JP5225854B2 - 光送信回路 - Google Patents

Description

本発明は、光通信分野に用いられる、高速に発光素子を駆動する回路を含んだ光送信回路に関する。

応答速度の比較的遅い発光素子（ＬＥＤ等）を高速に動作させる駆動回路としては、ピーキング技術を利用するものが一般に知られている。例えば、特許第２８４４６８２号公報を参照。このピーキング技術は、発光素子に瞬時電流（以下、ピーキング電流と記す）を与えて、発光素子を強制的に高速応答させる技術である。図２１に、ピーキング技術を用いた一般的な従来の発光素子駆動回路の構成例を示す。また、図２２に、図２１に示す従来の発光素子駆動回路の動作を説明するための波形図を示す。

図２１に示す従来の発光素子駆動回路は、発光素子１０１と、ピーキング電流発生部１０２と、発光素子駆動部１０３とで構成されている。発光素子駆動部１０３には、デジタル信号Ｓ（図２２の波形（ａ））が入力される。ピーキング電流発生部１０２は、このデジタル信号Ｓの立ち上がり及び立ち下がり時に尖塔形状のピーキング電流Ｐ（図２２の波形（ｂ））を発生する。発光素子駆動部１０３は、デジタル信号Ｓとピーキング電流Ｐとを入力し、デジタル信号Ｓの振幅に応じた振幅電流とピーキング電流Ｐとを合波した波形の駆動電流Ｄ（図２２の波形（ｃ））を出力する。発光素子１０１は、この駆動電流Ｄを入力して、デジタル信号Ｓにほぼ一致した波形の光信号（図２２の波形（ｄ））を出力する。このようにして、発光素子１０１の高速応答を実現させている。

しかしながら、上述した従来の発光素子駆動回路で実現できる高速応答は、せいぜい数Ｍｂｐｓ程度である。しかし、数百Ｍｂｐｓ以上の高速応答を実現するためには非常に大きなピーキング電流Ｐが必要であるため、長期駆動等の場合に発光素子１０１の信頼性が低下するという課題を有していた。

それ故に、本発明の目的は、発光素子の信頼性を低下させることなく、簡単な構成で、発光素子を高速動作させることができる光送信回路を提供することである。

本発明は、入力するデジタル信号に従って発光素子を駆動する光送信回路に向けられている。そして、上記目的を達成するために、本発明の光送信回路は、ピーキング電流発生部、発光素子駆動部、信号解析部、及びクリッピング発生部を備えている。ピーキング電流発生部は、デジタル信号の立ち上がり及び立ち下がりに同期したピーキング電流を発生させる。発光素子駆動部は、発光素子とピーキング電流発生部との間に設けられ、デジタル信号の振幅に応じた信号振幅電流とピーキング電流とを合成した駆動電流を生成し、その駆動電流を用いて発光素子を駆動する。信号解析部は、デジタル信号を解析し、デジタル信号のパルス幅及び振幅量の少なくとも１つに基づいた制御信号を設定する。クリッピング発生部は、信号解析部が設定した制御信号に応じて、駆動電流のピーキング電流をクリッピングさせる。

好ましくは、クリッピング発生部は、ピーキング電流量に対するクリッピング電流量の割合を所定値以下に設定する。また、クリッピング発生部は、発光素子駆動部が生成する駆動電流のバイアス電流を制御するか、発光素子に供給される電源電圧を制御するか、ピーキング電流発生部の発光素子駆動部が接続されていない端子側の電圧を制御することが望ましい。

典型的には、信号解析部は、デジタル信号のパルス幅を検出するパルス幅検出部と、検出されたパルス幅に応じた制御信号を設定するパルス幅制御部とで構成される。又は、信号解析部は、デジタル信号の振幅量を検出する振幅量検出部と、検出された振幅量に応じた制御信号を設定する振幅量制御部とで構成される。

あるいは、信号解析部は、これらパルス幅検出部、パルス幅制御部、振幅量検出部、及び振幅量制御部と、パルス幅制御部が出力する信号と振幅量制御部が出力する信号とを加算した信号を制御信号として設定する処理部とで構成されてもよい。この構成の場合には、通信相手の装置から送信される光信号を受信する受光素子と、受光素子で受信された信号を増幅する増幅部と、増幅部で増幅された信号の振幅量を検出する信号検出部と、信号検出部の検出結果に基づいて、パルス幅検出部に入力されるデジタル信号の振幅量を制御する振幅量制御部とをさらに含めてもよいし、振幅量制御部に代えて、ピーキング電流発生部が、信号検出部の検出結果に基づいて発生させるピーキング電流の量を制御してもよい。

具体的には、ピーキング電流発生部は、直列接続された第１抵抗及び第２抵抗と、第１抵抗に並列接続された容量とで構成される。特に、信号検出部の検出結果に基づいて発生させるピーキング電流の量を制御させる場合には、ピーキング電流発生部は、直列接続された第１抵抗及び第２抵抗と、第１抵抗に並列接続された容量とで構成されるブロックを複数有し、信号検出部の検出結果に基づいて複数ブロックのいずれか１つを選択的に切り替える構成が好ましい。
さらに、光送信回路に発光素子を含んでもよいし、また、この発光素子はＬＥＤであることが望ましい。

上記本発明によれば、ピーキング電流発生部で発生する立ち上がり時の瞬時的な電流が、デジタル信号のハイレベル電圧とクリッピング発生部で設定される電圧とに依存するクリッピング電流値でクリッピングされるように、電圧を制御する。これにより、長期駆動等による発光素子の信頼性を低下させることなく、発光素子を高速応答させることができる。

〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係る光送信回路の構成を示す図である。図１において、第１の実施形態に係る光送信回路は、発光素子１と、ピーキング電流発生部２と、発光素子駆動部５と、クリッピング発生部８と、信号解析部９とを備える。信号解析部９は、パルス幅検出部１０及びパルス幅制御部１１で構成される。発光素子１には、発光ダイオード（ＬＥＤ）、レーザダイオード（ＬＤ）、スーパールミネッセントダイオード（ＳＬＤ）、面発光レーザ（ＶＣＳＥＬ）等が、適用可能である。なお、以下の各実施形態では、発光素子１を光送信回路に含めた構成を説明するが、この発光素子１だけが別構成であってもよい。

発光素子駆動部５は、トランジスタＱ１と、抵抗Ｒ１６と、容量Ｃ７及びＣ８とで構成される。このトランジスタＱ１には、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタやＮチャネル電界効果トランジスタ等が用いられる。トランジスタＱ１のベースは、直列接続された抵抗Ｒ１６及び容量Ｃ８を介して接地され、また容量Ｃ７を介してデジタル信号Ｓを入力する。トランジスタＱ１のコレクタは、発光素子１のカソード端子に接続される。トランジスタＱ１のエミッタは、ピーキング電流発生部２に接続される。抵抗Ｒ１６と容量Ｃ８との接続点には、クリッピング発生部８から出力される直流電圧が印加される。

ピーキング電流発生部２は、抵抗Ｒ１及びＲ２と、容量Ｃ１とで構成される。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とは直列に接続され、マイナス電源―Ｖｃｃと発光素子駆動部５のトランジスタＱ１のエミッタとの間に挿入される。容量Ｃ１は、抵抗Ｒ１と並列接続される。このピーキング電流発生部２は、デジタル信号Ｓの変化時に同期し、立ち上がり時に正かつ立ち下がり時に負の尖塔形状のピーキング電流を発生させる。

パルス幅検出部１０は、入力されるデジタル信号Ｓを発光素子駆動部５に出力すると共に、デジタル信号Ｓのパルス幅を検出し、その検出結果を検出パルス幅としてパルス幅制御部１１に出力する。パルス幅制御部１１は、例えば図２に示すように比較部１１ａで構成され、所定の基準パルス幅と検出パルス幅とを比較し、この比較結果に基づいた制御信号をクリッピング発生部８に出力する。パルス幅検出部１０の一例としては、パルスの立ち下がり又は立ち上がりを検出する構成が挙げられるが、その他の構成を用いてもよい。また、パルス幅制御部１１の一例として比較部１１ａを用いているが、様々な制御信号を格納したメモリ部を設けて、検出パルス幅に応じていずれか１つの制御信号をメモリ部から読み出す構成にしても実施可能である。

クリッピング発生部８は、抵抗Ｒ１７〜Ｒ１９と、可変抵抗Ｒ２０と、トランジスタＱ２とで構成される。このトランジスタＱ２には、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタやＰチャネル電界効果トランジスタ等が用いられる。可変抵抗Ｒ２０、抵抗Ｒ１９、及び抵抗Ｒ１８は、直列に接続されて電源ＶCCとＧＮＤとの間に挿入される。抵抗Ｒ１８と抵抗Ｒ１９との接続点は、トランジスタＱ２のベースに接続される。トランジスタＱ２のエミッタは、抵抗Ｒ１７を介して電源ＶCCに接続され、かつ、エミッタに現れる直流電圧は、発光素子駆動部５の抵抗Ｒ１６と容量Ｃ８との接続点に出力される。トランジスタＱ２のコレクタは、接地される。

次に、上記構成による第１の実施形態に係る光送信回路の動作を、図３を用いて説明する。図３は、第１の実施形態に係る光送信回路の動作を説明するための波形図である。図４は、図３の波形（ｆ）を部分的に拡大した図である。

デジタル信号Ｓ（図３の波形（ａ））は、パルス幅検出部１０を介して容量Ｃ７に入力される。このデジタル信号Ｓは、ハイレベル電圧ＶＨとローレベル電圧ＶＬとを有するパルス電圧信号である。このデジタル信号Ｓは、クリッピング発生部８が発生したバイアス電圧に従って、平均電圧ＶｂＭ、ハイレベル電圧ＶｂＨ、及びローレベル電圧ＶｂＬを有するデジタル信号Ｓ’（図３の波形（ｂ））に変換されて、トランジスタＱ１のベースに入力される。よって、トランジスタＱ１のエミッタに現れるハイレベル電圧ＶｅＨ及びローレベル電圧ＶｅＬ（図３の波形（ｃ））は、次式（１）及び（２）で表すことができる。
ＶｅＨ＝ＶｂＨ−ＶＢＥ … （１）
ＶｅＬ＝ＶｂＬ−ＶＢＥ … （２）
但し、ＶＢＥは、トランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧である。

