JP5217599B2 - Motor control device and electric power steering device - Google Patents
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Description
本発明は、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。 The present invention relates to a motor control device and an electric power steering device.
従来、電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）等に用いられるモータ制御装置の多くには、電力供給線の断線や駆動回路の接点故障等によってモータの何れかの相（Ｕ，Ｖ，Ｗの何れか）に通電不良が生じた場合に、該異常の発生を検出可能な異常検出手段が設けられている。そして、当該異常の発生を検出した場合には、速やかにモータ制御を停止してフェールセーフを図る構成が一般的となっている。 Conventionally, many motor control devices used in an electric power steering device (EPS) or the like have any phase of the motor (any of U, V, and W) due to disconnection of a power supply line or a contact failure of a drive circuit. An abnormality detection means is provided that can detect the occurrence of the abnormality when a current-carrying failure occurs. And when generation | occurrence | production of the said abnormality is detected, the structure which stops motor control rapidly and aims at fail safe is common.
ところが、ＥＰＳにおいては、こうしたモータ制御の停止に伴い、そのステアリング特性が大きく変化する。即ち、運転者が的確なステアリング操作を行うためには、より大きな操舵力が要求されることになる。この点を踏まえ、従来、上記のように通電不良相の発生を検出した場合であっても、当該通電不良発生相以外の二相を通電相としてモータ制御を継続するモータ制御装置がある（例えば、特許文献１）。そして、これにより、操舵系に対するアシスト力の付与を継続して、フェールセーフに伴う運転者の負担の増大を回避することができる。
しかしながら、上記従来例のように、通電不良相の発生時、当該通電不良発生相以外の二相を通電相としてモータ制御を継続する場合に、図１６に示すような該各通電相に対して正弦波通電を行う構成（同図に示される例は、Ｕ相異常、Ｖ，Ｗ相通電時）では、トルクリップルの発生に起因する操舵フィーリングの悪化が避けられない。 However, when the motor control is continued with two energization phases other than the energization failure phase at the time of occurrence of the energization failure phase as in the conventional example, for each energization phase as shown in FIG. In the configuration in which sine wave energization is performed (the example shown in the figure is when the U phase is abnormal and the V and W phases are energized), the steering feeling is inevitably deteriorated due to the occurrence of torque ripple.
即ち、図１７に示すように、従来の二相駆動時におけるモータ電流の推移をｄ／ｑ座標系で表した場合、モータトルクの制御目標値であるｑ軸電流指令値が一定であるにも関わらず、実際のｑ軸電流値は、正弦波状に変化する。つまり、要求トルクに対応したモータ電流が発生しないために本来の出力性能を引き出せない状態でモータ駆動が継続されることにより、そのアシスト力が大きく変動するという問題があり、この点において、なお改善の余地を残すものとなっていた。 That is, as shown in FIG. 17, when the transition of the motor current during the conventional two-phase drive is expressed in the d / q coordinate system, the q-axis current command value that is the control target value of the motor torque is constant. Regardless, the actual q-axis current value changes sinusoidally. In other words, there is a problem that the assist force fluctuates greatly when the motor drive is continued in a state where the original output performance cannot be obtained because the motor current corresponding to the required torque is not generated. The room was left.
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、通電不良の発生に伴う二相駆動時のモータ回転を円滑化して安定的に高い出力性能を確保することのできるモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and its purpose is to smooth the motor rotation at the time of two-phase driving accompanying the occurrence of an energization failure and to ensure stable high output performance. An object of the present invention is to provide a motor control device and an electric power steering device.
上記問題点を解決するために、請求項１に記載の発明は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいてモータに三相の駆動電力を供給する駆動回路と、各相の電流値を所定のサンプリング周期で検出し、一定のサンプリング周期下では、前記モータの回転角速度の上昇に伴い各相の電流値を検出する電気角間隔が拡大する電流検出手段と、前記モータの各相に生じた通電不良を検出可能な異常検出手段とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、前記モータの回転角に基づく電流制御の実行により前記モータ制御信号を生成するとともに、前記通電不良の発生時には、その通電不良発生相以外の二相を通電相として前記モータ制御信号の出力を実行するモータ制御装置において、前記通電不良の発生時には、前記モータ制御信号出力手段は、前記各通電相に対し、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電すべく前記電流制御を実行するとともに、前記電流検出手段は、前記モータの回転角速度の上昇に応じて前記サンプリング周期を短縮すること、を要旨とする。
In order to solve the above problems, the invention according to
上記構成によれば、漸近線に対応する所定の回転角（各相に通電される相電流値に制限のある場合には、所定の回転角近傍の電流制限範囲）を除いて、要求トルクに対応したモータ電流を発生させることができる。その結果、通電不良相発生時においても、大きなトルクリップルの発生を招くことなく、高い出力性能を確保した状態で、そのモータ駆動を継続することができる。 According to the above configuration, the required torque can be obtained except for the predetermined rotation angle corresponding to the asymptote (the current limit range in the vicinity of the predetermined rotation angle when there is a limit to the phase current value energized in each phase). A corresponding motor current can be generated. As a result, even when a poorly energized phase is generated, the motor drive can be continued while ensuring high output performance without causing large torque ripple.
また、一定のサンプリング周期下では、回転角速度の上昇に伴い、そのサンプリング角度間隔（電流センサの出力信号を取得する角度間隔）が拡大する。そして、６０°間隔で各相電流値のピーク（絶対値）が分散する通常の正弦波駆動時と比較した場合、上記のような二相駆動時は、各相電流値のピークが漸近線に対応する所定の回転角に集中し且つその立ち上がりが急峻であることから、そのサンプリング角度間隔の拡大が、当該電流検出の精度に大きな影響を与えることになる。 In addition, under a certain sampling period, the sampling angle interval (the angle interval at which the output signal of the current sensor is acquired) increases as the rotational angular velocity increases. When compared with the normal sine wave drive in which the peak (absolute value) of each phase current is dispersed at 60 ° intervals, the peak of each phase current value is asymptotic in the above two-phase drive. Since it concentrates on the corresponding predetermined rotation angle and its rising edge is steep, the increase of the sampling angle interval has a great influence on the accuracy of the current detection.
つまり、上記のような二相駆動時には、各相電流値のピーク値（若しくはそれに近い値）を取得可能な回転角（電気角）の範囲が狭いため、そのサンプリング角度間隔の拡大により、当該ピーク値の検出頻度が減少することになる。このため、例えば、モータ温度の推定時には、その検出値に基づき演算されるモータへの通電電流量（例えば、各相電流値の二乗和がこれに相当する）は、実際の通電電流量よりも小さなものとなり、その結果、実際よりも低いモータ温度が推定されてしまう可能性がある。ここで、このようなサンプリング角度間隔の拡大に対応する方法として、そのサンプリング周期を短縮化することが考えられる。しかしながら、この場合には、その背反として、高速サンプリングの実行に伴う演算負荷の増大に応えるべく、演算手段の高性能化、及びそれに伴うコストの上昇が不可避となる。 In other words, at the time of two-phase driving as described above, since the range of the rotation angle (electrical angle) at which the peak value (or a value close to it) of each phase current value can be acquired, the peak is increased by increasing the sampling angle interval. The frequency of detecting values will be reduced. For this reason, for example, when the motor temperature is estimated, the energization current amount to the motor calculated based on the detected value (for example, the sum of squares of the current values of each phase corresponds to this) is larger than the actual energization current amount. As a result, a motor temperature that is lower than actual may be estimated. Here, as a method corresponding to such an increase in the sampling angle interval, it is conceivable to shorten the sampling cycle. However, in this case, as a contradiction, it is inevitable that the performance of the calculation means and the associated cost increase will be increased in order to meet the increase in calculation load accompanying the execution of high-speed sampling.
この点、上記構成によれば、そのサンプリング周期の短縮化に伴う演算負荷の上昇を抑えつつ、高精度に電流検出を行なうことが可能になる。その結果、例えば、より正確にモータ温度の推定ができる等、大きな利点を享受することができるようになる。 In this regard, according to the above-described configuration, it is possible to detect current with high accuracy while suppressing an increase in calculation load accompanying the shortening of the sampling period. As a result, for example, it is possible to enjoy great advantages such as more accurate estimation of the motor temperature.
