０である。

ここで、各アンテナ２００が理想的な（複素放射パターンが一様な）オムニ指向性を有し、また一辺の長さがｄ_０である正三角形の各頂点にアンテナ２００が配置され、さらにその正三角形の中心を到来電波の位相中心とする場合、正三角アレー２０１に対する２次元の方向マニホールドa_３（φ、θ）は、式（１）のように表すことができる。ただし、φ_０は、ｙ軸に対する正三角アレー２０のアジマス回転角を示すパラメータである。

一般に、アレーマニホールドは、到来電波の入射方向に対する複素応答ベクトルを示す。この復素応答ベクトルの各要素は、アレーアンテナの各構成アンテナに対応する。ここでは、理想的なアンテナを想定しているため、式（１）では、到来方向が変数とされ、アンテナ配置に依存した相対的な位相関係が表現されている。

ここで、アンテナ数が自然数Ｍの等間隔円形アレーに対して式（１）を一般化すると、次の式（２）が得られる。

〈アレー受信信号と空間相関行列〉
（１）まず、アレーアンテナへ到来する電波が互いに相関のない（無相関な）２つの平面波となる場合について説明する。

アレーアンテナへの２つの入射信号をそれぞれｓ_１（ｔ），ｓ_２（ｔ）とし、アレーマニホールドをａ（φ、θ）とし、それぞれが構成アンテナと対応する複数の受信処理系統のノイズベクトルをＮ（ｔ）とするとき、アレー受信信号ベクトルＸ（ｔ）は、式（３）のようにモデル化できる。

ここで、式（３）は連続時間領域ｔでの定式化であり、これを離散時間領域ｉで標記すると、式（４）のようになる。ただし、式（４）において、Ｌは離散時間のサンプル数を示しており、Ｘ（ｔ）及びＮ（ｔ）は共にアレーアンテナを構成するアンテナの数と同じ次元を持つ複素ベクトルである。

そして、アレーアンテナにおける空間領域の相関行列Ｒ_ＸＸは、離散時間iで表された受信信号ベクトルＸ（ｉ）を用いて、次の式（５）によって推定することができる。

このＲ_ＸＸにおいては、対角項が各アンテナにおける自己相関を示し、非対角項がアンテナ間の相互相関を示している。ここで、サンプル数Ｌが十分大きいときには、ノイズ成分は、自己相関のみ（つまり、対角項のみ）に残るようになる。

従って、相関行列を求める対象のアレーアンテナを式（１）で示されるマニホールドとなる正三角アレーとし、且つ、サンプル数Ｌを十分大きくするときには、相関行列Ｒ_ＸＸは、次の式（６）のように定式化できる。

ただし、Ｓは、次の式（７）で表される。

また、Ｉは３×３の単位行列、σは受信系ノイズの標準偏差であり、３系統のノイズ成分は一様としている。

また、Ａは、次の式（８）で表される。

また、式（７）中のＰ_１、Ｐ_２は、それぞれ入射信号ｓ_１（ｔ）の平均電力及びｓ_２（ｔ）の平均電力であり、それぞれ次の式（９）及び式（１０）で表される。

以上のように、入射信号ｓ_１（ｔ）とｓ_２（ｔ）とが無相関と見なせる場合には、入射信号の相関行列を表しているＳの対角要素が、Ｐ_１、Ｐ_２及び０となる。例えば、部分空
間アルゴリズムとして知られるＭＵＳＩＣ法及びＥＳＰＲＩＴ法では、このＲ_ＸＸの部分空間である固有空間の直交性を利用して、無相関な２波の到来方向が推定される。

（２）アレーアンテナへ到来する電波が互いに相関の有る２つの平面波となる場合

一方で、到来電波がコヒーレントな（相関の高い）２波の場合には、相関行列Ｒ_ＸＸのランクが１に縮退する。この縮退条件下では、Ｒ_ＸＸによって、独立した固有ベクトルが１つだけしか算出されない。従って、この縮退条件下では、２波を分離して、その到来方向を検出することは困難である。

