JP5452167B2 - 放電灯点灯装置及びそれを用いた車両用灯具、車両 - Google Patents

Description

本発明は始動補助用のコンデンサを有する放電灯点灯装置及びそれを用いた車両用灯具、車両に関するものである。

従来の放電灯点灯装置の回路図を図２１に示す（実開平６−２６１９９等）。この点灯装置は、直流電源Ｅと点灯スイッチＳＷ、入力フィルタ１、入力フィルタ１に接続され放電灯に必要な電力に変換するフライバック型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２、放電灯の点灯開始（絶縁破壊）時に放電灯へ電力を供給する始動補助回路３、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２の出力を極性反転するインバータ回路４、放電灯に接続され放電灯の始動に必要な高圧パルスを発生するイグナイタ５、及び放電灯Ｌａから構成されている。

始動補助回路３は、電荷を充電するコンデンサＣａ２、充放電用の抵抗Ｒａ１、Ｒａ２、ダイオードＤａ１で構成されている。充電時の電流経路は、抵抗Ｒａ２→抵抗Ｒａ１→コンデンサＣａ２であり、放電時の電流経路は、コンデンサＣａ２→ダイオードＤａ１→抵抗Ｒａ２である。

以下、図２１の構成における放電灯の絶縁破壊（点灯始動）前後の回路動作を説明する。放電灯が点灯始動する直前の無負荷状態において、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２の出力電圧Ｖｃａ１は放電灯点灯時の電圧よりも高い電圧（通常３５０〜５００Ｖ程度）に昇圧される。この時、始動補助回路３の充電経路（従来例の場合は放電経路も同様）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２の出力端（図２１の点Ａ及びＢ）に接続されているため、コンデンサＣａ２にはコンデンサＣａ１と略同等の電圧が充電される。

続いてイグナイタ５により放電灯を点灯始動するための高圧パルスが出力され、放電灯は絶縁破壊し、点灯を開始する。放電灯が絶縁破壊し、コンデンサＣａの電圧Ｖｃａ１が低下（通常は数十Ｖ程度まで低下）し始めると、コンデンサＣａ１に充電された電荷が放電灯へ供給されると共に、スイッチング素子Ｓのオンオフ駆動によってＤＣ／ＤＣコンバータ回路２から放電灯に電力が供給される。

この時、始動補助回路３のコンデンサＣａ２に充電された電荷もほぼ同時に放電灯に供給を開始する。放電灯の絶縁破壊直後のインピーダンスは低く（略短絡状態〜数十Ω程度）、安定点灯に至らせるには比較的大きな電流を供給する必要がある。つまり、始動補助回路３を設けることで、放電灯の絶縁破壊直後の不安定な期間に、始動補助回路３から放電灯に補助電力を供給し、放電灯の立ち消え（消灯）を防止するものである。

図２２に放電灯の絶縁破壊前後の各部の電流を示して、説明を補足する。コンデンサＣａ１の放電電流及びＤＣ／ＤＣコンバータ回路２の出力電流の合計を電流Ｉｃａ１とすると、電流Ｉｃａ１だけでは放電灯に十分な電流が供給できない期間（主にＴａ２）があり、電流Ｉｃａ１が放電灯の点灯維持に必要な電流を下回ると放電灯が立ち消えるという課題がある。

そこで、始動補助回路３を設置し、その放電電流をＩｃａ２とすると、Ｉｃａ１とＩｃａ２の合計（＝Ｉｏｕｔ１）が放電灯に供給されることで、期間Ｔａ２においても放電灯が安定して点灯維持する電流が確保され、立ち消えを防止することが可能となる。

実開平６−２６１９９号公報

先にも述べたように、放電灯が立ち消える可能性が最も高いのは、平滑コンデンサＣａ１の電荷が放電し終わった直後（図２２の期間Ｔａ２）である。従来例の構成では、始動補助回路３の供給電流Ｉｃａ２を十分確保するには、放電抵抗Ｒａ２の値をより小さく設定する（一般的には数Ω〜数十Ω）か、コンデンサＣａ２の静電容量を増やさなければならない。

しかし、期間Ｔａ２の電流Ｉｃａ２を増大させると、放電灯の放電開始直後（期間Ｔａ１）のピーク値も大きくなる。また、平滑コンデンサＣａ１と始動補助回路３のコンデンサＣａ２の無負荷時の充電電圧は略同じであるため、放電灯が絶縁破壊すると、電流Ｉｃａ１とＩｃａ２は同時に流れ始め、ピーク値となるタイミングがほぼ同時である。この結果、合計電流Ｉｏｕｔ１のピークが過大となり、後段回路の電子部品のストレスが増大して部品破壊に至るとか、放電灯への電流ストレスが増大して放電灯の寿命低下につながる等の課題がある。

