JP5231614B2

JP5231614B2 - Induction melting furnace controller

Info

Publication number: JP5231614B2
Application number: JP2011205281A
Authority: JP
Inventors: 敏之渡辺
Original assignee: Kitashiba Electric Co Ltd
Current assignee: Kitashiba Electric Co Ltd
Priority date: 2011-09-20
Filing date: 2011-09-20
Publication date: 2013-07-10
Anticipated expiration: 2031-09-20
Also published as: JP2013069427A

Description

加熱コイルの熱によって炉内に収納された被溶解材を溶解させる誘導溶解炉の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for an induction melting furnace that melts a material to be melted stored in the furnace by the heat of a heating coil.

従来から、この種の誘導溶解炉の制御装置には、スイッチング素子を使用した電圧型インバータが用いられており、このインバータを負荷共振周波数に同期した共振状態で動作させている。このような装置では、電圧型インバータの出力電圧と出力電流の位相差を検出してインバータ出力周波数を調整し、被溶解材の状態により負荷共振周波数が変化した場合にも共振状態を保持できるようになっている。 Conventionally, a voltage type inverter using a switching element is used in a control device of this type of induction melting furnace, and this inverter is operated in a resonance state synchronized with a load resonance frequency. In such a device, the inverter output frequency is adjusted by detecting the phase difference between the output voltage and the output current of the voltage type inverter so that the resonance state can be maintained even when the load resonance frequency changes depending on the state of the material to be melted. It has become.

例えば、上記スイッチング素子を使用した制御手法としては、次の手法が知られている。インバータの出力電流と出力電圧との位相差γを検出し、検出した位相差γが位相差最下限γ_Ｂを超えたと判別した場合、すなわち負荷共振周波数が調整困難となる状態に近づいた場合、Ｖ／ｆコンバータを作動させ、インバータの出力周波数を一度最高周波数まで引き上げて調整する手法である（特許文献１、〔００２６〕，〔００２７〕，図１０，１１）。 For example, the following method is known as a control method using the switching element. When the phase difference γ between the output current and the output voltage of the inverter is detected and it is determined that the detected phase difference γ exceeds the phase difference lower limit γ _B , that is, when the load resonance frequency approaches a state where adjustment becomes difficult, In this method, the V / f converter is operated and the output frequency of the inverter is once increased to the maximum frequency for adjustment (Patent Document 1, [0026], [0027], FIGS. 10 and 11).

特開２００４−０７１４４４号公報JP 2004-071444 A

しかしながら、かかる従来の制御手法では、位相差γが位相差最下限γ_Ｂを超える毎に最高周波数まで引き上げる制御をするため、一時的に共振状態、すなわち力率が最も高い状態から離れてしまう。したがって、高い力率を保持して被溶解材を安定的に加熱・溶解することが困難であった。 However, in such a conventional control method, control is performed to raise the frequency to the highest frequency every time the phase difference γ exceeds the phase difference lower limit γ _B , so that the resonance state, that is, the state where the power factor is highest is temporarily left. Therefore, it has been difficult to stably heat and dissolve the material to be dissolved while maintaining a high power factor.

以上の事情に鑑みて、本発明は、高い力率を保持しつつ電力制御が可能な誘導溶解炉の制御装置を提供することを目的とする。 In view of the above circumstances, an object of the present invention is to provide a control device for an induction melting furnace capable of controlling electric power while maintaining a high power factor.

第１発明の誘導溶解炉の制御装置は、加熱コイルの熱によって炉内に収納された被溶解材を溶解させる誘導溶解炉の制御装置であって、
前記加熱コイルに供給する高周波電力を生成する高周波電力生成部と、
前記高周波電力の電圧と電流の位相差を検出する位相差検出部と、
前記位相差検出部により検出された前記位相差に応じて前記高周波電力を生成するように前記高周波電力生成部の制御信号を生成する制御信号生成部とを備え、
前記制御信号生成部は、（１）前記高周波電力生成部に対して予め設定された起動周波数から前記位相差が小さくなるように前記制御信号を変化させ、所定の前記位相差を維持する第１制御信号を生成し、（２）該位相差が予め設定された閾値となった場合に、該第１制御信号に補正信号を加えることにより該位相差の変化に追従しつつ該位相差を一定値だけ大きくする第２制御信号を生成し、（３）該位相差が予め設定された閾値以上になった場合に、所定の前記位相差を維持する第１制御信号を生成することを特徴とする。 The control apparatus for the induction melting furnace of the first invention is a control apparatus for the induction melting furnace that melts the material to be melted stored in the furnace by the heat of the heating coil,
A high-frequency power generator that generates high-frequency power to be supplied to the heating coil;
A phase difference detector for detecting a phase difference between the voltage and current of the high-frequency power;
A control signal generation unit that generates a control signal of the high-frequency power generation unit so as to generate the high-frequency power according to the phase difference detected by the phase difference detection unit;
The control signal generator (1) changes the control signal so that the phase difference is reduced from a startup frequency preset for the high-frequency power generator, and maintains the predetermined phase difference. (2) When the phase difference reaches a preset threshold value , a correction signal is added to the first control signal to keep the phase difference constant while following the change in the phase difference. generates a second control signal that be greater by a value, (3) said phase when a phase difference is equal to or higher than a preset threshold, characterized by generating the first control signal to maintain a predetermined said phase difference And

かかる第１発明の誘導溶解の制御装置によれば、高周波電力生成部が生成する高周波電力を加熱コイルに供給するので、加熱コイルにジュール熱が発生し、被溶解材を加熱・溶解することができる。 According to the induction melting control apparatus of the first aspect of the invention, since the high frequency power generated by the high frequency power generation unit is supplied to the heating coil, Joule heat is generated in the heating coil, and the material to be melted can be heated and melted. it can.

制御信号生成部は、高周波電力生成部を制御するための制御信号を生成するが、その際に位相差検出部が検出した位相差に応じた高周波電力を生成する。このため、位相差の変化により制御信号を調整することができる。 The control signal generation unit generates a control signal for controlling the high-frequency power generation unit, and generates high-frequency power corresponding to the phase difference detected by the phase difference detection unit at that time. For this reason, the control signal can be adjusted by changing the phase difference.

ここで、高周波電力の電圧と電流の位相差がゼロであるとき、力率は最大の１となる。そして、制御信号生成部は、力率が１に近い状態となるように制御信号を生成する。 Here, when the phase difference between the voltage and the current of the high-frequency power is zero, the power factor becomes 1 at the maximum. The control signal generation unit generates the control signal so that the power factor is close to 1.

制御装置の起動時には、制御信号生成部は、予め設定された起動周波数から位相差が小さくなるように、すなわち力率が１に近づくように制御信号を生成する。 When the control device is activated, the control signal generation unit generates a control signal so that the phase difference becomes smaller from a preset activation frequency, that is, the power factor approaches 1.

また、位相差が予め設定された閾値となった場合、すなわち力率が低下して高周波電力の制御が不安定領域に移行するような場合には、制御信号生成部は、力率を１からできる限り離れないように、位相差を一定値だけ大きくする制御信号を生成する。これは、位相差が閾値となった場合に、再度、起動周波数から開始する方法とは異なり、力率が大きく低下することがない。 Further, when the phase difference becomes a preset threshold value, that is, when the power factor decreases and the control of the high frequency power shifts to the unstable region, the control signal generation unit changes the power factor from 1. A control signal for increasing the phase difference by a certain value is generated so as not to leave as much as possible. This is because, unlike the method of starting from the starting frequency again when the phase difference becomes a threshold value, the power factor does not greatly decrease.

したがって、第１発明の誘導溶解の制御装置では、高い力率を保持しながら被溶解材を加熱・溶解することができる。 Therefore, the induction melting control apparatus of the first invention can heat and melt the material to be melted while maintaining a high power factor.

第２発明の誘導溶解炉の制御装置は、第１発明に記載の誘導溶解炉の制御装置において、前記高周波電力生成部は、交流電源を直流電力に変換する順変換器と、第１および第２スイッチング素子を用いてブリッジ回路を構成することにより前記直流電力を前記高周波電力に変換する逆変換器とを備え、前記逆変換器は、前記高周波電力生成部の制御信号により第１および第２スイッチング素子を交互に動作させることで、前記直流電力を前記高周波電力に変換することを特徴とする。 A control device for an induction melting furnace according to a second invention is the control device for an induction melting furnace according to the first invention, wherein the high-frequency power generation unit includes a forward converter that converts AC power into DC power, An inverter that converts the DC power into the high-frequency power by configuring a bridge circuit using two switching elements, and the inverse converter is configured to control the first and second by a control signal of the high-frequency power generator. The DC power is converted into the high-frequency power by alternately operating switching elements.

かかる第２発明の誘導溶解炉の制御装置によれば、高周波電力生成部は、大きく順変換器と、逆変換器で構成される。順変換器は、交流電源（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）を、直流電力に変換する。 According to the control apparatus for an induction melting furnace of the second invention, the high-frequency power generation unit is largely composed of a forward converter and an inverse converter. The forward converter converts AC power (50 Hz or 60 Hz) into DC power.

次に、逆変換器は、加熱コイルに供給する電力を生成するために、順変換器で生成された直流電力を再度、交流電力に変換する。ここで、逆変換器には第１および第２のスイッチング素子があり、ブリッジ回路を構成している。 Next, the reverse converter converts the DC power generated by the forward converter again into AC power in order to generate electric power to be supplied to the heating coil. Here, the inverse converter has first and second switching elements, and constitutes a bridge circuit.