このような問題に対して、相関行列Ｒ_ＸＸのランクを２に回復する手法、つまり、コヒーレントな複数の到来波の相関を抑圧することにより、受信信号をそれぞれの到来波成分に分離して各到来波成分を検出する手法として、複数のサブアレーアンテナの相関行列を加算平均する空間平均法がある。この空間平均法に関しては、非特許文献１に詳細な記述があるためこれを参照されたい。また、ＭＵＳＩＣ法及びＥＳＰＲＩＴ法についても非特許文献１に詳しく記載されている。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

（実施の形態１）
［アレー信号処理装置の構成］
図３は、本発明の実施の形態１に係るアレー信号処理装置３００の構成を示すブロック図である。図３において、アレー信号処理装置３００は、アレーアンテナ３１０と、ＲＦ受信部３２０と、Ａ／Ｄ変換部３３０と、信号処理部３４０とを有する。

アレーアンテナ３１０は、４本のアンテナ３１１−１〜４を有する。アレーアンテナ３１０において、４本のアンテナ３１１−１〜４は、平行四辺形の４つの頂点のそれぞれに配置されている。

図４は、アレーアンテナ３１０の一構成例を示す図である。図４において、４本のアンテナ３１１−１〜４は、平行四辺形の４つの頂点のそれぞれに配置されている。図４において、アンテナ３１１−１〜３の配置位置によって形成される三角形、並びに、アンテナ３１１−１，３，４の配置位置によって形成される三角形は、いずれも正三角形である。アンテナ３１１−１〜３、及び、アンテナ３１１−１，３，４は、サブアレーアンテナ３１２−１及びサブアレーアンテナ３１２−２をそれぞれ構成する。

アレーアンテナ３１０は、アンテナ３１１−１〜４で受信した受信信号をＲＦ受信部３２０へ出力する。

ＲＦ受信部３２０は、ダウンコンバータ回路を含む。ＲＦ受信部３２０は、４本のアンテナ３１１−１〜４で受信された４系統の受信ＲＦ信号を入力とし、各受信ＲＦ信号に対して無線受信処理（例えば、ダウンコンバート、増幅など）を施す。ＲＦ受信部３２０は、無線受信処理によって得られた受信信号をＡ／Ｄ変換部３３０へ出力する。Ａ／Ｄ変換部３３０へ出力される受信信号は、４系統のＩＦ信号又は８系統のＩＱベースバンド信号である。

Ａ／Ｄ変換部３３０は、ＲＦ受信部３２０から出力される受信信号（つまり、４系統のＩＦ信号又は８系統のＩＱベースバンド信号）を入力とし、入力された受信信号を離散時間でサンプルし、各サンプル値を量子化することによりデジタル信号を得る。このデジタ
ル信号は、アンテナ３１１−１〜３１１−４に対応付けられた４系統又は８系統のそれぞれについて得られる。

信号処理部３４０は、アンテナ３１１−１〜４に対応するデジタル信号群を入力とし、当該デジタル信号群に対して空間平均法を適用することにより、アンテナ３１１−１〜４に到来する複数の到来波間の相関が抑圧された相関行列を得る。そして、信号処理部３４０は、到来波間の相関が抑圧された相関行列に基づいて、アレーアンテナ３１０に対する電波の到来方向を算出する。

具体的には、信号処理部３４０は、４つの頂点の内の対向する２つの頂点に配置された２本のアンテナとこの２本のアンテナを除く一方のアンテナとから構成される第１のサブアレーアンテナ、及び、この２本のアンテナと他方のアンテナとから構成される第２のサブアレーアンテナのそれぞれについて、受信信号に基づいて空間相関行列を算出する。ここでは、第１のサブアレーアンテナがサブアレーアンテナ３１２−１であり、第２のサブアレーアンテナがサブアレーアンテナ３１２−２である。

そして、信号処理部３４０は、算出された２つの空間相関行列の内の第１の空間行列を復素共役に変換し、得られた複素共役と第２の空間相関行列とを加算平均する。これにより、到来波間の相関が抑圧された加算平均相関行列が得られる。

そして、信号処理部３４０は、得られた加算平均相関行列に基づいて、受信信号の到来方向を算出する。

詳細には、信号処理部３４０は、図５に示すように、相関演算部３４１−１，２と、アレー回転部３４２と、空間平均部３４３と、方向算出部３４４とを有する。

相関演算部３４１−１は、サブアレーアンテナ３１２−１に対して、当該サブアレーアンテナ３１２−１を構成する各アンテナ３１１の受信信号に基づいて、相関行列Ｒ_{ＸＸ_１}を算出する。