そこで、ピーク電流を抑制するために抵抗Ｒａ２を大きくすると、期間Ｔａ２の電流も低下するため放電灯が立ち消えるという課題がある。また、従来例において、充電抵抗Ｒａ１，Ｒａ２の値を大きくして、放電灯の絶縁破壊時にコンデンサＣａ２に充電される電圧を低減することは可能だが、直流電源の変動や、周囲温度変化（特に電解コンデンサを使用する場合）を考慮すると、充電電圧値がばらつくため、始動補助エネルギーの不足や、逆に過充電等の課題が生じる。

また、回路部品のストレスに関しては、電流Ｉｃａ２のピーク値が高くなるほど、放電抵抗Ｒａ２への印加ストレスが増加し、場合によっては部品破壊に至る可能性がある。コンデンサＣａ２が電解コンデンサの場合（一般的に数μＦ程度の電解コンデンサが使われることが多い）、一般的に定格電圧が高い程、また静電容量が大きい程、漏れ電流値は大きくなる。コンデンサＣａ２にコンデンサＣａ１と略同じ電圧が充電される従来例では、比較的高い（無負荷状態でのＶｃａ１相当の）定格電圧が必要なため、点灯装置が高温環境に長期間放置された後の回路動作の開始時に、過大な漏れ電流（瞬時的には数百ｍＡ程度となる場合もある）により、充電抵抗Ｒａ１、Ｒａ２を破壊する恐れがある。

電解コンデンサＣａ２の静電容量を低減させると、放電期間は短くなるが、電流Ｉｃａ２のピーク値はそれほど変化しない。インピーダンス成分の大きな電解コンデンサに置き換えれば、電流Ｉｃａ２のピーク値は低減可能だが、温度変化による特性変動や自己発熱が大きく寿命が短いため、通常は採用しない。また、抵抗のストレスはピーク値の影響が大きいので、放電期間を短くしてもそれほどストレスは低減されない。

本発明は上述の点に鑑みてなされたものであり、放電灯の始動補助用の電力を確保して立ち消えを防止しながら、回路部品のストレスを低減し点灯装置の小型化を実現することを課題とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、電源Ｅに接続され、トランスＴを介して放電灯Ｌａに必要な電力に変換する電力変換部（ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２）と、放電灯Ｌａの始動時に、インピーダンス（抵抗Ｒ２）を介して放電灯Ｌａへ電力を供給するコンデンサＣ２を少なくとも備える放電灯点灯装置であって、前記コンデンサＣ２を充電する経路（抵抗Ｒ１とダイオードＤ１）の一端（接続点α）が前記トランスＴの巻線上の前記電力変換部の出力端とは異なる電位点に接続され、前記コンデンサは、図４、図６に示すように、放電時の時定数が互いに異なる複数のコンデンサＣ２，Ｃ３，Ｃ４を含むことを特徴とするものである。

請求項２の発明は、請求項１記載の放電灯点灯装置において、前記コンデンサＣ２を充電する経路の一端（接続点α）が前記トランスＴを構成する巻線のうち、前記電力変換部の出力端に電力を供給する巻線上に接続されることを特徴とする（図３を除く図１、図４、図６、図８参照）。

請求項３の発明は、請求項１または２記載の放電灯点灯装置において、図６に示すように、前記複数のコンデンサＣ２，Ｃ４を充電する経路の一端（接続点α，β）が、互いに異なる電位点に接続されることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項３記載の放電灯点灯装置において、前記複数のコンデンサを充電する経路の一端のうち、少なくとも同じ電位点に接続されるものを有することを特徴とする（実施形態４’参照）。

請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、図１０〜図１８に示すように、前記トランスＴの少なくとも前記コンデンサＣ２を充電する経路の一端が接続される巻線部は、板状の絶縁層７上に導体パターンを巻回して形成されるシート型コイルであることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項５記載の放電灯点灯装置において、前記シート型コイルは、絶縁層７上に設けられる層間接続用端子ｅにより接続される少なくとも２層以上の絶縁層７を積層することで形成され、前記コンデンサＣ２を充電する経路の一端は、前記層間接続用端子ｅに接続されることを特徴とする（図１４、図１５）。

請求項７の発明は、請求項５または６記載の放電灯点灯装置において、前記コンデンサＣ２を充電する経路の一端が、内層に積層される絶縁層７上に接続されることを特徴とする（図１３）。

請求項８の発明は、請求項５〜７のいずれかに記載の放電灯点灯装置において、前記シート型コイルを形成する絶縁層７と、他の電子部品を搭載する配線板を兼用したことを特徴とする（図１８）。

請求項９の発明は、請求項１〜８のいずれかに記載の放電灯点灯装置を有する車両用灯具である（図１９）。

請求項１０の発明は、請求項９記載の車両用灯具を有する車両である（図２０）。

本発明は、放電灯の始動補助用コンデンサの充電経路を変更することで、放電灯の始動時に、放電灯へ電力を供給する供給タイミングを最適化し、電流のピーク値を抑えつつ、放電灯が立ち消えしない電流を確保することができる。また、本発明により、始動補助用コンデンサの定格電圧もしくは容量を低減でき、漏れ電流の低減と共に、放電抵抗のストレスも低減可能となる。