トランジスタＱ１のエミッタに生じる電流（図３の波形（ｄ））は、ローレベル電圧ＶｅＬの定常状態ではＩｅＬ（＝（ＶｅＬ−（−Ｖｃｃ））／（Ｒ１＋Ｒ２））である。ローレベル電圧ＶｅＬからハイレベル電圧ＶｅＨへの立ち上がり時には、容量Ｃ１の充放電により瞬時的なピーキング電流Ｉｅｐが流れ、その後ハイレベル電圧ＶｅＨの状態で一定となる。このとき、ＩｅＨ（＝ＶｅＨ−（−Ｖｃｃ））／（Ｒ１＋Ｒ２））が流れる。また、ハイレベル電圧ＶｅＨからローレベル電圧ＶｅＬへの立ち下がり時には、同様に瞬時的なピーキング電流Ｉｅ（−ｐ）が流れ、その後ローレベル電圧ＶｅＬの定常状態に戻る。このとき、各ピーキング電流Ｉｅｐ及びＩｅ（−ｐ）は、Ｒ１、Ｒ２、ＩｅＨ、及びＩｅＬを用いて次式（３）及び（４）で表すことができる。なお、Ｂ１は定数である。
Ｉｅｐ＝Ｂ１×（Ｒ１／Ｒ２）×（ＩｅＨ−ＩｅＬ）＋ＩｅＨ ‥‥（３）
Ｉｅ（−ｐ）＝−Ｂ１×（Ｒ１／Ｒ２）×（ＩｅＨ−ＩｅＬ）＋ＩｅＬ ‥‥（４）

従って、図４に示すピーキング電流量ａ１は、次式（５）で表すことができる。
ａ１＝Ｉｅｐ−ＩｅＨ＝ＩｅＬ−Ｉｅ（−ｐ）
＝Ｂ１×（Ｒ１／Ｒ２）×（ＩｅＨ−ＩｅＬ） ‥‥（５）

ここで、トランジスタＱ１では、エミッタ電流とほぼ同等の電流がコレクタ電流として流れ、発光素子１に供給されることになる。しかし、発光素子１は、図５に示す電流−電圧特性を有しており、電流量が増加すると（例えば、Ｉｆ１からＩｆ２）、発光素子１の順電圧が増加する特性を有する（例えば、Ｖｆ１からＶｆ２）。このため、図３の波形（ｄ）に示す立ち上がり時の瞬時的な電流Ｉｅｐが流れたとき、順電圧は非常に大きくなる。また、コレクタ電圧（図３の波形（ｅ））は、電源電圧Ｖｃｃと発光素子１の順電圧との差から求めることができる。これにより、立ち上がり時のコレクタ電圧は、ローレベル電圧ＶｃＬの定常状態より低下した、ピーキング電流Ｉｅｐに対応する電圧Ｖｃｐとなるように動作する。

しかし、トランジスタＱ１は、コレクタ電圧がエミッタ電圧より小さくならないため（コレクタ・エミッタ間飽和電圧ＶＣＥ）、立ち上がり時のコレクタ電圧はエミッタ電圧ＶｅＨより小さくならずに、エミッタ電圧ＶｅＨとほぼ等しいＶｃclipで一定となる（Ｖｃclip≒ＶｅＨ）。

これにより、発光素子１の駆動電流ＩｄＨ及びＩｄＬは、それぞれＩｅＨ及びＩｅＬとほぼ同等の電流が流れるが、立ち上がり時の瞬時的な電流Ｉｄｐに関しては、Ｖｃｃｌｉｐ、発光素子１のアノード端子電圧（この例では）Ｖｃｃ、及び発光素子１の抵抗成分Ｒｄを用いて次式（６）で表される、クリッピング電流値Ｉｄｃｌｉｐでクリッピングされた電流が流れることになる（図３の波形（ｆ））。
Ｉｄｃｌｉｐ＝（Ｖｃｃ−Ｖｃｃｌｉｐ）／Ｒｄ ‥‥（６）

このとき、立ち上がり時のクリッピング電流量ａ２は、次式（７）のように表すことができる。なお、立ち下がり時のクリッピング電流量ａ２は、次式（８）のように表すことができる。
ａ２＝Ｉｅｐ−Ｉｄｃｌｉｐ ‥‥（７）
ａ２＝−Ｖｃｃ−Ｉｅ（−ｐ） ‥‥（８）
よって、クリッピング発生部８からトランジスタＱ１に供給されるベース電圧ＶｂＭを適切に設定すれば、所望のクリッピング量を容易に得ることができる。

以上のように、本発明の第１の実施形態に係る光送信回路によれば、デジタル信号Ｓの伝送速度に応じて、立ち上がり時の瞬時的な電流のクリッピング電流量を調整することにより、発光素子１の信頼性を低下させることなく、発光素子１を高速応答させることができる。

〔第２の実施形態〕
図６は、本発明の第２の実施形態に係る光送信回路の構成を示す図である。この第２の実施形態に係る光送信回路は、上記第１の実施形態と比べて、ピーキング電流発生部２が接続される電位がマイナス電源―Ｖｃｃではなく０Ｖ電位（ＧＮＤ）であることだけが異なる。
以下、図７及び図８をさらに参照して、第２の実施形態に係る光送信回路の動作を説明する。図７は、第２の実施形態に係る光送信回路の動作を説明するための波形図である。図８は、図７の波形（ｅ）を部分的に拡大した図である。

デジタル信号Ｓ（図７の波形（ａ））は、パルス幅検出部１０を介して容量Ｃ７に入力される。このデジタル信号Ｓは、クリッピング発生部８が発生したバイアス電圧に従って、平均電圧ＶｂＭ、ハイレベル電圧ＶｂＨ、及びローレベル電圧ＶｂＬを有するデジタル信号Ｓ’（図７の波形（ｂ））に変換されて、トランジスタＱ１のベースに入力される。このとき、ピーキング電流発生部２の抵抗Ｒ２の端子間には、抵抗Ｒ１及びＲ２の分圧によって求められる定常状態の電圧Ｖｅ２Ｈ及びＶｅ２Ｌと、デジタル信号Ｓ’の立ち上がり及び立ち下がり時に発生する瞬時的な電圧Ｖｅ２ｐ及びＶｅ２（−ｐ）とからなる、電圧波形が得られる（図７の波形（ｄ））。