相関演算部３４１−２は、サブアレーアンテナ３１２−２に対して、当該サブアレーアンテナ３１２−２を構成する各アンテナ３１１の受信信号に基づいて、相関行列Ｒ_{ＸＸ_２}を算出する。

アレー回転部３４２は、Ｒ_{ＸＸ_１}の複素共役であるＲ^＊ _{ＸＸ_１}を算出する。

空間平均部３４３は、Ｒ^＊ _{ＸＸ_１}とＲ_{ＸＸ_２}とを加算平均することにより、平均相関行列Ｒ_{ＸＸ_ＳＳ}を算出する。

方向算出部３４４は、平均相関行列Ｒ_{ＸＸ_ＳＳ}に基づいて、アレーアンテナ３１０に対する受信電波の到来方向を算出する。ここでは、ＭＵＳＩＣ法等などに必要となる行列の固有値分解及びアレーマニホールドの内積に関係する処理が実行される。

［アレー信号処理装置の動作］
以上の構成を有するアレー信号処理装置３００の動作について説明する。

アレー信号処理装置３００において、相関演算部３４１−１が、サブアレーアンテナ３１２−１に関する相関行列Ｒ_{ＸＸ_１}を算出する。また、相関演算部３４１−２は、サブアレーアンテナ３１２−２に関する相関行列Ｒ_{ＸＸ_２}を算出する。

ここで、図４から明らかなように、サブアレーアンテナ３１２−１とサブアレーアンテナ３１２−２とは、平行移動だけでは重ならない位置関係にある。従って、従来の空間平均法をそのまま用いることは困難である。

この従来の空間平均法を用いるのであれば、アレーアンテナ３１０と同様に、２つの正三角形のサブアレーアンテナを含むアンテナアレーであっても、図６に示すアレーアンテナ６１０のような構成を有する必要がある。アレーアンテナ６１０は、アンテナ６１１−１〜３から構成されるサブアレーアンテナ６１２−１と、アンテナ６１１−４〜６から構成されるサブアレーアンテナ６１２−２とを有する。そして、サブアレーアンテナ６１２−１を平行移動することにより、サブアレーアンテナ６１２−２と重ねることができる。従って、アレーアンテナ６１０であれば、サブアレーアンテナ６１２−１に関する相関行列Ｒ_{ＸＸ_３}とサブアレーアンテナ６１２−２に関する相関行列Ｒ_{ＸＸ_４}とを加算平均することにより、相関抑圧効果を期待することができる。

また、ここで、アレーアンテナ３１０とアレーアンテナ６１０との形態を比較する。サブアレーアンテナ３１２−２とサブアレーアンテナ６１２−２とを重ねた状態でアレーアンテナ３１０とアレーアンテナ６１０との形態を比較してみると、サブアレーアンテナ３１２−１とサブアレーアンテナ６１２−１とは、１８０°回転（つまり、反転）して重なる関係にある。この回転中心は、サブアレーアンテナ３１２−１のすべての構成アンテナの配置位置を通る円の中心に一致する。

すなわち、相関行列Ｒ_{ＸＸ_４}には相関行列Ｒ_{ＸＸ_２}を援用することができるので、相関行列Ｒ_{ＸＸ_１}から相関行列Ｒ_{ＸＸ_３}を導き出すことができれば、アレーアンテナ３１０においても、空間平均法を用いることができる。

そこで、相関行列Ｒ_{ＸＸ_１}と相関行列Ｒ_{ＸＸ_３}との関係性について考察する。

まず、相関行列Ｒ_{ＸＸ_３}を定式化する。サブアレーアンテナ６１２−１及びサブアレーアンテナ６１２−２は、上記の通り、いずれも正三角形のアレーアンテナである。従って、サブアレーアンテナ６１２−１及びサブアレーアンテナ６１２−２のいずれにも、式（１）で示したアレーマニホールドを適用できる。ただし、図６のアンテナ配置は、図２に示した正三角アレー２０のアジマス回転をφ_０＝−３０°とした場合に相当する。

