JP5285951B2

JP5285951B2 - Bandpass filter and multilayer bandpass filter.

Info

Publication number: JP5285951B2
Application number: JP2008115850A
Authority: JP
Inventors: 哲大末廣; 桂二高木; 学佐藤
Original assignee: NGK Spark Plug Co Ltd
Current assignee: Niterra Co Ltd
Priority date: 2008-04-25
Filing date: 2008-04-25
Publication date: 2013-09-11
Anticipated expiration: 2028-04-25
Also published as: JP2009267811A

Description

本発明は、移動体通信機器等の高周波回路に搭載されるバンドパスフィルタに関するものである。 The present invention relates to a band-pass filter mounted on a high-frequency circuit such as a mobile communication device.

移動体通信機器の高周波回路には、不要な周波数成分を除去するバンドパスフィルタが広く用いられている。従来のバンドパスフィルタの一例は、例えば、特許文献１に開示されている。特許文献１のバンドパスフィルタは、集中定数回路を用いてハイパスフィルタとローパスフィルタを直列に接続して構成されている。このようなバンドパスフィルタを数ＧＨｚ帯に適用する場合、インダクタ及びコンデンサの導体パターンを形成した多層の積層基板を用いることで、小型の積層型バンドパスフィルタを実現することができる。
特許第３２１９６７０号公報 Band-pass filters that remove unnecessary frequency components are widely used in high-frequency circuits of mobile communication devices. An example of a conventional band-pass filter is disclosed in Patent Document 1, for example. The band-pass filter of Patent Document 1 is configured by connecting a high-pass filter and a low-pass filter in series using a lumped constant circuit. When such a band-pass filter is applied to a several GHz band, a small multilayer band-pass filter can be realized by using a multilayer laminated substrate in which conductor patterns of inductors and capacitors are formed.
Japanese Patent No. 3219670

近年では、移動体通信機器の高周波回路の用途が広がり、バンドパスフィルタの通過帯域は数ＧＨｚ帯の高周波領域に移行しつつある。例えば、無線ＬＡＮ等の分野で一般的に用いられる２．４ＧＨｚ付近を通過帯域とする良好な特性を有するバンドパスフィルタが要望されている。一方、このような通過帯域で設計されたバンドパスフィルタは、その低周波数側において携帯電話等の様々な通信機器の周波数帯域が密集していることから、これらの低周波数の不要成分を十分に除去できる性能を持たせる必要がある。 In recent years, the use of high-frequency circuits in mobile communication devices has expanded, and the pass band of a bandpass filter is shifting to a high-frequency region of several GHz band. For example, there is a demand for a bandpass filter having good characteristics with a pass band around 2.4 GHz that is generally used in the field of wireless LAN and the like. On the other hand, the bandpass filter designed in such a pass band has a high frequency band of various communication devices such as mobile phones on the low frequency side, so that these low frequency unnecessary components are sufficiently removed. It must have performance that can be eliminated.

しかし、例えば特許文献１に開示されたバンドパスフィルタは、低周波数側において十分な減衰量を得ることができない（特許文献１の図２）。そのため、バンドパスフィルタにより携帯電話等の周波数成分の影響を受け、ノイズによる特性劣化の恐れがある。また、低周波数の減衰特性を改善するために、バンドパスフィルタとして、例えばＳＡＷフィルタ等のデバイスを採用することは、コストの大幅な上昇につながるとともに、フィルタ特性の調整が難しくなる。 However, for example, the bandpass filter disclosed in Patent Document 1 cannot obtain a sufficient amount of attenuation on the low frequency side (FIG. 2 of Patent Document 1). For this reason, the bandpass filter is affected by frequency components of a mobile phone or the like, and there is a risk of characteristic deterioration due to noise. In addition, adopting a device such as a SAW filter as a bandpass filter in order to improve the low-frequency attenuation characteristic leads to a significant increase in cost and makes it difficult to adjust the filter characteristic.

そこで、本発明はこれらの問題を解決するためになされたものであり、数ＧＨｚ帯を通過帯域とするバンドパスフィルタを構成する場合、簡単な構成でコストを上昇させることなく、通過帯域の低周波数側の減衰特性を改善して良好なフィルタ特性を有するバンドパスフィルタを提供することを目的とする。 Accordingly, the present invention has been made to solve these problems. When a bandpass filter having a passband of several GHz band is configured, the passband is reduced with a simple configuration without increasing the cost. An object of the present invention is to provide a bandpass filter having improved filter characteristics on the frequency side and having good filter characteristics.

上記課題を解決するために、本発明のバンドパスフィルタは、入力端子から入力された信号のうち所定の通過帯域の成分のみを出力端子から出力するバンドパスフィルタであって、前記入力端子に接続された並列共振器を含むローパスフィルタと、前記ローパスフィルタと前記出力端子との間に接続されたハイパスフィルタと、一端が前記出力端子に接続された第１のインダクタと、一端がグランドに接続された第１のコンデンサとを直列に接続した直列共振器と、前記第１のコンデンサ及び前記第１のインダクタのそれぞれの他端同士を接続した接続点と前記入力端子との間に接続された第２のコンデンサとを備えて構成される。 In order to solve the above problems, a bandpass filter of the present invention is a bandpass filter that outputs only a component of a predetermined passband from a signal input from an input terminal, and is connected to the input terminal. A low-pass filter including a parallel resonator, a high-pass filter connected between the low-pass filter and the output terminal, a first inductor having one end connected to the output terminal, and one end connected to the ground. A series resonator connected in series with the first capacitor, and a connection point connected between the other ends of the first capacitor and the first inductor and the input terminal connected between the input terminal and the input terminal. And 2 capacitors.

本発明のバンドパスフィルタによれば、出力端子に接続される直列共振器の間の接続点と入力端子との間に接続された第２のコンデンサの作用により、通過帯域の低周波数側における減衰特性を改善することができる。この場合、第２のコンデンサを設けない場合に比べ、第２のコンデンサを設けた場合の減衰特性は、回路シミュレーションの結果、通過帯域の低周波数側での減衰量が大幅に増加することが確認された（図２参照）。よって、数ＧＨｚ帯のバンドパスフィルタを構成する場合、様々な通信機器の周波数帯域が密集する付近で不要成分を確実に除去することができ、簡単な構成で無線性能の向上を図ることができる。 According to the bandpass filter of the present invention, the second capacitor connected between the connection point between the series resonators connected to the output terminal and the input terminal acts to attenuate the low frequency side of the passband. The characteristics can be improved. In this case, compared to the case where the second capacitor is not provided, the attenuation characteristic when the second capacitor is provided confirms that the amount of attenuation on the low frequency side of the passband is greatly increased as a result of circuit simulation. (See FIG. 2). Therefore, when configuring a bandpass filter of several GHz band, unnecessary components can be reliably removed in the vicinity where the frequency bands of various communication devices are dense, and wireless performance can be improved with a simple configuration. .