ブリッジ回路は、制御信号を与えてこれらスイッチング素子を交互に動作させると、回路を流れる直流電流の経路が順次切換わるので、加熱コイルに供給する高周波電力を生成することができる。 When the bridge circuit gives a control signal and operates these switching elements alternately, the path of the direct current flowing through the circuit is sequentially switched, so that high-frequency power to be supplied to the heating coil can be generated.

したがって、第２発明の誘導溶解炉の制御装置では、加熱コイルに供給される高周波電力の生成を簡易な構成で実現し、高い力率を保持しながら被溶解材を加熱・溶解することができる。 Therefore, in the induction melting furnace control device of the second invention, the generation of the high-frequency power supplied to the heating coil can be realized with a simple configuration, and the material to be melted can be heated and melted while maintaining a high power factor. .

第３発明の誘導溶解炉の制御装置は、第１または第２発明に記載の誘導溶解炉の制御装置において、前記制御信号生成部は、モノマルチ回路を備え、前記位相差が予め設定された閾値となった場合に、該モノマルチ回路が一定時間出力する内部信号により該位相差を一定値だけ大きくする補正信号を生成し、該補正信号を該第１制御信号に加えた第２制御信号を生成することを特徴とする。 A control device for an induction melting furnace according to a third invention is the control device for an induction melting furnace according to the first or second invention, wherein the control signal generator includes a mono-multi circuit, and the phase difference is preset. When the threshold value is reached, a second control signal is generated by generating a correction signal that increases the phase difference by a fixed value by an internal signal output from the mono-multi circuit for a fixed time , and adding the correction signal to the first control signal. Is generated.

かかる第３発明の誘導溶解炉の制御装置によれば、位相差検出部により検出された位相差が予め設定された閾値となった場合に、発振器であるモノマルチ回路が一定時間内部信号を出力する。 According to the control apparatus for an induction melting furnace of the third aspect of the invention, when the phase difference detected by the phase difference detection unit reaches a preset threshold, the mono-multi circuit that is an oscillator outputs an internal signal for a certain period of time. To do.

このとき、制御信号生成部は、モノマルチ回路が出力した内部信号をトリガとして、その位相差を一定値だけ大きくする制御信号を生成する。 At this time, the control signal generation unit generates a control signal that increases the phase difference by a certain value using the internal signal output from the mono-multi circuit as a trigger.

したがって、第３発明の誘導溶解炉の制御装置では、位相差が閾値となった場合、一定時間に限り、一定値だけ位相差を大きくするため動作し、あとは高い力率を保持しながら被溶解材を加熱・溶解させることが可能となる。 Therefore, the control apparatus for the induction melting furnace according to the third aspect of the invention operates to increase the phase difference by a certain value only for a certain period of time when the phase difference becomes a threshold value, and thereafter, while maintaining a high power factor. It is possible to heat and dissolve the melting material.

第４発明は、第１乃至第３発明の何れか１に記載の誘導溶解炉の制御装置において、前記高周波電力生成部は、前記高周波電力の電圧を検出する交流電圧検出部と、前記高周波電力の電流を検出する交流電流検出部とをさらに備え、前記位相差検出部は、前記交流電圧検出部により検出された電圧の各立ち上がりのエッジ幅をＯＮ信号として、リセット・セット・フリップ・フロップ回路を介して生成された出力電圧信号と、前記交流電流検出部により検出された前記高周波電力の電流の立ち上がりおよび立ち下りのエッジ幅をＯＮ信号として、リセット・セット・フリップ・フロップ回路を介して生成された出力電流信号との位相差を検出することを特徴とする。 According to a fourth aspect of the invention, in the induction melting furnace control device according to any one of the first to third aspects of the invention, the high-frequency power generation unit includes an AC voltage detection unit that detects a voltage of the high-frequency power, and the high-frequency power. An alternating current detection unit that detects the current of the voltage, and the phase difference detection unit uses a rising edge width of the voltage detected by the alternating voltage detection unit as an ON signal, and a reset set flip-flop circuit The output voltage signal generated via the signal and the rising and falling edge widths of the current of the high-frequency power detected by the alternating current detection unit are generated as the ON signal via the reset set flip-flop circuit. A phase difference from the output current signal is detected.

かかる第４発明の誘導溶解炉の制御装置によれば、位相差検出部は、交流電圧検出部により検出された高周波電力の電圧から次のようにして出力電流信号を生成する。 According to the control apparatus for an induction melting furnace of the fourth invention, the phase difference detection unit generates an output current signal as follows from the voltage of the high frequency power detected by the AC voltage detection unit.

出力電圧信号は、交流電圧検出部により検出された高周波電力の電圧そのものではなく、電圧の各立ち上がりのエッジ幅をＯＮ信号として、リセット・セット・フリップ・フロップ回路を介して生成された信号である。 The output voltage signal is not a high-frequency power voltage itself detected by the AC voltage detection unit, but a signal generated via a reset set flip-flop circuit with an edge width of each rising edge of the voltage as an ON signal. .

リセット・セット・フリップ・フロップ回路は、最初に入力された電圧の立ち上がりエッジと、次に入力された電圧の立ち上がりエッジを記憶し、両エッジ幅をＯＮ信号とするパルスを出力する。このため、簡易な回路で出力電圧信号を生成することができる。 The reset set flip-flop circuit stores a rising edge of the voltage input first and a rising edge of the next input voltage, and outputs a pulse having both edge widths as ON signals. Therefore, the output voltage signal can be generated with a simple circuit.

また、位相差検出部は、交流電流検出部により検出された高周波電力の電流から次のようにして出力電流信号を生成する。 The phase difference detector generates an output current signal from the high-frequency power current detected by the alternating current detector as follows.

出力電流信号は、交流電流検出部により検出された高周波電力の電流そのものではなく、電流の立ち上がりおよび立ち下りのエッジ幅をＯＮ信号として、リセット・セット・フリップ・フロップ回路を介して生成された信号である。 The output current signal is not a high-frequency power current detected by the AC current detector, but a signal generated via a reset set flip-flop circuit with the rising and falling edge widths of the current as ON signals. It is.

この場合も、リセット・セット・フリップ・フロップ回路は、入力された電流の立ち上がりエッジおよび立ち下りエッジを記憶し、両エッジ幅をＯＮ信号とするパルスを出力する。このため、簡易な回路で出力電流信号を生成することができる。 Also in this case, the reset set flip-flop circuit stores a rising edge and a falling edge of the input current, and outputs a pulse having both edge widths as ON signals. For this reason, an output current signal can be generated with a simple circuit.

したがって、第４発明の誘導溶解炉の制御装置では、位相差検出部が、上記処理で出力された出力電圧信号と出力電流信号の位相差を検出するため、簡易な構成で位相差を確実に検出し、高い力率を保持しながら被溶解材を加熱・溶解させることが可能となる。 Therefore, in the induction melting furnace control apparatus according to the fourth aspect of the invention, since the phase difference detection unit detects the phase difference between the output voltage signal and the output current signal output in the above processing, the phase difference can be reliably detected with a simple configuration. It is possible to detect and heat and dissolve the material to be dissolved while maintaining a high power factor.

第５発明は、第１乃至第４発明の何れか１に記載の誘導溶解炉の制御装置において、前記高周波電力生成部は、交流電源を直流電力に変換する順変換器と、第１および第２スイッチング素子を用いてブリッジ回路を構成することにより前記直流電力を前記高周波電力に変換する逆変換器とを備え、前記第１および第２スイッチング素子は共にＩＧＢＴ素子であることを特徴とする。 According to a fifth aspect of the invention, in the induction melting furnace control device according to any one of the first to fourth aspects, the high-frequency power generation unit includes a forward converter that converts AC power into DC power, and a reverse converter for converting the DC power to the high-frequency power by a bridge circuit using a second switching element, the first and second switching elements and wherein the Ah Turkey together with the IGBT element To do.

かかる第５発明の誘導溶解炉の制御装置によれば、第１および第２スイッチング素子は共にＩＧＢＴ素子であるので、制御装置の起動時に、制御信号生成部は、予め設定された起動周波数から位相差が小さくなるように、すなわち力率が１に近づくようにＩＧＢＴ素子の動作周波数を低下させる制御信号を生成する。 According to the control apparatus for an induction melting furnace of the fifth invention, since the first and second switching elements are both IGBT elements, the control signal generation unit starts from a preset start frequency when starting the control apparatus. A control signal for reducing the operating frequency of the IGBT element is generated so that the phase difference becomes small, that is, the power factor approaches 1.

しかし、制御信号生成部は、位相差検出部により検出される位相差が閾値となった場合、この位相差を一定値だけ大きくする。このとき、制御信号生成部は、ＩＧＢＴ素子の動作周波数を上昇させる制御信号を生成する。 However, when the phase difference detected by the phase difference detection unit becomes a threshold value, the control signal generation unit increases the phase difference by a certain value. At this time, the control signal generation unit generates a control signal for increasing the operating frequency of the IGBT element.

