JP5278052B2 - マトリクスコンバータ回路 - Google Patents

Description

本発明は、複数個の双方向スイッチにより構成され、商用電源の交流電力を直接所望の周波数の交流電力に変換させる機能を有したマトリクスコンバータ回路技術に関する。

このようなマトリクスコンバータ回路として、以下のようなものが提案されている。一般的な３相マトリクスコンバータ回路としては、３相電源からの交流電力を直接所望の周波数の交流出力に変換し、変換した交流出力で負荷を駆動するものが実用化されている。例えば、特許文献１に示すようなマトリクスコンバータ回路が提案されており、高効率化、回路の小型化に優位性を有している。

一方、単相電源からの交流電力を直接所望周波数の交流出力に変換し、変換した交流出力でモータ駆動する、いわゆる単相マトリクスコンバータ回路としては、例えば、特許文献２に記載されたマトリクスコンバータ回路およびモータ駆動装置が提案されている。

これは、双方向スイッチを介して単相交流電源を直接モータに接続し、双方向スイッチをＰＷＭ制御することにより、モータを駆動するものである。交流電源の電源電圧の正負関係を検出し、それに基づいて直流電源用制御部の６個の出力信号から１２個の双方向スイッチ回路用制御信号を出力する制御信号再生成部により、損失の少ない小型で安価なモータ駆動装置が提案されている。
特開２００４−２２９４９２号公報 特開２００５−４５９１２号公報

しかしながら、特許文献１のような従来のマトリクスコンバータ回路は、大振幅で駆動するモータの端子で電流を検出するために、カレントトランスで電流を検出する必要があり、そのカレントトランスは高価なものであった。

しかし、古くから知られているインバータ装置を用いて交流−交流変換を行うには、一旦は交流電力を直流電力に変換した後、更にインバータ装置で直流電力を交流電力に変換する必要があり、トータルの交流電力の変換効率は必ずしも良くなかった。

本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、マトリクスコンバータ回路、特に単相交流電源を３相交流に変換する直接型変換器において、モータに流れる負荷電流を安定に検出でき、モータの制御が可能な、安価で高性能のマトリクスコンバータ回路を実現することを目的としている。

本発明に係るマトリクスコンバータ回路は、単相の交流電源からの交流電力を３相の交流電力に変換し負荷に供給するマトリクスコンバータ回路において、
前記３相の相毎に設けられ前記交流電源の端子間に直列に接続された２つの双方向スイッチからなる相駆動回路と、前記２つの双方向スイッチのうち一方と前記交流電源の一端との間に設けられたシャント抵抗と、前記シャント抵抗の端子間電圧を検出して前記負荷に流れる電流を検出する電流検出手段とを備えたものである。

このことにより、高価な電流センサを使用せず、安価な構成にて電流を制御するため、
安価で高性能のマトリクスコンバータ回路が実現される。

以上のように本発明によれば、安価な構成にて負荷電流を検出し、制御を行うことにより、高性能の運転が実現され、マトリクスコンバータ回路の低コスト化、高性能化を実現することができる。

第１の発明は、単相の交流電源からの交流電力を３相の交流電力に変換し負荷に供給するマトリクスコンバータ回路において、前記３相の相毎に設けられ前記交流電源の端子間に直列に接続された２つの双方向スイッチからなる相駆動回路と、前記２つの双方向スイッチのうち一方と前記交流電源の一端との間に設けられたシャント抵抗と、前記シャント抵抗の端子間電圧を検出して前記負荷に流れる電流を検出する電流検出手段とを備えたマトリクスコンバータ回路とするものである。

この構成により、高価な電流センサを使用せず、安価な構成にて電流を制御するため、安価で高性能のマトリクスコンバータ回路が実現される。

第２の発明は、特に、第１の発明の電流検出手段は、シャント抵抗に接続された双方向スイッチがオンした区間内で前記シャント抵抗の端子間電圧を検知して負荷に流れる電流を検出することで、電源電圧に応じたマトリクスコンバータ回路の動作に対応して、正確に電流を検出することができるマトリクスコンバータ回路を安価に構成できる。