本発明のバンドパスフィルタにおいて、前記直列共振器が前記通過帯域の低周波数側に極を有するように調整してもよい。 In the band-pass filter of the present invention, the series resonator may be adjusted to have a pole on a low frequency side of the pass band.

上記課題を解決するために、本発明の積層型バンドパスフィルタは、複数の誘電体層を積層した積層体に構成された積層型バンドパスフィルタであって、前記積層体に形成された入力端子及び出力端子と、前記入力端子に接続されたローパスフィルタと、前記ローパスフィルタと前記出力端子との間に接続されたハイパスフィルタと、一端が前記出力端子に接続され、他端が直列共振器のコンデンサを構成するコンデンサ電極に接続され、１又は２以上の前記誘電体層の導体パターンを含んで形成された第１のインダクタ導体と、一端が前記入力端子に接続され、他端が前記ハイパスフィルタに接続され、１又は２以上の前記誘電体層の導体パターンを含んで形成された第２のインダクタ導体とを備え、前記第１のインダクタ導体と前記第２のインダクタ導体は、１又は２以上の前記誘電体層の各々の平面内で互いの導体パターンが所定の間隔を置いて隣接配置され、コンデンサを形成し、前記第１のインダクタ導体は、前記出力端子とグランドとの間に接続された前記直列共振器のインダクタを構成し、前記第２のインダクタ導体は、前記ローパスフィルタに含まれる並列共振器のインダクタを構成するように構成される。
In order to solve the above problems, a multilayer bandpass filter according to the present invention is a multilayer bandpass filter configured in a multilayer body in which a plurality of dielectric layers are stacked, and an input terminal formed in the multilayer body. and an output terminal, a low-pass filter connected to said input terminal, said low-pass filter and connected to the high-pass filter between the output terminal, one end connected to said output terminal, the other end series resonance A first inductor conductor formed to include one or two or more dielectric layer conductor patterns, one end connected to the input terminal, and the other end connected to the capacitor electrode constituting the capacitor of the capacitor A second inductor conductor connected to a high-pass filter and formed to include one or more conductor patterns of the dielectric layer, and the first inductor conductor and the second inductor conductor The inductor conductor, to one another of the conductor pattern are arranged adjacent at a predetermined interval in one or more planes of each of the dielectric layer to form a capacitor, the first inductor conductor, said output terminal And the second inductor conductor is configured to constitute an inductor of a parallel resonator included in the low-pass filter.

本発明の積層型バンドパスフィルタによれば、出力端子に接続された第１のインダクタ導体と、入力端子に接続された第２のインダクタ導体とを、各誘電体層の平面内で互いに所定の間隔を置いて隣接配置することにより、コンデンサが形成される。よって、上述の第２のコンデンサを含む回路構成を有する積層型バンドパスフィルタを、専用のコンデンサ電極を設けることなく構成可能となり、小型かつ簡単な構造で通過帯域の低周波数側の減衰特性を改善することができる。 According to the multilayer bandpass filter of the present invention, the first inductor conductor connected to the output terminal and the second inductor conductor connected to the input terminal are mutually connected within a plane of each dielectric layer. Capacitors are formed by placing them adjacently spaced apart. Therefore, a multilayer bandpass filter having a circuit configuration including the second capacitor described above can be configured without providing a dedicated capacitor electrode, and the attenuation characteristic on the low frequency side of the passband is improved with a small and simple structure. can do.

本発明の積層型バンドパスフィルタにおいて、前記コンデンサ電極とグランドパターンを対向配置してもよい。 In layered bandpass filter of the present invention, before the Kiko capacitor electrode and the ground pattern may be opposed.

本発明の積層型バンドパスフィルタにおいて、前記第１のインダクタ導体及び前記第２のインダクタ導体を、２以上の前記誘電体層の導体パターンを積層方向に連結して螺旋状に形成してもよい。 In the multilayer bandpass filter of the present invention, the first inductor conductor and the second inductor conductor may be formed in a spiral shape by connecting conductor patterns of two or more dielectric layers in the stacking direction. .

本発明によれば、第１のコンデンサ及び第１のインダクタからなる直列共振器を出力側に設け、その直列共振器の中間の接続点と入力側との間に第２のコンデンサを接続したので、第２のコンデンサの作用に基づき通過帯域の低周波数側における減衰特性を改善することができる。従って、特に数ＧＨｚ等の高周波用のバンドパスフィルタ構成する場合、様々な通信機器の周波数帯域が密集する状況下で不要成分を十分に除去でき、簡単な構成と低いコストで無線性能の向上を図ることができる。 According to the present invention, the series resonator including the first capacitor and the first inductor is provided on the output side, and the second capacitor is connected between the intermediate connection point of the series resonator and the input side. The attenuation characteristics on the low frequency side of the pass band can be improved based on the action of the second capacitor. Therefore, especially when configuring a bandpass filter for high frequencies such as several GHz, unnecessary components can be sufficiently removed under the situation where the frequency bands of various communication devices are dense, and the wireless performance can be improved with a simple configuration and low cost. Can be planned.

また、本発明によれば、上記のバンドパスフィルタを積層体に構成する場合、出力側の第１のインダクタ導体と、入力側の第２のインダクタ導体とを、各誘電体層の平面内で互いに所定の間隔を置いて隣接配置し、これによりコンデンサを形成した。よって、このコンデンサを上述の第２のコンデンサとして機能させることで、専用のコンデンサ電極を設けることなく上記と同様の減衰特性を有する積層型バンドパスフィルタを構成でき、良好なフィルタ特性を有する小型かつ簡単な構造の積層型バンドパスフィルタを実現することができる。 Further, according to the present invention, when the band-pass filter is configured as a multilayer body, the first inductor conductor on the output side and the second inductor conductor on the input side are arranged in the plane of each dielectric layer. Adjacent to each other at a predetermined interval, a capacitor was formed. Therefore, by making this capacitor function as the above-mentioned second capacitor, a multilayer bandpass filter having the same attenuation characteristics as described above can be configured without providing a dedicated capacitor electrode, and a compact and excellent filter characteristic can be obtained. A multilayer bandpass filter having a simple structure can be realized.