トランジスタＱ１のベースに供給するバイアス電流Ｉｂを小さくすると、立ち下がり時のピーキング電流Ｉｅ（−ｐ）は、０レベル以下となる。しかし、実際には、０Ｖ電位（ＧＮＤ）でクリッピングが生じ（図７の波形（ｄ））、ピーキング電流は０レベルとなる（図７の波形（ｅ））。従って、クリッピングが発生した場合の立ち下がり時のピーキング電流Ｉｅ（−ｐ）は、クリッピングが発生しないときの立ち下がり時のピーキング電流相当が０レベル以下に流れていると考える。よって、このクリッピング電流量ａ２は、次式（９）のように表すことができる。
ａ２＝０−Ｉｅ（−ｐ） ‥‥（９）

以上のように、本発明の第２の実施形態に係る光送信回路によれば、ピーキング電流発生部２が接続される電位をＧＮＤにすることで、立ち上がり時及び立ち下がり時の両方の瞬時的な電流を容易にクリッピングさせることができる。

〔第３の実施形態〕
図９は、本発明の第３の実施形態に係る光送信回路の構成を示す図である。この第３の実施形態は、上記第１の実施形態と比べて、発光素子駆動部６の構成及びクリッピング発生部８の接続位置が異なる。以下、この異なる部分を中心に第３の実施形態を説明する。

発光素子駆動部６は、トランジスタＱ１と、抵抗Ｒ８及びＲ９と、容量Ｃ７とで構成される。このトランジスタＱ１には、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタやＮチャネル電界効果トランジスタ等が用いられる。トランジスタＱ１のベースは、直列接続された抵抗Ｒ８及びＲ９で分圧された電位が印加されると共に、容量Ｃ７を介してデジタル信号Ｓが入力される。トランジスタＱ１のコレクタは、発光素子１のカソード端子に接続される。トランジスタＱ１のエミッタは、ピーキング電流発生部２を介してマイナス電源−Ｖｃｃに接続される。発光素子１のアノード端子には、クリッピング発生部８から出力される直流電圧が印加される。

ここで、発光素子１に流れる立ち上がり時の瞬時的な電流Ｉｐをクリッピングさせるクリッピング電流値Ｉｄｃｌｉｐは、上記第１の実施形態で示したように、発光素子１のアノード端子電圧に依存する。このため、発光素子１のアノード端子の電圧を制御することで、クリッピング電流値Ｉｄｃｌｉｐを調整することができる。

以上のように、本発明の第３の実施形態に係る光送信回路によれば、クリッピング発生部８を発光素子１のアノード端子に接続することにより、別の構成で立ち上がり時の瞬時的な電流のクリッピング量を調整することができる。
なお、トランジスタＱ１のエミッタは、ピーキング電流発生部２を介してＧＮＤに接続される構成にしてもよい。

〔第４の実施形態〕
図１０は、本発明の第４の実施形態に係る光送信回路の構成を示す図である。この第４の実施形態は、上記第３の実施形態と比べて、クリッピング発生部８の接続位置が異なる。以下、この異なる部分を中心に第４の実施形態を説明する。

発光素子駆動部６のトランジスタＱ１のコレクタは、発光素子１のカソード端子に接続される。発光素子１のアノード端子には、電源Ｖｃｃが印加される。トランジスタＱ１のエミッタは、ピーキング電流発生部２を介して、クリッピング発生部８のトランジスタＱ２のエミッタに接続される。

ここで、トランジスタＱ１のエミッタに流れる立ち上がり時の瞬時的な電流Ｉｅｐは、上記第１の実施形態で示したように、ピーキング電流発生部２の供給電圧であるマイナス電源−Ｖｃｃに依存する。このため、ピーキング電流発生部２の供給電圧を制御することで、瞬時的な電流Ｉｅｐが変化し、これによりクリッピング量が変化することになる。

以上のように、本発明の第４の実施形態に係る光送信回路によれば、クリッピング発生部８をピーキング電流発生部２を介してトランジスタＱ１のエミッタに接続することにより、別の構成で立ち上がり時の瞬時的な電流のクリッピング量を調整することができる。また、この構成により、立ち下がり時の瞬時的な電流のクリッピング量も調整することができる。

〔第５の実施形態〕
図１１は、本発明の第５の実施形態に係る光送信回路の構成を示す図である。図１１において、第５の実施形態に係る光送信回路は、発光素子１と、ピーキング電流発生部２と、発光素子駆動部７と、クリッピング発生部８と、信号解析部９とを備える。信号解析部９は、パルス幅検出部１０及びパルス幅制御部１１で構成される。この第３の実施形態は、上記第１の実施形態と比べて、発光素子１とピーキング電流発生部２との配置、及び発光素子駆動部７の構成が異なる。以下、この異なる部分を中心に第５の実施形態を説明する。

発光素子駆動部７は、トランジスタＱ１と、抵抗Ｒ１６と、容量Ｃ７及びＣ８とで構成される。このトランジスタＱ１には、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタやＰチャネル電界効果トランジスタ等が用いられる。トランジスタＱ１のベースは、直列接続された抵抗Ｒ１６及び容量Ｃ８を介して接地され、また容量Ｃ７を介してデジタル信号Ｓを入力する。トランジスタＱ１のコレクタは、発光素子１のアノード端子に接続される。トランジスタＱ１のエミッタは、ピーキング電流発生部２に接続される。抵抗Ｒ１６と容量Ｃ８との接続点には、クリッピング発生部８から出力される直流電圧が印加される。

