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JP5375715B2 - 中性点昇圧方式の直流−三相変換装置 - Google Patents

中性点昇圧方式の直流−三相変換装置 Download PDF

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Description

本発明は、三相モータの中性点に直流電源及びコンデンサが接続される中性点昇圧方式の直流−三相変換装置に関する。
三相モータのインバータ回路は、直流電圧が低くなる場合、直流電圧が低くなる前の出力と同等の出力を得るために大きな出力電流が必要になる。その対策として、電流定格の大きなスイッチング素子や昇圧回路を使用する方法がある。しかし、この方法は、スイッチング素子の体格が大きくなったり、昇圧回路を追加したりする必要があるため、回路全体が大きくなりコストが増すという懸念がある。
そこで、この懸念に対して、三相モータの中性点に接続される直流電源の電圧を昇圧することによりコンデンサを充電するとともに、コンデンサからの直流電力を三相電力に変換して三相モータに供給する中性点昇圧方式の直流−三相変換装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。この中性点昇圧方式の直流−三相変換装置は、インバータ動作のゼロ電圧ベクトル期間を用いて昇圧動作を行うことにより、インバータ動作と昇圧動作の両方が可能となるため、大電流用の体格が大きなスイッチング素子は不要になる。また、昇圧動作時に使用されるリアクトルを三相モータのゼロ相インダクタンスで代用することができるため、インバータ回路の他に昇圧回路を追加する必要がない。
このような中性点昇圧方式の直流−三相変換装置において、スイッチング損失を小さくさせる場合、各相のスイッチング素子のスイッチング周波数を低くすることが考えられる。
特開平１０−３３７０４７号公報
しかしながら、中性点昇圧方式の直流−三相変換装置において、各相のスイッチング素子のスイッチング周波数を低くすると、各相のスイッチングリプルの合成であるゼロ相の電流リプル（三相モータの中性点に流れる電流のリプル）が大きくなってしまい、昇圧動作の制御性が悪化するおそれがある。
そこで、本発明では、スイッチング損失及びゼロ相の電流リプルを共に小さくすることが可能な中性点昇圧方式の直流−三相変換装置を提供することを目的とする。
本発明の中性点昇圧方式の直流−三相変換装置は、三相モータの各相においてそれぞれ上下アームを構成する複数のスイッチング素子を備えるインバータ回路と、前記各上下アームに並列接続されるコンデンサと、前記上アーム又は前記下アームと前記三相モータの中性点との間に設けられる直流電源と、前記各スイッチング素子をオン、オフさせる制御回路とを備え、前記制御回路は、前記三相モータの各相に流れる電流のうち少なくとも最も大きい電流が流れる相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数を、残りの相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数よりも低くする。
このように、少なくとも１相のスイッチング素子のスイッチング周波数を低くしているため、スイッチング損失を低減することができる。また、少なくとも１相のスイッチング素子のスイッチング周波数を低くしているため、３相全てのスイッチング素子のスイッチング周波数を低くする場合に比べて、ゼロ相の電流リプルの増加を抑えることができ、昇圧動作の制御性悪化を低減することができる。また、少なくとも最も大きい電流が流れる相のスイッチング素子のスイッチング周波数を低くしているため、それ以外の電流量の少ない相のスイッチング素子のスイッチング周波数を低くする場合に比べて、スイッチング損失低減の効果を大きくすることができる。
また、前記制御回路は、前記三相モータの各相に流れる電流のうち最も大きい電流が流れる相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数及び２番目に大きい電流が流れる相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数を、残りの相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数よりも低くするように構成してもよい。
また、前記制御回路は、前記三相モータの各相に流れる電流のうち少なくとも最も大きい電流が流れる相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数を、残りの相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数の１／２にするように構成してもよい。
本発明によれば、中性点昇圧方式の直流−三相変換装置において、スイッチング損失及びゼロ相の電流リプルを共に小さくすることができる。
本発明の実施形態の中性点昇圧方式の直流−三相変換装置を示す図である。 電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの一例を示す図である。 三角波Ｔ１の周波数ｎと合成波Ｙの振幅との関係を示す図である。
図１は、本発明の実施形態の中性点昇圧方式の直流−三相変換装置を示す図である。