本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。以下では、移動体通信機器の高周波回路に搭載されるバンドパスフィルタに対して本発明を適用する場合を説明する。 Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Below, the case where this invention is applied with respect to the band pass filter mounted in the high frequency circuit of a mobile communication apparatus is demonstrated.

図１は、本実施形態のバンドパスフィルタ１０の等価回路を示す図である。図１に示すバンドパスフィルタ１０は、７つのコンデンサＣ１０、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４、Ｃ１５、Ｃ１６と、３つのインダクタＬ１０、Ｌ１１、Ｌ１２により構成される。バンドパスフィルタ１０において、入力端子Ｔ１から入力された入力信号のうち所定の周波数帯域を通過させる一方、低周波数側及び高周波数側の不要な周波数成分が遮断された出力信号が出力端子Ｔ２から出力される。バンドパスフィルタ１０の通過帯域は、例えば、２．４ＧＨｚ帯に設定される。 FIG. 1 is a diagram showing an equivalent circuit of the bandpass filter 10 of the present embodiment. The band-pass filter 10 shown in FIG. 1 includes seven capacitors C10, C11, C12, C13, C14, C15, and C16 and three inductors L10, L11, and L12. In the band pass filter 10, an output signal that passes a predetermined frequency band in the input signal input from the input terminal T 1 and blocks unnecessary frequency components on the low frequency side and the high frequency side is output from the output terminal T 2. Is done. The pass band of the band pass filter 10 is set to a 2.4 GHz band, for example.

以上の構成において、３つのコンデンサＣ１０〜Ｃ１２とインダクタＬ１０によりローパスフィルタが構成される。入力端子Ｔ１とノードＮ１の間に、コンデンサＣ１１及びインダクタＬ１０が並列接続される。また、コンデンサＣ１０が入力端子Ｔ１とグランドの間に接続され、コンデンサＣ１２がノードＮ１とグランドの間に接続される。このように構成されるローパスフィルタは、上述の通過帯域に対して高周波数側の成分を遮断するように動作する。 In the above configuration, the three capacitors C10 to C12 and the inductor L10 constitute a low-pass filter. A capacitor C11 and an inductor L10 are connected in parallel between the input terminal T1 and the node N1. A capacitor C10 is connected between the input terminal T1 and the ground, and a capacitor C12 is connected between the node N1 and the ground. The low-pass filter configured as described above operates so as to cut off a component on the high frequency side with respect to the above-described pass band.

また、２つのコンデンサＣ１３、Ｃ１４とインダクタＬ１１によりハイパスフィルタが構成される。ノードＮ１と出力端子Ｔ２の間に、コンデンサＣ１３、Ｃ１４が直列接続され、コンデンサＣ１３、Ｃ１４の間の接続点とグランドの間にインダクタＬ１１が接続される。このように構成されるハイパスフィルタは、上述の通過帯域に対して低周波数側の成分を遮断するように動作する。 The two capacitors C13 and C14 and the inductor L11 constitute a high pass filter. Capacitors C13 and C14 are connected in series between the node N1 and the output terminal T2, and an inductor L11 is connected between a connection point between the capacitors C13 and C14 and the ground. The high-pass filter configured as described above operates so as to block a component on the low frequency side with respect to the above-described pass band.

さらに、出力端子Ｔ２とグランドの間には、インダクタＬ１２（本発明の第１のインダクタ）とコンデンサＣ１５（本発明の第１のコンデンサ）からなる直列共振器が接続されている。この直列共振器は、バンドパスフィルタ１０の通過帯域の低周波数側で極を持つように調整される。このように、図１のバンドパスフィルタ１０においては、入力端子Ｔ１と出力端子Ｔ２の間に、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、直列共振器の順で直列に接続される。 Further, a series resonator including an inductor L12 (first inductor of the present invention) and a capacitor C15 (first capacitor of the present invention) is connected between the output terminal T2 and the ground. This series resonator is adjusted to have a pole on the low frequency side of the passband of the bandpass filter 10. As described above, in the band-pass filter 10 of FIG. 1, the low-pass filter, the high-pass filter, and the series resonator are connected in series between the input terminal T1 and the output terminal T2.

本実施形態のバンドパスフィルタ１０において特徴的な構成は、上述の直列共振器のインダクタＬ１２及びコンデンサＣ１５の間の接続点と入力端子Ｔ１の間に、コンデンサＣ１６（本発明の第２のコンデンサ）が接続されている点である。このコンデンサＣ１６の役割は、バンドパスフィルタ１０の低周波数側の減衰特性を改善することにある。ここで、図２〜図４を用いて本実施形態のバンドパスフィルタ１０の減衰特性について具体的に説明する。 A characteristic configuration of the bandpass filter 10 of the present embodiment is that a capacitor C16 (second capacitor of the present invention) is connected between the connection point between the inductor L12 and the capacitor C15 of the series resonator and the input terminal T1. Is connected. The role of the capacitor C16 is to improve the attenuation characteristic of the bandpass filter 10 on the low frequency side. Here, the attenuation characteristics of the band-pass filter 10 of the present embodiment will be specifically described with reference to FIGS.

図１の等価回路に基づく回路シミュレーションを行った結果、図２の減衰特性Ｓが得られた。ここでは、本実施形態のバンドパスフィルタ１０との対比のため、図３及び図４のそれぞれの等価回路に基づく回路シミュレーションを併せて行った。図３は、従来のバンドパスフィルタ（特許文献１参照）と類似する等価回路であり、図１のコンデンサＣ１５、Ｃ１６及びインダクタＬ１１、Ｌ１２を除外し、コンデンサＣ２０、Ｃ２１及びインダクタＬ２０が付加されている。また、図４は、図１の等価回路からコンデンサＣ１６を取り除いた等価回路である。図２において、図３の等価回路に基づく減衰特性Ｓａと、図４の等価回路に基づく減衰特性Ｓｂが得られた。 As a result of the circuit simulation based on the equivalent circuit of FIG. 1, the attenuation characteristic S of FIG. 2 was obtained. Here, for comparison with the bandpass filter 10 of the present embodiment, circuit simulations based on the equivalent circuits of FIGS. 3 and 4 were also performed. FIG. 3 is an equivalent circuit similar to a conventional bandpass filter (see Patent Document 1). The capacitors C15 and C16 and the inductors L11 and L12 in FIG. 1 are excluded, and capacitors C20 and C21 and an inductor L20 are added. Yes. 4 is an equivalent circuit obtained by removing the capacitor C16 from the equivalent circuit of FIG. In FIG. 2, the attenuation characteristic Sa based on the equivalent circuit of FIG. 3 and the attenuation characteristic Sb based on the equivalent circuit of FIG. 4 were obtained.

