JP5422917B2 - 充電制御用半導体集積回路および充電装置 - Google Patents

Description

本発明は、充電制御用半導体集積回路および二次電池の充電装置に関し、特に逆流防止機能を備えた充電制御用ＩＣ（半導体集積回路）およびその入力電圧を生成するＡＣ−ＤＣコンバータを備えた充電装置に利用して有効な技術に関する。

二次電池の充電装置には、ＡＣアダプタなどからの直流電圧が入力される入力端子と二次電池が接続される出力端子との間に設けられたＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ；以下ＭＯＳトランジスタと称する）からなる電流制御用のトランジスタにより充電電流を制御する充電制御回路を搭載したＩＣが使用されている。

このような充電制御用ＩＣにおいては、充電中に入力電圧（ＩＣの内部回路の電源電圧とされる）が下がることがあるが、入力電圧が充電電圧よりも低下すると充電制御用ＭＯＳトランジスタをオフしたとしても、ドレインとバックゲート（基板もしくはウェル領域）との間に存在する寄生ダイオードを通して入力端子側へ逆方向電流（逆流）が流れるおそれがある。

従来、逆流防止するための技術としては、入力端子と出力端子との間に電流制御用ＭＯＳトランジスタと直列をなすように逆流防止用のダイオードを設けたり、逆流防止用のトランジスタと逆流検出回路を設けて逆流を防止したりする技術がある。しかしながら、これらの技術にあっては、逆流防止用の素子が電流制御用ＭＯＳトランジスタと直列に設けられるため、これらの素子における損失が大きいという欠点がある。

そこで、図６に示すように、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１のソース・ドレインと基体（バックゲート）との間に、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を設けるとともに、入力電圧と出力電圧を比較するコンパレータＣＭＰを設けて、出力電圧が入力電圧よりも高くなった場合に、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１をオフするとともに、ＳＷ１，ＳＷ２を切替え制御してＱ１のバックゲートに高い方の電圧を印加することで、Ｑ１の寄生ダイオードを通して入力端子側へ逆方向電流が流れるのを防止するようにした逆流防止技術がある。

なお、電流制御用ＭＯＳトランジスタのバックゲートに印加する電圧を切り替えることで逆流を防止するようにした発明としては、例えば特許文献１や特許文献２に開示されているものがある。
特開２００４−２１３６９７号公報 特開２００４−２８０７０４号公報

図６に示すようなバックゲート電圧を切り替える逆流防止技術にあっては、製造プロセスでコンパレータＣＭＰに自然発生的に生じる入力オフセットによって次のような問題が発生する。先ず、入力オフセットＶｏｆがマイナス側に生じた場合には、図７（Ａ）に示すように、出力電圧ＶＢＡＴが入力電圧ＶＤＤよりも入力オフセットＶｏｆ分だけ低い電位（ＶＤＤ−Ｖｏｆ）より高くなった時点で電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１がオフされるため、二次電池がフル充電状態になる前に充電が停止されてしまうおそれがある。

一方、入力オフセットＶｏｆがプラス側に生じた場合には、図７（Ｂ）に示すように、入力電圧ＶＤＤが出力電圧ＶＢＡＴよりも入力オフセットＶｏｆ分だけ低い電位（ＶＢＡＴ−Ｖｏｆ）より低くならないと電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１がオフされない。そのため、例えば充電中にＡＣアダプタが外れてしまったようなときに、オン状態のＱ１を通して出力側の電圧が入力側に伝わり、入力側の電位が出力側の電位を下回らなくなって、コンパレータの出力が反転しないつまりＱ１がオフしなくなる。

そして、充電制御用ＩＣ内の回路が入力電圧ＶＤＤにより動作するように構成されている場合、ＶＤＤがＶＢＡＴとともに低下し、上記オン状態のＱ１を通して二次電池側からＩＣの内部回路に電流が供給され続けて電池が放電してしまうおそれがある。

この発明は上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、電流制御用ＭＯＳトランジスタのバックゲート電圧を切り替えて逆流を防止するようにした充電制御用ＩＣにおいて、コンパレータに製造プロセスで入力オフセットが生じた場合においても、フル充電状態になる前に充電が停止されたり、入力電圧が下がった際に二次電池側からＩＣの内部回路に電流が供給され続けて電池が放電してしまうのを防止できるようにすることにある。

本発明の他の目的は、複数の制御モードを備えた充電制御用ＩＣにおいて、いずれの制御モードにおいても電流制御用ＭＯＳトランジスタのバックゲートを好ましい電圧に設定して逆流を防止することができるようにすることにある。