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であることを要旨とする。
上記構成によれば、その精度の良い電流検出によって、正確なモータ温度の推定を実現して、その過熱の抑制、及び過熱時における速やかなフェールセーフ制御の実行を可能とする等、より安定的に、そのパワーアシスト制御を実行することができるようになる。
According to a second aspect of the invention, and summarized in that an electric power steering apparatus having the motor controller according to
According to the above configuration, accurate current detection enables accurate estimation of the motor temperature, suppression of the overheating, and quick fail-safe control in the event of overheating, etc. In addition, the power assist control can be executed.
本発明によれば、通電不良の発生に伴う二相駆動時のモータ回転を円滑化して安定的に高い出力性能を確保することが可能なモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the motor control apparatus and electric power steering apparatus which can smooth | fasten motor rotation at the time of two-phase drive accompanying generation | occurrence | production of a conduction failure, and can ensure high output performance stably can be provided. .
（第１の実施形態）
以下、本発明を電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）に具体化した第１の実施形態を図面に従って説明する。
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment in which the present invention is embodied in an electric power steering apparatus (EPS) will be described with reference to the drawings.
図１は、本実施形態のＥＰＳ１の概略構成図である。同図に示すように、ステアリングホイール（ステアリング）２が固定されたステアリングシャフト３は、ラックアンドピニオン機構４を介してラック５に連結されており、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト３の回転は、ラックアンドピニオン機構４によりラック５の往復直線運動に変換される。そして、このラック５の往復直線運動により転舵輪６の舵角が変更されるようになっている。
FIG. 1 is a schematic configuration diagram of the
また、ＥＰＳ１は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのＥＰＳアクチュエータ１０と、該ＥＰＳアクチュエータ１０の作動を制御する制御手段としてのＥＣＵ１１とを備えている。
Further, the
本実施形態のＥＰＳアクチュエータ１０は、その駆動源であるモータ１２がラック５と同軸に配置された所謂ラック型のＥＰＳアクチュエータであり、モータ１２が発生するアシストトルクは、ボールねじ機構（図示略）を介してラック５に伝達される。尚、本実施形態のモータ１２は、ブラシレスモータであり、ＥＣＵ１１から三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力の供給を受けることにより回転する。そして、モータ制御装置としてのＥＣＵ１１は、このモータ１２が発生するアシストトルクを制御することにより、操舵系に付与するアシスト力を制御する（パワーアシスト制御）。
The
本実施形態では、ＥＣＵ１１には、トルクセンサ１４及び車速センサ１５が接続されている。そして、ＥＣＵ１１は、これらトルクセンサ１４及び車速センサ１５によりそれぞれ検出される操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、ＥＰＳアクチュエータ１０の作動、即ちパワーアシスト制御を実行する。
In the present embodiment, a
次に、本実施形態のＥＰＳの電気的構成について説明する。
図２は、本実施形態のＥＰＳの制御ブロック図である。同図に示すように、ＥＣＵ１１は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段としてのマイコン１７と、モータ制御信号に基づいてモータ１２に三相の駆動電力を供給する駆動回路１８とを備えている。
Next, the electrical configuration of the EPS of this embodiment will be described.
FIG. 2 is a control block diagram of the EPS of this embodiment. As shown in the figure, the ECU 11 includes a
尚、本実施形態の駆動回路１８は、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位（アーム）として各相に対応する３つのアームを並列接続してなる周知のＰＷＭインバータであり、マイコン１７の出力するモータ制御信号は、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子のオンｄｕｔｙ比を規定するものとなっている。そして、モータ制御信号が各スイッチング素子のゲート端子に印加され、同モータ制御信号に応答して各スイッチング素子がオン／オフすることにより、車載電源（図示略）の直流電圧が三相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の駆動電力に変換されてモータ１２に供給されるようになっている。
The
詳述すると、ＥＣＵ１１には、モータ１２に通電される各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwを検出するための電流センサ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗ、及びモータ１２の回転角（電気角）θを検出するための回転角センサ２０が接続されている。本実施形態のマイコン１７は、電流検出部２１及び回転角検出部２２を備えており、所定のサンプリング周期で取得した各電流センサ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗの出力信号Ｓu，Ｓv，Ｓw、及び回転角センサ２０の出力信号Ｓaに基づいて、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θを検出する。そして、マイコン１７は、その検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θ、並びに上記操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて駆動回路１８にモータ制御信号を出力する。
More specifically, the
さらに詳述すると、本実施形態のマイコン１７は、上記操舵トルクτ及び車速Ｖに基づいて、操舵系に付与すべきアシスト力（目標アシスト力）を決定し、当該アシスト力をモータ１２に発生させるべく、上記検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θに基づく電流制御を実行することにより上記モータ制御信号を生成する。
More specifically, the
具体的には、マイコン１７は、操舵系に付与するアシスト力、即ちモータトルクの制御目標値として電流指令値を演算する電流指令値演算手段としての電流指令値演算部２３と、電流指令値演算部２３により算出された電流指令値に基づいてモータ制御信号を生成するモータ制御信号生成手段としてのモータ制御信号生成部２４とを備えている。
Specifically, the
電流指令値演算部２３は、上記トルクセンサ１４及び車速センサ１５により検出された操舵トルクτ及び車速Ｖに基づき、モータトルクの制御目標値に対応する電流指令値として、ｄ／ｑ座標系のｑ軸電流指令値Ｉq*を演算し、モータ制御信号生成部２４に出力する。一方、モータ制御信号生成部２４には、電流指令値演算部２３の出力するｑ軸電流指令値Ｉq*とともに、各電流センサ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗにより検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び回転角センサ２０により検出された回転角θが入力される。そして、モータ制御信号生成部２４は、これら各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、及び回転角θ（電気角）に基づいて、ｄ／ｑ座標系における電流フィードバック制御を実行することによりモータ制御信号を生成する。
Based on the steering torque τ and the vehicle speed V detected by the
さらに詳述すると、本実施形態のモータ制御信号生成部２４は、ｄ／ｑ座標系における電流フィードバック制御（ｄ／ｑ軸電流Ｆ／Ｂ）の実行により三相の相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を演算する第１電流制御部２４ａを備えている。そして、通常時には、この第１電流制御部２４ａにより演算される各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に基づいて、モータ制御信号を生成する。
More specifically, the motor control
図３に示すように、第１電流制御部２４ａに入力された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwは、回転角θとともに３相／２相変換部２５に入力され、同３相／２相変換部２５によりｄ／ｑ座標系のｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqに変換される。そして、ｑ軸電流値Ｉqは、電流指令値演算部２３から入力されたｑ軸電流指令値Ｉq*とともに減算器２６ｑに入力され、ｄ軸電流値Ｉdは、ｄ軸電流指令値Ｉd*（Ｉd*＝０）とともに減算器２６ｄに入力される。
As shown in FIG. 3, each phase current value Iu, Iv, Iw input to the first
各減算器２６ｄ，２６ｑにおいて演算されたｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqは、それぞれ対応するＦ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑに入力される。そして、これら各Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑにおいて、電流指令値演算部２３が出力するｄ軸電流指令値Ｉd*及びｑ軸電流指令値Ｉq*に実電流値であるｄ軸電流値Ｉd及びｑ軸電流値Ｉqを追従させるべくフィードバック制御が行われる。
The d-axis current deviation ΔId and q-axis current deviation ΔIq calculated in the