上記の回路シミュレーションに際し、図１の各回路素子の定数としては、Ｃ１０＝１ｐＦ、Ｃ１１＝１ｐＦ、Ｃ１２＝１ｐＦ、Ｃ１３＝２ｐＦ、Ｃ１４＝１ｐＦ、Ｃ１５＝０．９ｐＦ、Ｃ１６＝０．１８ｐＦ、Ｌ１０＝２ｎＨ、Ｌ１１＝２ｎＨ、Ｌ１２＝８ｎＨ、にそれぞれ設定した。図３及び図４において、図１と同様の番号を付した回路素子の定数も同様に設定した。また、図３において、コンデンサＣ２０、Ｃ２１及びインダクタＬ２０の各定数は、Ｃ２０＝２ｐＦ、Ｃ２１＝２ｐＦ、Ｌ２０＝４ｎＨに設定した。なお、図３の後段のハイパスフィルタの部分における図１との定数の相違は、通過帯域の調整に対応するものである。 In the above circuit simulation, the constants of the circuit elements in FIG. 1 are as follows: C10 = 1 pF, C11 = 1 pF, C12 = 1 pF, C13 = 2 pF, C14 = 1 pF, C15 = 0.9 pF, C16 = 0.18 pF, L10 = 2nH, L11 = 2nH, and L12 = 8nH. 3 and 4, the constants of the circuit elements with the same numbers as those in FIG. 1 are set in the same manner. In FIG. 3, the constants of the capacitors C20 and C21 and the inductor L20 are set to C20 = 2 pF, C21 = 2 pF, and L20 = 4 nH. The constant difference from FIG. 1 in the portion of the high-pass filter in the latter stage of FIG. 3 corresponds to the adjustment of the pass band.

図２において、本実施形態の減衰特性Ｓと、図３に基づく減衰特性Ｓａと、図４に基づく減衰特性Ｓｂを対比すると、通過帯域及びその高周波数側に関しては概ね共通の変化をしている。これに対し、通過帯域の低周波数側（０．５〜１．７ＧＨｚ付近）に関しては、それぞれの減衰特性Ｓ、Ｓａ、Ｓｂは大きく異なる。図３に基づく減衰特性Ｓａは、低周波数側では減衰量が−１０〜−１５ｄＢ程度で推移し、減衰量の大きさは不十分である。また、図４に基づく減衰特性Ｓｂは、後段の直列共振器の作用により減衰特性Ｓａと比べて低周波数側の減衰量が改善されるものの、通過帯域に近接した低周波数側（１〜１．５ＧＨｚ付近）の減衰量は不足している。 In FIG. 2, when the attenuation characteristic S of the present embodiment, the attenuation characteristic Sa based on FIG. 3, and the attenuation characteristic Sb based on FIG. 4 are compared, the passband and its high frequency side have almost common changes. . On the other hand, the attenuation characteristics S, Sa, and Sb are greatly different on the low frequency side (near 0.5 to 1.7 GHz) of the passband. In the attenuation characteristic Sa based on FIG. 3, the attenuation amount changes at about −10 to −15 dB on the low frequency side, and the magnitude of the attenuation amount is insufficient. Further, although the attenuation amount Sb based on FIG. 4 is improved by the action of the series resonator at the subsequent stage, the attenuation amount on the low frequency side is improved as compared with the attenuation characteristic Sa, the low frequency side (1-1. The amount of attenuation (near 5 GHz) is insufficient.

これに対し、本実施形態の減衰特性Ｓでは、低周波数側の広い範囲にわたって、上記の減衰特性Ｓａ、Ｓｂに比べて十分な減衰量が確保されている。特に、１ＧＨｚの付近では、−５０ｄＢに達する減衰量のピークが現れている。この場合、図１と図４の各等価回路の相違はコンデンサＣ１６の有無のみであるから、コンデンサＣ１６を付加した作用によって減衰量Ｓｂが減衰量Ｓに改善されることは明らかである。図２の減衰特性Ｓは、コンデンサＣ１６の定数の設定に依存して変化するが、必要な減衰量や他の回路素子の定数との関係に応じてコンデンサＣ１６を適切に決定することが望ましい。 On the other hand, in the attenuation characteristic S of the present embodiment, a sufficient attenuation amount is ensured over the wide range on the low frequency side as compared with the above attenuation characteristics Sa and Sb. In particular, in the vicinity of 1 GHz, an attenuation peak reaching −50 dB appears. In this case, since the difference between the equivalent circuits in FIGS. 1 and 4 is only the presence or absence of the capacitor C16, it is clear that the attenuation Sb is improved to the attenuation S by the action of adding the capacitor C16. Although the attenuation characteristic S of FIG. 2 changes depending on the setting of the constant of the capacitor C16, it is desirable to appropriately determine the capacitor C16 in accordance with the required attenuation amount and the relationship with the constants of other circuit elements.

次に、図５〜図８を参照して、本実施形態のバンドパスフィルタ１０の一形態として、多層の誘電体層を積層した積層体に構成される積層型バンドパスフィルタを説明する。図５は、本実施形態の積層型バンドパスフィルタが構成される積層体２０の外観斜視図を示している。図５に示す積層体２０は、導体パターンを形成した複数の誘電体層（１０層）を積層して形成される。積層体２０の側面には、入力端子Ｔ１と、出力端子Ｔ２と、６つのグランド端子Ｔｇが形成され、それぞれを介して外部接続が可能となっている。これらの各端子は、いずれも積層体２０の内部の導体パターンと接続されている。 Next, with reference to FIG. 5 to FIG. 8, a laminated band-pass filter configured as a laminated body in which multiple dielectric layers are laminated will be described as an embodiment of the band-pass filter 10 of the present embodiment. FIG. 5 is an external perspective view of the multilayer body 20 in which the multilayer bandpass filter of the present embodiment is configured. The laminate 20 shown in FIG. 5 is formed by laminating a plurality of dielectric layers (10 layers) on which conductor patterns are formed. An input terminal T1, an output terminal T2, and six ground terminals Tg are formed on the side surface of the multilayer body 20, and external connection is possible through each of them. Each of these terminals is connected to the conductor pattern inside the laminate 20.