図１に示す中性点昇圧方式の直流−三相変換装置１は、コンデンサ２と、インバータ回路３と、三相モータ４（例えば、コンプレッサ用モータなど）と、直流電源５と、回転角検出器６（例えば、レゾルバやエンコードなど）と、電流検出器７と、制御回路８（例えば、ＣＰＵなど）と、ドライブ回路９とを備えて構成されている。回転角検出器６が無く、演算により回転角を検出するセンサレス制御でも良い。
インバータ回路３は、６つのスイッチング素子１０〜１５（例えば、ＭＯＳＦＥＴやダイオードが並列接続されるバイポーラトランジスタなど）を備えて構成されている。スイッチング素子１０、１１、スイッチング素子１２、１３、及びスイッチング素子１４、１５はそれぞれ互いに直列接続されることにより三相モータ４の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）にそれぞれ対応する上下アームを構成し、コンデンサ２に並列接続されている。また、各相の下アームのスイッチング素子（スイッチング素子１１、１３、１５）の低電位側端子は直流電源５の負極側端子と接続され、直流電源５の正極側端子は三相モータ４の中性点に接続されている。
スイッチング素子１０〜１５がそれぞれドライブ回路９から出力されるドライブ信号Ｓ１〜Ｓ６によりオン、オフすると、コンデンサ２からの直流電力が互いに位相が１２０度ずつ異なる三相電力に変換された後、三相モータ４に供給され三相モータ４が駆動する。
また、三相モータ４の中性点に直流電源５が放電する方向の電流が流れているとき、ある相の下アームのスイッチング素子がオンすると、そのスイッチング素子に接続される三相モータ４のリアクトルに直流電源５からのエネルギーが蓄積される。そして、その相の下アームのスイッチング素子がオフすると、リアクトルに蓄積されたエネルギーがその相の上アームのスイッチング素子を介してコンデンサ２に蓄積される。すなわち、三相モータ４の中性点の電位が直流電源５の電位よりも低くなるように、インバータ回路３から三相モータ４へ供給される三相交流に直流成分を加えて三相モータ４を駆動することにより、三相モータ４の中性点に直流電源５が放電する方向の電流が流れ、直流電源５からのエネルギーによりコンデンサ２が充電される。なお、三相モータ４の中性点の電位が直流電源５の電位よりも高くなるように、インバータ回路３から三相モータ４へ供給される三相交流に直流成分を加えて三相モータ４を駆動すると、三相モータ４の中性点に直流電源５が充電する方向の電流が流れ、コンデンサ２からのエネルギーにより直流電源５が充電される。
このように、本実施形態の中性点昇圧方式の直流−三相変換装置１は、直流電源５の電圧を昇圧してコンデンサ２を充電しつつ、そのコンデンサ２からの直流電力を三相電力に変換して三相モータ４に供給することができるため、インバータ回路３以外に昇圧回路や降圧回路を別途設ける必要がなく回路全体の小型化を図ることができる。
次に、制御回路８について説明する。
制御回路８は、回転速度計算部１６と、３／２軸変換部１７と、電圧指令部１８と、切替部１９と、ドライブ信号生成部２０、２１とを備えて構成されている。なお、制御回路８がドライブ信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する周期は、ドライブ信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する際に用いられる三角波の２分の１周期と同じ程度か、又は、その三角波の２分の１周期よりも長い周期とする。また、回転角検出器６は、三相モータ４のロータの回転角θを検出する。また、電流検出器７は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗや三相モータ４の中性点に流れる電流Ｉｄｃを検出する。また、電流検出器７により電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、Ｉｄｃのうち３つの電流を検出して、その３つの電流から残りの１つの電流を計算により求めてもよい。
回転速度計算部１６は、回転角θと三相モータ４の駆動時間とに基づいて三相モータ４のロータの回転速度ωを計算する。
３／２軸変換部１７は、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを三相モータ４の磁界と同方向の電流成分である電流Ｉｄと三相モータ４の磁界と直角方向の電流成分である電流Ｉｑとに変換する。
電圧指令部１８は、電流制御部２２と、２／３軸変換部２３とを備えて構成されている。
電流制御部２２は、外部（上位制御回路など）から入力されるトルク指令Ｔ、回転速度ω、及び電流Ｉｄ、Ｉｑに基づいて電圧指令Ｖｄ、Ｖｑを生成する。
例えば、まず、電流制御部２２は、トルク指令Ｔと電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊とが対応付けられているテーブルなどを用いてトルク指令Ｔに対応する電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を求める。
次に、電流制御部２２は、電流指令Ｉｄ＊と電流Ｉｄとの差分ΔＩｄを求めるとともに、電流指令Ｉｑ＊と電流Ｉｑとの差分ΔＩｑを求める。
そして、電流制御部２２は、差分ΔＩｄ、ΔＩｑがそれぞれゼロになるような電圧指令Ｖｄ、ＶｑをＰＩ制御により求める。例えば、下記数１及び数２により電圧指令Ｖｄ、Ｖｑを求める。