本発明の実施形態１の回路図である。 本発明の実施形態１の動作波形図である。 本発明の実施形態２の回路図である。 本発明の実施形態３の回路図である。 本発明の実施形態３の動作波形図である。 本発明の実施形態４の回路図である。 本発明の実施形態４の動作波形図である。 本発明の実施形態５の回路図である。 本発明の実施形態５の一変形例の回路図である。 本発明の実施形態６に用いるトランスの構成を示す図であり、（ａ）は外観を示す斜視図、（ｂ）は巻線の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態６に用いるトランスの巻線の構成を示す分解斜視図である。 本発明の実施形態７に用いるトランスの構成を示す図であり、（ａ）は外観を示す斜視図、（ｂ）は巻線の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態７に用いるトランスの巻線の構成を示す分解斜視図である。 本発明の実施形態８に用いるトランスの構成を示す図であり、（ａ）は外観を示す斜視図、（ｂ）は巻線の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態８に用いるトランスの巻線の構成を示す分解斜視図である。 本発明の実施形態９に用いるトランスの構成を示す図であり、（ａ）は外観を示す斜視図、（ｂ）は巻線の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態９に用いるトランスの巻線の構成を示す分解斜視図である。 本発明の実施形態１０に用いる配線基板の実装形態を示す斜視図である。 本発明の放電灯点灯装置を用いた車両用灯具の概略構成図である。 本発明の放電灯点灯装置を前照灯に用いた車両の概略構成図である。 従来例の回路図である。 従来例の動作波形図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の回路図、図２はその動作波形図である。図１において、従来例（図２１）との違いは、始動補助回路３の充電経路の一端（接続点α）を、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２のトランスＴの出力側巻線の巻線途中に接続している点である。また、フライバック型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２の出力が負電位となっている点が異なるが、本発明は出力極性に関係なく採用可能である。

以下、図１の回路構成について詳しく説明する。直流電源Ｅと点灯スイッチＳＷの直列回路は、入力フィルタ１を介して、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２の入力コンデンサＣに接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２は、パワーＭＯＳＦＥＴ等よりなるスイッチング素子Ｓを備えている。このスイッチング素子Ｓは図示しない制御回路により高周波でオンオフ駆動される。入力フィルタ１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２のスイッチングノイズが電源側に帰還することを防止するためのローパスフィルタである。

ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２の構成及び動作について説明する。入力コンデンサＣの両端には、スイッチング素子Ｓを介してトランスＴの１次巻線が接続されている。トランスＴの２次巻線には、ダイオードＤを介して平滑コンデンサＣ１が接続されている。スイッチング素子Ｓがオンされると、入力コンデンサＣ→トランスＴの１次巻線→スイッチング素子Ｓの経路で１次側電流が流れる。トランスＴの１次巻線と２次巻線の巻き方向は、図中の黒丸で示すように設定されており、スイッチング素子Ｓのオン時にはダイオードＤが逆阻止状態となるので、２次側電流は流れない。このため、トランスＴに電磁エネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｓがオフすると、トランスＴに蓄積された電磁エネルギーによる逆起電力が発生する。この逆起電力は、ダイオードＤの順方向に発生するので、ダイオードＤが導通し、トランスＴの２次巻線→平滑コンデンサＣ→ダイオードＤの経路で２次側電流が流れる。これにより、直流電源Ｅからの入力電圧を電圧変換した直流電圧Ｖｃ１が平滑コンデンサＣ１に充電される。

次に、始動補助回路３の構成及び動作について説明する。始動補助用のエネルギーを蓄積する電解コンデンサＣ２の正極はトランスＴの２次巻線の一端に接続されている。電解コンデンサＣ２の負極は、充電抵抗Ｒ１と充電用ダイオードＤ１の直列回路を介して、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２のトランスＴの２次巻線の途中に設けられた接続点αに接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２のスイッチング素子Ｓがオフすると、ダイオードＤを介して平滑コンデンサＣが充電されると同時に、充電抵抗Ｒ１と充電用ダイオードＤ１の直列回路を介して、電解コンデンサＣ２も充電される。

電解コンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２は、平滑コンデンサＣ１の充電電圧Ｖｃ１よりも低い電圧となる。なぜなら、トランスＴの２次巻線の一端と途中の接続点αの間に生じる起電力は、２次巻線の両端間に生じる起電力よりも小さく、また、充電電流を制限する充電抵抗Ｒ１が設けられているからである。以上により、始動補助回路３の充電経路が構成されている。

次に、始動補助回路３の放電経路について説明する。インバータ回路４の入力端には、放電用ダイオードＤ２と放電抵抗Ｒ２の直列回路を介して上述の電解コンデンサＣ２が接続されている。インバータ回路４の入力端には、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２の出力である平滑コンデンサＣ１も接続されているので、放電用ダイオードＤ２と放電抵抗Ｒ２の直列回路には、平滑コンデンサＣ１の充電電圧Ｖｃ１と電解コンデンサＣ２の充電電圧Ｖｃ２の差電圧が印加される。上述のように、初期状態ではＶｃ１＞Ｖｃ２であるので、ダイオードＤ２は逆阻止状態となっている。