図６及び図７は、積層体２０の各層の構造を示す平面図である。積層体２０の内部には、下層から順にセラミックグリーンシートを用いた誘電体層Ｍ１〜Ｍ１０が積層されている。誘電体層Ｍ１〜Ｍ１０には、複数の導体パターン（３０〜５５）が形成されるとともに、各層の導体パターン同士を接続するために積層方向に貫通する複数のビアホール導体（６０〜７８）が形成されている。これらのビアホール導体の各々は、下端のビア接続部Ｖａから上方に延伸され、途中のビア接続部Ｖｂを貫いて上端のビア接続部Ｖｃに達する（ビアホール導体６０参照）。誘電体層Ｍ１〜Ｍ１０のそれぞれの厚さ及び誘電率については、必要な電気的特性に応じて適宜に設定される。 6 and 7 are plan views showing the structure of each layer of the stacked body 20. Dielectric layers M <b> 1 to M <b> 10 using ceramic green sheets are stacked in order from the lower layer inside the stacked body 20. In the dielectric layers M1 to M10, a plurality of conductor patterns (30 to 55) are formed, and a plurality of via hole conductors (60 to 78) penetrating in the stacking direction are formed to connect the conductor patterns of the respective layers. Has been. Each of these via hole conductors extends upward from the lower via connection portion Va, and reaches the upper via connection portion Vc through the intermediate via connection portion Vb (see via hole conductor 60). The thickness and dielectric constant of each of the dielectric layers M1 to M10 are appropriately set according to necessary electrical characteristics.

図６に示すように、最下層の誘電体層Ｍ１には、広いグランドパターン３０が形成され、その外縁部が図５の６つのグランド端子Ｔｇに接続されている。グランドパターン３０には、ビア接続部Ｖａから上方に延伸されるビアホール導体６０が接続されている。なお、誘電体層Ｍ１の裏面（不図示）には、図５の各端子の位置に導体パターンが形成されている。 As shown in FIG. 6, a wide ground pattern 30 is formed in the lowermost dielectric layer M1, and its outer edge is connected to the six ground terminals Tg in FIG. A via-hole conductor 60 extending upward from the via connection portion Va is connected to the ground pattern 30. Note that a conductor pattern is formed at the position of each terminal in FIG. 5 on the back surface (not shown) of the dielectric layer M1.

誘電体層Ｍ２には、コンデンサＣ１０のコンデンサ電極３１と、コンデンサＣ１２のコンデンサ電極３２と、コンデンサＣ１５のコンデンサ電極３３が形成されている。これらのコンデンサ電極３１、３２、３３は下層のグランドパターン３０と対向配置されている。コンデンサ電極３１の一端は入力端子Ｔ１に接続される。また、コンデンサ電極３２の一端には、上方に延伸されるビアホール導体６１が接続されるとともに、コンデンサ電極３３の一端は、上方に延伸されるビアホール導体６２が接続される。 On the dielectric layer M2, a capacitor electrode 31 of a capacitor C10, a capacitor electrode 32 of a capacitor C12, and a capacitor electrode 33 of a capacitor C15 are formed. These capacitor electrodes 31, 32, and 33 are disposed so as to face the lower ground pattern 30. One end of the capacitor electrode 31 is connected to the input terminal T1. In addition, a via hole conductor 61 extending upward is connected to one end of the capacitor electrode 32, and a via hole conductor 62 extending upward is connected to one end of the capacitor electrode 33.

誘電体層Ｍ３には、インダクタＬ１０の一部となる導体パターン３４と、インダクタＬ１１の一部となる導体パターン３５と、インダクタＬ１２の一部となる導体パターン３６が形成されている。導体パターン３４は、一端が入力端子Ｔ１に接続され、他端は上方に延伸されるビアホール導体６３に接続される。導体パターン３５は、一端が下方に延伸されるビアホール導体６０に接続され、他端が上方に延伸されるビアホール導体６４に接続される。導体パターン３６は、一端が下方に延伸されるビアホール導体６２に接続され、他端が上方に延伸されるビアホール導体６５に接続される。 On the dielectric layer M3, a conductor pattern 34 that is a part of the inductor L10, a conductor pattern 35 that is a part of the inductor L11, and a conductor pattern 36 that is a part of the inductor L12 are formed. One end of the conductor pattern 34 is connected to the input terminal T1, and the other end is connected to a via-hole conductor 63 that extends upward. One end of the conductor pattern 35 is connected to a via-hole conductor 60 extending downward, and the other end is connected to a via-hole conductor 64 extending upward. One end of the conductor pattern 36 is connected to a via-hole conductor 62 extending downward, and the other end is connected to a via-hole conductor 65 extending upward.

誘電体層Ｍ４には、インダクタＬ１０の一部となる導体パターン３７と、インダクタＬ１１の一部となる導体パターン３８と、インダクタＬ１２の一部となる導体パターン３９が形成されている。導体パターン３７は、一端が下方に延伸されるビアホール導体６３に接続され、他端が上方に延伸されるビアホール導体６６に接続される。導体パターン３８は、一端が下方に延伸されるビアホール導体６４に接続され、他端が上方に延伸されるビアホール導体６７に接続される。導体パターン３９は、一端が下方に延伸されるビアホール導体６５に接続され、他端が上方に延伸されるビアホール導体６８に接続される。 In the dielectric layer M4, a conductor pattern 37 that is a part of the inductor L10, a conductor pattern 38 that is a part of the inductor L11, and a conductor pattern 39 that is a part of the inductor L12 are formed. One end of the conductor pattern 37 is connected to a via-hole conductor 63 extending downward, and the other end is connected to a via-hole conductor 66 extending upward. One end of the conductor pattern 38 is connected to a via-hole conductor 64 extending downward, and the other end is connected to a via-hole conductor 67 extending upward. One end of the conductor pattern 39 is connected to the via-hole conductor 65 extending downward, and the other end is connected to the via-hole conductor 68 extending upward.