上記目的を達成するため、この発明は、電圧入力端子と出力端子との間に接続され前記電圧入力端子から出力端子へ流す電流を制御する電流制御用ＭＯＳトランジスタと、前記電圧入力端子および前記出力端子と前記電流制御用ＭＯＳトランジスタの基体との間に接続され入力電圧または出力電圧を前記基体に印加する基体電圧切替え回路と、前記入力電圧と前記出力電圧とを比較するための電圧比較回路と、を備え、前記電圧比較回路の出力に基いて前記基体電圧切替え回路を制御するように構成された充電制御用半導体集積回路において、前記電圧比較回路は第１の電位方向に意図的なオフセットを有するように構成するとともに、前記電圧比較回路の第１の入力端子の前段には前記出力電圧を前記第１の電位方向とは逆の電位方向へシフトするレベルシフト回路を設け、前記電圧比較回路の第２の入力端子に前記入力電圧が入力されるように構成したものである。

上記した手段によれば、入力電圧と出力電圧とを比較するための電圧比較回路がプロセスによって生じる自然発生的なオフセットを有していたとしても、そのオフセットが設計により付与される前記意図的なオフセットにより見えなくすることができ、それによって電流制御用ＭＯＳトランジスタのバックゲートを好ましい電圧に設定して寄生ダイオードを通して逆流が流れないようにしたり、フル充電状態になる前に電流制御用ＭＯＳトランジスタがオフにならないようにするとともに、電流制御用ＭＯＳトランジスタをオフさせるべき際に確実にオフさせることができるようになる。

ここで、前記意図的なオフセットは、前記電圧比較回路が有する自然発生的なオフセットよりも大きな値に設定する。意図的なオフセットの値が小さくとも多少は所望の効果が得られるが、大きな値に設定することでより有効な効果が得られる。また、前記レベルシフト回路によるレベルシフト量は、前記意図的なオフセットのおよそ２倍の大きさに設定する。これにより、電圧比較回路に、マイナス方向とプラス方向にそれぞれ見かけ上ほぼ同一の意図的なオフセットを持たせることができる。

さらに、望ましくは、前記電流制御用ＭＯＳトランジスタに流れる充電電流の大きさを検出する電流検出回路と、前記電流検出回路の検出信号に基づいて前記充電電流が第１の電流値となるように制御するための信号を生成する第１の充電電流制御回路と、前記電流検出回路の検出信号に基づいて前記充電電流が前記第１の電流値よりも小さな第２の電流値となるように制御するための信号を生成する第２の充電電流制御回路と、前記出力電圧に基づいて該出力電圧が所定の電圧になるように制御するための信号を生成する充電電圧制御回路と、前記第２の充電電流制御回路の出力に基づいて前記電流制御用ＭＯＳトランジスタのゲート制御電圧を生成するゲート電圧制御回路と、前記各制御回路の動作を制御するモード制御回路とを備え、前記レベルシフト回路は前記モード制御回路によってオン状態またはオフ状態に制御されるように構成する。これにより、充電制御用半導体集積回路に入力される入力電圧を制御して充電効率を向上させることができるとともに、充電段階に応じて適切なモードで充電を実行することができる。

また、望ましくは、前記モード制御回路は、前記入力電圧と前記出力電圧と前記電流検出回路の検出信号に応じて、前記各制御回路の動作を制御する信号を生成するように構成する。これにより、モード制御回路は、比較的少ない入力で各制御回路の動作を適切に制御する信号を生成することができる。

さらに、望ましくは、前記第１の充電電流制御回路の出力および前記充電電圧制御回路の出力に応じて、前記入力電圧を生成するコンバータへ供給されるフィードバック信号を生成するための電圧を外部へ出力する入力電圧制御回路をさらに備え、前記レベルシフト回路は、前記入力電圧制御回路が前記電圧を出力するモードにおいてオン状態にされ、それ以外のモードにおいてオフ状態に制御されるように構成する。これにより、モード制御回路の出力によってレベルシフト回路を有効に機能させ、基体電圧切替え回路の制御および電流制御用ＭＯＳトランジスタのオン・オフ制御を適切に行なわせることができる。つまり、レベルシフト回路を制御するためにモード制御回路以外の専用の制御回路を設ける必要がない。

本発明によると、電流制御用ＭＯＳトランジスタのバックゲート電圧を切り替えて逆流を防止するようにした充電制御用ＩＣにおいて、コンパレータに製造プロセスで入力オフセットが生じた場合においても、フル充電状態になる前に充電が停止されたり、入力電圧が下がった際に二次電池側からＩＣの内部回路に電流が供給され続けて電池が放電してしまうのを防止できる。また、複数の制御モードを備えた充電制御用ＩＣにおいて、いずれの制御モードにおいても電流制御用ＭＯＳトランジスタのバックゲートを好ましい電圧に設定して逆流を防止することができるという効果がある。