インバータ回路４は、例えばフルブリッジ回路（いわゆるＨ型ブリッジ回路）を構成する４個のスイッチング素子よりなり、図示しない制御回路により対角方向の２個のスイッチング素子を交互にオンさせることで、入力直流電圧の極性を交互に反転させて、矩形波（例えば数１００Ｈｚ程度の低周波）の交流電圧として出力する。

放電灯Ｌａは高輝度放電灯（ＨＩＤランプ）であり、始動前は高インピーダンス状態であるが、イグナイタ５により絶縁破壊された後は、短絡に近い低インピーダンス状態となる。イグナイタ５は始動時に放電灯Ｌａの電極間を絶縁破壊するための高圧パルスを発生させる。

従来例（図２１）では、放電灯の点灯始動前の無負荷時において、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２の平滑コンデンサＣａ１と始動補助回路３のコンデンサＣａ２には同等の電圧が充電されるため、放電灯が点灯始動してコンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１が低下し始めると、ほぼ同じタイミングで電流Ｉｃａ１、Ｉｃａ２が流れ始める（図２２参照）。

一方、本実施形態では、図１の構成とすることで、放電灯の点灯前の無負荷時に、トランスＴの出力側巻線（の一部）→電解コンデンサＣ２→充電抵抗Ｒ１→ダイオードＤ１の経路で電解コンデンサＣ２が充電され、充電電圧はＶｃ１＞Ｖｃ２となる。したがって、放電灯が絶縁破壊（点灯始動）して平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１が低下し始めると、図２に示すように、まずはコンデンサＣ１の電荷が先に放電され、放電灯に電流Ｉｃ１を供給する。続いてＶｃ１＜Ｖｃ２となった時点（期間Ｔ３が経過した時点）でダイオードＤ２が導通してコンデンサＣ２の電荷が放電され、コンデンサＣ２→放電灯→ダイオードＤ２→放電抵抗Ｒ２の経路で放電灯に電流Ｉｃ２を供給する。

その結果、電流Ｉｃ１のピークと電流Ｉｃ２のピークが時間的にずれるため、Ｉｏｕｔ（Ｉｃ１とＩｃ２の合計）のピークが低減されると共に、放電灯が最も立ち消えし易い期間Ｔ２に電流Ｉｃ２はピークとなる。

本実施形態の構成とすることで、従来例に比較して以下のメリットがある。
１）期間Ｔ２において、放電灯が立ち消えしない程度の電流Ｉｏｕｔを確保しつつ、期間Ｔ１の電流Ｉｏｕｔのピークが低減されるため、周辺部品のストレスが低減し、更には放電灯の寿命低下を防止することが可能である。

２）従来例では、電流Ｉｏｕｔ１のピーク値低減と期間Ｔａ２の電流確保を両立しなければならないため、充放電回路の定数設定の際に制約が多い。一方、本実施形態の場合、電流Ｉｏｕｔのピークはそれほど考慮の必要が無く、主に期間Ｔ２の電流確保のみを考慮すればよいので、定数設定の自由度が高い。

実施形態１でも、放電抵抗Ｒ２が小さい場合、従来例の電流Ｉｃａ２と同様の軌跡を描くが、実施形態１では放電抵抗Ｒ２の値を大きく設定し、図２に示す電流Ｉｃ２のように、放電灯が立ち消えしない程度の電流までピーク値を抑制可能である。その結果、電流Ｉｃ２が流れる期間が長くなり、期間Ｔ２以降の放電灯の立ち消えも防止することが可能となる。

３）放電抵抗Ｒ２の値を大きくしつつ、電流Ｉｏｕｔのピーク値が低減可能なため、抵抗Ｒ２のストレスが大幅に低減され、部品の小型化や部品点数の削減が可能となる。

４）コンデンサＣ２への充電電圧が低く、コンデンサＣ２の部品定格電圧が下げられるため、部品の小型化が可能となる。その結果、電解コンデンサの漏れ電流値も低減可能である。

なお、本実施形態（以降も全て）では始動補助回路３の充放電時の時定数を調整する素子として、抵抗を採用した例を示しているが、インピーダンス成分を有する電子部品（例えばインダクタなど）であれば、採用可能である。また、言うまでもないが、充放電時の時定数を所望の値に設定できるのであれは、上記インピーダンス成分を有する電子部品の数や種類、接続方式に制約は無い。

また、本実施形態ではコンデンサＣ２に電解コンデンサを採用した例を挙げたが、全ての実施形態を含め、コンデンサの種類に制約は無く、本発明はコンデンサの種類に関係なく実施可能である。

（実施形態２）
図３は本発明の実施形態２の回路図である。本実施形態は実施形態１の始動補助回路３の充電抵抗Ｒ１と放電抵抗Ｒ２を共通にして、充放電抵抗Ｒ３としたものである。