ピーキング電流発生部２は、抵抗Ｒ１及びＲ２と、容量Ｃ１とで構成される。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２とは直列に接続され、プラス電源Ｖｃｃと発光素子駆動部７のトランジスタＱ１のエミッタとの間に挿入される。容量Ｃ１は、抵抗Ｒ１と並列接続される。

次に、上記構成による第５の実施形態に係る光送信回路の動作を説明する。
デジタル信号Ｓは、パルス幅検出部１０を介して容量Ｃ７に入力される。このデジタル信号Ｓは、クリッピング発生部８が発生したバイアス電圧に従って、平均電圧ＶｂＭ、ハイレベル電圧ＶｂＨ、及びローレベル電圧ＶｂＬを有するデジタル信号Ｓ’に変換されて、トランジスタＱ１のベースに入力される。よって、トランジスタＱ１のエミッタに現れるハイレベル電圧ＶｅＨ及びローレベル電圧ＶｅＬは、次式（１０）及び式（１１）で表すことができる。
ＶｅＨ＝ＶｂＨ＋ＶＢＥ … （１０）
ＶｅＬ＝ＶｂＬ＋ＶＢＥ … （１１）

トランジスタＱ１のエミッタに生じる電流は、ハイレベル電圧ＶｅＨの定常状態ではＩｅＬ（＝（Ｖｃｃ−ＶｅＨ）／（Ｒ１＋Ｒ２））である。ハイレベル電圧ＶｅＨからローレベル電圧ＶｅＬへの立ち下がり時には、容量Ｃ１の充放電により瞬時的な電流Ｉｅｐが流れ、その後ローレベル電圧ＶｅＬの状態で一定となる。このとき、ＩｅＨ（＝（Ｖｃｃ−ＶｅＬ）／（Ｒ１＋Ｒ２））が流れる。また、ローレベル電圧ＶｅＬからハイレベル電圧ＶｅＨへの立ち上がり時には、同様に瞬時的な電流Ｉｅ（−ｐ）が流れ、その後ハイレベル電圧ＶｅＨの定常状態に戻る。このとき、Ｉｅｐ及びＩｅ（−ｐ）は、上述した式（３）及び（４）で表すことができる。また、ピーキング電流量ａ１及びクリッピング電流量ａ２は、上述した式（５）及び（９）で表すことができる。

例えば、伝送速度を５００Ｍｂｐｓ及びパルス電流の振幅量（＝ＩｅＨ−ＩｅＬ）を１４．４ｍＡｐｐによって発光素子１を駆動する条件を設定した場合、クリッピングが発生しない条件（ａ２／ａ１＝０）で必要なバイアス電流Ｉｂは実験的には１３９．５ｍＡであり、Ｂ１×（Ｒ１／Ｒ２）＝９．１５である。立ち上がり及び立ち下がり時のピーキング電流は、上記式（３）及び式（４）によりそれぞれＩｅｐ＝２７８．４ｍＡ及びＩｅ（−ｐ）＝０ｍＡである。このクリッピングが発生しない条件からバイアス電流Ｉｂを徐々に低減させると、クリッピングが発生し、発光素子１の出力波形になまりが生じる。このとき、立ち下がり時間ｔｆが１ｎｓ（伝送速度５００Ｍｂｐｓに相当）となるａ２／ａ１を評価した結果、約０．８であった。このａ２／ａ１＝０．８の条件において、バイアス電流Ｉｂは３６．６ｍＡであるため、消費電力に関しては、クリッピングが発生しない場合に比べ、約７５％低減させることができる。なお、その他の値としては、Ｉｅｐ＝１７５．５ｍＡ、Ｉｅｃｌｉｐ＝０ｍＡ（Ｉｅ（−ｐ）＝−１０２．９ｍＡ）、ａ１＝１３１．７ｍＡ、及びａ２＝１０２．９ｍＡである。

また、図１２に、パルス電流の振幅量（＝ＩｅＨ−ＩｅＬ）及びバイアス電流Ｉｂをパラメータとして、ピーキング電流量ａ１とクリッピング電流量ａ２との比であるａ２／ａ１を変化させたときの立ち下がり時間ｔｆの実験結果を示す。なお、立ち下がり時間ｔｆが大きくなるに従い、応答速度は遅くなる関係にある。これにより、立ち下がり時間ｔｆを１ｎｓとした伝送速度５００Ｍｂｐｓの場合、ａ２／ａ１を次式（１２）の条件にすることで、５００Ｍｂｐｓの高速応答を実現することができる。

また、図１２は、次式（１３）の関係式で表される。時間ｔｆは、ａ２／ａ１が小さい場合、ピーキング電流で決定されるパルスの立ち下がり時間（第１項）が支配的となり、ａ２／ａ１が大きい場合、発光素子駆動部７から出力されるクリッピング電流で決定される立ち下がり時間（第２項）が支配的となる。なお、式（１３）のＡ１、Ａ２、Ｎ１、及びＮ２は定数である。また、第１項の時定数τ１は、ピーキング電流発生部２の抵抗Ｒ１及びＲ２と容量Ｃ１とで設定したピーキング電流の過渡応答で決定され、第２項の時定数τ２は、発光素子駆動部７のトランジスタＱ１及び発光素子１の過渡応答で決定される。これにより、伝送速度に応じたａ２／ａ１を設定することができる。