以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。

図１は、本発明を適用した二次電池の充電制御用ＩＣの一実施形態およびそれを用いた充電装置の概略構成を示す。

図１に示されているように、この実施形態の充電装置は、交流電圧ＡＣを例えば５Ｖのような直流電圧に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ２０と、該ＡＣ−ＤＣコンバータ２０により変換された直流電圧ＶＤＤによってリチウムイオン電池のような二次電池３０を充電する充電制御用ＩＣ１０とを備えている。ＡＣ−ＤＣコンバータ２０は、整流用のダイオードブリッジ回路と、トランスを有し該トランスの一次側コイルに接続されたスイッチング素子をＰＷＭもしくはＰＦＭ方式でスイッチング駆動することにより所望の直流電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータなどから構成されている。

充電制御用ＩＣ１０には、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０からの直流電圧ＶＤＤが入力される電圧入力端子ＶＩＮと、充電対象の二次電池３０が接続される出力端子としてのバッテリ端子ＢＡＴと、前記電圧入力端子ＶＩＮとバッテリ端子ＢＡＴとの間に設けられたＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１と、Ｑ１のゲート制御電圧を生成するゲート電圧制御回路１１とを備えている。

また、充電制御用ＩＣ１０は、入力電圧ＶＤＤとバッテリ端子ＢＡＴの電圧ＶＢＡＴとを比較していずれの電圧が高いか検出する電圧比較回路１２と、前記電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１の１／Ｎの大きさを有しソース端子が前記電圧入力端子ＶＩＮに接続されＱ１と同一の電圧が制御端子（ゲート端子）に印加されたモニタ用ＭＯＳトランジスタＱ２およびＱ２のドレイン端子と接地点との間に接続され抵抗Ｒｐからなる電流検出回路１３とを備えている。

さらに、充電制御用ＩＣ１０は、前記電流検出回路１３の検出信号に基づいて急速充電のための電流制御を行う第１の電流制御回路１４および予備充電のための電流制御を行う第２の電流制御回路１５と、バッテリ電圧ＶＢＡＴに基づいて電圧制御を行う充電電圧制御回路１６と、前記電流制御回路１４と充電電圧制御回路１６の出力に基づいて入力電圧ＶＤＤの制御のために前記ＡＣ−ＤＣコンバータ２０内のスイッチング制御回路に供給するフィードバック信号のための電圧を生成し外部端子ＣＮＴより出力する入力電圧制御回路１７と、充電状態に応じてチップ内部の制御モードを決定し前記各制御回路１１，１４〜１７の動作を制御するモード制御回路１８とを備えている。

なお、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０内のスイッチング制御回路に供給されるフィードバック信号は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０内のＤＣ−ＤＣコンバータが絶縁型コンバータであるため、フォトカプラを介してフィードバックする必要がある。そこで、この実施形態では、入力電圧ＶＤＤと接地点との間にフォトダイオードＤｐを設け、該フォトダイオードＤｐのカソード端子に前記入力電圧制御回路１７から外部端子ＣＮＴへ出力される電圧を印加して発光させるように構成されている。

ＡＣ−ＤＣコンバータ２０内には、該フォトダイオードＤｐの発光を受信して光電変換する受光用ダイオードと、該受光用ダイオードの電流で充電されて受光時間（パルス幅）に応じた電圧を生成するコンデンサが設けられ、このコンデンサの電圧がフィードバック信号とされる。かかる構成の受光回路を備え、二次側コイル側からのフィードバック信号（電圧）に応じて一次側コイルに流す電流を制御するスイッチングレギュレータは公知である。ＡＣ−ＤＣコンバータ２０内のＤＣ−ＤＣコンバータは上記のような一般的なスイッチングレギュレータを使用することができるので、図示を省略する。

さらに、この実施形態の充電制御用ＩＣ１０には、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１のソースまたはドレインと基体（バックゲート）との間に接続されて、Ｑ１の基体に入力電圧ＶＤＤまたは出力電圧ＶＢＡＴを選択的に印加するためのスイッチＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２と、バッテリ電圧ＶＢＡＴをレベルシフトして前記電圧比較回路１２に供給するレベルシフト回路１９とが設けられており、Ｍ１，Ｍ２は電圧比較回路１２の出力によって相補的にオンまたはオフ状態に制御されるように構成されている。

レベルシフト回路１９は、モード制御回路１８からの制御信号によってレベルシフトの機能が有効または無効に切替え可能に構成されており、機能が有効にされるとバッテリ電圧ＶＢＡＴをΔＶＢだけ低い方へシフトして前記電圧比較回路１２に供給し、機能が無効にされるとバッテリ電圧ＶＢＡＴをシフトせずにそのまま電圧比較回路１２に供給するように動作する。一方、電圧比較回路１２は、上記レベルシフト回路１９によるバッテリ電圧のシフト方向とは逆向きの意図的なオフセットΔＶ２を有するように構成される。