即ち、Ｆ／Ｂ制御部２７ｄ，２７ｑは、入力されたｄ軸電流偏差ΔＩd及びｑ軸電流偏差ΔＩqに所定のＦ／Ｂゲイン（ＰＩゲイン）を乗ずることにより、ｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*を演算する。演算されたこれらｄ軸電圧指令値Ｖd*及びｑ軸電圧指令値Ｖq*は、回転角θとともに２相／３相変換部２８に入力され、同２相／３相変換部２８において三相の相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に変換される。そして、第１電流制御部２４ａは、その各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*をＰＷＭ変換部３０へと出力する。
That is, the F /
ＰＷＭ変換部３０は、入力された各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*に基づきｄｕｔｙ指令値αu，αv，αwを生成し、更に、これら各ｄｕｔｙ指令値αu，αv，αwに示されるオンｄｕｔｙ比を有するモータ制御信号を生成する。そして、図２に示すように、マイコン１７は、このモータ制御信号生成部２４において生成されたモータ制御信号を、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子（のゲート端子）に出力することにより、同駆動回路１８の作動、即ちモータ１２への駆動電力の供給を制御する構成となっている。
The
［異常発生時の制御態様］
図２に示すように、本実施形態のＥＣＵ１１では、マイコン１７には、ＥＰＳ１に何らかの異常が生じた場合に、該異常の態様を特定するための異常判定部３１が設けられている。そして、ＥＣＵ１１（マイコン１７）は、この異常判定部３１により特定（判定）された異常の態様に応じて、モータ１２の制御モードを変更する。
[Control mode when an abnormality occurs]
As shown in FIG. 2, in the
詳述すると、異常判定部３１には、ＥＰＳアクチュエータ１０の機械系統の異常を検出するための異常信号Ｓ_trが入力されるようになっており、同異常判定部３１は、この入力される異常信号Ｓ_trに基づいて、ＥＰＳ１における機械系統の異常を検出する。また、異常判定部３１には、検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、回転角速度ω、及び上記モータ制御信号生成部２４（第１電流制御部２４ａ）において演算されたｑ軸電流偏差ΔＩq、並びに各相のｄｕｔｙ指令値αu，αv，αw等が入力される。そして、異常判定部３１は、これら各状態量に基づいて、制御系における異常の発生を検出する。
More specifically, an abnormality signal S_tr for detecting an abnormality in the mechanical system of the
具体的には、本実施形態の異常判定部３１は、トルクセンサ１４の故障や駆動回路１８の故障等、制御系全般に関する異常の発生を検出するために、ｑ軸電流偏差ΔＩqを監視する。即ち、ｑ軸電流偏差ΔＩqと所定の閾値とを比較し、ｑ軸電流偏差ΔＩqが（所定時間以上継続して）当該閾値以上となった場合には、制御系に異常が発生したものと判定する。
Specifically, the
また、異常判定部３１は、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw、回転角速度ω、及び各相のｄｕｔｙ指令値αu，αv，αwに基づいて、動力線（モータコイルを含む）の断線や駆動回路１８の接点不良等に起因する通電不良相の発生等を検出する。この通電不良相発生の検出は、Ｘ相（Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）の相電流値Ｉxが所定値Ｉth以下（|Ｉx|≦Ｉth）、且つ回転角速度ωが断線判定の対象範囲内（|ω|≦ω０）である場合に、該相に対応するｄｕｔｙ指令値αxが所定値Ｉth及び判定対象範囲を規定する閾値ω０に対応する所定範囲（αLo≦αx≦αHi）にない状態が継続するか否かにより行われる。
Further, the
尚、この場合において、上記相電流値Ｉxの閾値となる所定値Ｉthは「０」近傍の値に設定され、回転角速度ωの閾値ω０は、モータの最高回転数に相当する値に設定される。そして、ｄｕｔｙ指令値αxに関する閾値（αLo，αHi）は、それぞれ通常制御においてｄｕｔｙ指令値αxが取り得る下限値よりも小さな値、及び上限値よりも大きな値に設定されている。 In this case, the predetermined value Ith serving as the threshold value of the phase current value Ix is set to a value near “0”, and the threshold value ω0 of the rotational angular velocity ω is set to a value corresponding to the maximum rotational speed of the motor. . The threshold values (αLo, αHi) relating to the duty command value αx are set to a value smaller than a lower limit value that can be taken by the duty command value αx and a value larger than the upper limit value in normal control.
即ち、図４のフローチャートに示すように、異常判定部３１は、検出される相電流値Ｉx（の絶対値）が所定値Ｉth以下であるか否かを判定し（ステップ１０１）、所定値Ｉth以下である場合（|Ｉx|≦Ｉth、ステップ１０１：ＹＥＳ）には、続いて回転角速度ω（の絶対値）が所定の閾値ω０以下であるか否かを判定する（ステップ１０２）。そして、回転角速度ωが所定の閾値ω０以下である場合（|ω|≦ω０、ステップ１０２：ＹＥＳ）には、ｄｕｔｙ指令値αxが上記の所定範囲（αLo≦αx≦αHi）内にあるか否かを判定し（ステップ１０３）、所定範囲内にない場合（ステップ１０３：ＮＯ）には、該Ｘ相に通電不良が生じているものと判定する（ステップ１０４）。
That is, as shown in the flowchart of FIG. 4, the
そして、相電流値Ｉxが所定値Ｉthよりも大きい場合（|Ｉx|＞Ｉth、ステップ１０１：ＮＯ）、回転角速度ωが閾値ω０よりも大きい場合（|ω|＞ω０、ステップ１０２：ＮＯ）、又はｄｕｔｙ指令値αxが上記所定範囲内にある場合（αLo≦αx≦αHi、ステップ１０３：ＹＥＳ）には、Ｘ相に通電不良が生じていないと判定する（Ｘ相正常、ステップ１０５）。 When the phase current value Ix is larger than the predetermined value Ith (| Ix |> Ith, step 101: NO), when the rotational angular velocity ω is larger than the threshold ω0 (| ω |> ω0, step 102: NO), Alternatively, if the duty command value αx is within the predetermined range (αLo ≦ αx ≦ αHi, step 103: YES), it is determined that no energization failure has occurred in the X phase (normal X phase, step 105).
つまり、Ｘ相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相の何れか）に通電不良（断線）が生じた場合、当該相の相電流値Ｉxは「０」となる。ここで、Ｘ相の相電流値Ｉxが「０」又は「０に近い値」となる場合には、このような断線発生時以外にも以下の二つのケースがありうる。 That is, when an energization failure (disconnection) occurs in the X phase (any one of the U, V, and W phases), the phase current value Ix of the phase is “0”. Here, in the case where the X-phase phase current value Ix is “0” or “a value close to 0”, there may be the following two cases in addition to the occurrence of such disconnection.
− モータの回転角速度が最高回転数に達した場合
− 電流指令自体が略「０」である場合
この点を踏まえ、本実施形態では、先ず、判定対象であるＸ相の相電流値Ｉxを所定値Ｉthと比較することにより、当該相電流値Ｉxが「０」であるか否かを判定する。そして、断線時以外に相電流値Ｉxが「０」若しくは「０に近い値」をとる上記二つのケースに該当するか否かを判定し、当該二つのケースに該当しない場合には、Ｘ相に断線が発生したものと判定する。
− When the rotational angular velocity of the motor reaches the maximum number of rotations − When the current command itself is substantially “0” Based on this point, in the present embodiment, first, the X-phase phase current value Ix to be determined is set to a predetermined value. By comparing with the value Ith, it is determined whether or not the phase current value Ix is “0”. Then, it is determined whether or not the two cases where the phase current value Ix is “0” or “a value close to 0” except when the wire is disconnected. It is determined that a disconnection has occurred.
即ち、相電流値Ｉxが「０」近傍の所定値Ｉth以下となるほどの回転角速度ωではないにも関わらず、極端なｄｕｔｙ指令値αxが出力されている場合には、当該Ｘ相に通電不良が生じているものと判定することができる。そして、本実施形態では、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相について、順次、上記判定を実行することにより、通電不良が発生した相を特定する構成となっている。 That is, if the extreme duty command value αx is output even though the rotational angular velocity ω is not such that the phase current value Ix is equal to or less than the predetermined value Ith in the vicinity of “0”, the energization failure of the X phase is poor. Can be determined to have occurred. And in this embodiment, it has the structure which specifies the phase in which the conduction failure generate | occur | produced by performing the said determination sequentially about each phase of U, V, and W. FIG.