したがって、第５発明の誘導溶解炉の制御装置では、逆変換器にＩＧＢＴ素子を用いた場合にも、動作周波数の制御が困難になることを防止し、高い力率を保持しながら被溶解材を加熱・溶解させることが可能となる。 Therefore, the control for an induction melting furnace of the fifth invention, even when using the IGBT element inverter, prevented from becoming difficult to control the operating frequency, the dissolved material while maintaining a high power factor Can be heated and dissolved.

誘導溶解炉とその制御装置の構成を示す全体構成図。The whole block diagram which shows the structure of an induction melting furnace and its control apparatus. 制御装置中の制御回路の内部構成を示す構成図。The block diagram which shows the internal structure of the control circuit in a control apparatus. 図２の出力電圧信号生成回路の内容を示す説明図。FIG. 3 is an explanatory diagram showing the contents of the output voltage signal generation circuit of FIG. 2. 図２の出力電流信号生成回路の内容を示す説明図。FIG. 3 is an explanatory diagram showing the contents of the output current signal generation circuit of FIG. 2. （ａ）図２の位相差検出回路の内容を示す説明図と、（ｂ）位相差補正回路の内容を示す説明図。(A) Explanatory drawing which shows the content of the phase difference detection circuit of FIG. 2, (b) Explanatory drawing which shows the content of the phase difference correction circuit. （ａ）通常の遅れ力率の場合の位相差補正回路の動作を示す説明図と、（ｂ）遅れ力率が不足した場合の位相差補正回路の動作を示す説明図。(A) Explanatory drawing which shows operation | movement of the phase difference correction circuit in the case of normal delay power factor, (b) Explanatory drawing which shows operation | movement of the phase difference correction circuit when delay power factor is insufficient. インバータ動作周波数の位相差補正制御の例を示す説明図。Explanatory drawing which shows the example of the phase difference correction control of an inverter operating frequency.

図１を参照して、本実施形態の誘導溶解炉の制御装置について説明する。 With reference to FIG. 1, the control apparatus of the induction melting furnace of this embodiment is demonstrated.

誘導溶解炉とは、炉内に収納された被溶解材を加熱コイルに発生するジュール熱により溶解させるものである。また、装置全体は、電源１と、受電ユニット２と、電力変換装置４と、誘導溶解炉１５と、コントローラ１８とで構成される。以下、各構成の詳細を説明する。 The induction melting furnace melts the material to be melted stored in the furnace by Joule heat generated in the heating coil. The entire apparatus includes a power source 1, a power receiving unit 2, a power conversion device 4, an induction melting furnace 15, and a controller 18. Details of each component will be described below.

電源１は、定格の交流電源（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）であって、受電ユニット２に接続されている。 The power source 1 is a rated AC power source (50 Hz or 60 Hz), and is connected to the power receiving unit 2.

受電ユニット２は、誘導溶解炉への電源電通・停止と故障発生時の電源遮断を行う。その内部には、パワーヒューズ２ａと、遮断器２ｂと、変換装置用変圧器３を備えている。 The power receiving unit 2 performs power communication to the induction melting furnace, shuts down, and shuts off the power when a failure occurs. Inside, a power fuse 2a, a circuit breaker 2b, and a converter transformer 3 are provided.

パワーヒューズ２ａは、短絡事故時に電流を遮断する。また、遮断器２ｂは、電源の通電と停止に伴う開閉動作をする。 The power fuse 2a cuts off the current when a short circuit accident occurs. In addition, the circuit breaker 2b performs an opening / closing operation accompanying energization and stop of the power source.

変換装置用変圧器３は、電力変換装置４が所定の電圧を出力できるように、電力変換装置４への入力電圧を調整する。変換装置用変圧器３の一次側には三相商用電源が入力される。二次側には一次側に対して３０°位相が進んだ電圧が出力され、三次側は一次側に対して同位相の電圧が出力される。 The transformer 3 for converters adjusts the input voltage to the power converter device 4 so that the power converter device 4 can output a predetermined voltage. A three-phase commercial power source is input to the primary side of the converter transformer 3. A voltage whose phase is advanced by 30 ° with respect to the primary side is output to the secondary side, and a voltage having the same phase as that of the primary side is output from the tertiary side.

電力変換装置４は、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用電源から任意の高周波電力を生成するための装置であり、変換装置用変圧器３に接続されている。電力変換装置４は、その内部に、順変換器ユニット４ａと、逆変換器ユニット４ｂと、高周波整合ユニット４ｃと、制御回路１１を備えている。 The power conversion device 4 is a device for generating arbitrary high-frequency power from a commercial power supply of 50 Hz or 60 Hz, and is connected to the converter transformer 3. The power conversion device 4 includes a forward converter unit 4a, an inverse converter unit 4b, a high-frequency matching unit 4c, and a control circuit 11 therein.

なお、電力変換装置４は、本発明の制御装置に相当する。また、順変換器ユニット４ａ、逆変換器ユニット４ｂ、高周波整合ユニット４ｃは、本発明の高周波電力生成部を構成する。 The power conversion device 4 corresponds to the control device of the present invention. Further, the forward converter unit 4a, the inverse converter unit 4b, and the high-frequency matching unit 4c constitute a high-frequency power generation unit of the present invention.

順変換器ユニット４ａは、交流を直流に変換する装置である。その内部には、交流／直流変換器を構成するダイオード式順変換器（以下、順変換器と略す）５ａ、５ｂと、この出力電圧リプルを平滑する直流リアクトル６を備えている。 The forward converter unit 4a is a device that converts alternating current into direct current. Inside, there are provided diode-type forward converters (hereinafter abbreviated as forward converters) 5a and 5b constituting an AC / DC converter, and a DC reactor 6 for smoothing the output voltage ripple.

逆変換器ユニット４ｂは、直流を交流に変換する装置である。その内部には、直流／交流変換器であるＩＧＢＴ式逆変換器（以下、逆変換器と略す）１０ａ、１０ｂを備えている。以下、逆変換機１０ａ、１０ｂをまとめてインバータ１０ということがある。 The inverse converter unit 4b is a device that converts direct current into alternating current. Inside, IGBT type inverse converters (hereinafter abbreviated as inverse converters) 10a and 10b, which are DC / AC converters, are provided. Hereinafter, the inverse converters 10a and 10b may be collectively referred to as an inverter 10.

ＩＧＢＴとは、ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒの略称であり、絶縁ゲートバイポーラトランジスタのことである。また、逆変換器１０ａ、１０ｂは、それぞれ本発明の第１、第２スイッチング素子に相当する。 IGBT is an abbreviation for Insulated Gate Bipolar Transistor, and is an insulated gate bipolar transistor. The inverse converters 10a and 10b correspond to first and second switching elements of the present invention, respectively.

図１に示す通り、逆変換機１０ａ、１０ｂと、後述する高周波コンデンサ１２ａ、１２ｂはハーフ・ブリッジ回路を構成しており、逆変換機１０ａ、１０ｂを交互にＯＮ／ＯＦＦすることにより、高周波電圧を発生させている。 As shown in FIG. 1, the reverse converters 10a and 10b and the high frequency capacitors 12a and 12b described later constitute a half-bridge circuit. By alternately turning on and off the reverse converters 10a and 10b, the high frequency voltage Is generated.

さらに、逆変換器ユニット４ｂは、その内部に、順変換器５ａ、５ｂの出力リプルと逆変換器１０ａ、１０ｂの動作に伴う電圧変動を平滑する直流コンデンサ７と、直流電圧を検出して直流電圧（ａ）を出力する直流電圧検出器８と、直流電流を検出して直流電流（ｂ）を出力する直流電流検出器９を備えている。 Further, the inverse converter unit 4b includes therein an output ripple of the forward converters 5a and 5b and a DC capacitor 7 for smoothing voltage fluctuations caused by the operation of the inverse converters 10a and 10b, and a DC voltage by detecting a DC voltage. A DC voltage detector 8 that outputs voltage (a) and a DC current detector 9 that detects DC current and outputs DC current (b) are provided.

直流電圧（ａ）、直流電流（ｂ）は、直流電力を算出するために用いられるので、両信号は共に制御回路１１に入力される。なお、制御回路１１の詳細については後述する。 Since the DC voltage (a) and the DC current (b) are used to calculate DC power, both signals are input to the control circuit 11. Details of the control circuit 11 will be described later.

高周波整合ユニット４ｃは、その内部に、力率の調整に用いられる力率調整用高周波コンデンサ（以下、高周波コンデンサと略す）１２ａ、１２ｂを備えている。高周波コンデンサ１２ａ、１２ｂは、誘導溶解炉１５が低力率であるため、負荷力率を改善する。また、誘導溶解炉１５内の加熱コイル１６から負荷共振周波数を生成する。 The high frequency matching unit 4c includes power factor adjusting high frequency capacitors (hereinafter abbreviated as high frequency capacitors) 12a and 12b used for adjusting the power factor. The high frequency capacitors 12a and 12b improve the load power factor because the induction melting furnace 15 has a low power factor. Further, a load resonance frequency is generated from the heating coil 16 in the induction melting furnace 15.

なお、一般的に高周波コンデンサ１２ａ、１２ｂは同容量のものが使用されるが、容量は相違していても動作は可能である。 In general, high-frequency capacitors 12a and 12b having the same capacity are used, but operation is possible even if the capacities are different.