従来例では、放電抵抗Ｒａ２の値は、電流Ｉｏｕｔ１のピーク値抑制、期間Ｔａ２における電流確保の考慮が必要な上に、抵抗Ｒａ１とＲａ２を共通にすると、無負荷時におけるコンデンサＣａ２への充電速度も考慮しなければならないため、定数の設定が難しい。また、従来例で説明したように、放電抵抗Ｒａ２は十分低い値とする必要があり、印加されるストレスが大きい状態で、充電時にも電流が流れると、抵抗に印加されるストレスは更に増大するため、共通化すると部品の大型化や部品点数の増加を招く。

本発明では、実施形態１で述べたように、放電抵抗のストレスを低減可能であるため、充放電抵抗を共通化しても部品のストレスは過大とならないため、実施形態２の構成とすることで部品点数の削減が可能となる。

また、実施形態１では、始動補助回路３の充電回路の一端（接続点α）をトランスＴの出力側巻線の途中に接続したが、本実施形態に示すように、電力変換用トランスＴに設けた第３の巻線Ｎ３に接続する形態でも良い。なお、無負荷時の充電電圧がＶｃ１＞Ｖｃ３となるように、第３の巻線Ｎ３の巻数は決定される。

（実施形態３）
図４は本発明の実施形態３の回路図、図５はその動作波形図である。本実施形態では、図４に示すように、始動補助回路３のコンデンサＣ２と並列に、コンデンサＣ３を含む充電部（図４ではコンデンサＣ３、抵抗Ｒ４の直列回路）を接続した例である。

実施形態１及び２においては、放電灯が最も立ち消えしやすい期間（Ｔ２）の電流確保を最優先に始動補助回路３の放電抵抗値を決定するため、Ｔ２以外の期間については始動補助電流が流れないか、もしくは、ごく僅かとなる場合がある。期間Ｔ２に限らず、放電灯への供給電流は所定値以上確保しないと立ち消えが発生する。ここで言う所定値とは、ランプの種類、定格電流で変化し、通常、放電灯メーカで規格化され、開示されている。

このように、点灯始動から安定点灯状態に至るまでは不安定で立ち消えしやすい。そこで、コンデンサＣ３、抵抗Ｒ４の直列回路をコンデンサＣ２に並列に接続し、抵抗Ｒ４を十分大きく設定し、図４のＩｃ３に示すように、電流ピーク値を抑えて電流を流す期間を長くすることで上記課題を回避し、より確実に放電灯を安定点灯することが可能となる。

本実施形態では、充電部にコンデンサＣ３と抵抗Ｒ４の直列回路を採用したが、放電時の時定数がコンデンサＣ２と異なればよいので、充電部の構成は、コンデンサＣ２と種類（インピーダンス値）が異なるコンデンサのみで構成しても良い。また、抵抗Ｒ４の代わりにインピーダンス成分を有する電子部品であれば採用可能である。そのほか、コンデンサＣ２にインピーダンス成分を有する電子部品を直列接続してもよい。

なお、実施形態１で述ベたように、コンデンサＣ２と同じく、コンデンサＣ３もコンデンサの種類に制約は無い。

（実施形態４）
図６は本発明の実施形態４の回路図、図７はその動作波形図である。本実施形態では、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ１、Ｒ２、ダイオードＤ１、Ｄ２で構成される始動補助回路３ａ（実施形態１に同じ）に加え、コンデンサＣ４、抵抗Ｒ５、Ｒ６、ダイオードＤ３、Ｄ４で構成される始動補助回路３ｂを追加したものである。また、各始動補助回路３ａ，３ｂの充電経路の一端は、トランスＴの出力側巻線の巻線途中で、かつ互いに異なる電位点（接続点αと接続点β）にそれぞれ接続される。

上述の実施形態３において、放電灯への供給電流は安定点灯状態に至るまでは、放電灯電流を所定値以上確保する必要があり、始動補助回路による電流供給は期間Ｔ２以外でも必要なことを説明した。また、放電灯の種類や特性、点灯開始時の放電灯温度等によっては、始動補助回路による電流供給が長期間必要な場合もある。

この場合、実施形態１の始動補助回路で実現すると、１回の放電で長期間の電流供給を実現するために大きな電荷を充電する大容量のコンデンサが必要となり、電子部品のストレス増加や部品の大型化、コストアップを招く。また、電流Ｉｃ１の変動や放電灯の特性の影響で、始動補助電流が必要な期間と必要でない期間が交互に複数回発生する場合や、始動補助電流が必要な期間が不連続的に発生する場合などは、始動補助電流が必要ない期間でも放電灯に始動補助電流を供給することになり、不要なストレスを与えることとなる。

そこで、図６に示すように、各始動補助回路３ａ，３ｂの充電経路の一端が接続されるトランスＴの巻線上の接続点α、βの電位が異なることにより、無負荷時にコンデンサＣ２、Ｃ４に充電される電圧が異なるように構成する。つまり、実施形態４の構成とすることで、電流Ｉｃ２と電流Ｉｃ４を供給するタイミングを時間的にずらすことが可能となり、必要なタイミングで必要な電流分のみを順次に放電灯に供給できるため、上記課題を回避し、放電灯をより安定に点灯させることが可能となる。