尚、説明の便宜のため図４のフローチャートでは省略したが、上記判定は、電源電圧がモータ１２を駆動するために必要な規定電圧以上である場合を前提として行われる。そして、最終的な異常検出の判断は、所定ステップ１０４において通電不良が生じているものと判定される状態が所定時間以上継続したか否かにより行われる。
Although not shown in the flowchart of FIG. 4 for convenience of explanation, the above determination is made on the assumption that the power supply voltage is equal to or higher than a specified voltage necessary for driving the
本実施形態では、ＥＣＵ１１（マイコン１７）は、この異常判定部３１における異常判定の結果に基づいて、モータ１２の制御モードを切り替える。具体的には、異常判定部３１は、上記のような通電不良検出を含む異常判定の結果を異常検出信号Ｓ_tmとして出力し、電流指令値演算部２３及びモータ制御信号生成部２４は、その入力される異常検出信号Ｓ_tmに応じた電流指令値の演算、及びモータ制御信号の生成を実行する。そして、これにより、マイコン１７におけるモータ１２の制御モードが切り替えられるようになっている。
In the present embodiment, the ECU 11 (microcomputer 17) switches the control mode of the
さらに詳述すると、本実施形態のＥＣＵ１１は、通常時の制御モードである「通常制御モード」、及びモータ１２の駆動を停止すべき異常が発生している場合の制御モードである「アシスト停止モード」、並びにモータ１２の各相の何れかに通電不良が生じた場合の制御モードである「二相駆動モード」、以上の大別して３つの制御モードを有している。そして、異常判定部３１の出力する異常検出信号Ｓ_tmが「通常制御モード」に対応するものである場合には、電流指令値演算部２３及びモータ制御信号生成部２４は、それぞれ、上記通常時における電流指令値の演算、及びモータ制御信号の生成を実行する。
More specifically, the
一方、異常判定部３１の出力する異常検出信号Ｓ_tmが「アシスト停止モード」である場合には、電流指令値演算部２３及びモータ制御信号生成部２４は、モータ１２の駆動を停止すべく、それぞれ電流指令値の演算、及びモータ制御信号の生成を実行する。尚、「アシスト停止モード」が選択される場合としては、機械系統の異常やトルクセンサ１４に異常が発生した場合のほか、電力供給系統における異常発生時については、過電流が生じた場合等が挙げられる。また、「アシスト停止モード」には、直ちにモータ１２の駆動を停止する場合のほか、モータ１２の出力を徐々に低減する、即ちアシスト力を徐々に低減した後に停止させる場合があり、この場合、モータ制御信号生成部２４は、その電流指令値として出力するｑ軸電流指令値Ｉq*の値（絶対値）を徐々に低減する。そして、マイコン１７は、モータ１２の停止後、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子を開状態とし、図示しない電源リレーを開放する構成となっている。
On the other hand, when the abnormality detection signal S_tm output from the
また、「二相駆動モード」に対応する異常検出信号Ｓ_tmには、通電不良発生相を特定する情報が含まれている。そして、異常判定部３１の出力する異常検出信号Ｓ_tmがこの「二相駆動モード」に対応するものである場合、モータ制御信号生成部２４は、当該通電不良発生相以外の二相を通電相としてモータ駆動を継続すべく、そのモータ制御信号の生成を実行する。
Further, the abnormality detection signal S_tm corresponding to the “two-phase drive mode” includes information for specifying the energization failure occurrence phase. When the abnormality detection signal S_tm output from the
詳述すると、図２に示すように、本実施形態のモータ制御信号生成部２４は、上記ｄ／ｑ座標系における電流フィードバック制御の実行により各相電圧指令値Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*を演算する第１電流制御部２４ａに加え、相電流フィードバック制御の実行により各相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する第２電流制御部２４ｂを備えている。そして、異常判定部３１から入力される異常検出信号Ｓ_tmが上記「二相駆動モード」に対応するものである場合には、この第２電流制御部２４ｂにより演算される各相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**に基づいてモータ制御信号の出力を実行する。
More specifically, as shown in FIG. 2, the motor
さらに詳述すると、図３に示すように、本実施形態の第２電流制御部２４ｂは、検出された通電不良発生相以外の残る二相のうちの一相を制御相として選択する制御相選択部３２と、当該制御相として選択される相についての相電流指令値Ｉx*（Ｘ＝Ｕ，Ｖ，Ｗの何れか）を演算する相電流指令値演算部３３とを備えている。そして、当該制御相として選択された相電流値Ｉxとその相電流指令値Ｉx*（Ｉx**）との偏差に基づく相電流フィードバック制御の実行により、通電不良発生相以外の二相を通電相としたモータ駆動を実行すべく各相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する。
More specifically, as shown in FIG. 3, the second
具体的には、相電流指令値演算部３３が出力する相電流指令値Ｉx*は、ガード処理部３４に入力される。そして、ガード処理が施された後の相電流指令値Ｉx**は、制御相選択部３２において制御相として選択された相の相電流値Ｉxとともに、減算器３５に入力される。減算器３５は、相電流指令値Ｉx*から相電流値Ｉxを減算することにより相電流偏差ΔＩxを演算し、その演算された相電流偏差ΔＩxをＦ／Ｂ制御部３６に出力する。そして、Ｆ／Ｂ制御部３６は、入力された相電流偏差ΔＩxにＦ／Ｂゲインを乗ずることにより、当該制御相についての相電圧指令値Ｖx*を演算する。
Specifically, the phase current command value Ix * output from the phase current command
Ｆ／Ｂ制御部３６において演算された相電圧指令値Ｖx*は、相電圧指令値演算部３７に入力される。そして、相電圧指令値演算部３７は、その制御相についての相電圧指令値Ｖx*に基づいて各相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する。
The phase voltage command value Vx * calculated by the F /
即ち、通電不良発生相は通電不能であり、また二相駆動時の各通電相の位相はπ／２（１８０°）ずれることになる。従って、通電不良発生相の相電圧指令値は「０」、残る他方の通電相の相電圧指令値は、上記制御相に関する相電圧指令値Ｖx*の符号を反転することにより演算可能である。そして、本実施形態の第２電流制御部２４ｂは、このようにして演算された各相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を上記ＰＷＭ変換部３０へと出力する構成となっている。
That is, the energization failure occurrence phase cannot be energized, and the phase of each energized phase during two-phase driving is shifted by π / 2 (180 °). Accordingly, the phase voltage command value of the phase where the power failure has occurred is “0”, and the phase voltage command value of the other current phase can be calculated by inverting the sign of the phase voltage command value Vx * related to the control phase. The second
ここで、本実施形態の相電流指令値演算部３３は、二相駆動時、その通電不良発生相に対応する所定の回転角を除いて、要求トルク、即ちモータトルクの制御目標値（ｑ軸電流指令値Ｉq*）に対応するモータ電流（ｑ軸電流値Ｉq）が発生するような相電流指令値Ｉx*を演算する。
Here, the phase current command
具体的には、相電流指令値演算部３３は、その通電不良発生相に応じて、以下の（１）〜（３）式に基づいて、残る二相のうちの一相の相電流指令値Ｉx*を演算する。
Specifically, the phase current command
尚、図５及び図６は、Ｕ相が通電不良相、Ｖ，Ｗ相の二相が通電相となった場合の例であり、上記の各漸近線に相当する二つの回転角のうち、電気角０°〜３６０°の範囲において、その値の小さい方を回転角θＡ、大きい方を回転角θＢとすると、この場合、該各回転角θＡ，θＢは、それぞれ「９０°」「２７０°」となる。そして、Ｖ相が通電不良発生相である場合の所定の回転角θＡ，θＢは、それぞれ「３０°」「２１０°」となり、Ｗ相が通電不良発生相である場合の所定の回転角θＡ，θＢは、それぞれ「１５０°」「３３０°」となる（図示略）。 5 and 6 are examples in which the U phase is an energized defective phase and the two phases of the V and W phases are energized phases, and among the two rotation angles corresponding to the above asymptotic lines, In the electrical angle range of 0 ° to 360 °, when the smaller value is the rotation angle θA and the larger value is the rotation angle θB, the rotation angles θA and θB are “90 °” and “270 °, respectively. " The predetermined rotation angles θA and θB when the V phase is a current-carrying failure occurrence phase are “30 °” and “210 °”, respectively, and the predetermined rotation angles θA and θA when the W-phase is a current conduction failure occurrence phase. θB is “150 °” and “330 °”, respectively (not shown).