さらに、高周波整合ユニット４ｃは、その内部に、逆変換器１０ａ、１０ｂから出力され加熱コイル１６へ流れる通電電流（ｄ）を検出する通電電流検出器１３と、加熱コイル１６に印加される負荷電圧（ｅ）を検出する負荷電圧検出器１４を備えている。なお、通電電流検出器１３は本発明の交流電流検出部に、負荷電圧検出器１４は本発明の交流電圧検出部にそれぞれ相当する。 Further, the high-frequency matching unit 4 c includes an energization current detector 13 that detects an energization current (d) that is output from the inverse converters 10 a and 10 b and flows to the heating coil 16, and a load voltage that is applied to the heating coil 16. A load voltage detector 14 for detecting (e) is provided. The energizing current detector 13 corresponds to an alternating current detector of the present invention, and the load voltage detector 14 corresponds to an alternating voltage detector of the present invention.

通電電流（ｄ）は、後述する電流一定制御ＡＣＲに用いられ、この制御により、逆変換器１０ａ、１０ｂを過電流から保護する。また、負荷電圧（ｅ）は、後述する電圧一定制御ＡＶＲに用いられ、この制御により、高周波コンデンサ１２ａ、１２ｂを過電圧から保護する。 The energization current (d) is used for a constant current control ACR described later, and this control protects the inverse converters 10a and 10b from overcurrent. The load voltage (e) is used for voltage constant control AVR described later, and this control protects the high-frequency capacitors 12a and 12b from overvoltage.

また、通電電流（ｄ）および負荷電圧（ｅ）は、電力変換装置４内部の制御回路１１に入力され、逆変換器１０ａ、１０ｂの制御信号、すなわちＩＧＢＴゲート信号（ｃ）を生成するために用いられる。 Further, the energization current (d) and the load voltage (e) are input to the control circuit 11 inside the power conversion device 4 to generate control signals for the inverse converters 10a and 10b, that is, the IGBT gate signal (c). Used.

誘導溶解炉１５は、被溶解材１７を加熱・溶解する装置である。誘導溶解炉１５は、加熱コイル１６を備えており、被溶解材１７は炉内に収納される。誘導溶解炉１５は、高周波電力が加熱コイル１６に供給されることにより、炉内の被溶解材１７に渦電流を発生させる。そして、この渦電流と被溶解材１７がもつ固有の内部抵抗とによるジュール熱によって被溶解材１７を加熱・溶解する。 The induction melting furnace 15 is a device for heating and melting the material to be melted 17. The induction melting furnace 15 includes a heating coil 16 and a material to be melted 17 is accommodated in the furnace. The induction melting furnace 15 generates eddy currents in the material to be melted 17 in the furnace when high frequency power is supplied to the heating coil 16. The material to be melted 17 is heated and melted by Joule heat due to the eddy current and the inherent internal resistance of the material to be melted 17.

コントローラ１８は、コントローラ制御信号（ｆ）により装置全体の運転・停止や被溶解材１７への電力供給調整を行う。また、装置構成機器の破損・故障を防止するための保護も行う。 The controller 18 performs operation / stop of the entire apparatus and adjustment of power supply to the material 17 to be melted by a controller control signal (f). In addition, protection is provided to prevent damage and failure of the equipment components.

次に、図２〜５を参照して制御回路１１の構成について説明する。 Next, the configuration of the control circuit 11 will be described with reference to FIGS.

まず、図２を参照して制御装置中の制御回路１１の内部構成について説明する。 First, the internal configuration of the control circuit 11 in the control device will be described with reference to FIG.

図２の制御回路１１は、第１〜第３系統の回路で構成されている。 The control circuit 11 in FIG. 2 includes first to third system circuits.

第１系統の回路は、主にＩＧＢＴゲート信号（ｃ）を生成するために用いられる基準周波数を生成する回路であって、電圧一定制御回路２２と、電流一定制御回路２３と、電力一定制御回路２４と、遅れ優先回路２５と、基準周波数保持回路２６とで構成される。 The circuit of the first system is a circuit that generates a reference frequency mainly used for generating the IGBT gate signal (c), and is a constant voltage control circuit 22, a constant current control circuit 23, and a constant power control circuit. 24, a delay priority circuit 25, and a reference frequency holding circuit 26.

第２系統の回路は、主にＩＧＢＴゲート信号（ｃ）を生成するために用いられる位相差を検出する回路であって、出力電圧信号生成回路１９、出力電流信号生成回路２０、位相差検出回路２１ａとで構成される。 The circuit of the second system is a circuit that detects a phase difference mainly used for generating the IGBT gate signal (c), and includes an output voltage signal generation circuit 19, an output current signal generation circuit 20, and a phase difference detection circuit. 21a.

第３系統の回路は、主に基準周波数と位相差の情報を基にＩＧＢＴゲート信号（ｃ）を生成する回路であって、位相差補正回路２１ｂ等で構成される制御信号生成部３０の部分である。 The circuit of the third system is a circuit that generates an IGBT gate signal (c) mainly based on information on the reference frequency and the phase difference, and is a part of the control signal generation unit 30 that includes the phase difference correction circuit 21b and the like. It is.

まず、第１系統の回路について説明する。 First, the first system circuit will be described.

電圧一定制御回路（ＡＶＲ：ＡｕｔｏｍａｔｉｃＶｏｌｔａｇｅＲｅｇｕｌａｔｏｒ）２２は、高周波コンデンサ１２ａ、１２ｂが過電圧の場合に、インバータ１０の動作周波数を制御する回路である。 A constant voltage control circuit (AVR) 22 is a circuit that controls the operating frequency of the inverter 10 when the high-frequency capacitors 12a and 12b are overvoltage.

負荷電圧（ｅ）は、誘導溶解炉１５の加熱コイル１６にかかる電圧であり、加熱コイル１６に供給される高周波電力の電圧成分である（図１参照）。電圧基準であるＶ_ｒｅｆに対して、負荷電圧（ｅ）を減算した信号を電圧一定制御回路２２に入力し、さらにその出力信号を後述する遅れ優先回路２５に入力する。 The load voltage (e) is a voltage applied to the heating coil 16 of the induction melting furnace 15, and is a voltage component of high-frequency power supplied to the heating coil 16 (see FIG. 1). A signal obtained by subtracting the load voltage (e) from the voltage reference V _ref is input to the constant voltage control circuit 22, and the output signal is input to the delay priority circuit 25 described later.

電流一定制御回路（ＡＣＲ：ＡｕｔｏｍａｔｉｃＣｕｒｒｅｎｔＲｅｇｕｌａｔｏｒ）２３は逆変換器１０ａ、１０ｂが過電流の場合、インバータ１０の動作周波数を制御する回路である。 A constant current control circuit (ACR) 23 is a circuit that controls the operating frequency of the inverter 10 when the inverters 10a and 10b are overcurrent.

通電電流（ｄ）は、加熱コイル１６に供給される高周波電力の電流成分である（図１参照）。電流基準であるＩ_ｒｅｆに対して、通電電流（ｄ）を減算した信号を電流一定制御回路２３に入力し、さらにその出力信号を後述する遅れ優先回路２５に入力する。 The energization current (d) is a current component of the high-frequency power supplied to the heating coil 16 (see FIG. 1). A signal obtained by subtracting the energization current (d) from the current reference I _ref is input to the constant current control circuit 23, and the output signal is input to the delay priority circuit 25 described later.

電力一定制御回路（ＡＰＲ：ＡｕｔｏｍａｔｉｃＰｏｗｅｒＲｅｇｕｌａｔｏｒ）２４は、出力電力が一定となるようにインバータ１０の動作周波数を制御する回路である。 A constant power control circuit (APR: Automatic Power Regulator) 24 is a circuit that controls the operating frequency of the inverter 10 so that the output power is constant.

電力基準Ｐ_ｒｅｆに対して、直流電圧（ａ）と直流電流（ｂ）との積を減算した信号を電力一定制御回路２４に入力し、さらにその出力信号を後述する遅れ優先回路２５に入力する。 A signal obtained by subtracting the product of the DC voltage (a) and the DC current (b) from the power reference P _ref is input to the constant power control circuit 24, and the output signal is input to the delay priority circuit 25 described later. .

遅れ優先回路２５は、電圧一定制御回路２２、電流一定制御回路２３および電力一定制御回路２４の出力信号を常時検出し、最も基準に対し遅れている信号を選択して周波数基準Ｆ_ｒｅｆに対して加減する回路である。この回路によりインバータ１０の動作周波数制御の基準となるインバータ周波数基準信号（ｎ１）が生成される。 The delay priority circuit 25 constantly detects the output signals of the constant voltage control circuit 22, the constant current control circuit 23, and the constant power control circuit 24, and selects the signal that is most delayed with respect to the reference to the frequency reference _Fref . It is a circuit that adjusts. By this circuit, an inverter frequency reference signal (n1) serving as a reference for operating frequency control of the inverter 10 is generated.

基準周波数保持回路２６は、インバータ１０をインバータ周波数基準信号（ｎ１）に基づいた基準周波数に保持するための回路である。逆変換器１０ａ、１０ｂは、この回路の出力信号に基づく動作周波数で動作することになる。 The reference frequency holding circuit 26 is a circuit for holding the inverter 10 at a reference frequency based on the inverter frequency reference signal (n1). The inverse converters 10a and 10b operate at an operating frequency based on the output signal of this circuit.

次に、第２系統の回路について説明する。 Next, the second system circuit will be described.