これにより、レベルシフト回路１９と電圧比較回路１２とをひとつのコンパレータとみなした場合、電圧比較回路１２からは入力電圧ＶＤＤとバッテリ電圧ＶＢＡＴ−ΔＶＢ＋ΔＶ２とを比較した結果（レベルシフト有効時）または入力電圧ＶＤＤとバッテリ電圧ＶＢＡＴ＋ΔＶ２とを比較した結果（レベルシフト無効時）が出力される。

ここでは、ΔＶＢはオフセットΔＶ２よりも大きい値に設定する。これにより、ΔＶＢ＝ΔＶ１＋ΔＶ２とおくと、レベルシフト有効時には電圧比較回路１２からＶＤＤとＶＢＡＴ−ΔＶ１とを比較した結果が出力される。ΔＶ１とΔＶ２は同一でなくてもよいがΔＶ１≒ΔＶ２とし、コンパレータを構成する差動増幅回路の持つオフセット（プロセスによって生じる固有オフセット）Ｖｏｆの最大値よりもΔＶ１，ΔＶ２をそれぞれ大きな値に設定することにより、固有オフセットの影響を受けない電圧比較結果が得られる。本実施形態では、固有オフセットＶｏｆの最大値が３０ｍＶであったので、ΔＶＢ＝１００ｍＶ、ΔＶ２＝５０ｍＶとしている。

なお、特に限定されるものではないが、上記第１の電流制御回路１４、第２の電流制御回路１５および充電電圧制御回路１６は、それぞれの入力電圧と所定の参照電圧との電位差に応じた電圧を生成する誤差アンプなどから構成することができる。

次に、モード制御回路１８によるモード制御について説明する。なお、図４には、各制御モードにおけるＶＤＤと（ＶＢＡＴ−ΔＶ１）または（ＶＢＡＴ＋ΔＶ２）の電位の大小と、電流制御用トランジスタのバックゲート電位およびオン／オフ状態、レベルシフト回路の状態、コンパレータ（レベルシフトおよび電圧比較回路）のしきい値との関係を、図表に整理して示してある。

モード制御回路１８の入力は、入力電圧ＶＤＤと出力電圧ＶＢＡＴと電流検出回路１３の検出信号ＶＤＥＴであり、これらの入力に基づいて制御モードを決定し、決定したモードに応じて上記レベルシフト回路１９のオン／オフやゲート電圧制御回路１１、第１の電流制御回路１４、第２の電流制御回路１５、充電電圧制御回路１６の動作を制御する信号を生成して供給する。

モード制御回路１８による制御モードには少なくとも次の４つが含まれる。第１のモード＃１は、充電開始直後の予備充電を行なうためのもので、電流制御回路１５の出力により電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１を制御するモードである。モード制御回路１８によりこのモードが選択されると、電流制御回路１５とゲート電圧制御回路１１が電流検出回路１３の検出信号に基づいて、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１が例えば７０ｍＡのような比較的小さな充電電流（定電流）を流すようにＱ１のゲート電圧を制御する。

この予備充電は、リチウムイオン電池では、電池電圧を３Ｖ程度に回復させるために行なうもので、充電電流が大きいと電池が劣化しやすくなるため、電流を抑えて充電を行ない電池電圧が３Ｖ程度に回復した時点でこのモードが終了する。例えば、リチウムイオン電池で予備充電時間を２０分以内に制限する為に、タイマを内蔵し、充電時間の制御することも可能である。なお、この電流制御モードでは、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０から例えば５Ｖ（一定）のような比較的高い直流電圧ＶＤＤが入力される。

また、この予備充電モードでは、モード制御回路１８からレベルシフト回路１９に対してオフ（無効）を示す制御信号が供給され、レベルシフト回路１９はバッテリ端子ＢＡＴの電圧ＶＢＡＴをそのまま電圧比較回路１２へ伝達するように動作する。そのため、電圧比較回路１２は入力電圧ＶＤＤとＶＢＡＴ＋ΔＶ２とを比較しており、通常はＶＤＤの方が高いため電圧比較回路１２の出力はハイレベルとなり、バックゲート切替え用スイッチＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２はＭ１がオン、Ｍ２がオフされ、Ｑ１のバックゲートにはＶＤＤが印加される。従って、ＶＤＤがＶＢＡＴよりも０．７Ｖ以上高くても、Ｑ１の寄生ダイオードを通して入力端子ＶＩＮからバッテリ端子ＢＡＴへ向かって電流が流れるのが防止される。

また、仮に何らかの原因で入力電圧ＶＤＤが下がってＶＢＡＴ＋ΔＶ２を下回った場合には、電圧比較回路１２の出力はロウレベルとなり、バックゲート切替え用スイッチＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２はＭ２がオン、Ｍ１がオフされ、Ｑ１のバックゲートにはＶＢＡＴが印加される。そのため、ＶＢＡＴがＶＤＤよりも０．７Ｖ以上高くても、Ｑ１の寄生ダイオードを通してバッテリ端子ＢＡＴから入力端子ＶＩＮへ向かって電流が流れるのが防止される。