また、実際には、各相のモータコイル１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに通電可能な電流（の絶対値）には上限があるため、本実施形態では、上記ガード処理部３４において、相電流指令値演算部３３から出力された相電流指令値Ｉx*を所定範囲内（−Ｉx_max≦Ｉx*≦Ｉx_max）に制限するガード処理が実行される。尚、「Ｉx_max」は、Ｘ相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）に通電可能な電流値の最大値であり、この最大値は、駆動回路１８を構成する各スイッチング素子の定格電流等により規定される。このため、そのガード処理が行われる範囲（電流制限範囲：θ１＜θ＜θ２，θ３＜θ＜θ４）において、当該ガード処理後の相電流指令値Ｉx**は、その通電可能な上限値（Ｉx_max）又は下限値（−Ｉx_max）で一定となる。
In practice, since there is an upper limit to the current (absolute value) that can be passed through the
つまり、本実施形態のマイコン１７は、二相駆動時、各通電相に対して正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電すべく、相電流フィードバック制御を実行することにより、その漸近線に相当する所定の回転角θＡ，θＢ近傍に設定された電流制限範囲（θ１＜θ＜θ２，θ３＜θ＜θ４）を除き、要求トルクに対応するモータ電流を発生させる。そして、これにより、通電不良相の発生時においても、大きなトルクリップルの発生を招くことなく、良好な操舵フィーリングを維持したまま、アシスト力付与を継続する構成となっている。
That is, the
次に、マイコンによる上記異常判定及び制御モードの切り替え、並びに二相駆動時におけるモータ制御信号生成の処理手順について説明する。
図７のフローチャートに示すように、マイコン１７は、先ず何らかの異常が発生したか否かを判定し（ステップ２０１）、異常が発生したと判定した場合（ステップ２０１：ＹＥＳ）には、続いてその異常が制御系の異常であるか否かを判定する（ステップ２０２）。次に、ステップ２０２において、制御の異常が発生したと判定した場合（ステップ２０２：ＹＥＳ）、現在の制御モードが二相駆動モードであるか否かを判定し（ステップ２０３）、二相駆動モードではない場合（ステップ２０３：ＮＯ）には、当該制御系の異常が、通電不良相の発生であるか否かを判定する（ステップ２０４）。そして、通電不良相が発生したと判定した場合（ステップ２０４：ＹＥＳ）には、当該通電不良相以外の残る二相を通電相とするモータ制御信号の出力を実行する（二相駆動モード、ステップ２０５）。
Next, the abnormality determination and control mode switching by the microcomputer and the motor control signal generation processing procedure during two-phase driving will be described.
As shown in the flowchart of FIG. 7, the
上述のように、この二相駆動モードにおけるモータ制御信号の出力は、通電不良発生相に応じた所定の回転角θＡ，θＢを漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値を演算し、その相電流指令値に基づく相電流フィードバック制御を実行することにより行われる。 As described above, the output of the motor control signal in the two-phase drive mode is a phase current command that changes into a secant curve or a remainder curve with predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the energization failure occurrence phase as asymptotic lines. This is performed by calculating a value and executing phase current feedback control based on the phase current command value.
即ち、図８のフローチャートに示すように、マイコン１７は、先ず、通電不良発生相がＵ相であるか否かを判定し（ステップ３０１）、Ｕ相であるである場合（ステップ３０１：ＹＥＳ）には、上記（１）式に基づいて、Ｖ相についての相電流指令値Ｉv*を演算する（ステップ３０２）。次に、マイコン１７は、その相電流指令値Ｉv*についてガード処理演算を実行し、当該ガード処理後の相電流指令値Ｉv**を所定範囲内に制限する（ステップ３０３）。そして、そのガード処理後の相電流指令値Ｉv**に基づく相電流フィードバック制御の実行によりＶ相についての相電圧指令値Ｖv*を演算し（ステップ３０４）、当該相電圧指令値Ｖv*に基づいて、各相の相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する（Ｖu**＝０，Ｖv**＝Ｖv*，Ｖw**＝-Ｖv*、ステップ３０５）。
That is, as shown in the flowchart of FIG. 8, the
一方、上記ステップ３０１において、通電不良発生相がＵ相ではないと判定した場合（ステップ３０１：ＮＯ）、マイコン１７は、通電不良発生相がＶ相であるかを判定し（ステップ３０６）、通電不良発生相がＶ相である場合（ステップ３０６：ＹＥＳ）には、上記（２）式に基づいて、Ｕ相についての相電流指令値Ｉu*を演算する（ステップ３０７）。次に、マイコン１７は、その相電流指令値Ｉu*についてガード処理演算を実行し、当該ガード処理後の相電流指令値Ｉu**を所定範囲内に制限する（ステップ３０８）。そして、そのガード処理後の相電流指令値Ｉv**に基づく相電流フィードバック制御を実行し（ステップ３０９）、該相電流フィードバック制御の実行により演算された相電圧指令値Ｖu*に基づいて、各相の相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**を演算する（Ｖu**＝Ｖu*，Ｖv**＝０，Ｖw**＝-Ｖu*、ステップ３１０）。
On the other hand, if it is determined in
また、上記ステップ３０６において、通電不良発生相がＶ相ではないと判定した場合（ステップ３０６：ＮＯ）、マイコン１７は、上記（３）式に基づいて、Ｖ相についての相電流指令値Ｉv*を演算し（ステップ３１１）、続いてガード処理演算を実行することにより、当該ガード処理後の相電流指令値Ｉv**を所定範囲内に制限する（ステップ３１２）。そして、そのガード処理後の相電流指令値Ｉv**に基づく相電流フィードバック制御を実行し（ステップ３１３）、該相電流フィードバック制御の実行により演算された相電圧指令値Ｖv*に基づいて、残る二相（Ｖ，Ｗ相）の相電圧指令値Ｖu**，Ｖw**を演算する（Ｖu**＝-Ｖv*，Ｖv**＝Ｖv*，Ｖw**＝０、ステップ３１４）。
If it is determined in
そして、マイコン１７は、上記ステップ３０５、ステップ３１０、又はステップ３１４において演算された各相電圧指令値Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**に基づくモータ制御信号を生成し、駆動回路１８に出力する（ステップ３１５）。
The
尚、上記ステップ２０１において、特に異常はないと判定した場合（ステップ２０１：ＮＯ）には、マイコン１７は、上述のように、ｄ／ｑ座標系での電流フィードバック制御の実行によりモータ制御信号の出力を実行する（通常制御モード、ステップ２０６）。また、上記ステップ２０２において、制御系以外の異常が発生したと判定した場合（ステップ２０２：ＮＯ）、ステップ２０３において、既に二相駆動モードであると判定した場合（ステップ２０３：ＹＥＳ）、又は上記ステップ２０３において、通電不良相の発生以外の異常が発生したと判定した場合（ステップ２０３：ＮＯ）には、マイコン１７は、アシスト停止モードへと移行する（ステップ２０７）。そして、モータ１２の駆動を停止するためのモータ制御信号の出力、及び電源リレーの開放等を実行する。
If it is determined in
［二相駆動時の電流検出］
次に、本実施形態における二相駆動時の電流検出の態様について説明する。
上述のように、本実施形態のマイコン１７は、所定のサンプリング周期で取得した各電流センサ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗの出力信号Ｓu，Ｓv，Ｓw、及び回転角センサ２０の出力信号Ｓaに基づいて、モータ１２の各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θを検出する。そして、マイコン１７は、その検出された各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉw及び回転角θに基づいてモータ１２の回転を制御し、及び上記異常判定等を実行する。
[Current detection during two-phase drive]
Next, the mode of current detection during two-phase driving in this embodiment will be described.