すなわち、式（１）から、一方を反転して重なる関係にある２つのサブアレーアンテナに関するアレーマニホールドは、互いに複素共役の関係にある。つまり、a(θ,φ)の複素共役を取ったものa^＊(θ,φ)が、反転した場合のアレーマニホールドとなっている。

さらに、アレーアンテナの受信信号は式（３）のようにモデル化できる。このため、反転された正三角アレーの受信信号は、複素共役後のアレーマニホールドa^＊(θ,φ)を用いて表現される。

すなわち、相関行列Ｒ_{ＸＸ_３}は、次の式（１１）で表される。

式（１１）から明らかなように、相関行列Ｒ_{ＸＸ_３}は、結果として、相関行列Ｒ_{ＸＸ_１}の複素共役となる。

この関係を利用して、アレー回転部３４２は、Ｒ_{ＸＸ_１}の複素共役であるＲ^＊ _{ＸＸ_１}（つまり、Ｒ_{ＸＸ_３}）を算出する。このアレー回転部３４２における相関行列の複素共役を算出する処理が、従来の方法に対して新に追加された信号処理である。

ところで、ここで用いる相関行列は、エルミート行列の特長を有している。このため、この相関行列では、対角項に関してはすべてが実数であり、且つ、非対角項に関しては互い対称の位置にある要素が複素共役の関係にある。例えば、相関行列Ｒの１行２列目のｒ_１２要素は、２行１列目の要素ｒ_２１と複素共役の関係にある。したがって、Ｒ_{ＸＸ_１}の複素共役であるＲ^＊ _{ＸＸ_１}を求めるには、単にＲ_{ＸＸ_１}を構成する各行列要素を列方向に読み出して、行方向に書き出して、Ｒ^＊ _{ＸＸ_１}を再構成すれば良いことになる。言い換えれば、エルミート行列Ｒ_{ＸＸ_１}の複素共役であるＲ^＊ _{ＸＸ_１}は、Ｒ_{ＸＸ_1}の転置行列Ｒ^T _{ＸＸ_１}と見なすことができる。このことは、本発明を特徴付けるアレー回転部３４２の処理は、相関行列Ｒ_{ＸＸ_１}が格納されている記憶領域からの読み込み位置と書き出し位置の関連付ける実装により、実現できることを示している。

そして、空間平均部３４３は、Ｒ^＊ _{ＸＸ_１}とＲ_{ＸＸ_２}とを加算平均することにより、平均相関行列Ｒ_{ＸＸ_ＳＳ}を算出する。これにより、従来ではアレーアンテナ１０又はアレーアンテナ６１０を用いることによって初めて算出できた平均相関信号Ｒ_{ＸＸ_ＳＳ}を、アレーアンテナ３１０を用いて算出することができる。

さらに、前述したエルミート行列の特長を考慮すると、平均相関信号Ｒ_{ＸＸ_ＳＳ}は、以下の式（１２）のように表記することができる。

また、アレーアンテナ１０及びアレーアンテナ６１０のアンテナ本数に比べて、アレーアンテナ３１０のアンテナ本数は少ない。

つまり、アレーアンテナ３１０の代わりに、従来の方法であるアレーアンテナ１０を用いる場合、ＲＦ受信部３２０は５本のアンテナ１００−１〜１００−５の夫々で受信されるＲＦ信号を、ＩＦ信号又はベースバンド信号へと変換するようになる。このことは、ＲＦ受信部３２０において５系統のダウンコンバータ回路が必要になることを意味している。

このとき、到来電波の方向算出のために用いる相関行列を精度良く推定するためには、上記の５系統のダウンコンバータ回路のローカル信号源又は基準クロック源を共通化する必要がある。このとき、例えば１つのシンセ部が出力するローカル信号を５系統に分配することになる。この５分配を実現する回路は、４分配の場合と比較して部品コスト高になるだけでなく、回路構成も複雑になるため実用上好まれない。

加えて、Ａ／Ｄ変換部３３０は、ＲＦ受信部３２０から出力される受信信号（つまり、５系統のＩＦ信号又は１０系統のＩＱベースバンド信号）を入力とし、入力された受信信
号を離散時間でサンプルし、各サンプル値を量子化することによりデジタル信号を得ることになる。これも同様に、５系統のアナログ入力に対して、サンプルタイミングの同期を確保しながら、アンテナ１００−１〜１００−５に対応付けられた５系統又は１０系統の夫々についてデジタル信号を得る必要がある。