第３の発明は、特に、第１の発明の電流検出手段は、交流電源の極性に応じてシャント抵抗の端子間電圧の正負を切り替えて負荷に流れる電流を検出することで、交流電源の極性が切り替わる毎に検出電圧の極性を切り替えて負荷電流を検出するので、交流電源の極性が切り替わっても、安定にＰＷＭ制御することができるマトリクスコンバータ回路が実現される。

第４の発明は、特に、第１〜第３の発明の相駆動回路の駆動をＰＷＭ制御で行うスイッチング素子制御手段を備え、前記電流検出手段は、前記スイッチング素子制御手段のキャリア信号の最大値もしくは最小値となるタイミングで前記シャント抵抗の端子間電圧を検出し負荷の電流を検出することで、マトリクスコンバータ回路のＰＷＭ変調の変調波に同期して確実に動作し、負荷の電流を正確に検出することができるマトリクスコンバータ回路が実現される。

第５の発明は、特に、第４の発明の電流検出手段に電源供給を行う電源回路を備え、前記電源回路の低電位側は、シャント抵抗を接続した交流電源の一端に接続されていることで、負荷の電流を検出してＰＷＭ制御することが可能となり、安価で高性能のマトリクスコンバータ回路が実現される。

第６の発明は、特に、第５の発明の電源回路は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を所定の直流電圧に変換するレギュレータとから構成されたことで、簡単で安価な制御装置の構成にて電流を検出し制御することが可能となり、安価で高性能のマトリクスコンバータ回路が実現される。

第７の発明は、特に、第１〜第６のいずれか１つの発明の電流検出手段は、負荷に電流が流れていないタイミングで検出したシャント抵抗の端子間電圧をオフセット値とし、前記負荷に流れる電流値をシャント抵抗の端子間電圧値から前記オフセット値を減算して検出することで、簡単に正確な負荷電流を正確に検出して制御することが可能となり、高性
能のマトリクスコンバータ回路を安価に構成できる。

第８の発明は、特に、第１〜第７のいずれか１つの発明の双方向スイッチは、窒化ガリウム（ＧａＮ）半導体により構成されていることで、小さなオン電圧でスイッチング駆動できるから、変換ロスを少なくして変換効率の高いマトリクスコンバータ回路を実現することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、本実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、この実施形態に係るマトリクスコンバータ回路の要部構成を示す構成図である。

図１に示すように、交流電源１の一端には双方向スイッチ２、４、６が接続され、他端には双方向スイッチ３、５、７が接続された形で駆動回路が構成されている。直列接続された双方向スイッチ２と双方向スイッチ３は、１相分の相駆動回路を構成し、その中間接続点にはモータ８の３相巻線の一端が接続される。

また、直列接続された双方向スイッチ４と双方向スイッチ５は、別の１相分の相駆動回路を構成し、その中間接続点にはモータ８の３相巻線の別の一端が接続される。更に、直列に接続された双方向スイッチ６と双方向スイッチ７は、更に別の１相分の相駆動回路を構成し、その中間接続点にはモータ８の３相巻線の別の一端が接続されている。

電流検出手段１０は、シャント抵抗９ａ、９ｂ、９ｃの端子間電圧を検出するシャント電圧検出手段１１と、シャント電圧検出手段１１で検出した電圧値を用いて負荷電流の値を出力する電流値出力手段１２と、シャント電圧検出手段１１及び電流値出力手段１２を動作させるタイミング信号を生成する電流検出タイミング制御手段１３とから構成される。