誘電体層Ｍ５には、インダクタＬ１０の一部となる導体パターン４０と、インダクタＬ１１の一部となる導体パターン４１と、インダクタＬ１２の一部となる導体パターン４２が形成されている。導体パターン４０は、一端が下方に延伸されるビアホール導体６６に接続され、他端が上方に延伸されるビアホール導体６９に接続される。導体パターン４１は、一端が下方に延伸されるビアホール導体６７に接続され、他端が上方に延伸されるビアホール導体７０に接続される。導体パターン４２は、一端が下方に延伸されるビアホール導体６８に接続され、他端が上方に延伸されるビアホール導体７１に接続される。 In the dielectric layer M5, a conductor pattern 40 that is a part of the inductor L10, a conductor pattern 41 that is a part of the inductor L11, and a conductor pattern 42 that is a part of the inductor L12 are formed. The conductor pattern 40 has one end connected to a via-hole conductor 66 extending downward and the other end connected to a via-hole conductor 69 extending upward. The conductor pattern 41 has one end connected to a via-hole conductor 67 extending downward and the other end connected to a via-hole conductor 70 extending upward. One end of the conductor pattern 42 is connected to a via-hole conductor 68 extending downward, and the other end is connected to a via-hole conductor 71 extending upward.

次に図７に示すように、誘電体層Ｍ６には、インダクタＬ１０の一部となる導体パターン４３と、インダクタＬ１１の一部となる導体パターン４４と、インダクタＬ１２の一部となる導体パターン４５が形成されている。導体パターン４３は、一端が下方に延伸されるビアホール導体６９に接続され、他端が上方に延伸されるビアホール導体７２に接続される。導体パターン４４は、一端が下方に延伸されるビアホール導体７０に接続され、他端が上方に延伸されるビアホール導体７３に接続される。導体パターン４５は、一端が下方に延伸されるビアホール導体７１に接続され、他端が上方に延伸されるビアホール導体７４に接続される。 Next, as shown in FIG. 7, on the dielectric layer M6, a conductor pattern 43 that becomes a part of the inductor L10, a conductor pattern 44 that becomes a part of the inductor L11, and a conductor pattern 45 that becomes a part of the inductor L12. Is formed. One end of the conductor pattern 43 is connected to a via-hole conductor 69 extending downward, and the other end is connected to a via-hole conductor 72 extending upward. One end of the conductor pattern 44 is connected to a via-hole conductor 70 extending downward, and the other end is connected to a via-hole conductor 73 extending upward. The conductor pattern 45 has one end connected to a via-hole conductor 71 extending downward and the other end connected to a via-hole conductor 74 extending upward.

誘電体層Ｍ７には、インダクタＬ１０の一部となる導体パターン４６と、インダクタＬ１１の一部となる導体パターン４７と、インダクタＬ１２の一部となる導体パターン４８が形成されている。導体パターン４６は、一端が下方に延伸されるビアホール導体７２に接続され、他端が上方に延伸されるビアホール導体７５に接続される。導体パターン４７は、一端が下方に延伸されるビアホール導体７３に接続され、他端が上方に延伸されるビアホール導体７６に接続される。導体パターン４８は、一端が下方に延伸されるビアホール導体７４に接続され、他端が上方に延伸されるビアホール導体７７に接続される。 In the dielectric layer M7, a conductor pattern 46 that becomes a part of the inductor L10, a conductor pattern 47 that becomes a part of the inductor L11, and a conductor pattern 48 that becomes a part of the inductor L12 are formed. One end of the conductor pattern 46 is connected to a via-hole conductor 72 extending downward, and the other end is connected to a via-hole conductor 75 extending upward. The conductor pattern 47 has one end connected to a via-hole conductor 73 extending downward and the other end connected to a via-hole conductor 76 extending upward. One end of the conductor pattern 48 is connected to a via-hole conductor 74 extending downward, and the other end is connected to a via-hole conductor 77 extending upward.

誘電体層Ｍ８には、インダクタＬ１０の一部となる導体パターン４９と、インダクタＬ１１の一部となる導体パターン５０と、インダクタＬ１２の一部となる導体パターン５１が形成されている。導体パターン４９は、一端が下方に延伸されるビアホール導体７５に接続され、他端が上下に延伸される上述のビアホール導体６１に接続される。導体パターン５０は、一端が下方に延伸されるビアホール導体７６に接続され、他端が上方に延伸されるビアホール導体７８に接続される。導体パターン５１は、一端が下方に延伸されるビアホール導体７７に接続され、他端が出力端子Ｔ２に接続される。 In the dielectric layer M8, a conductor pattern 49 that becomes a part of the inductor L10, a conductor pattern 50 that becomes a part of the inductor L11, and a conductor pattern 51 that becomes a part of the inductor L12 are formed. One end of the conductor pattern 49 is connected to the via-hole conductor 75 extending downward, and the other end is connected to the above-described via-hole conductor 61 extending vertically. The conductor pattern 50 has one end connected to a via-hole conductor 76 extending downward and the other end connected to a via-hole conductor 78 extending upward. One end of the conductor pattern 51 is connected to the via-hole conductor 77 extending downward, and the other end is connected to the output terminal T2.

誘電体層Ｍ９には、コンデンサＣ１１、Ｃ１３に共通のコンデンサ電極５２と、コンデンサＣ１４のコンデンサ電極５３が形成されている。コンデンサ電極５２の一端は、下方に延伸されるビアホール導体６１に接続される。コンデンサ電極５３の一端は出力端子Ｔ２に接続される。 A capacitor electrode 52 common to the capacitors C11 and C13 and a capacitor electrode 53 of the capacitor C14 are formed on the dielectric layer M9. One end of the capacitor electrode 52 is connected to a via-hole conductor 61 that extends downward. One end of the capacitor electrode 53 is connected to the output terminal T2.

誘電体層Ｍ１０には、コンデンサＣ１１のコンデンサ電極５４と、コンデンサＣ１３、Ｃ１４に共通のコンデンサ電極５５が形成されている。コンデンサ電極５４の一端は入力端子Ｔ１に接続される。コンデンサ電極５５の一端は、下方に延伸される上述のビアホール導体７８に接続される。なお、誘電体層Ｍ１０の上部には、積層体２０のカバーとして、素子が形成されない誘電体層（不図示）が設けられている。 In the dielectric layer M10, a capacitor electrode 54 of the capacitor C11 and a capacitor electrode 55 common to the capacitors C13 and C14 are formed. One end of the capacitor electrode 54 is connected to the input terminal T1. One end of the capacitor electrode 55 is connected to the above-described via-hole conductor 78 extending downward. Note that a dielectric layer (not shown) on which no element is formed is provided as a cover of the stacked body 20 above the dielectric layer M10.