As described above, the
また、本実施形態のマイコン１７は、その異常検出の一環として、各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwに基づくモータ１２の温度推定を実行する。即ち、モータ１２の温度は、当該モータ１２に通電する電流量に応じて上昇することが知られている。そして、本実施形態では、各相電流値の二乗和を演算することにより温度推定を実行し、常時、モータ１２の温度を監視することにより、その過熱の抑制、及び過熱時における速やかなフェールセーフ制御の実行を図る構成となっている。
Moreover, the
ここで、本実施形態のマイコン１７は、二相駆動時には、各通電相に対して正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電する。従って、その各相電流値Ｉxは、上記漸近線に相当する所定の回転角θＡ，θＢ近傍においてその通電可能な上限値（Ｉx_max）又は下限値（−Ｉx_max）まで増大することになる（図５参照）。つまり、二相駆動時には、その通常制御時よりも過熱が生じやすい状態でモータ１２が運転される。そのため、上記のようなモータ温度の監視、即ちモータ温度の正確な推定が極めて重要となる。
Here, during the two-phase driving, the
しかしながら、このような二相駆動時には、各相電流値Ｉxの変動が極めて大きく、且つその絶対値のピークは、各通電相ともに上記漸近線に相当する所定の回転角θＡ，θＢとなる。このため、モータ１２の回転角速度ωが上昇した場合には、その検出される各相電流値Ｉxに基づき推定されるモータ温度が実際の温度よりも低くなりやすく、これにより、その過熱抑制制御の開始タイミングに遅延が生ずるおそれがある。
However, during such two-phase driving, the fluctuation of each phase current value Ix is extremely large, and the peak of the absolute value becomes a predetermined rotation angle θA, θB corresponding to the asymptote for each energized phase. For this reason, when the rotational angular velocity ω of the
即ち、一定のサンプリング周期下では、回転角速度ωの上昇に伴いマイコン１７が各電流センサ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗの出力信号Ｓu，Ｓv，Ｓwを取得する角度間隔（電気角）が拡大する。そして、６０°間隔で各相電流値Ｉu，Ｉv，Ｉwのピーク（絶対値）が分散する通常の三相正弦波駆動時と比較した場合、二相駆動時は、各相電流値Ｉxのピークが所定の回転角θＡ，θＢに集中し且つその立ち上がりが急峻であることから、こうした各出力信号Ｓu，Ｓv，Ｓwの取得角度間隔の拡大が、その電流検出の精度に大きな影響を与えることになる。
That is, under a certain sampling period, the angular interval (electrical angle) at which the
つまり、本実施形態の二相駆動時には、各相電流値Ｉxのピーク値（若しくはそれに近い値）を取得可能な回転角（電気角）の範囲が狭いため、上記回転角速度ωの上昇に伴う上記各出力信号Ｓu，Ｓv，Ｓwの取得角度間隔の拡大により、当該ピーク値の検出頻度が減少することになる。このため、各電流センサ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗの出力信号Ｓu，Ｓv，Ｓwに基づき演算されるモータ１２への通電電流量（各相電流値Ｉxの二乗和がこれに相当する）は、実際の通電電流量よりも小さなものとなり、その結果、実際よりも低いモータ温度が推定されてしまう可能性がある。
That is, at the time of two-phase driving of the present embodiment, the range of the rotation angle (electrical angle) that can acquire the peak value (or a value close to it) of each phase current value Ix is narrow. As the acquisition angle interval of each output signal Su, Sv, Sw increases, the detection frequency of the peak value decreases. For this reason, the energization current amount to the
ここで、このような回転角速度ωの上昇に伴う上記取得角度間隔の拡大に対応すべく、その各電流センサ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗの出力信号Ｓu，Ｓv，Ｓwのサンプリング周期を短縮化することが考えられる。しかしながら、この場合には、その背反として、高速サンプリングの実行に伴う演算負荷の増大に応えるためのマイコン１７の高性能化、及びそれに伴うコストの上昇が不可避となる。
Here, in order to cope with such an increase in the acquisition angle interval accompanying the increase in the rotational angular velocity ω, the sampling period of the output signals Su, Sv, Sw of the
この点を踏まえ、本実施形態では、電流検出手段としてのマイコン１７は、検出される回転角速度ωに応じて、そのサンプリング周期を短縮化する。具体的には、図９に示すように、マイコン１７は、その検出される回転角速度ω（の絶対値）が所定の閾値ω０を超えるか否かを判定し（ステップ４０１）、回転角速度ωが所定の閾値ω０を超える場合（|ω|＞ω０、ステップ４０１：ＹＥＳ）には、サンプリング周期を短縮した高速サンプリングを実行する（ステップ４０２）。そして、その回転角速度ωが所定の閾値ω０以下である場合（|ω|≦ω０、ステップ４０１：ＮＯ）には、通常のサンプリング周期で各電流センサ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗの出力信号Ｓu，Ｓv，Ｓwを取得する（ステップ４０３）。
In consideration of this point, in the present embodiment, the
即ち、本実施形態のマイコン１７は、検出される回転角速度ωが、その各相電流値Ｉxの二乗和に基づく温度推定に影響を与えるような高速回転領域においてのみ、その各電流センサ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗの出力信号Ｓu，Ｓv，Ｓwのサンプリング周期を短縮した高速サンプリングを実行する。そして、これにより、その演算負荷の上昇を抑えつつ、高精度の温度推定を可能とする構成となっている。
That is, the
（第２の実施形態）
以下、本発明を電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）に具体化した第２の実施形態を図面に従って説明する。
(Second Embodiment)
Hereinafter, a second embodiment in which the present invention is embodied in an electric power steering device (EPS) will be described with reference to the drawings.
尚、本実施形態と上記第１の実施形態との主たる相違点は、二相駆動時における電流検出の態様についてのみである。このため、説明の便宜上、第１の実施形態と同一の部分については同一の符号を付すこととして、その説明を省略する。 The main difference between the present embodiment and the first embodiment is only the mode of current detection during two-phase driving. For this reason, for convenience of explanation, the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the explanation thereof is omitted.
上述のように、モータ１２の温度は、当該モータ１２に通電する電流量に応じて上昇することが知られている。そして、本実施形態においてもまた、マイコン１７は、この関係を利用して各相電流値の二乗和を演算することによりモータ１２の温度推定を実行する。
As described above, it is known that the temperature of the
具体的には、本実施形態では、マイコン１７により連続的に検出される各相電流値Ｉxは、その直近の４回分の検出値（直近の４値）までが図示しないメモリに記憶される構成となっている。そして、マイコン１７は、随時、メモリに記憶（保持）された直近の４値を読み出し、その二乗和に所定のゲインを乗ずることにより、モータ１２の温度推定を実行する。
Specifically, in the present embodiment, each phase current value Ix continuously detected by the
即ち、図１０のフローチャートに示すように、マイコン１７は、各相電流値Ｉxを検出すると（ステップ５０１）、その検出された値（検出値）をメモリに記憶する（ステップ５０２）。尚、本実施形態では、その検出値の記憶により、メモリ内に記憶された最も古い値を更新することで、当該相について、その直近の４値を保持する構成となっている。
That is, as shown in the flowchart of FIG. 10, when the
次に、本実施形態のマイコン１７は、そのメモリに記憶された検出値について後述する相電流検出値補正演算を実行する（ステップ５０３）。そして、当該メモリに記憶された各相の直近の４値を読み出し（ステップ５０４）、その二乗和を演算することにより、モータ１２の温度推定を実行する（ステップ５０５）。
Next, the
さて、上述のように、二相駆動時には、回転角速度ωの上昇に伴いマイコン１７が各電流センサ１９ｕ，１９ｖ，１９ｗの出力信号Ｓu，Ｓv，Ｓwを取得する角度間隔（電気角）が拡大することにより、各相電流値Ｉxのピーク値（若しくはそれに近い値）の検出頻度が減少する。このため、各相電流値Ｉxの二乗和が示すモータ１２への通電電流量は、実際の通電電流量よりも小さなものとなり、その結果、実際よりも低いモータ温度が推定されてしまうという問題がある。
As described above, during two-phase driving, the angular interval (electrical angle) at which the
即ち、例えば、図１１に示すように、電気角３６０°内に４回の電流検出が行なわれた場合に、その４回の検出時における各回転角θp１，θp２，θp３，θp４の全てが上記漸近線に対応する所定の回転角θＡ，θＢから外れているならば、メモリに記憶される直近の４回分の検出値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４は、何れも当該相のピーク値を示していないことになる。つまり、これらの検出値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４に基づくモータ温度の推定は、その上記所定の回転角θＡ，θＢ近傍の値、モータ１２への通電量が最も増大する部分を切り捨てるかたちでその演算が実行されることになる。そして、これにより、推定されるモータ温度が実際の温度よりも低い値となってしまうおそれがある。