電流値出力手段１２は、シャント電圧検出手段１１で検知したシャント抵抗の端子間電圧値に基づいて負荷電流の値を表す信号を出力する。

スイッチング素子制御手段１４は、交流電源１の端子間に直列接続された双方向スイッチ２，３，４，５，６，７それぞれの２つのゲート入力を個別に制御し、双方向スイッチ２，３，４，５，６，７の順方向導通と逆方向導通を個別に制御する。

なお、図１では、双方向スイッチ２〜７を構成するスイッチング素子のうち順方向導通するものはスイッチング素子２ａ，３ａ，４ａ，５ａ，６ａ，７ａで図示し、逆方向導通するものはスイッチング素子２ｂ，３ｂ，４ｂ，５ｂ，６ｂ，７ｂで図示しており、双方向スイッチ２を構成するスイッチング素子の対２ａと２ｂは互いに逆向きに並列接続されており、その他の双方向スイッチ３〜７も同様な構成になっている。

交流電源１の一端は、基準電位１７に接続されると共に、双方向スイッチ３、５、７との間にそれぞれシャント抵抗９ａ、９ｂ、９ｃが接続されている。電流検出手段１０は、シャント抵抗９ａ、９ｂ、９ｃの端子間電圧が入力され、負荷となるモータ８に流れる電流を検出する。電源電圧検出手段１６は、交流電源１の電圧値を検出する。電源回路１５は、交流電源１の交流電力を所定の直流電圧（例えば、５Ｖ）に変換して、電流検出手段１０へ電源供給する。

図２は、一例である双方向スイッチの素子構成図である。図２に示すように、双方向スイッチ２は、逆向きに並列接続された１対のスイッチング素子２ａ、２ｂで構成され、それぞれゲート信号の入力端が設けられている。そして、スイッチング素子２ａ、２ｂは、この入力端にゲート信号を入力することにより、スイッチング素子２ａおよび２ｂを個別にＯＮ／ＯＦＦして双方向に通電することができ、双方向スイッチ２の通流方向を制御することができるものである。

同様に、双方向スイッチ３はスイッチング素子３ａ、３ｂで構成され、双方向スイッチ４はスイッチング素子４ａ、４ｂで構成され、双方向スイッチ５はスイッチング素子５ａ、５ｂで構成され、双方向スイッチ６はスイッチング素子６ａ、６ｂで構成され、双方向スイッチ７はスイッチング素子７ａ、７ｂで構成される。ただし、図２に示す双方向スイッチは、通電方向と逆向きのスイッチング素子の素子耐圧が低くなるため、その現象が双方向スイッチの耐圧を低下させる要因となるので、高電圧の回路動作には向かない。

図３は、高耐圧化を図ったその他の双方向スイッチの素子構成図である。図３に示すように、双方向スイッチ２は、逆向きに配置したスイッチング素子２３ａ、２３ｂと、それに直列に接続された逆阻止ダイオード２２ａ、２２ｂとによって素子を複合化して構成している。この場合、逆阻止ダイオード２２ａ、２２ｂにより、スイッチング素子２３ａ、２３ｂの導通方向とは逆の電流を阻止することができ、高耐圧の双方向スイッチを実現できる。

なお、図１の双方向スイッチ２〜７は、図２の素子構成で図示しているが、実際は回路耐圧を配慮すると、図３のように複数の素子を複合化した双方向スイッチを採用するか、次に述べる図４のような窒化ガリウム（ＧａＮ）を基材とした双方向スイッチを採用して、回路の高耐圧化を図った方が好ましい。

図４は、窒化ガリウム（ＧａＮ）を材料とした双方向スイッチング素子の構成図である。図４に示すように、この双方向スイッチング素子２６は２つのゲート入力２４、２５を備えており、１つは順方向導通用のゲート入力２５であり、もう１つは逆方向導通用のゲート入力２４となっている。この双方向スイッチング素子２６は、窒化ガリウム（ＧａＮ）を基材とした半導体基板に作り込まれたものであり、図３に示すように複数の素子を複合して構成していないため、オン動作したときの端子間電圧（オン電圧）が小さく、図３に示す双方向スイッチより電力損失が小さく、図２に示す双方向スイッチより高い耐圧を示す利点がある。