以上の構造において、図１のコンデンサＣ１６に直接対応する導体パターンは設けられていないが、インダクタＬ１０の螺旋状の導体パターン３４、３７、４０、４３、４６、４９と、インダクタＬ１２の螺旋状の導体パターン３６、３９、４２、４５、４８、５１が、誘電体層Ｍ３〜Ｍ８の各層の平面内で隣接配置されることにより形成される。ここで、図８は、３つのインダクタＬ１０、Ｌ１１、Ｌ１２に着目し、それぞれを構成する各導体パターンが積層体２０の積層方向で重なる状態を模式的に表している。 In the above structure, a conductor pattern directly corresponding to the capacitor C16 of FIG. 1 is not provided, but the spiral conductor patterns 34, 37, 40, 43, 46, and 49 of the inductor L10 and the spiral pattern of the inductor L12 are not provided. Conductive patterns 36, 39, 42, 45, 48, and 51 are formed by being disposed adjacent to each other in the plane of each of dielectric layers M3 to M8. Here, FIG. 8 pays attention to the three inductors L10, L11, and L12, and schematically shows a state in which the respective conductor patterns constituting each overlap in the stacking direction of the stacked body 20.

図８に示すように、インダクタＬ１０を構成する各導体パターンと、インダクタＬ１２を構成する各導体パターンは、間隔Ｇを置いて並んで配置されている。これは、図６及び図７に示す３つの誘電体層Ｍ３、Ｍ５、Ｍ７において、インダクタＬ１０の各導体パターンとインダクタＬ１２の各導体パターンの配置に対応する。このように、インダクタＬ１０及びインダクタＬ１２の各層の導体パターンを適切な間隔及び長さで配置することにより、コンデンサＣ１６を所望の容量値に調整することができる。 As shown in FIG. 8, each conductor pattern constituting the inductor L10 and each conductor pattern constituting the inductor L12 are arranged side by side with a gap G therebetween. This corresponds to the arrangement of the conductor patterns of the inductor L10 and the conductor patterns of the inductor L12 in the three dielectric layers M3, M5, and M7 shown in FIGS. As described above, the capacitor C16 can be adjusted to a desired capacitance value by arranging the conductor patterns of the respective layers of the inductor L10 and the inductor L12 at appropriate intervals and lengths.

上記の積層体２０に構成される積層型バンドパスフィルタ１０の減衰特性について具体的に説明する。図６及び図７の構造に基づくパターンシミュレーションを行った結果、図９の減衰特性Ｓ０が得られた。ここでは、本実施形態の積層型バンドパスフィルタとの対比のため、コンデンサＣ１６が形成されない場合のパターンシミュレーションを併せて行った。図１０は、図４の等価回路に対応する積層体２０ａに関し、図８と同様、３つのインダクタＬ１０、Ｌ１１、Ｌ１２を構成する積層パターンが積層方向で重なる状態を模式的に表している。図１０に示すように、インダクタＬ１０とインダクタＬ１２は、他のインダクタＬ１１を挟んで離間した配置となっている。従って、図８とは異なり、コンデンサＣ１６に相当する容量は形成されない。なお、図１０に対応する積層体２０ａの各層の構造については省略する。 The attenuation characteristics of the multilayer bandpass filter 10 configured in the multilayer body 20 will be specifically described. As a result of performing pattern simulation based on the structures of FIGS. 6 and 7, the attenuation characteristic S0 of FIG. 9 was obtained. Here, for comparison with the multilayer bandpass filter of the present embodiment, a pattern simulation was also performed when the capacitor C16 was not formed. FIG. 10 schematically shows a state in which the laminated patterns constituting the three inductors L10, L11, and L12 overlap in the laminating direction in the same manner as in FIG. 8, regarding the laminated body 20a corresponding to the equivalent circuit of FIG. As shown in FIG. 10, the inductor L10 and the inductor L12 are arranged to be spaced apart from each other with the other inductor L11 interposed therebetween. Therefore, unlike FIG. 8, a capacitance corresponding to the capacitor C16 is not formed. Note that the structure of each layer of the stacked body 20a corresponding to FIG. 10 is omitted.

図９において、本実施形態の積層型バンドパスフィルタの減衰特性Ｓ０と、図１０に基づく減衰特性Ｓ１を対比すると、通過帯域及びその高周波数側に関しては概ね共通の変化をしている。これに対し、通過帯域の低周波数側（０．５〜２ＧＨｚ）に関しては、それぞれの減衰特性Ｓ０、Ｓ１は大きく異なる。図１０に基づく減衰特性Ｓ１は、図２の減衰特性Ｓｂと同様、低周波数側の減衰量が不十分である。これに対し、本実施形態の減衰特性Ｓ０は、図２の減衰特性Ｓと同様、低周波数側の広い範囲にわたって十分な減衰量が確保されるとともに、１．１ＧＨｚの付近で大きな減衰量のピークが現れている。この場合の相違も、インダクタＬ１０とインダクタＬ１２の間に形成されるコンデンサＣ１６の有無に基づくことは明らかである。このように、本実施形態では別途コンデンサ電極を設けることなく、インダクタＬ１０とインダクタＬ１２のそれぞれの導体パターンを利用して、図１のコンデンサ１６を形成することができるので、積層体１０のサイズを増大させることなく良好なフィルタ特性を有する積層型バンドパスフィルタを実現可能となる。 In FIG. 9, when the attenuation characteristic S0 of the multilayer bandpass filter of the present embodiment is compared with the attenuation characteristic S1 based on FIG. 10, the passband and its high frequency side have almost common changes. On the other hand, regarding the low frequency side (0.5 to 2 GHz) of the pass band, the respective attenuation characteristics S0 and S1 are greatly different. The attenuation characteristic S1 based on FIG. 10 has an insufficient amount of attenuation on the low frequency side, similar to the attenuation characteristic Sb of FIG. On the other hand, the attenuation characteristic S0 of the present embodiment, as with the attenuation characteristic S of FIG. 2, ensures a sufficient attenuation over a wide range on the low frequency side and has a large attenuation peak in the vicinity of 1.1 GHz. Appears. It is clear that the difference in this case is also based on the presence or absence of the capacitor C16 formed between the inductor L10 and the inductor L12. As described above, in this embodiment, the capacitor 16 of FIG. 1 can be formed by using the respective conductor patterns of the inductor L10 and the inductor L12 without providing a separate capacitor electrode. A multilayer bandpass filter having good filter characteristics can be realized without increasing it.