ここで、汎用のＡ／Ｄ変換装置は、２系統又は４系統の入力端子を持ち、１枚基板の形にして提供されることが多い。

このように、アレーアンテナの受信信号を処理するハードウェアは、必要となる処理系統数が５系統から４系統へと低減されることにより、部品数を低減できるだけでなく、回路設計や基板選定の容易さという開発コストの面においても有利となる。

以上のことから、本実施の形態によれば、アレー信号処理に空間平均法が適用される場合に、空間平均法を利用しつつアレーアンテナの構成アンテナ数を削減できるアレーアンテナ処理装置を実現することができる。

なお、以上の説明では、各サブアレーアンテナが正三角形の場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、任意の平行四辺形の頂点に４本のアンテナが配置されたアレーアンテナに適用することができる。

図７には、サブアレーアンテナが正三角形でない場合のアレーアンテナが示されている。図７Ａにおいて、アレーアンテナ７１０は、サブアレーアンテナ７１２−１及びサブアレーアンテナ７１２−２を有する。また、図７Ｂにおいて、アレーアンテナ７２０は、サブアレーアンテナ７２２−１及びサブアレーアンテナ７２２−２を有する。そして、サブアレーアンテナ７１２−１、サブアレーアンテナ７１２−２、サブアレーアンテナ７２２−１及びサブアレーアンテナ７２２−２は、全て合同である。サブアレーアンテナ７１２−１とサブアレーアンテナ７２２−１とは反転の関係にある。

すなわち、正三角形ではない（つまり、正三角形よりも対称性の低い構成アンテナ配置の）サブアレーアンテナ７１２−１及びサブアレーアンテナ７２２−１に関しても、上述した正三角形のサブアレーアンテナ３１２−１及びサブアレーアンテナ６１２−１に関して行った操作を行うことにより、アレーアンテナ７１０を用いて平均相関行列を求めることができる。

また、図８は、アレー信号処理装置３００が有するコヒーレント波の相関抑圧効果を裏付ける到来方向推定の計算機シミュレーション結果の一例を示している。図８において、横軸はアレーアンテナ７２０を配置した水平面内３６０度方向（アジマス）を示し、縦軸はＭＵＳＩＣ法により推定される角度スペクトラムを示している。そして、縦軸は、スペクトラムの最大値で正規化されている。シミュレーション条件は、次の通りである。アジマス１５０°及び２１０°からコヒーレント（ここでは、完全相関）な２つの波が到来し、１５０°方向の到来波に対する受信ＳＮＲは１０ｄＢ、２１０°の到来波に対する受信ＳＮＲは４ｄＢとしている。ただし、アジマス１５０°及び２１０°の２つの到来波のいずれに関しても、到来方向のエレベーションは９０°としている。

図８において、曲線８００は、サブアレーアンテナ７１２−２のみを用いて到来方向推定を実行した場合に算出される角度スペクトラムである。これに対して、曲線８０１は、サブアレーアンテナ７１２−１及びサブアレーアンテナ７１２−２の両方を用いて空間平均処理を実行した場合に算出される角度スペクトラムである。曲線８０１においては、１５０°の方向及び２１０°の方向に鋭いピークが現れている。すなわち、曲線８０１に現れる２つのピークを検出することにより、コヒーレント波を分離してその到来方向を推定
できる。

以上のように、２つのサブアレーアンテナを含むアレーアンテナを採用した場合には、平均相関行列は１回の加算平均によって求められる。従って、この場合には、相関抑圧できる到来波数は、２までとなる。また、ＭＵＳＩＣ法を用いて到来方向を推定する場合には、サブアレーアンテナを構成するアンテナ数−１までの到来波を分離できる。以上のことから、図７Ａに示したような、４本のアンテナから構成され、且つ、合同な２つのサブアレーアンテナを含むアレーアンテナは、コヒーレントな２波に対する２次元の到来方向推定を可能とする、平面アレーの最小構成と見なすことができる。