さらに、このとき、電圧比較回路１２は入力電圧ＶＤＤとＶＢＡＴ＋ΔＶ２とを比較しているため、電圧比較回路１２内の差動増幅回路にプロセスに起因する固有オフセットがあり、アダプタが外れてＡＣ−ＤＣコンバータ２０が停止してＶＤＤ＝ＶＢＡＴとなったとしても確実にＶＤＤ＜ＶＢＡＴ＋ΔＶ２の状態を検出することができ、それによってＱ１をオフ状態に移行させることで、二次電池からＱ１を通して充電制御用ＩＣ１０内の各回路に電流が流れ続けて電池が放電してしまうのを回避することができる。

第２のモード＃２は、上記予備充電によって二次電池が３Ｖ程度まで回復した後に急速充電を行なうためのもので、電流制御回路１４の出力によりＡＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧すなわち入力電圧ＶＤＤを制御するモードである。モード制御回路１８によりこのモードが選択されると、電流制御回路１４と入力電圧制御回路１７が電流検出回路１３の検出信号に基づいて外部端子ＣＮＴへ出力する電圧（例えばパルス）を制御し、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０が電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１が例えば７００ｍＡのような比較的大きな充電電流（定電流）を流すように入力電圧ＶＤＤを制御する。

従来の一般的な定電流制御による急速充電は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０からの入力電圧ＶＤＤを一定（例えば５Ｖ）にして行なわれており、その場合、入力電圧ＶＤＤとバッテリ電圧ＶＢＡＴは１Ｖ以上の電位差があるため電力効率が良好でなかった。これに対し、本実施形態のように、入力電圧ＶＤＤを制御することでＱ１に流れる充電電流が一定となるように制御する急速充電を実施すると、図５に示す＃２の期間のように、入力電圧ＶＤＤがバッテリ電圧ＶＢＡＴよりも若干高い電位差を保持したまま電池の充電の進行に従って徐々に高くなるようにされるため、電力効率が向上されるようになる。

また、このモードでは、モード制御回路１８からレベルシフト回路１９に対してオン（有効）を示す制御信号が供給され、レベルシフト回路１９はバッテリ端子ＢＡＴの電圧ＶＢＡＴをΔＶＢだけ低い方へシフトして電圧比較回路１２へ供給するように動作する。そのため、電圧比較回路１２は入力電圧ＶＤＤとＶＢＡＴ−ΔＶ１とを比較することとなる。この場合、通常はＶＤＤの方が高いため電圧比較回路１２の出力はハイレベルとなり、バックゲート切替え用スイッチＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２はＭ１がオン、Ｍ２がオフされ、Ｑ１のバックゲートにはＶＤＤが印加される。

従って、ＶＤＤとＶＢＡＴの電位差が０．７Ｖ以上あっても、Ｑ１の寄生ダイオードを通して入力端子ＶＩＮからバッテリ端子ＢＡＴへ向かって電流が流れるのが防止される。また、仮に何らかの原因で入力電圧ＶＤＤが下がってＶＢＡＴ−ΔＶ１を下回った場合には、電圧比較回路１２の出力はロウレベルとなり、バックゲート切替え用スイッチＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２はＭ２がオン、Ｍ１がオフされ、Ｑ１のバックゲートにはＶＢＡＴが印加される。そのため、ＶＤＤとＶＢＡＴの電位差が０．７Ｖ以上あっても、Ｑ１の寄生ダイオードを通してバッテリ端子ＢＡＴから入力端子ＶＩＮへ向かって電流が流れるのが防止される。

なお、このとき、電圧比較回路１２は入力電圧ＶＤＤとＶＢＡＴ−ΔＶ１とを比較しているため、電圧比較回路１２内の差動増幅回路のプロセスに起因する固有オフセットがあったとすると、第１制御モードと異なり一見するとＶＤＤ＜ＶＢＡＴの状態を速やかに検出することができないように見える。しかし、例えばアダプタが外れてＡＣ−ＤＣコンバータ２０が停止してＶＤＤ＝ＶＢＡＴとなったとすると、その場合には電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１に７００ｍＡのような電流は流れず、その状態はセンス用ＭＯＳトランジスタＱ２を有する電流検出回路１３によって検出することができる。

従って、そのような場合には、モード制御回路１８がゲート電圧制御回路１１に制御信号を送ってＱ１をオフ状態に移行させることで、二次電池からＱ１を通して充電制御用ＩＣ１０内の各回路に電流が流れ続けて電池が放電してしまうのを回避することができる。上記検出時には、適切なディレイ時間Tdetを設け、Tdetの間電流が逆流していた場合にＱ１をオフ状態に移行させることも可能である。それにより、ＶＤＤ＜ＶＢＡＴの原因がＡＣ−ＤＣコンバータ２０の停止によるものでなく一時的なものである場合には、Ｑ１をオフさせるまでもなくオン状態の継続させるようにすることができる。