そのため、この双方向スイッチング素子２６をスイッチング回路に適用すると、スイッチング素子の端子間で電圧降下を少なくして、出力に繋がる負荷に多くの電力を伝達することができ、マトリクスコンバータ回路のようなスイッチング回路の電源効率を高めることができる。

図５は、電源回路１５の構成を示す回路図である。図５に示すように、交流電源１に接続されたダイオード（または整流回路）１５０により、交流電源１の交流電圧を整流し、整流した電圧をコンデンサ１５１で平滑して直流電圧を得て、更にレギュレータ１５２により所定の直流電圧に安定化した直流電源電圧ＶＤＤを出力する。

この電源回路１５は、マトリクスコンバータ回路に用いる種々の制御回路に電源供給するもので、種々の制御回路とともに基準電位１７に共通に接続しているため、３個のシャント抵抗９ａ、９ｂ、９ｃの端子間電圧を検出する電流検出手段１０の信号処理を容易にしている。

図６は、電源電圧検出手段１６の構成を示す回路図である。図６に示すように、電源電圧検出手段１６は、交流電源１の端子間に分圧抵抗１６１，１６２を直列接続し、その中間接続点に電源電圧換算手段１６３を接続して構成される。そして、分圧抵抗１６１，１６２により電圧レベルが変換された信号は、電源電圧換算手段１６３で換算係数を掛けられ、その出力側に接続されるスイッチング素子制御手段１４の制御で使用可能なレベルに変換される。

図７は、電流検出手段１０の一部を構成するシャント電圧検出手段１１の回路図であり、１相分のシャント電圧検出手段１１と周辺回路を含んだ構成を抜き出して図示している。

図７に示すように、電圧レベルシフト手段１１０は、シャント抵抗９ａに接続され、シャント抵抗９ａの端子間電圧を種々の制御回路で信号処理し易い電圧レベルに変換する。この場合、シャント抵抗９ａの端子間電圧は、基準電位点１７に対して正負に変動するため、その変動範囲を制御装置で処理し易い電圧範囲（０〜５Ｖ）に変換する。この電圧レベルシフトは、抵抗とオペアンプで構成される。

オフセット記憶手段１１１は、このマトリスクコンバータ回路によってモータ８を起動する前のタイミングで発生したオフセット記憶タイミング信号が与えられることにより、即ち、負荷電流が流れない状態でオフセット記憶タイミング信号が与えられることにより、電圧レベルシフト手段１１０が出力するシャント抵抗の端子間電圧値を記憶する。

そして、シャント電圧検出手段１１は、マトリクスコンバータ回路を起動した通常の運転時には、シャント抵抗９ａの端子間電圧値からこのオフセット記憶手段１１１に記憶された値を減算した電圧値を出力する。これにより、電流が流れていない時の出力値を正確に設定することができ、検出精度を高めることができる。

図８は電流値出力手段１２の１相分の回路構成を表す回路図である。図８に示すように、電流値出力手段１２は、電流検出タイミング制御手段１３から出力される電流検出タイミング信号が入力されると、電流検出タイミング信号に基づいてサンプルホールド手段１２０を動作させ、シャント電圧検出手段１１の出力電圧をサンプルホールド手段１２０により電圧レベルをサンプルホールドする。

サンプルホールドした電圧値は、電流方向判断手段１２１により符号を合わせた後、電流換算手段１２２により電圧値を電流値に換算して電流検出値として出力する。

図９は、図１に示すスイッチング素子制御手段１４の具体的な回路構成を示す回路図であり、スイッチング素子制御手段１４について詳細に説明する。

図９に示すように、ＰＷＭ発生手段１４０３は、一般的なインバータ装置で使用される三角波のキャリア信号を使用した３相のＰＷＭ信号を出力する機能を有したものであり、振幅Ｖｃのキャリア信号と、位相が１２０度ずつ異なる３相の駆動電圧とを比較することにより、３相のＰＷＭ信号、即ちＵ相ＰＷＭ信号、Ｖ相ＰＷＭ信号およびＷ相ＰＷＭ信号を生成する。