以上のように、本発明の第５の実施形態に係る光送信回路によれば、デジタル信号Ｓの伝送速度に応じて、ピーキング電流量に対するクリッピング電流量の割合が所定値以下となるクリッピング量を自動で調整し、伝送速度に対して必要最小限のクリッピング量にすることができる。これにより、消費電力を低減しつつ、発光素子１の高速応答を実現することができる。

〔第６の実施形態〕
図１３は、本発明の第６の実施形態に係る光送信回路の構成を示す図である。図１３において、第６の実施形態に係る光送信回路は、発光素子１と、ピーキング電流発生部２と、発光素子駆動部５と、クリッピング発生部８と、信号解析部９とを備える。信号解析部９は、振幅量検出部１２及び振幅量制御部１３で構成される。この第６の実施形態は、振幅量検出部１２及び振幅量制御部１３が、上記第１の実施形態の構成と異なる。以下、この異なる構成を中心に、第６の実施形態に係る光送信回路を説明する。

振幅量検出部１２は、入力されるデジタル信号Ｓを発光素子駆動部５に出力すると共に、デジタル信号Ｓの振幅量を検出し、その検出結果を検出振幅量として振幅量制御部１３に出力する。振幅量制御部１３は、例えば図１４に示すように比較部１３ａで構成され、所定の基準振幅量と検出振幅量とを比較し、この比較結果に基づいた制御信号をクリッピング発生部８に出力する。なお、比較部１３ａに代えて、様々な制御信号を格納したメモリ部を設けて、検出振幅量に応じていずれか１つの制御信号をメモリ部から読み出す構成にしても実施可能である。クリッピング発生部８は、振幅量制御部１３から出力される制御信号に従って図１に示す可変抵抗Ｒ２０の抵抗値を変化させることで、ピーキング電流量に対するクリッピング電流量の割合が所定値以下となるクリッピング量を調整する。

例えば、検出振幅量が基準振幅量よりも大きい場合には、ピーキング電流発生部２で発生するピーキング電流が大きくなるため、クリッピング発生部８のバイアス電流Ｉｂを大きくし、検出振幅量が基準振幅量よりも小さい場合には、クリッピング発生部８のバイアス電流Ｉｂを小さくするように制御する。これにより、デジタル信号Ｓの振幅量に応じた値にクリッピング電流量ａ２が調整された駆動電流を、発光素子１に供給することができる。

以上のように、本発明の第６の実施形態に係る光送信回路によれば、デジタル信号Ｓの振幅量に応じて、ピーキング電流量に対するクリッピング電流量の割合が所定値以下となるクリッピング量を自動で調整し、振幅量に対して必要最小限のクリッピング量にすることができる。これにより、消費電力を低減しつつ、発光素子１の高速応答を実現することができる。

〔第７の実施形態〕
図１５は、本発明の第７の実施形態に係る光送信回路の構成を示す図である。図１５において、第７の実施形態に係る光送信回路は、発光素子１と、ピーキング電流発生部２と、発光素子駆動部５と、クリッピング発生部８と、信号解析部９とを備える。信号解析部９は、パルス幅検出部１０、パルス幅制御部１１、振幅量検出部１２、振幅量制御部１３、及び処理部１４で構成される。この第７の実施形態は、上記第１の実施形態と第６の実施形態とを組み合わせた構成であり、処理部１４の構成が異なる。以下、この異なる構成を中心に、第７の実施形態に係る光送信回路を説明する。

この処理部１４は、パルス幅制御部１１が出力する制御信号と、振幅量制御部１３が出力する制御信号とを加算し、この加算した結果を最終的な制御信号としてクリッピング発生部８に出力する。これにより、デジタル信号Ｓの伝送速度及び振幅量の両方に応じた制御信号を出力することができる。

以上のように、本発明の第７の実施形態に係る光送信回路によれば、デジタル信号Ｓの伝送速度及び振幅量の両方に応じて、ピーキング電流量に対するクリッピング電流量の割合が所定値以下となるクリッピング量を自動で調整し、伝送速度及び振幅量に対して必要最小限のクリッピング量にすることができる。これにより、消費電力を低減しつつ、発光素子５の高速応答を実現することができる。
なお、デジタル信号Ｓの伝送速度を検出する処理とデジタル信号Ｓの振幅量を検出する処理とは、順序が前後しても構わない。また、処理部１４では、パルス制御部１１の制御信号と振幅量制御部１３の制御信号とを加算した結果を最終的な制御信号として出力する方法例を説明したが、様々な最終的な制御信号を格納したメモリ部を設けて、各々の制御信号に応じていずれか１つの最終的な制御信号をメモリ部から読み出す構成にしても実施可能である。

〔第８の実施形態〕
図１６は、本発明の第８の実施形態に係る光送信回路の構成を示す図である。図１６において、第８の実施形態に係る光送信回路は、発光素子１と、ピーキング電流発生部２と、発光素子駆動部５と、クリッピング発生部８と、信号解析部９とを備える。信号解析部９は、パルス幅検出部１０、パルス幅制御部１１、振幅量検出部１２、振幅量制御部１３、処理部１４、受光素子１５、増幅部１６、信号検出部１７、及び入力信号制御部１８で構成される。この第８の実施形態は、受光素子１５、増幅部１６、信号検出部１７、及び入力信号制御部１８が、上記第７の実施形態の構成と異なる。以下、この異なる構成を中心に、第８の実施形態に係る光送信回路を説明する。