出力電圧信号生成回路１９、出力電流信号生成回路２０は、共に位相差の検出に用いられる信号を生成する回路である。出力電圧信号生成回路１９は、負荷電圧（ｅ）から後述する出力電圧信号（ｇ）を生成し、この信号を位相差検出回路２１ａへ出力する。 The output voltage signal generation circuit 19 and the output current signal generation circuit 20 are both circuits that generate signals used for phase difference detection. The output voltage signal generation circuit 19 generates an output voltage signal (g) to be described later from the load voltage (e), and outputs this signal to the phase difference detection circuit 21a.

出力電流信号生成回路２０は、通電電流（ｄ）から後述する出力電流信号（ｈ）を生成し、位相差検出回路２１ａへ出力する。出力電圧信号生成回路１９、出力電流信号生成回路２０の処理の内容についてはそれぞれ図３，４で説明する。 The output current signal generation circuit 20 generates an output current signal (h) to be described later from the energization current (d) and outputs it to the phase difference detection circuit 21a. The processing contents of the output voltage signal generation circuit 19 and the output current signal generation circuit 20 will be described with reference to FIGS.

位相差検出回路２１ａは、出力電圧信号（ｇ）と出力電流信号（ｈ）との位相差を検出する回路であり、検出した位相差から力率を求めることも可能である。なお、位相差検出回路２１ａは、本発明の位相差検出部に相当する。位相差検出回路２１ａの処理の詳細については図５（ａ）にて説明する。 The phase difference detection circuit 21a is a circuit that detects the phase difference between the output voltage signal (g) and the output current signal (h), and can determine the power factor from the detected phase difference. The phase difference detection circuit 21a corresponds to the phase difference detection unit of the present invention. Details of the processing of the phase difference detection circuit 21a will be described with reference to FIG.

次に、第３系統の回路について説明する。 Next, the circuit of the third system will be described.

制御信号生成部３０は、位相差補正回路２１ｂと、電圧制御発振回路２７と、ＡＮＤゲート２８と、リセット・セット・フリップ・フロップ回路２９とで構成され、後述するインバータ周波数基準信号（ｎ１）、または（ｎ２）を基にＩＧＢＴゲート信号（ｃ）を生成する。なお、制御信号生成部３０は、本発明の制御信号生成部に相当する。 The control signal generation unit 30 includes a phase difference correction circuit 21b, a voltage control oscillation circuit 27, an AND gate 28, and a reset / set / flip / flop circuit 29. An inverter frequency reference signal (n1), which will be described later, Alternatively, the IGBT gate signal (c) is generated based on (n2). The control signal generation unit 30 corresponds to the control signal generation unit of the present invention.

位相差補正回路２１ｂは、所定の位相遅れとなった場合に位相差を補正する信号を出力し、インバータ基準周波数を補正する回路である。位相差補正回路２１ｂの処理の詳細については図５（ｂ）にて説明する。 The phase difference correction circuit 21b is a circuit that outputs a signal for correcting the phase difference when a predetermined phase lag occurs and corrects the inverter reference frequency. Details of the processing of the phase difference correction circuit 21b will be described with reference to FIG.

電圧制御発振回路２７は、印加された電圧に応じて動作周波数を変更可能な発振器である。電圧制御発振回路２７は、確定したインバータ周波数基準信号を基にインバータ１０の動作周波数を設定し、逆変換器１０ａ、１０ｂの制御するための信号として、極性検出信号、ＲＥＡＤ信号およびＲＥＳＥＴ信号を出力する。 The voltage controlled oscillation circuit 27 is an oscillator that can change the operating frequency according to the applied voltage. The voltage controlled oscillation circuit 27 sets the operating frequency of the inverter 10 based on the determined inverter frequency reference signal, and outputs a polarity detection signal, a READ signal, and a RESET signal as signals for controlling the inverse converters 10a and 10b. To do.

最後に、極性検出信号とＲＥＡＤ信号のＡＮＤゲート２８による演算の出力信号と、ＲＥＳＥＴ信号がリセット・セット・フリップ・フロップ回路２９に入力され、逆変換器１０ａ、１０ｂの制御信号であるＩＧＢＴゲート信号（ｃ）を出力される。 Finally, the output signal of the polarity detection signal and the READ signal calculated by the AND gate 28 and the RESET signal are input to the reset set flip-flop circuit 29, and the IGBT gate signal which is the control signal of the inverse converters 10a and 10b. (C) is output.

次に、図３を参照して出力電圧信号生成回路１９の内容について説明する。 Next, the contents of the output voltage signal generation circuit 19 will be described with reference to FIG.

出力電圧信号生成回路１９は、負荷電圧検出器１４で検出された負荷電圧（ｅ）であるゲート信号から電力変換装置４の出力電圧信号（ｇ）を以下のように生成する。 The output voltage signal generation circuit 19 generates the output voltage signal (g) of the power converter 4 from the gate signal that is the load voltage (e) detected by the load voltage detector 14 as follows.

図３に示すように、出力電圧信号生成回路１９では、デッドタイム調整回路１９ａに逆変換器１０ａのゲート信号であるＵ相ゲート信号１が入力される。なお、Ｕ相ゲート信号１とは、ゲート信号の基準となる信号である。 As shown in FIG. 3, in the output voltage signal generation circuit 19, the U-phase gate signal 1 that is the gate signal of the inverse converter 10a is input to the dead time adjustment circuit 19a. The U-phase gate signal 1 is a signal that serves as a reference for the gate signal.

Ｕ相ゲート信号１は、デッドタイム調整したゲート信号であるＸ相ゲート信号２を参照してデッドタイム調整される。そして、Ｕ相ゲート信号１以外の信号を除去してデットタイム調整したＵ相ゲート信号２を取り出す。 The U-phase gate signal 1 is adjusted in dead time with reference to the X-phase gate signal 2 which is a gate signal adjusted in dead time. Then, signals other than the U-phase gate signal 1 are removed, and the U-phase gate signal 2 whose dead time is adjusted is taken out.

ここで、デッドタイムとは、逆変換器１０ａ、１０ｂが同時にＯＮしないように２つの動作の間に設定された休止期間をいい、デッドタイム調整を行うのは、デッドタイムを考慮してパルス幅をわずかに変更させる必要があるからである。 Here, the dead time is a pause period set between two operations so that the inverse converters 10a and 10b are not turned on simultaneously. The dead time is adjusted by considering the pulse width in consideration of the dead time. It is because it is necessary to change slightly.

同様にして、デッドタイム調整回路１９ｂに逆変換器１０ｂのゲート信号であるＸ相ゲート信号１が入力される。なお、Ｘ相ゲート信号１とは、ゲート信号の基準となる信号である。 Similarly, the X-phase gate signal 1 which is the gate signal of the inverse converter 10b is input to the dead time adjustment circuit 19b. The X-phase gate signal 1 is a signal that serves as a reference for the gate signal.

Ｘ相ゲート信号１は、デッドタイム調整した出力信号であるＵ相ゲート信号２を参照してデッドタイム調整される。そして、Ｘ相ゲート信号１以外の信号を除去してデッドタイム調整したＸ相ゲート信号２を取り出す。 The X-phase gate signal 1 is adjusted in dead time with reference to the U-phase gate signal 2 which is an output signal adjusted in dead time. Then, signals other than the X-phase gate signal 1 are removed, and an X-phase gate signal 2 whose dead time is adjusted is taken out.

次に、取り出されたＵ相ゲート信号２とＸ相ゲート信号２は、リセット・セット・フリップ・フロップ回路１９ｃに入力される。ここで、リセット・セット・フリップ・フロップ回路１９ｃは、Ｕ相ゲート信号２とＸ相ゲート信号２の各立ち上がりエッジを記憶する。 Next, the extracted U-phase gate signal 2 and X-phase gate signal 2 are input to the reset set flip-flop circuit 19c. Here, the reset set flip-flop circuit 19 c stores the rising edges of the U-phase gate signal 2 and the X-phase gate signal 2.

最終的に、出力電圧信号生成回路１９は、Ｕ相ゲート信号２とＸ相ゲート信号２の各立ち上がりにより規定される時間領域（エッジ幅）をＯＮ信号とするデューティー比５０％の出力電圧信号（ｇ）を生成する。 Finally, the output voltage signal generation circuit 19 outputs an output voltage signal (with a duty ratio of 50%) having a time region (edge width) defined by each rising edge of the U-phase gate signal 2 and the X-phase gate signal 2 as an ON signal. g).

次に、図４を参照して出力電流信号生成回路２０の内容について説明する。 Next, the contents of the output current signal generation circuit 20 will be described with reference to FIG.

出力電流信号生成回路２０は、通電電流検出器１３により検出された通電電流（ｄ）を基に電力変換装置４の出力電流信号（ｈ）を以下のように生成する。 The output current signal generation circuit 20 generates the output current signal (h) of the power converter 4 based on the energization current (d) detected by the energization current detector 13 as follows.

図４に示すように、出力電流信号生成回路２０では、通電電流検出器１３により検出された正弦波である通電電流（ｄ）の立ち上がりおよび立ち下りを２つの二値化回路２０ａ、２０ｂによりそれぞれ検出する。 As shown in FIG. 4, in the output current signal generation circuit 20, rising and falling of the energization current (d), which is a sine wave detected by the energization current detector 13, are caused by two binarization circuits 20a and 20b, respectively. To detect.