スイッチング素子制御手段１４は、この３相のＰＷＭ信号を使用して、６個の双方向スイッチ２〜７用の１２本のゲート信号を生成し、双方向スイッチ２〜７をＯＮ／ＯＦＦ制御する。Ｕ相を制御する双方向スイッチ２，３と、Ｖ相およびＷ相を制御する双方向スイッチ４，５，６，７は同様に動作するので、Ｕ相用の回路動作を代表して説明し、Ｖ相およびＷ相の回路動作の説明を省略する。

図９に示すように、電圧極性判別手段１４０１は、電源電圧検出手段１６（図６を参照）で検出した電源電圧検出値が入力され、交流電源１の瞬時電圧が正ならば１、負ならば０の論理信号を出力する。

Ｕ相の制御信号生成部１４１３は、ＡＮＤ回路１４０４〜１４０７およびＯＲ回路１４０８〜１４１１によって構成され、電圧極性判別手段１４０１の論理信号と、その論理信号をインバータ１４０２で反転した反転信号と、ＰＷＭ発生手段１４０３から出力するＵ相ＰＷＭ信号と、そのＵ相ＰＷＭ信号をインバータ１４１２で反転した反転信号とが入力され、４つの駆動信号、即ちＵ相ゲート信号Ｕ２ａ、Ｕ２ｂ、Ｕ３ａおよびＵ３ｂを生成する。

Ｕ相ゲート信号Ｕ２ａは図１に示すスイッチング素子２ａのゲートに入力され、スイッチング素子２ａは、Ｕ相ゲート信号Ｕ２ａに応じてＵ相上アームを構成する双方向スイッチ２の下向き電流をＯＮ／ＯＦＦ制御する。

Ｕ相ゲート信号Ｕ２ｂは図１に示すスイッチング素子２ｂのゲートに入力され、スイッチング素子２ｂは、Ｕ相ゲート信号Ｕ２ｂに応じて双方向スイッチ２の上向き電流をＯＮ／ＯＦＦ制御する。

Ｕ相ゲート信号Ｕ３ａは図１に示すスイッチング素子３ａのゲートに入力され、スイッチング素子３ａは、Ｕ相ゲート信号Ｕ３ａに応じてＵ相下アームを構成する双方向スイッチ３の下向き電流をＯＮ／ＯＦＦ制御する。

Ｕ相ゲート信号Ｕ３ｂは図１に示すスイッチング素子３ｂのゲートに入力され、スイッチング素子３ｂは、Ｕ相ゲート信号Ｕ３ｂに応じて双方向スイッチ３の上向き電流をＯＮ／ＯＦＦ制御する。

以上のような動作は、Ｖ相の制御信号生成部１４１４及びＷ相の制御信号生成部１４１５でも同様に行われ、Ｖ相の制御信号生成部１４１４の駆動信号、即ちＶ相ゲート信号Ｖ４ａ、Ｖ４ｂ、Ｖ５ａ及びＶ５ｂはスイッチング素子４ａ，４ｂ，５ａ及び５ｂの駆動を制御する。また、Ｗ相の制御信号生成部１４１４の駆動信号、即ちＷ相ゲート信号Ｖ６ａ、Ｖ６ｂ、Ｖ７ａ及びＶ７ｂはスイッチング素子６ａ，６ｂ，７ａ及び７ｂの駆動を制御する。