なお、平面アレーを構成するアンテナには、通常、モノポールアンテナ又はマイクロストリップアンテナを使用する。例えば、モノポールアンテナは、アジマスに対して垂直偏波の一様な指向性となるが、ｚ軸方向にはヌルとなる。また、マイクロストリップアンテナは、アジマスに対してヌルとなるが、ｚ軸方向で最大の指向性利得となる。従って、いずれのアンテナを採用するかは、アレーアンテナの設置環境又はシステムの要求条件に基づいて決定される。

（実施の形態２）
実施の形態２は、実施の形態１に係るアレー信号処理装置３００の具体的な適用例に関する。

図９は、無線通信システム９００の構成を示す図である。図９において、無線通信システム９００は、無線装置９１０と、タグ９２０とを有する。

無線通信システム９００において、無線装置９１０は、図示しない無線送信部からＩＲ−ＵＷＢ（Impulse Radio-Ultra WideBand）パルス信号を送信する。タグ９２０は、受信したＵＷＢパルス信号に応じて、応答ＵＷＢパルス信号を無線装置９１０へ向けて送信する。なお、このタグ９２０には、次の３つの方式のいずれが適用されても良い。第１の方式はアクティブ方式であり、第２の方式はパッシブ方式であり、第３の方式はセミパッシブ方式である。第３のセミパッシブ方式は、ＵＷＢパルス信号の送信側の基準クロックと受信側の基準クロックとが同期していない非同期方式である。また、第３のセミパッシブ方式では、受信側が、受信ＵＷＢ信号を増幅した後に応答ＵＷＢ信号として送信する。

そして、無線装置９１０は、アレー信号処理装置３００に相当する機能部を有しており、タグ９２０から送信される信号の到来方向を推定する。

図９において、無線装置９１０は、アンテナ３１１−１〜４に対応するバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）９１１−１〜４と、ダウンコンバータ９１２−１〜４とを有する。

無線装置９１０において、アンテナ３１１−１〜４は、ＩＲ−ＵＷＢ帯域の一部の帯域を受信する狭帯域のアンテナである。

ここで、電波の到来方向を推定する際には、基本原理として各アンテナ系統間の位相誤差が到来方向推定の推定結果誤差となる。従って、アンテナ系統間の位相誤差を、キャリブレーション等によって、所望誤差範囲内に管理する必要がある。このため、ＵＷＢパルスのような広帯域信号の到来方向を推定する場合には、広い帯域の全体で位相精度を管理する必要があるが、実際には、困難が伴う。このため、実際には、できるだけ狭帯域の信号を用いることになる。狭帯域信号として最も簡易な例としては、ＩＲ−ＵＷＢ信号に含まれる単一連続波（以下、「ＣＷ：Continuous Wave」という）信号を挙げることができる。ＩＲ−ＵＷＢ方式におけるＵＷＢ信号は、送信側の水晶発振回路で発振される周波数
のエッジ信号がバンドパスフィルタを通過することにより生成される。ＩＲ−ＵＷＢ信号は、例えば、水晶発振子の周波数が１０ＭＨｚであるとすれば、ＵＷＢ下帯域３．４〜４．８ＧＨｚ又はＵＷＢ上帯域７．２５〜１０．６ＧＨｚに１０ＭＨｚ間隔のＣＷが並ぶ信号と考えることができる。従って、本実施の形態では、例えば、ＩＲ−ＵＷＢ信号を４ＧＨｚ又は９ＧＨｚのＣＷとして扱い、また、アレーアンテナ３１０を構成するアンテナ３１１−１〜４の中心周波数を４ＧＨｚ又は９ＧＨｚの周波数に設定する。

アンテナ３１１−１〜４で受信された信号は、バンドパスフィルタ９１１−１〜４を通過して干渉除去された後、ダウンコンバータ９１２−１〜４でＩＦ信号又はＩＱベースバンド信号に変換される。ＩＦ信号の場合には、例えば、１０ＭＨｚのＩＦ信号に変換される。この場合、ローカル信号は、４ＧＨｚ／９ＧＨｚの上方又は下方１０Ｍｚ離れた信号である。そして、近接したイメージを除去するために、ダウンコンバータ９１２として、イメージリジェクションミキサが用いられることが好ましい。また、ＩＱベースバンド信号の場合には、イメージ信号が無いので、バンドパスフィルタ９１１において、遮断周波数５ＭＨｚ程度のベースバンドフィルタによって隣接ＣＷ信号がカットされる。