二値化回路２０ａ、２０ｂにより通電電流（ｄ）は矩形波に変換され、これら矩形波はリセット・セット・フリップ・フロップ回路２０ｃに入力される。ここで、リセット・セット・フリップ・フロップ回路２０ｃは、通電電流（ｄ）の立ち上がりおよび立ち下がりエッジをそれぞれ記憶する。 The energizing current (d) is converted into rectangular waves by the binarization circuits 20a and 20b, and these rectangular waves are input to the reset / set / flip / flop circuit 20c. Here, the reset set flip-flop circuit 20c stores the rising and falling edges of the energization current (d).

最終的に、出力電流信号生成回路２０は、通電電流の（ｄ）の立ち上がりから立ち下りまでの時間領域（パルス幅）をＯＮ信号とするデューティー比５０％の出力電流信号（ｈ）を生成する。 Finally, the output current signal generation circuit 20 generates an output current signal (h) having a duty ratio of 50% with the time region (pulse width) from the rising edge to the falling edge of the energization current as the ON signal. .

次に、図５を参照して、位相差補正回路の信号処理内容について説明する。 Next, the signal processing contents of the phase difference correction circuit will be described with reference to FIG.

図５（ａ）に示す位相差検出回路２１ａは、出力電圧信号生成回路１９により生成された出力電圧信号（ｇ）と、出力電流信号生成回路２０により生成された出力電流信号（ｈ）を入力し、位相差情報として位相進み信号（ｉ）と位相遅れ信号（ｊ）を出力する。位相差検出回路２１ａは複数のＮＡＮＤゲート３２で構成され、出力信号の一部は、次回の入力として使用するため帰還させている。 The phase difference detection circuit 21a shown in FIG. 5A receives the output voltage signal (g) generated by the output voltage signal generation circuit 19 and the output current signal (h) generated by the output current signal generation circuit 20. Then, a phase advance signal (i) and a phase delay signal (j) are output as phase difference information. The phase difference detection circuit 21a includes a plurality of NAND gates 32, and a part of the output signal is fed back for use as the next input.

ここで、出力電圧信号（ｇ）と出力電流信号（ｈ）はともに矩形波であり、両波形のずれが位相差である。図５（ａ）は、位相進み、または位相遅れのいずれかの状態となったときに位相進み信号（ｉ）、または位相遅れ信号（ｊ）のパルスが変化する回路となっている（図６参照）。位相進み信号（ｉ）と位相遅れ信号（ｊ）のパルスが同時に変化する場合はない。 Here, both the output voltage signal (g) and the output current signal (h) are rectangular waves, and the deviation between both waveforms is the phase difference. FIG. 5A shows a circuit in which the pulse of the phase advance signal (i) or the phase delay signal (j) changes when either the phase advance or the phase lag occurs. reference). There is no case where the pulses of the phase advance signal (i) and the phase delay signal (j) change simultaneously.

なお、位相差と力率の関係は位相差が０である場合、「力率１」の状態である。また、出力電圧信号（ｇ）に対し出力電流信号（ｈ）の位相が遅れている場合、「遅れ力率」の状態であり、出力電圧信号（ｇ）に対し出力電流信号（ｈ）の位相が進んでいる場合、「進み力率」の状態である。 The relationship between the phase difference and the power factor is “power factor 1” when the phase difference is zero. Further, when the phase of the output current signal (h) is delayed with respect to the output voltage signal (g), it is in a “delay power factor” state, and the phase of the output current signal (h) with respect to the output voltage signal (g). When the is advanced, it is in the state of “advanced power factor”.

図５（ｂ）に示す位相差補正回路２１ｂは、２つの入力信号（ｉ）、（ｊ）の位相差を判定し、位相差が所定の値より小さいとき位相差補正信号（ｍ）を発生させ、インバータ周波数基準信号（ｎ１）を（ｎ２）に変化させる。以下、位相差補正回路２１ｂの詳細を説明する。 The phase difference correction circuit 21b shown in FIG. 5B determines the phase difference between the two input signals (i) and (j), and generates the phase difference correction signal (m) when the phase difference is smaller than a predetermined value. The inverter frequency reference signal (n1) is changed to (n2). Details of the phase difference correction circuit 21b will be described below.

まず、入力信号として位相差検出回路２１ａから出力される位相進み信号（ｉ）と位相遅れ信号（ｊ）を入力する。位相遅れ信号（ｊ）はそのまま、位相進み信号（ｉ）はＮＯＴゲート３３を介してＡＮＤゲート３４に入力される。第１のモノマルチ回路（ＭＭ）３５ａは、ＡＮＤゲート３４から常時出力される内部信号（ｋ１）を基に位相差レベルを設定し、位相差確認のための内部信号（ｋ２）を生成する。 First, a phase advance signal (i) and a phase delay signal (j) output from the phase difference detection circuit 21a are input as input signals. The phase advance signal (i) is input to the AND gate 34 via the NOT gate 33 while the phase delay signal (j) is not changed. The first mono-multi circuit (MM) 35a sets the phase difference level based on the internal signal (k1) constantly output from the AND gate 34, and generates an internal signal (k2) for phase difference confirmation.

ここで、モノマルチ回路とは、単安定マルチバイブレータのことであり、外部からの制御信号により、１個のパルスを発生させる発振器である。 Here, the mono-multi circuit is a monostable multi-vibrator, and is an oscillator that generates one pulse by an external control signal.

次に、内部信号（ｋ１）と内部信号（ｋ２）がＮＡＮＤゲート３６に入力され、ＮＡＮＤ演算による内部信号（ｋ３）が出力される。内部信号（ｋ３）は所定の位相遅れ状態まではＬｏｗレベルが出力される（図６の説明で詳述する）。このとき、第２のモノマルチ回路（ＭＭ）３５ｂから出力される内部信号（ｋ４）もＬｏｗレベルであり、予めアナログスイッチ（ＡＳＷ）３７に設定されたアナログ電圧信号である位相差補正信号（ｍ）が加算器３８へ出力されることはない。 Next, the internal signal (k1) and the internal signal (k2) are input to the NAND gate 36, and the internal signal (k3) by NAND operation is output. The internal signal (k3) is output at a low level until a predetermined phase delay state (detailed in the description of FIG. 6). At this time, the internal signal (k4) output from the second mono-multi circuit (MM) 35b is also at the low level, and the phase difference correction signal (m) that is an analog voltage signal set in the analog switch (ASW) 37 in advance. ) Is not output to the adder 38.

したがって、最終的なインバータ周波数基準信号として（ｎ１）が出力される。ここで、インバータ周波数基準信号とは、逆変換器１０ａ、１０ｂの動作周波数の基準信号であり、通常の遅れ力率状態では、この信号を出力し続けることにより動作周波数を負荷共振周波数付近に保持する。 Therefore, (n1) is output as the final inverter frequency reference signal. Here, the inverter frequency reference signal is a reference signal of the operating frequency of the inverters 10a and 10b. In the normal delay power factor state, the operating frequency is kept near the load resonance frequency by continuously outputting this signal. To do.

一方で、力率が進み方向に変化して位相差が所定の値より不足したとき、内部信号（ｋ３）はＨｉｇｈレベルを含むパルス状となる。 On the other hand, when the power factor changes in the advancing direction and the phase difference becomes insufficient below a predetermined value, the internal signal (k3) becomes a pulse including a high level.

パルス状の内部信号（ｋ３）が出力されると、第２のモノマルチ回路３５ｂは内部信号（ｋ４）を一定時間、アナログスイッチ３７へ出力し、アナログスイッチ３７は予め設定された位相差補正信号（ｍ）を加算器３８へ出力する。なお、第２のモノマルチ回路３５ｂが本発明のモノマルチ回路に相当する。 When the pulse-like internal signal (k3) is output, the second mono-multi circuit 35b outputs the internal signal (k4) to the analog switch 37 for a certain period of time, and the analog switch 37 outputs a preset phase difference correction signal. (M) is output to the adder 38. The second mono multi circuit 35b corresponds to the mono multi circuit of the present invention.

遅れ優先回路２５で生成されたインバータ周波数基準信号（ｎ１）は（図２参照）、加算器３８により位相差補正信号（ｍ）が加算されることで、（ｎ１）から（ｎ２）に変化する。この場合、最終的なインバータ周波数基準信号として（ｎ２）が出力されるが、（ｎ２）＝（ｎ１）＋（ｍ）の関係となっている。 The inverter frequency reference signal (n1) generated by the delay priority circuit 25 (see FIG. 2) is changed from (n1) to (n2) by adding the phase difference correction signal (m) by the adder 38. . In this case, (n2) is output as the final inverter frequency reference signal, but the relationship is (n2) = (n1) + (m).

位相差補正信号（ｍ）はアナログの電圧値を設定した信号であり、例えば０．５（ｖ）のように設定されている。仮に、インバータ周波数基準信号（ｎ１）が３．０（ｖ）であれば、インバータ周波数基準信号（ｎ２）に相当する電圧信号は、３．５（ｖ）ということになる。 The phase difference correction signal (m) is a signal in which an analog voltage value is set, and is set to 0.5 (v), for example. If the inverter frequency reference signal (n1) is 3.0 (v), the voltage signal corresponding to the inverter frequency reference signal (n2) is 3.5 (v).