次に、図１に示すマトリクスコンバータ回路の電流検出動作について、図１０及び図１１を用いて詳細に説明する。図１０は交流電源１の電圧が基準電位より高い場合（正の場合）の動作波形を示す動作波形図であり、図１１は交流電源１の電圧が基準電位より低い場合（負の場合）の動作波形を示す動作波形図である。

図１及び図１０に示すように、三角波のキャリア信号が駆動電圧より大きくなる時刻ｔ１からｔ２の区間及び時刻ｔ４からｔ５の区間は、スイッチング素子２ａがオン状態になり、電流がスイッチング素子２ａを通って交流電源１からモータ８へと流れる。そして、その他の区間はスイッチング素子２ａがオフ状態になる。

三角波のキャリア信号が駆動電圧より小さくなる時刻ｔ０からｔ１の区間、および時刻ｔ２からｔ４の区間は、スイッチング素子３ａがオン状態となり、モータ８からの電流がスイッチング素子３ａおよびシャント抵抗９ａを通って接地電位点１７側へ流れる。そして、その他の区間はスイッチング素子３ａがオフ状態になる。

スイッチング素子２ｂ及び３ｂは、交流電源１の瞬時電圧が正の期間中は常にゲートにＨレベルが入力される。これによって、スイッチング素子２ｂ及び３ｂは、ダイオードのように作用し、通常の時はＯＦＦ状態を維持しているが、モータ８のＵ相端子に異常電圧が発生した時にのみに導通する。即ち、スイッチング素子２ｂは、モータ１のＵ相電圧が交流電源１の瞬時電圧より高くなる異常電圧が発生した時に導通し、スイッチング素子３ｂは、モータ１のＵ相電圧が接地電位より低くなる異常電圧が発生した時に導通して、過大な異常電圧に対する保護機能を発揮する。

スイッチング素子３ａがオンすると、モータ８に流れる負荷電流は増加し、逆にスイッチング素子３ａがオフすると負荷電流は減少する。そして、スイッチング素子３ａがオンすると、モータ８を流れる負荷電流はシャント抵抗９ａを流れ、シャント抵抗９ａの端子間に負荷電流に応じた電圧が励起される。

シャント抵抗９ａの端子間電圧は、スイッチング素子３ａがオンしている区間だけ出力され、スイッチング素子３ａがオフしている区間はゼロとなる。そこで、スイッチング素子３ａがオンしている区間、即ちシャント抵抗９ａの端子間にモータ８の負荷電流が流れて電圧降下を発生する区間中にシャント抵抗９ａの端子間電圧を検出する。

この場合、キャリア信号の谷部のタイミング、即ち時刻ｔ３およびｔ６のタイミングでシャント抵抗９ａの端子間電圧を検出するのが好ましく、例えば、電流検出タイミング手段１３により、時刻ｔ３及びｔ６のタイミングで微分パルスを発生させ、その微分パルスを電流検出タイミング信号として電流出力手段１２に印加し、電流検出値をサンプルホールドする。

このようにすると、時刻ｔ３及びｔ６のタイミングでサンプルホールドする負荷電流の検出値を更新して検出することができる。また、モータ８をスイッチング駆動する際に生じるリンギングノイズの影響を受けずに、モータ８の負荷電流を正確に測定することができ、正確な電流検出に基づいてモータ８の負荷電流を安定に制御することが可能になる。

なお、スイッチング素子２ａ，３ａをスイッチングする時、それらの個々のスイッチング動作に遅れ時間が生じて、スイッチング素子２ａと３ａが同時に導通する瞬間が生じると、その期間内にスイッチング素子２ａと３ａが交流電源１の端子間を短絡することになり、過大電流が流れることでスイッチング素子２ａ，３ａが破損する可能性がある。

そのような問題に対処するため、ＯＮ／ＯＦＦの切り替わりタイミングを外す手法が多用されるが、そのような手法を用いるとスイッチング素子２ａと３ａの両方が同時にＯＦＦする期間が生じ、その時、モータ８の誘起電圧によって高い異常電圧が発生する危険性が高くなる。