第３のモード＃３は、上記急速充電によって二次電池が４．２Ｖ程度まで達した後に電池がフル充電状態になるまで充電を行なうためのもので、充電電圧制御回路１６の出力によりＡＣ−ＤＣコンバータ２０の出力電圧すなわち入力電圧ＶＤＤを制御するモードである。モード制御回路１８によりこのモードが選択されると、充電電圧制御回路１６と入力電圧制御回路１７がバッテリ電圧ＶＢＡＴに基づいて外部端子ＣＮＴへ出力する電圧を制御し、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０が、バッテリ電圧ＶＢＡＴ一定（例えば４．２Ｖ）でＱ１が電流を流すように入力電圧ＶＤＤを制御する。

従来の一般的な急速充電は、ＡＣ−ＤＣコンバータ２０からの入力電圧ＶＤＤを一定（例えば５Ｖ）にして行なわれており、その場合、入力電圧ＶＤＤとバッテリ電圧ＶＢＡＴは０．８Ｖ以上の電位差があるため電力効率が良好でなかった。これに対し、本実施形態のように、Ｑ１オンのまま入力電圧ＶＤＤを制御することで充電を実施すると、入力電圧ＶＤＤがバッテリ電圧ＶＢＡＴよりも若干高い電位差を保持したまま電池の充電の進行に従って充電電流が徐々に減少して二次電池がフル充電状態に至るので、電力効率が向上されるようになる。この定電圧充電モードは充電電流が例えば７０ｍＡのような電流に下がるまで実行され、その後トランジスタＱ１をオフして充電完了とされる。

また、このモードでも、モード制御回路１８からレベルシフト回路１９に対してオンを示す制御信号が供給され、レベルシフト回路１９はバッテリ端子ＢＡＴの電圧ＶＢＡＴをΔＶＢだけ低い方へシフトして電圧比較回路１２へ供給するように動作する。そのため、電圧比較回路１２は入力電圧ＶＤＤとＶＢＡＴ−ΔＶ１とを比較することとなる。この場合、通常はＶＤＤの方が高いため電圧比較回路１２の出力はハイレベルとなり、バックゲート切替え用スイッチＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２はＭ１がオン、Ｍ２がオフされ、Ｑ１のバックゲートにはＶＤＤが印加される。

従って、ＶＤＤとＶＢＡＴの電位差が０．７Ｖ以上あっても、Ｑ１の寄生ダイオードを通して入力端子ＶＩＮからバッテリ端子ＢＡＴへ向かって電流が流れるのが防止される。また、仮に何らかの原因で入力電圧ＶＤＤが下がってＶＢＡＴ−ΔＶ１を下回った場合には、電圧比較回路１２の出力はロウレベルとなり、バックゲート切替え用スイッチＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２はＭ２がオン、Ｍ１がオフされ、Ｑ１のバックゲートにはＶＢＡＴが印加される。そのため、ＶＤＤとＶＢＡＴの電位差が０．７Ｖ以上あっても、Ｑ１の寄生ダイオードを通してバッテリ端子ＢＡＴから入力端子ＶＩＮへ向かって電流が流れるのが防止される。

なお、急速充電に入るとモード制御回路１８は、電流制御回路１４と充電電圧制御回路１６を並行して動作させることで、前記第２のモードから第３のモードへ自動的に移行するように制御することができる。

第４のモード＃４は、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１をオフ状態として充電制御を停止しているモードである。モード制御回路１８によりこのモードが選択されると、モード制御回路１８からレベルシフト回路１９に対してオフ（無効）を示す制御信号が供給され、レベルシフト回路１９はバッテリ端子ＢＡＴの電圧ＶＢＡＴをそのまま電圧比較回路１２へ伝達するように動作する。

そのため、電圧比較回路１２は入力電圧ＶＤＤとＶＢＡＴ＋ΔＶ２とを比較することになり、ＶＤＤの方が高い場合には電圧比較回路１２の出力はハイレベルとなり、バックゲート切替え用スイッチＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２はＭ１がオン、Ｍ２がオフされ、Ｑ１のバックゲートにはＶＤＤが印加される。従って、ＶＤＤがＶＢＡＴよりも０．７Ｖ以上高くても、Ｑ１の寄生ダイオードを通して入力端子ＶＩＮからバッテリ端子ＢＡＴへ向かって電流が流れるのが防止される。