その後、逆変換器１０ａ、１０ｂの動作周波数が変化し、所定の遅れ力率以上が確保された場合には、インバータ周波数基準信号は（ｎ２）から（ｎ１）に戻る。 Thereafter, when the operating frequency of the inverters 10a and 10b changes and a predetermined delay power factor or more is secured, the inverter frequency reference signal returns from (n2) to (n1).

換言すれば、位相差補正回路２１ｂは、力率が進み方向に変化するのを回避するため、位相差補正信号（ｍ）を発生させてインバータ動作周波数を一定値だけ上昇させる。そして、その後徐々に負荷共振周波数に近づける。このことにより、常にインバータの動作周波数を遅れ力率の領域の負荷共振周波数付近に保持することができる。 In other words, the phase difference correction circuit 21b generates the phase difference correction signal (m) to increase the inverter operating frequency by a certain value in order to avoid the power factor from changing in the advance direction. After that, it gradually approaches the load resonance frequency. Thus, the operating frequency of the inverter can always be kept near the load resonance frequency in the delay power factor region.

次に、図６を参照して位相差補正回路２１ｂの動作について説明する。 Next, the operation of the phase difference correction circuit 21b will be described with reference to FIG.

図６（ａ）は、通常の遅れ力率の場合の位相差補正回路２１ｂの動作を示した図である。図６（ａ）では、出力電流信号（ｈ）が出力電圧信号（ｇ）に対して位相が遅れた状態にあるため、その位相差分だけ位相遅れ信号（ｊ）が変化している。 FIG. 6A is a diagram showing the operation of the phase difference correction circuit 21b in the case of a normal delay power factor. In FIG. 6A, since the phase of the output current signal (h) is delayed with respect to the output voltage signal (g), the phase delay signal (j) is changed by the phase difference.

ここで、位相遅れ信号（ｊ）に出力パルス（Ｈｉｇｈレベル）が発生する場合、もう一方の位相進み信号（ｉ）は常にＬｏｗレベルである。位相進み信号（ｉ）は信号が反転されてＨｉｇｈレベル信号となり、ＡＮＤゲート３４に入力されるため（図５（ｂ）参照）、位相遅れ信号（ｊ）の出力パルス発生時（Ｈｉｇｈレベル）に内部信号（ｋ１）はＨｉｇｈレベルとなる。 Here, when an output pulse (High level) is generated in the phase delay signal (j), the other phase advance signal (i) is always at the Low level. Since the phase advance signal (i) is inverted to become a high level signal and is input to the AND gate 34 (see FIG. 5B), when the output pulse of the phase delay signal (j) is generated (high level). The internal signal (k1) is at a high level.

内部信号（ｋ２）は、位相差がある場合に内部信号（ｋ１）を基に位相差レベルを設定する第１のモノマルチ回路３５ａから出力される信号である。 The internal signal (k2) is a signal output from the first mono-multi circuit 35a that sets the phase difference level based on the internal signal (k1) when there is a phase difference.

次に、内部信号（ｋ１）のＨｉｇｈレベルパルス幅と内部信号（ｋ２）のＬｏｗレベルパルス幅を比較するが、位相差が所定値以下でない場合には、内部信号（ｋ３）はＬｏｗレベルの出力となる。 Next, the high level pulse width of the internal signal (k1) is compared with the low level pulse width of the internal signal (k2). If the phase difference is not less than a predetermined value, the internal signal (k3) is output at the low level. It becomes.

この場合、上述の通り第２のモノマルチ回路３５ｂから出力される内部信号（ｋ４）もＬｏｗレベルとなり、アナログスイッチ３６は作動しない。すなわち、最終的にインバータ周波数基準信号として（ｎ１）が出力される。 In this case, as described above, the internal signal (k4) output from the second mono-multi circuit 35b is also at the low level, and the analog switch 36 does not operate. That is, (n1) is finally output as the inverter frequency reference signal.

一方、図６（ｂ）は、遅れ力率が不足した場合の位相差補正回路２１ｂの動作を示した図である。図６（ｂ）では、図６（ａ）と比較し、出力電流信号（ｈ）と出力電圧信号（ｇ）の位相差が小さくなっている。 On the other hand, FIG. 6B shows the operation of the phase difference correction circuit 21b when the delay power factor is insufficient. In FIG. 6B, the phase difference between the output current signal (h) and the output voltage signal (g) is smaller than that in FIG.

この場合には、内部信号（ｋ１）のＨｉｇｈレベルパルス幅と内部信号（ｋ２）のＬｏｗレベルパルス幅を比較したとき、位相差が所定値以下と判定され、内部信号（ｋ３）はＨｉｇｈレベルの出力となる。したがって、第２のモノマルチ回路３５ｂから出力される内部信号（ｋ４）もＨｉｇｈレベルの出力となる。 In this case, when the high level pulse width of the internal signal (k1) and the low level pulse width of the internal signal (k2) are compared, it is determined that the phase difference is equal to or less than a predetermined value, and the internal signal (k3) is at the high level. Output. Therefore, the internal signal (k4) output from the second mono-multi circuit 35b is also a high level output.

このとき、内部信号（ｋ４）によりアナログスイッチ３７が一定時間作動し、位相差補正信号（ｍ）を加算する信号が出力される。加算器により位相差補正信号（ｍ）がインバータ周波数基準信号（ｎ１）に加算されると、最終的にインバータ周波数基準信号として（ｎ２）が出力される。 At this time, the analog switch 37 is operated for a predetermined time by the internal signal (k4), and a signal for adding the phase difference correction signal (m) is output. When the phase difference correction signal (m) is added to the inverter frequency reference signal (n1) by the adder, (n2) is finally output as the inverter frequency reference signal.

このように、遅れ力率が不足した場合、すなわち、位相差が所定値以下となった場合に、位相差補正回路２１ｂが動作し位相差を回復する。 As described above, when the delay power factor is insufficient, that is, when the phase difference becomes equal to or smaller than the predetermined value, the phase difference correction circuit 21b operates to recover the phase difference.

次に、図７を参照して制御信号生成回路３０による位相差補正制御の例について説明する。 Next, an example of phase difference correction control by the control signal generation circuit 30 will be described with reference to FIG.

高周波コンデンサ１２ａ、１２ｂと加熱コイル１６とで構成される回路（図１参照）に交流電力が供給されるため、この回路は図７のような共振特性を示す。なお、横軸が周波数、縦軸が共振倍率となっている。 Since AC power is supplied to a circuit (see FIG. 1) constituted by the high frequency capacitors 12a and 12b and the heating coil 16, this circuit exhibits resonance characteristics as shown in FIG. The horizontal axis represents frequency and the vertical axis represents resonance magnification.

共振曲線の中央部は共振周波数ｆ１であるが、共振周波数ｆ１は、被溶解材１７の状態により定格周波数を１００％として、５０〜１０５％の間で変化する。 The center portion of the resonance curve is the resonance frequency f1, and the resonance frequency f1 varies between 50 and 105% with the rated frequency being 100% depending on the state of the material 17 to be melted.

共振周波数ｆ１のときは、「力率１」の状態であり、出力電流信号（ｈ）と出力電圧信号（ｇ）は位相差がない状態である。また、共振曲線の右側は、出力電圧信号（ｇ）に対し出力電流信号（ｈ）の位相が遅れている「遅れ力率」の状態であり、通常はインバータの動作周波数ｆ２を遅れ力率の範囲（出力調整範囲）内で制御している。 At the resonance frequency f1, the power factor is 1, and the output current signal (h) and the output voltage signal (g) have no phase difference. The right side of the resonance curve is a state of “delayed power factor” in which the phase of the output current signal (h) is delayed with respect to the output voltage signal (g). Usually, the operating frequency f2 of the inverter is set to the delay power factor. Control within the range (output adjustment range).

一方、共振曲線の左側は「進み力率」の状態であり、動作周波数の調整が困難な範囲である。また、本実施形態の周波数制御では、起動時は周波数が最大値である起動周波数ｆ２′に設定し、徐々に共振周波数ｆ１へ近づけて遅れ力率範囲内の動作周波数ｆ２で保持する（図７の点線矢印（１））。 On the other hand, the left side of the resonance curve is a “leading power factor” state, which is a range in which it is difficult to adjust the operating frequency. Further, in the frequency control of the present embodiment, at the time of startup, the startup frequency is set to the maximum frequency f2 ′, and gradually approaches the resonance frequency f1 and is held at the operating frequency f2 within the delay power factor range (FIG. 7). (Dotted arrow (1)).

ここで、位相差は常に検出され、共振周波数ｆ１が変化した場合にも、動作周波数ｆ２はその変化に応じて共振周波数ｆ１を追従するように制御される。通常時は、共振周波数ｆ１の変化の幅が小さいため、補正がされていないインバータ周波数基準信号（ｎ１）による制御となる。 Here, the phase difference is always detected, and even when the resonance frequency f1 changes, the operating frequency f2 is controlled to follow the resonance frequency f1 according to the change. Normally, since the width of change of the resonance frequency f1 is small, the control is based on the inverter frequency reference signal (n1) that is not corrected.