なお、Ｋｐを比例項の定数、Ｋｉを積分項の定数、Ｌｄをｄ軸インダクタンス、Ｌｑをｑ軸インダクタンス、Ｉｄをｄ軸電流、Ｉｑをｑ軸電流、Ｋｅを誘起電圧の定数とする。
２／３軸変換部２３は、電圧指令Ｖｄ、ＶｑをＵ相、Ｖ相、Ｗ相にそれぞれ対応するインバータ電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換する。
切替部１９は、昇圧指令Ｖ＊と、インバータ電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとに基づいて電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求める。なお、昇圧指令Ｖ＊は、外部から入力される所望なコンデンサ２の電圧と実際のコンデンサ２の電圧との差分をゼロにさせるための電圧指令値とする。また、切替部１９は、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのうち負側において最も大きい電流を求め、その電流の相に対応する電圧指令をドライブ信号生成部２０に出力し、残りの各相にそれぞれ対応する電圧指令をドライブ信号生成部２１に出力する。例えば、図２に示すように、回転角θにおいて、電流Ｉｕが負側に最も大きくなる領域Ｅ１では、電圧指令Ｖｕ＊がドライブ信号生成部２０に出力され、電圧指令Ｖｖ＊、Ｖｗ＊がドライブ信号生成部２１に出力される。また、電流Ｉｖが負側に最も大きくなる領域Ｅ２では、電圧指令Ｖｖ＊がドライブ信号生成部２０に出力され、電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｗ＊がドライブ信号生成部２１に出力される。また、電流Ｉｗが負側に最も大きくなる領域Ｅ３では、電圧指令Ｖｗ＊がドライブ信号生成部２０に出力され、電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊がドライブ信号生成部２１に出力される。
ドライブ信号生成部２０は、切替部１９から出力される電圧指令と三角波Ｔ１とを比較することによりドライブ信号を生成し、その電圧指令に対応する相のドライブ信号としてドライブ回路８に出力する。例えば、ドライブ信号生成部２０は、電圧指令Ｖｕ＊が三角波Ｔ１よりも大きいときハイレベル、電圧指令Ｖｕ＊が三角波Ｔ１よりも小さいときローレベルになるドライブ信号を生成し、そのドライブ信号をＵ相のドライブ信号Ｓｕとしてドライブ回路９に出力する。
ドライブ信号生成部２１は、切替部１９から出力される各電圧指令と三角波Ｔ２とを比較することにより各ドライブ信号を生成し、それら電圧指令にそれぞれ対応する各相のドライブ信号としてドライブ回路９に出力する。例えば、ドライブ信号生成部２１は、電圧指令Ｖｖ＊が三角波Ｔ２よりも大きいときハイレベル、電圧指令Ｖｖ＊が三角波Ｔ２よりも小さいときローレベルになるドライブ信号を生成し、そのドライブ信号をＶ相のドライブ信号Ｓｖとしてドライブ回路９に出力する。また、ドライブ信号生成部２１は、電圧指令Ｖｗ＊が三角波Ｔ２よりも大きいときハイレベル、電圧指令Ｖｗ＊が三角波Ｔ２よりも小さいときローレベルになるドライブ信号を生成し、そのドライブ信号をドライブ信号Ｓｗとしてドライブ回路９に出力する。
なお、三角波Ｔ１は三角波Ｔ２よりも周波数が低いものとする。これにより、負側において最も大きい電流の相に対応するドライブ信号の周波数を、残りの相にそれぞれ対応する各ドライブ信号の周波数に比べて低くすることができるため、負側において最も大きい電流の相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数を低くすることができ、その分スイッチング損失を低減することができる。
ドライブ回路９は、ドライブ信号生成部２０、２１により生成されるドライブ信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを反転することによりドライブ信号Ｓ１〜Ｓ６を生成しスイッチング素子１０〜１５に出力する。例えば、ドライブ回路９は、ドライブ信号Ｓｕをドライブ信号Ｓ１としてスイッチング素子１０に出力し、ドライブ信号Ｓｕの反転信号をドライブ信号Ｓ２としてスイッチング素子１１に出力し、ドライブ信号Ｓｖをドライブ信号Ｓ３としてスイッチング素子１２に出力し、ドライブ信号Ｓｖの反転信号をドライブ信号Ｓ４としてスイッチング素子１３に出力し、ドライブ信号Ｓｗをドライブ信号Ｓ５としてスイッチング素子１４に出力し、ドライブ信号Ｓｗの反転信号をドライブ信号Ｓ６としてスイッチング素子１５に出力する。
なお、上記実施形態では、三角波Ｔ１の周波数を三角波Ｔ２の周波数よりも低く設定することにより、スイッチング損失を低減しているが、各相のスイッチングリプルの合成であるゼロ相の電流リプルもできるだけ小さくなるように、三角波Ｔ１の周波数を設定することが望ましい。ここで、一般的なスイッチングリプルは数３になる。
次に、簡単化のため基本波のみ、位相のずれなしの場合を考えると、各相のスイッチングリプルは数４〜数６になる。
また、数４〜数６の合成波Ｙ（ゼロ相の電流リプル）は数７で表すことができる。なお、ｎは三角波Ｔ１の周波数とする。