一方、入力電圧ＶＤＤがＶＢＡＴ＋ΔＶ２よりも低い場合には、電圧比較回路１２の出力はロウレベルとなり、バックゲート切替え用スイッチＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２はＭ２がオン、Ｍ１がオフされ、Ｑ１のバックゲートにはＶＢＡＴが印加される。そのため、ＶＢＡＴがＶＤＤよりも０．７Ｖ以上高くても、Ｑ１の寄生ダイオードを通してバッテリ端子ＢＡＴから入力端子ＶＩＮへ向かって電流が流れるのが防止される。

なお、このモードでは、もともと電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１がオフ状態にされているため、第１のモードのように、途中でアダプタが外れることによって、二次電池からＱ１を通して充電制御用ＩＣ１０内の各回路に電流が流れ続けて電池が放電してしまう現象が生じることもない。

図２には、前記レベルシフト回路１９の具体的な回路構成例が示されている。

この実施例のレベルシフト回路１９は、バッテリ端子ＢＡＴの電圧ＶＢＡＴが入力される入力端子ＩＮと後段のオフセットを有する電圧比較回路１２の反転入力端子との間に直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２と、Ｒ１，Ｒ２の接続ノードと接地点との間に接続された定電流源ＣＳ１とを備え、定電流源ＣＳ１がモード制御回路１８からの制御信号ｏｎ／ｏｆｆによってオン・オフ制御されるように構成されている。定電流源ＣＳ１は、１個のＭＯＳトランジスタまたはバイポーラ・トランジスタあるいはこれらのトランジスタおよびそれと直列に接続された抵抗とにより構成することができる。

後段の電圧比較回路１２は、入力段にソース端子が共通接続された一対の差動トランジスタを備えた差動増幅回路で構成されている。そのため、定電流源ＣＳ１がオフ状態にされるとバッテリ端子ＢＡＴの電圧ＶＢＡＴをレベルシフトせずにそのまま電圧比較回路１２へ伝達する。一方、定電流源ＣＳ１がオン状態にされると抵抗Ｒ１においてその抵抗値ｒ１と定電流源ＣＳ１の電流値Ｉ１とで決まる電圧降下が生じ、ＶＢＡＴよりもΔＶＢ（＝ｒ１・Ｉ１）分だけ低い電圧が電圧比較回路１２へ供給される。この実施例では、ΔＶＢ＝１００ｍＶとなるように、ｒ１とＩ１の値が設定されている。

電圧比較回路１２は、入力段の差動トランジスタ対を例えば３：４のようなサイズ比（反転入力端子側のトランジスタのサイズ大）となるように設計することでマイナス方向に５０ｍＶの入力オフセットが生じるようにされている。また、電圧比較回路１２は、ノイズによって誤動作しないようにヒステリシス特性を有するように構成されている。

なお、入力段の差動トランジスタ対を３：４のようなサイズ比に設計することで入力オフセットが与える代わりに、差動トランジスタ対のサイズは１：１とし、非反転入力端子側に、図３（Ａ）のように抵抗Ｒ３と定電流源ＣＳ２とからなるレベルシフト回路、あるいは図３（Ｂ）のように定電流源の代わりに抵抗Ｒ４とＭＯＳＦＥＴなどのスイッチ素子ＳＷ１とからなるレベルシフト回路を設け、抵抗Ｒ３で例えば５０ｍＶのような電圧降下が生じるようにしてマイナス方向の入力オフセットを与えるように構成しても良い。

以上本発明の一実施形態について述べたが、本発明は上記実施形態に限定されることなく、本発明の技術的思想に基づいて各種の変更が可能である。例えば、図１の実施形態では、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１とカレントミラーを構成する電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２と抵抗Ｒｐを設けて充電電流を検出しているが、ＲｐをＩＣの外付け部品としても良い。また、電流制御用ＭＯＳトランジスタＱ１と直列にセンス抵抗を設けて充電電流を検出するように構成してもよい。

また、図１の実施形態の電流検出回路１３において、電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ２と直列にさらにトランジスタ（仮にＱ３とする）を接続するとともに、Ｑ１とＱ２のドレイン電圧を入力とするオペアンプを設けて該オペアンプによりＱ２と直列の上記トランジスタＱ３を制御するようにして、カレントミラー比を向上させた回路を使用するようにしても良い。

以上の説明では、本発明を二次電池の充電制御用ＩＣに適用した例を説明したが、本発明にそれに限定されるものではなく、シリーズレギュレータのような直流電源回路の電源制御用ＩＣにも利用することができる。