ダウンコンバータ９１２−１〜４で生成されたＩＦ信号又はＩＱベースバンド信号は、Ａ／Ｄ変換部３３０においてデジタル信号に変換されて相関演算部３４１−１，２へ入力される。

相関演算部３４１−１は、サブアレーアンテナ３１２−１に対して、当該サブアレーアンテナ３１２−１を構成する各アンテナ３１１の受信信号に基づいて、相関行列Ｒ_{ＸＸ_１}を算出する。相関演算部３４１−２は、サブアレーアンテナ３１２−２に対して、当該サブアレーアンテナ３１２−２を構成する各アンテナ３１１の受信信号に基づいて、相関行列Ｒ_{ＸＸ_２}を算出する。

ＯＯＫ（On-Off-Keying）方式で変調されたＵＷＢパルス信号の場合には、ＵＷＢパルス信号にＤＣ成分が含まれるため、一般的には、相関行列から信号平均成分を減算することにより、共分散が算出される。また、バイフェーズ方式で変調されたＵＷＢパルス信号の場合には、ＵＷＢパルス信号にＤＣ成分が含まれないため、一般的には、相関行列が用いられる。相関行列又は共分散行列は、相関演算部３４１内のメモリに蓄積される。

アレー回転部３４２は、Ｒ_{ＸＸ_１}の複素共役であるＲ^＊ _{ＸＸ_１}を算出する。

空間平均部３４３は、Ｒ^＊ _{ＸＸ_１}とＲ_{ＸＸ_２}とを加算平均することにより、平均相関行列Ｒ_{ＸＸ_ＳＳ}を算出する。

方向算出部３４４は、平均相関行列Ｒ_{ＸＸ_ＳＳ}に基づいて、アレーアンテナ３１０に対する受信電波の到来方向を算出する。ここでは、ＭＵＳＩＣ法等などに必要となる行列の固有値分解及びアレーマニホールドの内積に関係する処理が実行される。

なお、上記各実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。

また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサ
で実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

２００９年４月２８日出願の特願２００９−１０９４７８の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

本発明のアレー信号処理装置は、アレー信号処理に空間平均法が適用される場合に、空間平均法を利用しつつアレーアンテナの構成アンテナ数を削減できるものとして有用である。

３００ アレー信号処理装置
３１０，６１０，７１０，７２０ アレーアンテナ
３１１，６１１ アンテナ
３１２，６１２，７１２，７２２ サブアレーアンテナ
３２０ ＲＦ受信部
３３０ Ａ／Ｄ変換部３３０
３４０ 信号処理部
３４１ 相関演算部
３４２ アレー回転部
３４３ 空間平均部
３４４ 方向算出部
９００ 無線通信システム
９１０ 無線装置
９１１ バンドパスフィルタ
９１２ ダウンコンバータ
９２０ タグ

Claims (3)

1. 平行四辺形の４つの頂点のそれぞれに配置された４本のアンテナから構成されるアレーアンテナと、
   前記４つの頂点の内の対向する２つの頂点に配置された２本のアンテナと前記２本のアンテナを除く一方のアンテナとから構成される第１のサブアレーアンテナ、及び、前記２本のアンテナと前記２本のアンテナを除く他方のアンテナとから構成される第２のサブアレーアンテナのそれぞれについて、受信信号に基づいて空間相関行列を算出する相関演算手段と、
   前記算出された２つの空間行列の内の第１の空間行列を復素共役に変換する変換手段と、
   前記第１の空間行列の復素共役と第２の空間行列とを加算平均する空間平均手段と、
   を具備するアレー信号処理装置。
2. 各サブアレーアンテナを構成する３つのアンテナは、正三角形の各頂点に配置されている、
   請求項１に記載のアレー信号処理装置。
3. 前記空間平均手段で得られた加算平均空間行列に基づいて、前記受信信号の到来方向を算出する方向算出手段を、さらに具備する請求項１に記載のアレー信号処理装置。

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