従って、ｎと合成波Ｙの振幅との関係は図３に示すような関係になる。図３に示すように、ｎを１から０．５（三角波Ｔ２の周波数を三角波Ｔ１の周波数に対して１／２）程度まで小さくするならば合成波Ｙの振幅があまり大きくならずゼロ相の電流リプルを抑えることができ、昇圧動作の制御性悪化を低減することができる。すなわち、スイッチング損失を抑えつつゼロ相の電流リプルを小さくさせたい場合、三角波Ｔ１の周波数を三角波Ｔ２の周波数よりも１／２程度まで低くすることが望ましい。
このように、本実施形態の中性点昇圧方式の直流−三相変換装置１では、ある１相のスイッチング素子のスイッチング周波数を低くしているため、スイッチング損失を低減することができる。また、ある１相のスイッチング素子のスイッチング周波数を低くしているため、３相全てのスイッチング素子のスイッチング周波数を低くする場合に比べて、ゼロ相の電流リプルの増加を抑えることができ、昇圧動作の制御性悪化を低減することができる。また、最も大きい電流が流れる相のスイッチング素子のスイッチング周波数を低くしているため、それ以外の電流量の少ない相のスイッチング素子のスイッチング周波数を低くする場合に比べて、スイッチング損失低減の効果を大きくすることができる。
なお、上記実施形態において、切替部１９は、負側において最も大きい電流の相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数を、残りの各相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数よりも低くする構成であるが、負側において最も大きい電流及び２番目に大きい電流の各相にそれぞれ対応するスイッチング素子のスイッチング周波数を、残りの相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数よりも低くするように構成してもよい。例えば、電流Ｉｕが負側に最も大きくなり、電流Ｉｖが負側に２番目に大きくなる領域Ｅ１、Ｅ２において、切替部１９は、電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊をドライブ信号生成部２０に出力し、電圧指令Ｖｗ＊をドライブ信号生成部２１に出力する。
また、上記実施形態では、直流電源５が三相モータ４の中性点とインバータ回路３の下アーム（スイッチング素子１１、１３、１５）との間に設けられる構成であるが、直流電源５を三相モータ４の中性点とインバータ回路３の上アーム（スイッチング素子１０、１２、１４）との間に設けてもよい。このように構成する場合、制御回路８は、三相モータ４の中性点に流れる電流が正側にオフセットするように、スイッチング素子１０〜１５をオン、オフさせる。また、切替部１９は、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのうち正側において最も大きい電流（又は最も大きい電流と２番目に大きい電流）の相に対応する電圧指令をドライブ信号生成部２０に出力し、残りの相に対応する電圧指令をドライブ信号生成部２１に出力する。
１ 直流−三相変換装置
２ コンデンサ
３ インバータ回路
４ 三相モータ
５ 直流電源
６ 回転角検出器
７ 電流検出器
８ 制御回路
９ ドライブ回路
１０〜１５ スイッチング素子
１６ 回転速度計算部
１７ ３／２軸変換部
１８ 電圧指令部
１９ 切替部
２０ ドライブ信号生成部
２１ ドライブ信号生成部
２２ 電流制御部
２３ ２／３軸変換部

Claims (3)

  1. 三相モータの各相においてそれぞれ上下アームを構成する複数のスイッチング素子を備えるインバータ回路と、
    前記各上下アームに並列接続されるコンデンサと、
    前記上アーム又は前記下アームと前記三相モータの中性点との間に設けられる直流電源と、
    前記各スイッチング素子をオン、オフさせる制御回路と、
    を備え、
    前記制御回路は、前記三相モータの各相に流れる電流のうち少なくとも最も大きい電流が流れる相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数を、残りの相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数よりも低くする
    ことを特徴とする中性点昇圧方式の直流−三相変換装置。
  2. 請求項１に記載の中性点昇圧方式の直流−三相変換装置であって、
    前記制御回路は、前記三相モータの各相に流れる電流のうち最も大きい電流が流れる相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数及び２番目に大きい電流が流れる相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数を、残りの相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数よりも低くする
    ことを特徴とする中性点昇圧方式の直流−三相変換装置。
  3. 請求項１に記載の中性点昇圧方式の直流−三相変換装置であって、
    前記制御回路は、前記三相モータの各相に流れる電流のうち少なくとも最も大きい電流が流れる相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数を、残りの相に対応するスイッチング素子のスイッチング周波数の１／２にする
    ことを特徴とする中性点昇圧方式の直流−三相変換装置。
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