また、各始動補助回路３ａ，３ｂは長期間電流を供給する必要が無いため、部品の電力容量が小さくなる結果、小型電子部品での実現による点灯装置の低背化が可能となる。例えばコンデンサＣ２及びＣ４として小型チップ部品が採用可能となる。

なお、実施形態４では始動補助回路が２回路の場合を例示したが、時定数の異なる始動補助回路の数を増やせば、不要な電流値を更に低減可能となる。また、放電用ダイオードＤ２、Ｄ４も兼用化する手法を用いてもよい。

（実施形態４’）
特に図示はしないが、実施形態４において、各始動補助回路３ａ，３ｂの充電経路の一端が接続されるトランスＴの巻線上の接続点α、βを共通としてもよい。この構成では、実施形態４に比べ、トランスＴの巻線構造の簡素化による小型化、低コスト化が可能となると共に、充電用ダイオードＤ１，Ｄ３の兼用化も可能となる。

また、実施形態３に比べ放電時の時定数に関係なく、始動補助回路３ａ，３ｂのコンデンサＣ２，Ｃ４毎に充電時定数を設定できるため、急速な充電によるコンデンサＣ２，Ｃ４の寿命低下等を確実に防止することが可能である。

さらに、始動補助回路の数が３回路以上あるような場合、各始動補助回路で選択したコンデンサの特性に応じて、充電経路の一端を接続する点を共通にする始動補助回路と、互いに異なる電位とする始動補助回路を分けて設計することで、より信頼性の高い始動補助回路とすることが可能である。

（実施形態５）
図８は本発明の実施形態５の回路図である。本実施形態はオートトランス型のＤＣ／ＤＣコンバータ回路２に本発明を適用した例である。始動補助回路３の充電経路の一端（接続点α）をオートトランスＴの出力側巻線の途中に接続している。

コンデンサＣ２の充電経路について説明すると、スイッチング素子Ｓがオフされたときに、昇圧チョッパと同じ原理により、トランスＴに逆起電力が発生し、入力コンデンサＣ→トランスＴ→ダイオードＤ１→抵抗Ｒ１→コンデンサＣ２の経路で充電電流が流れる。コンデンサＣ２に充電される電圧は、ダイオードＤを介してコンデンサＣ１に充電される電圧よりも低い電圧となる。なぜなら、ダイオードＤを介する充電経路の方がトランスＴの昇圧比が高いからである。コンデンサＣ２の放電経路については、コンデンサＣ１の電圧がコンデンサＣ２の電圧と同程度まで低下したときに、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ２を介して放電電流が流れることになる。

このように、本発明はトランスを用いたＤＣ／ＤＣコンバータ回路であれば、回路方式にかかわらず適用可能である。

（実施形態５’）
図９は本発明の実施形態５の一変形例の回路図である。本実施形態は、実施形態１において、始動補助回路３の充電経路の一端（接続点α）を、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路２の電力変換用トランスＴの１次巻線とスイッチング素子Ｓの接続点に接続したものである。

コンデンサＣ２の充電経路について説明すると、スイッチング素子Ｓがオフされたときに、昇圧チョッパと同じ原理により、トランスＴの１次巻線に逆起電力が発生し、入力コンデンサＣ→トランスＴの１次巻線→ダイオードＤ１→抵抗Ｒ１→コンデンサＣ２の経路で充電電流が流れる。コンデンサＣ２に充電される電圧は、ダイオードＤを介してコンデンサＣ１に充電される電圧よりも低い電圧となる。トランスＴは昇圧トランスであり、２次巻線の出力電圧の方が１次巻線の誘起電圧と入力電圧の和よりも高くなっているからである。コンデンサＣ２の放電経路については、コンデンサＣ１の電圧がコンデンサＣ２の電圧と同程度まで低下したときに、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ２を介して放電電流が流れることになる。

図９の構成とすることで、実施形態１と同様の効果を得ることが可能である。例えば、放電灯の電圧が低く、トランスＴの１次巻線と２次巻線の巻数比が小さい場合、スイッチング素子Ｓのターンオフ時に発生するサージ電圧分を考慮すると、接続点αに発生する電圧によってコンデンサＣ２に電荷を充電し、始動補助電流の供給が可能となる。また、回路定数の選定によっては、サージ電圧低減によりスイッチング素子Ｓを低耐圧化することが可能である。すなわち、始動補助回路３のコンデンサＣ２をスナバコンデンサとして兼用できる。

（実施形態６）
図１０、図１１は本発明の実施形態６に用いるトランスの構成を示す。本実施形態は、実施形態１〜５の電力変換用トランスＴを、シート型トランスとしたものである。シート型トランスは、板状の絶縁層７上に導体パターン（巻線部Ｉ、II、III 、IV）を巻回して形成される。本実施形態では、４層の絶縁層７を積層した後、フェライトコアのような磁性体６を装着している。一般的に多層配線板は、両面配線板の両面にプリプレグを介して銅箔を積層して構成されるが、ここでは、各層の巻線パターンや接続関係を見やすくするために、図１１に示すように、各巻線部Ｉ、II、III 、IVをシート上に形成した状態で図示している。