受光素子１５は、通信相手の装置（図示せず）から放射される光信号を受光し、この光信号に応じた電気信号を増幅部１６に出力する。なお、受光素子１５の代わりにアンテナを備えて、通信相手の装置から無線信号を受信する構成にしても構わない。増幅部１６は、受光素子１５から出力される電気信号を所定の利得で増幅する。信号検出部１７は、増幅部１６で増幅された電気信号の振幅量を検出し、その検出結果を検出信号として入力信号制御部１８に出力する。

入力信号制御部１８は、例えば図１７に示すように比較部１８ａと可変利得アンプ１８ｂとで構成される。比較部１８ａは、所定の基準信号と検出信号とを比較し、この比較結果に基づいた制御信号を利得制御信号として可変利得アンプ１８ｂへ出力する。可変利得アンプ１８ｂは、利得制御信号に従ってデジタル信号Ｓの振幅量を制御する。なお、デジタル信号Ｓの振幅量を制御することができれば、可変利得アンプ１８ｂ以外を用いてもよい。振幅量が制御されたデジタル信号Ｓは、パルス幅検出部１０に入力される。

例えば、伝送距離が長く、かつ受光素子１５で受光された光信号が小さい場合、信号検出部１７では、入力信号制御部１８内の基準となる振幅量よりも小さい振幅量を検出するため、入力信号制御部１８においてデジタル信号Ｓの振幅量を大きくする制御を行う。この結果に基づいて、クリッピング発生部８のバイアス電流Ｉｂを大きくするように制御する。一方、伝送距離が短く、かつ受光素子１５で受光された光信号が大きい場合には、反対の制御が行われる。

以上のように、本発明の第８の実施形態に係る光送信回路によれば、通信相手の装置との間の伝送距離に基づいたデジタル信号Ｓの伝送速度及び振幅量の両方に応じて、ピーキング電流量に対するクリッピング電流量の割合が所定値以下となるクリッピング量を自動で調整し、伝送速度及び振幅量に対して必要最小限のクリッピング量にすることができる。これにより、消費電力を低減しつつ、発光素子５の高速応答を実現することができる。

〔第９の実施形態〕
図１８は、本発明の第９の実施形態に係る光送信回路の構成を示す図である。図１８において、第９の実施形態に係る光送信回路は、発光素子１と、ピーキング電流発生部１９と、発光素子駆動部５と、クリッピング発生部８と、信号解析部９とを備える。信号解析部９は、パルス幅検出部１０、パルス幅制御部１１、振幅量検出部１２、振幅量制御部１３、処理部１４、受光素子１５、増幅部１６、及び信号検出部１７で構成される。この第９の実施形態は、ピーキング電流発生部１９が、上記第８の実施形態の構成と異なる。以下、この異なる構成を中心に、第９の実施形態に係る光送信回路を説明する。

信号検出部１７は、増幅部１６で増幅された電気信号の振幅量を検出し、その検出結果を検出信号としてピーキング電流発生部１９に出力する。ピーキング電流発生部１９は、例えば図１９に示すように複数の異なる値の波形ピーキング部１９ａと選択部１９ｂとで構成される。選択部１９ｂは、検出信号に従って複数の異なる値の波形ピーキング部１９ａのいずれか１つを選択的に切り替える。

以上のように、本発明の第９の実施形態に係る光送信回路によれば、通信相手の装置との間の伝送距離に基づいたデジタル信号Ｓの伝送速度及び振幅量の両方に応じて、ピーキング電流量に対するクリッピング電流量の割合が所定値以下となるクリッピング量を自動で調整し、伝送速度及び振幅量に対して必要最小限のクリッピング量にすることができる。これにより、消費電力を低減しつつ、発光素子５の高速応答を実現することができる。

なお、上記第１〜第９の実施形態で示した抵抗、容量、及びトランジスタを用いた詳細な回路は一例であり、それぞれ同一の機能を発揮する回路であれば他の構成であっても構わない。例えば、クリッピング発生部８は、図２０に示すように、可変抵抗Ｒ２０に代えて値が異なる複数の抵抗と切り替えスイッチとを用いてもよい。また、入力するデジタル信号Ｓが固定的であるのならば、デジタル信号Ｓのパルス幅や振幅量を検出することなく、可変抵抗Ｒ２０の抵抗値を固定してもよい。

また、上記第６〜第９の実施形態では、信号解析部９が取り得る様々な構成を、第１の実施形態に係る光送信回路に適用させた例を説明した。しかし、この信号解析部９が取り得る様々な構成は、上記第２〜第５の実施形態に係る光送信回路にもそれぞれ同様に適用させることが可能であり、同等の効果を奏することができる。

本発明の光送信回路は、光通信分野に用いられる発光素子の駆動回路等に利用可能であり、特に発光素子の信頼性を低下させることなく、発光素子を高速動作させたい場合等に有用である。