しかし、共振周波数ｆ１の変化の幅が大きい場合には、動作周波数ｆ２の追従の際、位相差が最下限値（位相差の閾値）に到達する場合がある。この場合、位相差を一定値まで大きくして位相差を回復するため、位相差補正回路２１ｂを動作させ、インバータ周波数基準信号（ｎ２）による制御に切り替える。 However, when the width of change of the resonance frequency f1 is large, the phase difference may reach the lowest limit value (phase difference threshold) when the operating frequency f2 is followed. In this case, in order to recover the phase difference by increasing the phase difference to a certain value, the phase difference correction circuit 21b is operated to switch to control by the inverter frequency reference signal (n2).

インバータ周波数基準信号（ｎ２）による制御では、一時的に動作周波数ｆ２を上昇させた後（図７の点線矢印（２））、徐々に共振周波数ｆ１へ近づけて再度、遅れ力率の範囲内で保持する（図７の点線矢印（３））。このとき、動作周波数ｆ２の一時的な上昇は、最大でも全出力調整範囲（遅れ力率の範囲）の２０％程度にとどめている。 In the control by the inverter frequency reference signal (n2), after temporarily increasing the operating frequency f2 (dotted line arrow (2) in FIG. 7), it gradually approaches the resonance frequency f1 and again within the range of the delay power factor. Hold (dotted arrow (3) in FIG. 7). At this time, the temporary increase in the operating frequency f2 is limited to about 20% of the total output adjustment range (the range of the delay power factor) at the maximum.

したがって、位相差調整のため変化する周波数の幅が狭く、急激な出力変動が発生することがなくなる。すなわち、常に高い力率を保持しながら誘導溶解炉１５の電力制御が可能となる。 Therefore, the width of the frequency that changes for phase difference adjustment is narrow, and sudden output fluctuations do not occur. That is, it is possible to control the power of the induction melting furnace 15 while always maintaining a high power factor.

以上、説明してきたように本実施例の誘導溶解炉の制御装置は、逆変換器としてＩＧＢＴ素子を用いたものであるが、この代用としてサイリスタ素子を用いた装置であってもよい。なお、この場合は、進み力率の範囲が出力調整可能範囲となるため、位相差が最下限値に到達した場合、一時的に動作周波数ｆ２を降下させた後、徐々に共振周波数ｆ１へ近づける制御となる。 As described above, the control apparatus for the induction melting furnace of the present embodiment uses an IGBT element as an inverse converter, but may be an apparatus using a thyristor element instead. In this case, since the range of the advance power factor becomes the output adjustable range, when the phase difference reaches the lowest limit value, the operating frequency f2 is temporarily lowered and then gradually brought closer to the resonance frequency f1. It becomes control.

１電源、
２受電ユニット、
２ａパワーヒューズ、
２ｂ遮断器、
３変換装置用変圧器、
４電力変換装置（制御装置）、
４ａ順変換器ユニット（順変換器、高周波電力生成部）、
４ｂ逆変換器ユニット（逆変換器、高周波電力生成部）、
４ｃ高周波整合ユニット（高周波電力生成部）、
５ａ，５ｂダイオード式順変換器、
６直流リアクトル、
７直流コンデンサ、
８直流電圧検出器、
９直流電流検出器、
１０インバータ、
１０ａ，１０ｂＩＧＢＴ式逆変換器（第１、第２スイッチング素子）、
１１制御回路、
１２ａ，１２ｂ力率調整用高周波コンデンサ、
１３通電電流検出器（交流電流検出部）、
１４負荷電圧検出器（交流電圧検出部）、
１５誘導溶解炉、
１６加熱コイル、
１７被溶解材、
１８コントローラ、
１９出力電圧信号生成回路、
１９ａ，１９ｂデッドタイム調整回路、
１９ｃ、２０ｃ、２９リセット・セット・フリップ・フロップ回路、
２０出力電流信号生成回路、
２０ａ，２０ｂ二値化回路、
２１ａ位相差検出回路（位相差検出部）、
２１ｂ位相差補正回路、
２２電圧一定制御回路（ＡＶＲ）、
２３電流一定制御回路（ＡＣＲ）、
２４電力一定制御回路（ＡＰＲ）、
２５遅れ優先回路、
２６基準周波数保持回路、
２７電圧制御発振回路、
２８、３４ＡＮＤゲート、
３０制御信号生成回路（制御信号生成部）、
３２、３６ＮＡＮＤゲート、
３３ＮＯＴゲート、
３５ａ、３５ｂモノマルチ回路（ＭＭ）、
３７アナログスイッチ（ＡＳＷ）、
３８加算器、
（ａ）直流電圧、
（ｂ）直流電流、
（ｃ）ＩＧＢＴゲート信号、
（ｄ）通電電流、
（ｅ）負荷電圧、
（ｆ）コントローラ制御信号、
（ｇ）出力電圧信号、
（ｈ）出力電流信号、
（ｉ）位相進み信号、
（ｊ）位相遅れ信号、
（ｋ１）〜（ｋ４）内部信号、
（ｍ）位相差補正信号、
（ｎ１），（ｎ２）インバータ周波数基準信号。 1 power supply,
2 Power receiving unit,
2a Power fuse,
2b circuit breaker,
3 Transformer transformers,
4 Power converter (control device),
4a Forward converter unit (forward converter, high frequency power generator),
4b Inverter unit (inverter, high frequency power generator),
4c high frequency matching unit (high frequency power generation unit),
5a, 5b Diode forward converter,
6 DC reactor,
7 DC capacitor,
8 DC voltage detector,
9 DC current detector,
10 Inverter,
10a, 10b IGBT inverter (first and second switching elements),
11 Control circuit,
12a, 12b High-frequency capacitors for power factor adjustment,
13 Energizing current detector (AC current detector),
14 Load voltage detector (AC voltage detector),
15 induction melting furnace,
16 heating coil,
17 Materials to be dissolved,
18 controller,
19 output voltage signal generation circuit,
19a, 19b dead time adjustment circuit,
19c, 20c, 29 reset set flip-flop circuit,
20 output current signal generation circuit,
20a, 20b binarization circuit,
21a phase difference detection circuit (phase difference detection unit),
21b phase difference correction circuit,
22 voltage constant control circuit (AVR),
23 constant current control circuit (ACR),
24 constant power control circuit (APR),
25 delay priority circuit,
26 Reference frequency holding circuit,
27 voltage controlled oscillator circuit,
28, 34 AND gate,
30 control signal generation circuit (control signal generation unit),
32, 36 NAND gate,
33 NOT gate,
35a, 35b Mono-multi circuit (MM),
37 Analog switch (ASW),
38 adder,
(A) DC voltage,
(B) DC current,
(C) IGBT gate signal,
(D) energizing current,
(E) load voltage,
(F) Controller control signal,
(G) output voltage signal,
(H) Output current signal,
(I) phase advance signal;
(J) a phase lag signal;
(K1) to (k4) internal signals,
(M) Phase difference correction signal,
(N1), (n2) Inverter frequency reference signal.

Claims

A control device for an induction melting furnace for melting a material to be melted stored in the furnace by the heat of a heating coil,
A high-frequency power generator that generates high-frequency power to be supplied to the heating coil;
A phase difference detector for detecting a phase difference between the voltage and current of the high-frequency power;
A control signal generation unit that generates a control signal of the high-frequency power generation unit so as to generate the high-frequency power according to the phase difference detected by the phase difference detection unit;
The control signal generator (1) changes the control signal so that the phase difference is reduced from a startup frequency preset for the high-frequency power generator, and maintains the predetermined phase difference. (2) When the phase difference reaches a preset threshold value , a correction signal is added to the first control signal to keep the phase difference constant while following the change in the phase difference. generates a second control signal that be greater by a value, (3) said phase when a phase difference is equal to or higher than a preset threshold, characterized by generating the first control signal to maintain a predetermined said phase difference Induction melting furnace control device.

In the induction melting furnace control device according to claim 1,
The high-frequency power generation unit
A forward converter that converts AC power into DC power;
An inverter that converts the DC power into the high-frequency power by configuring a bridge circuit using the first and second switching elements;
The inverse converter converts the DC power into the high-frequency power by alternately operating the first and second switching elements according to a control signal of the high-frequency power generation unit. Control device.

In the induction melting furnace control device according to claim 1 or 2,
The control signal generation unit includes a mono-multi circuit, and when the phase difference reaches a preset threshold value, a correction for increasing the phase difference by a certain value by an internal signal output from the mono-multi circuit for a certain period of time A control device for an induction melting furnace that generates a signal and generates a second control signal obtained by adding the correction signal to the first control signal.

In the induction melting furnace control device according to any one of claims 1 to 3,
The high-frequency power generation unit
An AC voltage detector for detecting the voltage of the high-frequency power;
An AC current detector that detects the current of the high-frequency power, and
The phase difference detector is
An output voltage signal generated through a reset / set / flip / flop circuit with an edge width of each rising edge of the voltage detected by the AC voltage detection unit as an ON signal,
Using the rising and falling edge widths of the high-frequency power detected by the AC current detection unit as ON signals, the phase difference from the output current signal generated via the reset / set / flip / flop circuit is detected. A control apparatus for an induction melting furnace, characterized in that:

In the induction melting furnace control device according to any one of claims 1 to 4,
The high-frequency power generation unit
A forward converter that converts AC power into DC power;
An inverter that converts the DC power into the high-frequency power by configuring a bridge circuit using the first and second switching elements;
The control apparatus for an induction melting furnace, wherein both the first and second switching elements are IGBT elements.