本実施形態では、１次巻線Ｎ１が１層あたり１ターン（巻線部Ｉ、III ）のシート基板を２層直列接続して合計２ターン、２次巻線Ｎ２が１層あたり３ターン（巻線部II、IV）のシート基板を２層直列接続して合計６ターンで構成されるトランスを示す。トランスＴの端子部ａ〜ｆ及び接続点αは、図１１の破線で示す箇所でスルーホール接続されている。

１次側回路と２次側回路を磁気結合するための磁性体６は、Ｙ−Ｙ’線についての断面形状（端子ピンと平行な断面）が略Ｅ字状であり、上下両面からＥ字型コアを突き合わせることにより、全体として日字型の磁気回路を構成している。各絶縁層７の巻線部の中心部には、磁性体６の中足を嵌装するための穴８が開口形成されている。

従来の樹脂製のボビンにリッツ線等の銅線を巻回して磁性体に組み付けるタイプのトランスに、本発明を適用する場合は、これまでの実施形態で示した接続点α（始動補助回路の充電経路の一端）や接続点βを接続するための端子が必要であり、巻線を巻回する途中で端子に絡げる必要があるため、トランスの構造が複雑になり、部品の大型化やコストアップ等が懸念される。

これに対して、実施形態６に示すように、シート型トランスを採用すれば、図１１に示すように、接続点αの場所に応じて導体パターンを引き出すだけで本発明が容易に実現可能となり、小型化や低コスト化が実現可能となる。

なお、少なくとも接続点α、βを接続する巻線がシート型コイルであれば、本発明は容易に実現可能である。各層の巻数、積層数などは図示された実施形態に限定されるものではない。

（実施形態７）
図１２、図１３に本発明の実施形態７の構成を示す。本実施形態は、実施形態４で示したような始動補助回路が複数ある場合のシート型トランスの構成例を示す。この場合も実施形態６と同様に、接続点αや接続点βが増加した場合には、ボビンにリッツ線等の銅線を巻回して磁性体に組み付けるタイプのトランスでは構造が複離になりすぎて実現自体が難しくなることが考えられるが、シート型トランスを採用すれば、図１３に示すように、接続点の数に応じて導体パターンの引き出し数を増やせば実現可能であるため、実施形態６と同様に小型化や低コスト化が実現可能となる。

また、実施形態７では、巻線部Ｎ２の方が巻線部Ｎ１よりも巻数が多く、巻線間電圧が高い。従って、巻線部Ｎ２を表層に形成すると、組み付ける磁性体６との絶縁距離やトランスを実装する周辺部品との絶縁距離を大きくとる必要があり、トランス及び点灯装置の大型化やトランスの漏れインダクタンスの増加による損失の増加を招く。そこで、実施形態７では、高圧側の巻線部II、IVを内層に積層し、これらの高圧側の巻線部II、IVの周囲をプリプレグ材で密封することで上記課題を解決し、絶縁性能を改善できる。

（実施形態８）
図１４、図１５に本発明の実施形態８の構成を示す。本実施形態では、接続点αとなる巻線部がシート基板上に設けられた層間接続用端子ｅにより層間が接続される２層以上のシート基板を積層することで形成される場合に、その層間接続用端子ｅを接続点αとするものである。なお、図１５では、第４層のシート基板（巻線部III を有する絶縁層）の裏面側に層間接続用端子ｅをトランスＴの端子ピンに接続するための配線パターン（太い破線で示す）を設けている。

２層以上のシート基板を接続する際、層間接続用端子は必ず必要であり（特殊な治具等を使えば別の方法もあるがコスト増加等の課題がある）、接続点αを層間接続用端子ｅと兼用することで実施形態６や７のように、接続点αと他の電子部品を接続するための端子部を新たに設ける必要が無くなるため、部品の小型化が可能となる。

なお、図１４では層間接続用端子ｅが巻線部Ｎ２の中点となる場合を例示しているが、シート基板毎に巻数を（２ターンと４ターンのように）変化させれば、所望の電位点を層間接続用端子（接続点α）とすることは容易に実現可能である。

（実施形態９）
図１６、図１７に本発明の実施形態９の構成を示す。本実施形態では、接続点αを引き出すための専用のシート基板と接続点α引き出し用の層間接続用端子９を設置したものである。上述の実施形態８において、シート基板のサイズ、巻線電流値またはターン数の制約等により、層間接続用端子ｅに接続点αを設置できない場合がある。また、上述の実施形態７において、巻線部の最も外側であれば、図１３に示す接続点αやβのように配線を引き出せるが、巻線部の内側であると、配線を引き出せない。そこで、実施形態９の構成とすることで、１層あたりの巻数が複数あるシート基板上の巻線部の任意の点に接続点αを接続することが可能となる。