このような不都合に対処するため、スイッチング素子２ｂ、３ｂは、交流電源１の瞬時電圧が正の場合は、常にゲートにＨレベルを入力して、通常の時はオフ状態を維持し、モータ８の端子に異常電圧が発生すると導通するように、ダイオードのように機能して双方向スイッチ２〜７を保護している。

次に、図１１を用いて交流電源１の瞬時電圧が基準電位より低くなる場合（負の場合）の動作を説明する。

図１１に示すように、三角波のキャリア信号がＵ相の駆動電圧より大きくなる時刻ｔ１からｔ３の区間および時刻ｔ４からｔ６の区間は、スイッチング素子３ｂのゲートに入力されるゲート信号Ｕ３ｂがＨレベルになることに応じて、スイッチング素子３ｂがオン状
態になり、負荷電流がシャント抵抗９ａ及びスイッチング素子３ｂを通り接地電位点１７からモータ８へと流れる。そして、その他の区間はスイッチング素子３ｂがオフ状態になる。

また、三角波のキャリア信号が駆動電圧より小さくなる時刻ｔ０からｔ１の区間及び時刻ｔ３からｔ４の区間は、スイッチング素子２ｂのゲートに入力されるゲート信号Ｕ２ｂがＨレベルになることに応じて、スイッチング素子２ｂがオン状態になり、モータ８からの負荷電流がスイッチング素子２ｂを通って交流電源１側に流れる。そして、その他の区間はスイッチング素子２ｂがオフ状態になる。

スイッチング素子２ａ及び３ａは、交流電源１の瞬時電圧が負の期間中は常にゲートにＨレベルが入力される。これによって、スイッチング素子２ａ及び３ａは、ダイオードのように作用し、通常の時はＯＦＦ状態を維持しているが、モータ８のＵ相端子に異常電圧が発生した時にのみに導通する。即ち、スイッチング素子２ａは、モータ１のＵ相電圧が交流電源１の瞬時電圧より低くなる異常電圧が発生した時に導通し、スイッチング素子３ａは、モータ１のＵ相電圧が接地電位より高くなる異常電圧が発生した時に導通して、過大な異常電圧に対する保護機能を発揮する。

スイッチング素子３ｂがオンすると、モータ８に流れる負荷電流は増加し、逆にスイッチング素子３ｂがオフの場合には負荷電流が減少する。そして、スイッチング素子３ｂがオンすると、モータ８を流れる負荷電流はシャント抵抗９ａを流れ、負荷電流に応じた電圧がシャント抵抗９ａの端子間に励起される。シャント抵抗９ａの端子間には、スイッチング素子３ｂがオンしている区間だけ負の電圧降下を出力し、スイッチング素子３ｂがオフしている区間はゼロとなる。そこで、スイッチング素子３ｂがオンしている区間、即ちシャント抵抗９ａの端子間に負荷電流に応じた電圧降下が発生する区間中にシャント抵抗９ａの端子間電圧を検出する。

この場合、キャリア信号の山部のタイミング、即ち時刻ｔ２およびｔ５のタイミングでシャント抵抗９ａの端子間電圧を検出するのが好ましく、例えば、電流検出タイミング手段１３により、時刻ｔ２及びｔ５のタイミングで微分パルスを発生させ、その微分パルスを電流検出タイミング信号として電流値出力手段１２に印加し、電流検出値をサンプルホールドする。

このようにすると、時刻ｔ２及びｔ５のタイミングで負荷電流の検出値を更新して検出すると共に、モータ８をスイッチング駆動する際に生じるリンギングノイズの影響を受けずにモータ８の負荷電流を正確に測定することができ、正確な電流検出に基づいてモータ８の負荷電流を安定に制御することが可能になる。