That is, for example, as shown in FIG. 11, when current detection is performed four times within an electrical angle of 360 °, all the rotation angles θp1, θp2, θp3, and θp4 at the time of the four detections are If the predetermined rotational angles θA and θB corresponding to the asymptote are deviated, the latest four detected values I1, I2, I3, and I4 stored in the memory all indicate the peak value of the phase. There will be no. That is, the estimation of the motor temperature based on these detected values I1, I2, I3, and I4 is performed by rounding down the value in the vicinity of the predetermined rotation angles θA and θB and the portion where the amount of current supplied to the
この点を踏まえ、本実施形態のマイコン１７は、このような場合、相電流検出値補正演算の実行により、メモリへの記憶により保持された直近の４回分の検出値のうち、直近の二回分の検出値を補正する。
In consideration of this point, in this case, the
具体的には、マイコン１７は、最新の相電流値Ｉxを検出した際、その今回検出時における回転角（電気角）θcuと前回検出時における回転角θbfとの間に、上記漸近線に対応する所定の回転角θＡ，θＢを挟む場合、メモリに記憶された今回の検出値Ｉcu及び前回の検出値Ｉbfについて、その絶対値がより大きな値となるように補正する。
Specifically, when the
例えば、上記図１１に示す例では、最新の相電流値Ｉxとして「Ｉ２」が検出される場合、その今回検出時における回転角θcu、即ち回転角θp２（１２０°）と、その相電流値Ｉxの前回値として「Ｉ１」が検出された前回検出時における回転角θbf、即ち回転角θp１（０°）との間には、漸近線に対応する所定の回転角θＡ（９０°）を挟む。同様に、最新の相電流値Ｉxとして「Ｉ４」が検出される場合、その今回検出時における回転角θcu、即ち回転角θp４（３６０°）と、その相電流値Ｉxとして「Ｉ３」が検出された前回検出時における回転角θbf、即ち回転角θp３（２４０°）との間には、漸近線に対応する所定の回転角θＢを挟む。 For example, in the example shown in FIG. 11, when “I2” is detected as the latest phase current value Ix, the rotation angle θcu at the current detection, that is, the rotation angle θp2 (120 °), and the phase current value Ix A predetermined rotation angle θA (90 °) corresponding to an asymptotic line is sandwiched between the rotation angle θbf at the time of the previous detection when “I1” was detected as the previous value, that is, the rotation angle θp1 (0 °). Similarly, when “I4” is detected as the latest phase current value Ix, the rotation angle θcu at the current detection, that is, the rotation angle θp4 (360 °), and “I3” as the phase current value Ix are detected. A predetermined rotation angle θB corresponding to an asymptote is sandwiched between the rotation angle θbf at the previous detection, that is, the rotation angle θp3 (240 °).
このような場合、本実施形態のマイコン１７は、そのメモリに記憶（保持）された今回の検出値Ｉcu及び前回の検出値Ｉbfのそれぞれについて、その通電可能な最大値Ｉmax（上記ガード処理における上限値（Ｉx_max）又は下限値（−Ｉx_max））との間の平均値を演算する。そして、その平均値を新たな検出値Ｉcu´，Ｉbf´とすることにより、その絶対値を増大する補正を実行する構成となっている。
In such a case, the
即ち、図１２のフローチャートに示すように、本実施形態のマイコン１７は、先ず今回検出時における回転角θcuと前回検出時における回転角θbfとの間に、上記漸近線に対応する所定の回転角θＡ，θＢを挟むか否かを判定する（ステップ６０１）。
That is, as shown in the flowchart of FIG. 12, the
このステップ６０１において、当該所定の回転角θＡ，θＢを挟むと判定した場合（ステップ６０１：ＹＥＳ）、マイコン１７は、次に、今回の検出値Ｉcuと通電可能な最大値Ｉmaxとの平均値を演算し、メモリに記憶された今回の検出値Ｉcuを更新することにより当該今回の検出値Ｉcuの補正を実行する（Ｉcu´＝（Ｉcu＋Ｉmax）／２、ステップ６０２）。そして、更に前回の検出値Ｉbfと通電可能な最大値Ｉmaxとの平均値を演算し、メモリに記憶された前回の検出値Ｉbfを更新することにより当該前記の検出値Ｉbfの補正を実行する（Ｉbf´＝（Ｉbf＋Ｉmax）／２、ステップ６０２）。
If it is determined in
つまり、今回検出時における回転角θcuと前回検出時における回転角θbfとの間に、上記所定の回転角θＡ，θＢを挟む場合、今回の検出値Ｉcu及び前回の検出値Ｉbfについて、その絶対値がより大きな値となるように補正することで、上記所定の回転角θＡ，θＢ近傍の通電量、即ちその値が最も増大する範囲の切り捨てを軽減することができる。また、本実施形態では、その補正演算の実行による演算負荷を考慮し、補正対象となる各検出値Ｉcu，Ｉbfと通電可能な最大値Ｉmaxとの平均値を用いることで、効率的に且つ精度よく、相電流検出値補正演算を実行する。そして、相電流検出値補正演算により補正された後の直近の４回分の検出値（図１１参照、Ｉ１´，Ｉ２´，Ｉ３´，Ｉ４´）を用いることにより、より正確にモータ温度を推定することが可能な構成となっている。 That is, when the predetermined rotation angles θA and θB are sandwiched between the rotation angle θcu at the current detection and the rotation angle θbf at the previous detection, the absolute values of the current detection value Icu and the previous detection value Ibf Is corrected so as to have a larger value, it is possible to reduce the amount of energization in the vicinity of the predetermined rotation angles θA and θB, that is, the truncation of the range in which the value increases most. Further, in the present embodiment, the calculation load due to the execution of the correction calculation is taken into account, and the average value of the detected values Icu and Ibf to be corrected and the maximum value Imax that can be energized is used, thereby efficiently and accurately. Often, the phase current detection value correction calculation is executed. And the motor temperature is estimated more accurately by using the latest four detected values (see FIG. 11, I1 ′, I2 ′, I3 ′, I4 ′) after being corrected by the phase current detection value correction calculation. It is possible to do this.
なお、上記各実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記各実施形態では、モータ制御装置としてのＥＣＵ１１は、大別して、「通常制御モード」、「アシスト停止モード」、及び「二相駆動モード」の３つの制御モードを有することとした。しかし、異常発生時におけるモータ制御の形態は、これらのモードに限るものではない。つまり、通電不良相発生時に該通電不良発生相以外の二相を通電相としてモータ制御を実行する構成であれば、どのようなものに適用してもよい。また、異常検出（判定）の方法についても、本実施形態の構成に限るものではない。
In addition, you may change each said embodiment as follows.
In each of the above embodiments, the
・上記各実施形態では、電流指令値演算部２３は、二相駆動時、通電不良発生相以外の二相のうちの一相についての相電流指令値を出力し、モータ制御信号生成部２４は、当該相についての相電圧指令値を演算した後に、これに基づいて他相の相電圧指令値を演算することとした。しかし、これに限らず、電流指令値演算部２３が、通電不良発生相以外の二相の両方についての相電流指令値を出力する構成としてもよい。
In each of the above embodiments, the current command
・また、上記各実施形態では、上記（１）〜（３）式に基づいて、Ｕ相又はＷ相の異常時には、Ｖ相の相電流指令値Ｉv*を演算し、Ｖ相の異常時には、Ｕ相の相電流指令値Ｉu*を演算することとした。しかし、これに限らず、Ｕ相又はＶ相の異常時には、Ｗ相の相電流指令値（Ｉw*）を演算し、Ｗ相の異常時には、Ｕ相の相電流指令値（Ｉu*）を演算する等の構成としてもよい。尚、この場合における各相電流指令値は、上記（１）〜（３）式の符号を逆にすることで演算可能である。 In each of the above embodiments, based on the above equations (1) to (3), when the U phase or W phase is abnormal, the V phase phase current command value Iv * is calculated, and when the V phase is abnormal, The U-phase phase current command value Iu * is calculated. However, not limited to this, the W-phase current command value (Iw *) is calculated when the U-phase or V-phase is abnormal, and the U-phase current command value (Iu *) is calculated when the W-phase is abnormal. It is good also as a structure of carrying out. In addition, each phase current command value in this case can be calculated by reversing the signs of the above formulas (1) to (3).