本発明を適用した充電制御用ＩＣおよびそれを用いた充電装置の一例を示す概略構成図である。 本発明におけるレベルシフト回路の実施例を示す回路構成図である。 オフセットを有する電圧比較回路の他の構成例を示す回路構成図である。 実施例の充電制御用ＩＣの各制御モードにおけるＶＤＤと（ＶＢＡＴ−ΔＶ１）または（ＶＢＡＴ＋ΔＶ２）の電位の大小と、電流制御用トランジスタのバックゲート電位およびオン／オフ状態、レベルシフト回路の状態、コンパレータ（レベルシフトおよび電圧比較回路）のしきい値との関係を示す図表である。 実施例の充電制御用ＩＣにおける急速充電の際の入力電圧ＶＤＤと出力バッテリ電圧ＶＢＡＴとの関係を示すタイムチャートである。 従来の充電制御用ＩＣにおける逆流防止回路の例を示す回路構成図である。 （Ａ）は従来の逆流防止回路においてコンパレータにマイナス方向のオフセットが生じた場合の動作を示すタイムチャート、（Ｂ）はコンパレータにプラス方向のオフセットが生じた場合の動作を示すタイムチャートである。

符号の説明

１０ 充電制御用ＩＣ
１１ ゲート電圧制御回路
１２ 電圧比較回路
１３ 電流検出回路
１４ 充電電流制御回路１（急速充電用）
１５ 充電電流制御回路２（予備充電用）
１６ 充電電圧制御回路
１７ 入力電圧制御回路
１８ モード制御回路
１９ レベルシフト回路
２０ 直流電源
３０ 二次電池
Ｑ１ 電流制御用ＭＯＳトランジスタ
Ｑ２ 電流検出用ＭＯＳトランジスタ
Ｍ１，Ｍ２ バックゲート電圧切替え用スイッチＭＯＳトランジスタ

Claims (6)

1. 電圧入力端子と出力端子との間に接続され前記電圧入力端子から出力端子へ流す電流を制御する電流制御用ＭＯＳトランジスタと、
   前記電圧入力端子および前記出力端子と前記電流制御用ＭＯＳトランジスタの基体との間に接続され入力電圧または出力電圧を前記基体に印加する基体電圧切替え回路と、
   前記入力電圧と前記出力電圧とを比較するための電圧比較回路と、
   前記電流制御用ＭＯＳトランジスタに流れる充電電流の大きさを検出する電流検出回路と、
   前記電流検出回路の検出信号に基づいて前記充電電流が第１の電流値となるように制御するための信号を生成する第１の充電電流制御回路と、
   前記電流検出回路の検出信号に基づいて前記充電電流が前記第１の電流値よりも小さな第２の電流値となるように制御するための信号を生成する第２の充電電流制御回路と、
   前記出力電圧に基づいて該出力電圧が所定の電圧になるように制御するための信号を生成する充電電圧制御回路と、
   前記第２の充電電流制御回路の出力に基づいて前記電流制御用ＭＯＳトランジスタのゲート制御電圧を生成するゲート電圧制御回路と、
   前記各制御回路の動作を制御するモード制御回路と、を備え、
   前記電圧比較回路の出力に基いて前記基体電圧切替え回路を制御するように構成された充電制御用半導体集積回路であって、
   前記電圧比較回路は第１の電位方向に意図的なオフセットを有するように構成されるとともに、
   前記電圧比較回路の第１の入力端子の前段には前記出力電圧を前記第１の電位方向とは逆の電位方向へシフトするレベルシフト回路が設けられ、前記電圧比較回路の第２の入力端子に前記入力電圧が入力され、
   前記レベルシフト回路は、前記モード制御回路によってオン状態またはオフ状態に制御されるように構成されていることを特徴とする充電制御用半導体集積回路。
2. 前記意図的なオフセットは、前記電圧比較回路が有する自然発生的なオフセットよりも大きな値に設定されていることを特徴とする請求項１に記載の充電制御用半導体集積回路。
3. 前記レベルシフト回路によるレベルシフト量は、前記意図的なオフセットのおよそ２倍の大きさに設定されていることを特徴とする請求項２に記載の充電制御用半導体集積回路。
4. 前記モード制御回路は、前記入力電圧と前記出力電圧と前記電流検出回路の検出信号に応じて、前記各制御回路の動作を制御する信号を生成するように構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の充電制御用半導体集積回路。
5. 前記第１の充電電流制御回路の出力および前記充電電圧制御回路の出力に応じて、前記入力電圧を生成するコンバータへ供給されるフィードバック信号を生成するための電圧を外部へ出力する入力電圧制御回路をさらに備え、
   前記レベルシフト回路は、前記入力電圧制御回路が前記電圧を出力するモードにおいてオン状態にされ、それ以外のモードにおいてオフ状態に制御されるように構成されていることを特徴とする請求項４に記載の充電制御用半導体集積回路。
6. 請求項５に記載の充電制御用半導体集積回路と、交流電圧を変換して前記入力電圧を生成するコンバータとを備え、前記コンバータは、前記入力電圧制御回路から出力される前記電圧に応じて前記入力電圧を制御するように構成されていることを特徴とする充電装置。

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