本発明の第１の実施形態に係る光送信回路の詳細な構成図 パルス幅制御部１１の詳細な回路例 図１に示す光送信回路の動作を説明するための波形図 図１に示す光送信回路の動作を説明するための波形図 発光素子１の電流−電圧特性の一例を示す図 本発明の第２の実施形態に係る光送信回路の詳細な構成図 図６に示す光送信回路の動作を説明するための波形図 図６に示す光送信回路の動作を説明するための波形図 本発明の第３の実施形態に係る光送信回路の詳細な構成図 本発明の第４の実施形態に係る光送信回路の詳細な構成図 本発明の第５の実施形態に係る光送信回路の詳細な構成図 図１１に示す光送信回路のクリッピング電流と立ち上がり時間との関係を示す図 本発明の第６の実施形態に係る光送信回路の詳細な構成図 振幅量制御部１３の詳細な回路例 本発明の第７の実施形態に係る光送信回路の詳細な構成図 本発明の第８の実施形態に係る光送信回路の詳細な構成図 入力信号制御部１８の詳細な回路例 本発明の第９の実施形態に係る光送信回路の詳細な構成図 ピーキング電流発生部１９の詳細な回路例 クリッピング発生部８の他の詳細な回路例 従来の発光素子駆動回路の概略構成を示す機能ブロック図 図２１に示す発光素子駆動回路の動作を説明するための波形図

Claims (14)

1. 入力するデジタル信号(S)に従って発光素子(1)を駆動する光送信回路であって、
   前記デジタル信号(S)の立ち上がり及び立ち下がりに同期したピーキング電流を発生させるピーキング電流発生部(2 or 19)と、
   前記発光素子(1)と前記ピーキング電流発生部(2 or 19)との間に設けられ、前記デジタル信号(S)の振幅に応じた信号振幅電流と前記ピーキング電流とを合成した駆動電流を生成し、当該駆動電流を用いて前記発光素子(1)を駆動する発光素子駆動部(5 6 or 7)と、
   前記デジタル信号(S)を解析し、前記デジタル信号(S)のパルス幅及び振幅量の少なくとも１つに基づいた制御信号を設定する信号解析部(9)と、
   前記信号解析部(9)が設定した制御信号に応じて、前記駆動電流の前記ピーキング電流をクリッピングさせるクリッピング発生部(8)とを備える、光送信回路。
2. 前記クリッピング発生部(8)は、前記ピーキング電流量に対するクリッピング電流量の割合を所定値以下に設定することを特徴とする、請求項１に記載の光送信回路。
3. 前記クリッピング発生部(8)は、前記発光素子駆動部(5 6 or 7)が生成する前記駆動電流のバイアス電流を制御することを特徴とする、請求項１に記載の光送信回路。
4. 前記クリッピング発生部(8)は、前記発光素子(1)に供給される電源電圧を制御することを特徴とする、請求項１に記載の光送信回路。
5. 前記クリッピング発生部(8)は、前記ピーキング電流発生部(2 or 19)の前記発光素子駆動部(5 6 or 7)が接続されていない端子側の電圧を制御することを特徴とする、請求項１に記載の光送信回路。
6. 前記信号解析部(9)は、
   前記デジタル信号(S)のパルス幅を検出するパルス幅検出部(10)と、
   前記検出されたパルス幅に応じた制御信号を設定するパルス幅制御部(11)とを備える、請求項１に記載の光送信回路、請求項１に記載の光送信回路。
7. 前記信号解析部(9)は、
   前記デジタル信号(S)の振幅量を検出する振幅量検出部(12)と、
   前記検出された振幅量に応じた制御信号を設定する振幅量制御部(13)とを備える、請求項１に記載の光送信回路。
8. 前記信号解析部(9)は、
   前記デジタル信号(S)のパルス幅を検出するパルス幅検出部(10)と、
   前記検出されたパルス幅に応じた信号を出力するパルス幅制御部(11)と、
   前記デジタル信号(S)の振幅量を検出する振幅量検出部(12)と、
   前記検出された振幅量に応じた信号を出力する振幅量制御部(13)と、
   前記パルス幅制御部(11)が出力する信号と前記振幅量制御部(13)が出力する信号とを加算した信号を、制御信号として設定する処理部(14)とを備える、請求項１に記載の光送信回路。
9. 前記信号解析部(9)は、
   通信相手の装置から送信される光信号を受信する受光素子(15)、
   前記受光素子(15)で受信された信号を増幅する増幅部(16)と、
   前記増幅部(16)で増幅された信号の振幅量を検出する信号検出部(17)と、
   前記信号検出部(17)の検出結果に基づいて、前記パルス幅検出部(10)に入力される前記デジタル信号(S)の振幅量を制御する振幅量制御部(18)とをさらに備える、請求項８に記載の光送信回路。
10. 前記信号解析部(9)は、
    通信相手の装置から送信される光信号を受信する受光素子(15)と、
    前記受光素子(15)で受信された信号を増幅する増幅部(16)と、
    前記増幅部(16)で増幅された信号の振幅量を検出する信号検出部(17)とをさらに備え、
    前記ピーキング電流発生部(19)は、前記信号検出部(17)の検出結果に基づいて、発生させるピーキング電流量を制御することを特徴とする、請求項８に記載の光送信回路。
11. 前記ピーキング電流発生部(2)は、直列接続された第１抵抗(R1)及び第２抵抗(R2)と、第１抵抗(R1)に並列接続された容量(C1)とで構成されることを特徴とする、請求項１に記載の光送信回路。
12. 前記ピーキング電流発生部(19)は、直列接続された第１抵抗(R1)及び第２抵抗(R2)と、第１抵抗(R1)に並列接続された容量(C1)とで構成されるブロック(19a)を複数有し、前記信号検出部(17)の検出結果に基づいて複数ブロックのいずれか１つを選択的に切り替えることを特徴とする、請求項１０に記載の光送信回路。
13. 前記発光素子(1)を構成に含む、請求項１に記載の光送信回路。
14. 前記発光素子(1)がＬＥＤであることを特徴とする、請求項１に記載の光送信回路。

Images