（実施形態１０）
図１８に本発明の実施形態１０の構成を示す。本実施形態は、実施形態６〜９に示すシート型トランスＴのシート基板と、その他の電子部品を搭載する配線板とで同じ絶縁層７を兼用化したものである。トランスＴはフェアライトコア等の磁性体を基板に組み付けるだけで実現可能である。これにより、接続端子が不要になる、トランス専用のシート基板が不要になる等により、実施形態６〜９に比べて低コスト化が可能となる。

また、トランスの高圧側巻線部を内層に積層し、高圧側巻線部に接続される電子部品の近傍まで内層で配線を形成することで、絶縁距離の確保が不要となり、点灯装置の小型化が可能である。

（実施形態１１）
図１９に本発明の放電灯点灯装置を使用した灯具の概略構成図を示す。灯具本体２０の前面は透光性のカバー２１で覆われている。Ｌａは高輝度放電灯（ＨＩＤランプ）、２２は反射板や前面レンズを備える投光用の光学系、２３は配光制御装置である。図示しないモータにより、光学系２２の光軸を配光制御装置２３に対して左右に回動させる構造を備えていても良い。１０は点灯装置であり、実施形態１〜１０のいずれかの点灯装置を内蔵している。１１はバッテリＥの負極に接続されるグランド配線、１２は点灯スイッチＳＷを介してバッテリＥの正極に接続される電源配線、１３は出力配線、１４はランプソケットである。イグナイタ５はランプソケット１４に内蔵しても良い。

（実施形態１２）
図２０に実施形態１２として図１１の灯具を前照灯に使用した車両を示す。前照灯点灯装置１０ａ，１０ｂとして、実施形態１〜１０の構成を備えており、前照灯２０ａ，２０ｂとして実施形態１１の構成を備えている。Ｌｏｗビームスイッチ電源Ｅ１は、上述の点灯スイッチＳＷと直流電源Ｅの直列回路に相当する。また、ＩＧＮ電源Ｅ２はエンジンのイグニッションに連動する電源である。

上述の各実施形態で述べたように、充放電の時定数調整用のチップ抵抗は、通常、温度上昇（一般的には７０℃以上）による電力軽減が必要なため、本発明の採用により電力ストレス軽減が可能となり、より高温度域での使用が可能となる。また、電解コンデンサは高温での漏れ電流が増加するが、本発明の採用により抑制が可能となる。

本発明を採用することで、始動補助電流のピーク値低減と供給タイミングの最適化によって、電力容量低減による部品の小型化が可能となる。また、シート型トランスは低背化が期待できるが、導体パターンによる巻線は表皮効果の影響が小さく、高周波（１００〜５００ｋＨｚ程度）で駆動すれば小型化が実現しやすい。従って、本発明は、高温度領域（例えば周囲温度８０〜１２０℃）での動作保証や点灯装置の小型化の要求が強い車両用点灯装置への採用が効果的である。

Ｅ 直流電源
２ ＤＣ／ＤＣコンバータ回路
Ｌａ 放電灯
Ｃ２ コンデンサ
Ｒ１ 充電抵抗
Ｒ２ 放電抵抗
Ｔ トランス
α 接続点

Claims (10)

1. 電源に接続され、トランスを介して放電灯に必要な電力に変換する電力変換部と、
   放電灯の始動時に、インピーダンスを介して放電灯へ電力を供給するコンデンサを少なくとも備える放電灯点灯装置であって、
   前記コンデンサを充電する経路の一端が前記トランスの巻線上の前記電力変換部の出力端とは異なる電位点に接続され、
   前記コンデンサは、放電時の時定数が互いに異なる複数のコンデンサを含むことを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 前記コンデンサを充電する経路の一端が前記トランスを構成する巻線のうち、前記電力変換部の出力端に電力を供給する巻線上に接続されることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
3. 前記複数のコンデンサを充電する経路の一端が、互いに異なる電位点に接続されることを特徴とする請求項１または２記載の放電灯点灯装置。
4. 前記複数のコンデンサを充電する経路の一端のうち、少なくとも同じ電位点に接続されるものを有することを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。
5. 前記トランスの少なくとも前記コンデンサを充電する経路の一端が接続される巻線部は、板状の絶縁層上に導体パターンを巻回して形成されるシート型コイルであることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
6. 前記シート型コイルは、絶縁層上に設けられる層間接続用端子により接続される少なくとも２層以上の絶縁層を積層することで形成され、前記コンデンサを充電する経路の一端は、前記層間接続用端子に接続されることを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
7. 前記コンデンサを充電する経路の一端が、内層に積層される絶縁層上に接続されることを特徴とする請求項５または６記載の放電灯点灯装置。
8. 前記シート型コイルを形成する絶縁層と、他の電子部品を搭載する配線板を兼用したことを特徴とする請求項５〜７のいずれかに記載の放電灯点灯装置。
9. 請求項１〜８のいずれかに記載の放電灯点灯装置を有する車両用灯具。
10. 請求項９記載の車両用灯具を有する車両。

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