また、交流電源１の瞬時電圧が負の場合は、スイッチング素子２ａ，３ａのゲートにＨレベルを常に印加するので、交流電源１の瞬時電圧が正の時にＰＷＭ制御を行っていたスイッチング素子２ａ，３ａは、今度はスイッチング素子２ｂ，３ｂと入れ替わりに保護回路として機能する。

以上に説明したように、本実施形態におけるマトリクスコンバータ回路は、シャント抵抗の端子間電圧をサンプルホールドしてモータの負荷電流に対応した電流の検出を行うことができるので、負荷電流値を検出して制御する高性能のマトリクスコンバータ回路を安価に構成できる。

以上説明したように本発明は、マトリクスコンバータ回路に関し、３相モータを駆動す
るような応用に用いられ、低コスト、高性能運転の特徴が必要なマトリクスコンバータ回路について有用である。

本発明による本実施形態に係るマトリクスコンバータ回路の回路図 同マトリクスコンバータ回路に用いる双方向スイッチの素子構成図 同双方向スイッチの別の素子構成図 同双方向スイッチの別の素子構成図 本実施形態に係るマトリクスコンバータ回路の電源回路の回路図 同マトリクスコンバータ回路の電源電圧検出手段の回路図 同マトリクスコンバータ回路のシャント電圧検出手段の回路図 同マトリクスコンバータ回路の電流値出力手段の回路図 同マトリクスコンバータ回路のスイッチング素子制御手段の回路図 同マトリクスコンバータ回路の電流値出力動作を説明する動作波形図 同マトリクスコンバータ回路の電流値出力動作を説明する動作波形図

１ 交流電源
２，３，４，５，６，７ 双方向スイッチ
８ モータ
９ａ、９ｂ、９ｃ シャント抵抗
１０ 電流検出手段

Claims (8)

1. 単相の交流電源からの交流電力を３相の交流電力に変換し負荷に供給するマトリクスコンバータ回路において、
   前記３相の相毎に設けられ前記交流電源の端子間に直列に接続された２つの双方向スイッチからなる相駆動回路と、前記２つの双方向スイッチのうち一方と前記交流電源の一端との間に設けられたシャント抵抗と、前記シャント抵抗の端子間電圧を検出して前記負荷に流れる電流を検出する電流検出手段とを備えたマトリクスコンバータ回路。
2. 電流検出手段は、シャント抵抗に接続された双方向スイッチがオンした区間内で前記シャント抵抗の端子間電圧を検知して負荷に流れる電流を検出することを特徴とする請求項１記載のマトリクスコンバータ回路。
3. 電流検出手段は、交流電源の極性に応じてシャント抵抗の端子間電圧の正負を切り替えて負荷に流れる電流を検出することを特徴とする請求項１記載のマトリクスコンバータ回路。
4. 相駆動回路の駆動をＰＷＭ制御で行うスイッチング素子制御手段を備え、前記電流検出手段は、前記スイッチング素子制御手段のキャリア信号の最大値もしくは最小値となるタイミングで前記シャント抵抗の端子間電圧を検出し負荷の電流を検出することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のマトリクスコンバータ回路。
5. 電流検出手段に電源供給を行う電源回路を備え、前記電源回路の低電位側は、シャント抵抗を接続した交流電源の一端に接続されていることを特徴とする請求項４記載のマトリクスコンバータ回路。
6. 電源回路は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を所定の直流電圧に変換するレギュレータとから構成されたことを特徴とする請求項５記載のマトリクスコンバータ回路。
7. 電流検出手段は、負荷に電流が流れていないタイミングで検出したシャント抵抗の端子間電圧をオフセット値とし、前記負荷に流れる電流値をシャント抵抗の端子間電圧値から前記オフセット値を減算して検出することを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載のマトリクスコンバータ回路。
8. 双方向スイッチは、窒化ガリウム（ＧａＮ）半導体により構成されていることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載のマトリクスコンバータ回路。

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