以上、本実施形態に基づき本発明の内容を具体的に説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更を施すことができる。例えば、上記実施形態では、図１に示すようにローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、直列共振器が直列に接続されたバンドパスフィルタ１０を説明したが、ローパスフィルタとハイパスフィルタの接続順を入れ替えてもよい。また、図１の回路構成には限定されることなく、多様な回路構成でバンドパスフィルタ１０を構成することができる。さらに、積層体２０に構成される積層型バンドパスフィルタにおいて、各々の導体パターンやビアホール導体の配置、形状、サイズあるいは端子構造等は自在に設定可能であり、多様な構造の積層型バンドパスフィルタに対し本発明の適用が可能である。 The contents of the present invention have been specifically described above based on the present embodiment, but the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made without departing from the scope of the present invention. For example, in the above embodiment, the band-pass filter 10 in which the low-pass filter, the high-pass filter, and the series resonator are connected in series as illustrated in FIG. 1 has been described. However, the connection order of the low-pass filter and the high-pass filter may be switched. . The bandpass filter 10 can be configured with various circuit configurations without being limited to the circuit configuration of FIG. 1. Further, in the multilayer bandpass filter configured in the multilayer body 20, the arrangement, shape, size, terminal structure, etc. of each conductor pattern and via-hole conductor can be freely set, and the multilayer bandpass filter having various structures. In contrast, the present invention can be applied.

本実施形態のバンドパスフィルタの等価回路を示す図である。It is a figure which shows the equivalent circuit of the band pass filter of this embodiment. 図１の等価回路に基づく回路シミュレーションを行って得られた減衰特性を示す図である。It is a figure which shows the attenuation | damping characteristic obtained by performing the circuit simulation based on the equivalent circuit of FIG. 図２において本実施形態のバンドパスフィルタと対比するための従来の等価回路を示す図である。It is a figure which shows the conventional equivalent circuit for contrasting with the band pass filter of this embodiment in FIG. 図２において本実施形態のバンドパスフィルタと対比するため、図１の等価回路からコンデンサＣ１６を除去した等価回路である。2 is an equivalent circuit in which the capacitor C16 is removed from the equivalent circuit of FIG. 1 for comparison with the bandpass filter of the present embodiment. 本実施形態の積層型バンドパスフィルタが構成される積層体の外観斜視図である。It is an external appearance perspective view of the laminated body by which the multilayer band pass filter of this embodiment is comprised. 本実施形態の積層体の各層の構造を示す第１の平面図である。It is a 1st top view showing the structure of each layer of the layered product of this embodiment. 本実施形態の積層体の各層の構造を示す第２の平面図である。It is a 2nd top view which shows the structure of each layer of the laminated body of this embodiment. 本実施形態の積層体において３つのインダクタＬ１０、Ｌ１１、Ｌ１２を構成する各導体パターンが積層方向で重なる状態を模式的に表す図である。It is a figure showing typically the state where each conductor pattern which constitutes three inductors L10, L11, and L12 overlaps in the lamination direction in the layered product of this embodiment. 図６及び図７の構造に基づくパターンシミュレーションを行って得られた減衰特性を示す図である。It is a figure which shows the attenuation | damping characteristic obtained by performing the pattern simulation based on the structure of FIG.6 and FIG.7. 図４の等価回路に対応する積層体において３つのインダクタＬ１０、Ｌ１１、Ｌ１２を構成する各導体パターンが積層方向で重なる状態を模式的に表す図である。FIG. 5 is a diagram schematically illustrating a state in which conductor patterns constituting three inductors L10, L11, and L12 overlap in the stacking direction in the stacked body corresponding to the equivalent circuit of FIG.

Explanation of symbols

１０…バンドパスフィルタ
２０…積層体
３０…グランドパターン
３１〜３３、５２〜５５…コンデンサ電極
３４〜５１…導体パターン
６０〜７８…ビアホール導体
Ｃ１０、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４、Ｃ１５、Ｃ１６、Ｃ２０、Ｃ２１…コンデンサ
Ｌ１０、Ｌ１１、Ｌ１２、Ｌ２０…インダクタ
Ｔ１…入力端子
Ｔ２…出力端子
Ｔｇ…グランド端子
Ｍ１〜Ｍ１０…誘電体層 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Band pass filter 20 ... Laminated body 30 ... Ground pattern 31-33, 52-55 ... Capacitor electrode 34-51 ... Conductor pattern 60-78 ... Via-hole conductor C10, C11, C12, C13, C14, C15, C16, C20 C21, capacitors L10, L11, L12, L20, inductor T1, input terminal T2, output terminal Tg, ground terminals M1-M10, dielectric layer.

Claims

A bandpass filter that outputs only a component of a predetermined passband from a signal input from an input terminal from an output terminal,
A low pass filter including a parallel resonator connected to the input terminal;
A high pass filter connected between the low pass filter and the output terminal;
A series resonator in which a first inductor having one end connected to the output terminal and a first capacitor having one end connected to the ground;
A second capacitor connected between a connection point connecting the other ends of the first capacitor and the first inductor and the input terminal;
A band-pass filter comprising:

The band-pass filter according to claim 1, wherein the series resonator is adjusted to have a pole on a low frequency side of the pass band.

A laminated band-pass filter configured in a laminate in which a plurality of dielectric layers are laminated,
An input terminal and an output terminal formed in the laminate;
A low pass filter connected to the input terminal;
A high pass filter connected between the low pass filter and the output terminal ;
One end connected to said output terminal, the other end is connected to the capacitor electrodes constituting the capacitor of the series resonator, a first inductor formed to include a conductive pattern of one or more of said dielectric layer Conductors,
A second inductor conductor having one end connected to the input terminal and the other end connected to the high-pass filter and including one or more conductor patterns of the dielectric layer;
With
The first inductor conductor and the second inductor conductor are arranged adjacent to each other with a predetermined spacing in the plane of each of the one or more dielectric layers to form a capacitor,
The first inductor conductor constitutes an inductor of the series resonator connected between the output terminal and a ground,
The second inductor conductor constitutes an inductor of a parallel resonator included in the low-pass filter;
A multilayer bandpass filter characterized by the above.

4. The multilayer bandpass filter according to claim 3, wherein the capacitor electrode and the ground pattern are disposed to face each other.

4. The multilayer according to claim 3, wherein the first inductor conductor and the second inductor conductor are formed in a spiral shape by connecting conductor patterns of two or more dielectric layers in a lamination direction. Type bandpass filter.