・更に、通電不良発生時における相電流指令値は、必ずしも上記（１）〜（３）式により演算した場合と完全には同一でなくともよい。即ち、所定の回転角を漸近線として略正割曲線又は略余割曲線状に変化する、或いはこれに近似して変化するような相電流指令値を演算しても、上記各実施形態に近い効果を得ることができる。但し、上記（１）〜（３）式に基づき相電流指令値を演算した場合が、最も要求トルクに近いモータ電流を発生させることが可能であり、該各式に基づき演算される相電流指令値に近い値が演算される方法ほど、より顕著な効果が得られることはいうまでもない。 Furthermore, the phase current command value at the time of energization failure does not necessarily have to be completely the same as that calculated by the above formulas (1) to (3). That is, even if a phase current command value that changes to a substantially secant curve or a substantially cosecant curve with an asymptotic line as a predetermined rotation angle, or changes in an approximate manner, is similar to each of the above embodiments. An effect can be obtained. However, when the phase current command value is calculated based on the above equations (1) to (3), it is possible to generate a motor current closest to the required torque, and the phase current command calculated based on each equation Needless to say, a method that calculates a value close to a value provides a more remarkable effect.
・上記第１の実施形態では、マイコン１７は、検出される回転角速度ω（の絶対値）が所定の閾値ω０を超える場合には、そのサンプリング周期を短縮した高速サンプリングを実行することとした（図９参照）。しかし、これに限らず、例えばマップ演算を実行する等によって、図１３に示すような回転角速度ωの上昇に応じて連続的にサンプリング周期を短縮化する構成としてもよい。また、回転角速度ωに基づき複数段階でサンプリング周期を短縮化する構成としてもよい。
In the first embodiment, when the detected rotational angular velocity ω (the absolute value thereof) exceeds the predetermined threshold value ω0, the
・上記第２の実施形態では、検出される各相電流値Ｉxは、その直近の４回分の検出値（直近の４値）までが保持（メモリに記憶）され、マイコン１７は、その保持された直近の４値を随時読み出すことによりモータ温度の推定を実行することとした。しかし、これに限らず、今回の検出値Ｉcuとともに少なくとも前回の検出値Ｉbfが保持される構成であれば、本発明を適用することが可能である。また、その保持された各検出値の用途は、必ずしも温度推定に限るものではない。
In the second embodiment, each detected phase current value Ix is held (stored in the memory) up to the latest four detected values (the latest four values), and the
・更に、上記第２の実施形態では、メモリに記憶された検出値を読み出してモータ温度の推定に用いることとした。しかし、これに限らず、検出される各相電流値Ｉxを随時使用する構成についても、その検出値Ｉdtの絶対値を増大させるような相電流検出値補正演算を実行しても良い。 Furthermore, in the second embodiment, the detected value stored in the memory is read out and used for estimating the motor temperature. However, the present invention is not limited to this, and the phase current detection value correction calculation that increases the absolute value of the detected value Idt may be executed for a configuration that uses the detected phase current value Ix as needed.
具体的には、以下の二つの補正演算の何れか又は双方を実行するとよい。
− 今回の電流検出時における回転角と前回の電流検出時における回転角との間に上記漸近線に対応する所定の回転角を挟む場合には、今回検出された電流値について、その絶対値がより大きな値となるように補正する。
Specifically, one or both of the following two correction calculations may be executed.
-If a predetermined rotation angle corresponding to the asymptote is sandwiched between the rotation angle at the current detection and the rotation angle at the previous current detection, the absolute value of the current value detected this time is Correct to a larger value.
− 次回の電流検出時における回転角を推定する。そして、今回の電流検出時における回転角と次回の電流検出時における回転角との間に上記漸近線に対応する所定の回転角を挟むと推定される場合には、今回検出された電流値について、その絶対値がより大きな値となるように補正する。尚、次回の電流検出時における回転角の推定は、モータの回転角速度ω、或いは過去の電流検出時における回転角の推移等により行なうとよい。 − Estimate the rotation angle at the next current detection. If it is estimated that a predetermined rotation angle corresponding to the asymptote is sandwiched between the rotation angle at the current detection time and the rotation angle at the next current detection time, the current value detected this time The absolute value is corrected so as to be a larger value. The rotation angle at the next current detection may be estimated from the rotation angular velocity ω of the motor or the transition of the rotation angle at the past current detection.
より具体的には、例えば、図１４のフローチャートに示すように、先ず、今回検出時における回転角と前回検出時における回転角との間に、上記漸近線に対応する所定の回転角θＡ，θＢを挟むか否かを判定する（ステップ７０１）。そして、このステップ７０１において、当該所定の回転角θＡ，θＢを挟むと判定した場合（ステップ７０１：ＹＥＳ）、その検出される相電流値Ｉx（検出値Ｉdt）と上記通電可能な最大値Ｉmaxとの平均値を演算することにより、その検出値Ｉdtを補正する（Ｉdt´＝（Ｉdt＋Ｉmax）／２、ステップ７０２）。
More specifically, for example, as shown in the flowchart of FIG. 14, first, predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote between the rotation angle at the current detection time and the rotation angle at the previous detection time. It is determined whether or not a clip is inserted (step 701). If it is determined in
一方、上記ステップ７０１において、今回検出時における回転角と前回検出時における回転角との間には、上記所定の回転角θＡ，θＢを挟んでいないと判定した場合（ステップ７０１：ＮＯ）、続いて、次回検出時における回転角を推定する（ステップ７０３）。そして、今回検出時における回転角と次回検出時における回転角との間に、上記漸近線に対応する所定の回転角θＡ，θＢを挟むと推定されるか否かを判定し（ステップ７０４）、当該所定の回転角θＡ，θＢを挟むと推定される場合（ステップ７０４：ＹＥＳ）には、上記ステップ７０２の実行によりその検出値Ｉdtを補正する。
On the other hand, if it is determined in
このように、上記ステップ７０１〜ステップ７０４を実行することで、上記第２の実施形態と同様の効果を得ることができるようになる。尚、次回検出時における回転角の推定を実行する推定手段については、マイコン１７であってもよく、マイコン１７以外がこれを構成する形態であってもよい。
As described above, by executing
・更に、電流制御の形態としては、必ずしも、上記各実施形態のような三相交流座標（Ｕ，Ｖ，Ｗ）における相電流フィードバック制御でなくともよい。例えば、以下に示す（４）〜（６）式により、通電不良発生相に応じた所定の回転角θＡ，θＢを漸近線として、正接曲線（タンジェント）状に変化するｄ軸電流指令値Ｉd*を演算する。そして、該ｄ軸電流指令値Ｉd*に基づくｄ／ｑ座標系の電流フィードバック制御の実行によりモータ制御信号を生成する構成に適用してもよい（図１５参照、同図はＵ相通電不良時の例）。尚、この場合におけるＦ／Ｂゲイン可変制御については、そのｄ／ｑ座標系における電流フィードバック制御において行なうこととすればよい。 Furthermore, as a form of current control, the phase current feedback control in the three-phase AC coordinates (U, V, W) as in the above embodiments is not necessarily required. For example, according to the following equations (4) to (6), a d-axis current command value Id * that changes into a tangent curve (tangent) with predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the energization failure occurrence phase as asymptotic lines. Is calculated. Then, the present invention may be applied to a configuration in which a motor control signal is generated by executing current feedback control in the d / q coordinate system based on the d-axis current command value Id * (see FIG. Example). In this case, the F / B gain variable control may be performed in the current feedback control in the d / q coordinate system.
１…電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）、１０…ＥＰＳアクチュエータ、１１…ＥＣＵ、１２…モータ、１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ…モータコイル、１７…マイコン、１８…駆動回路、１９ｕ，１９ｖ，１９ｗ…電流センサ、２１…電流検出部、２３…電流指令値演算部、２４…モータ制御信号生成部、２４ａ…第１電流制御部、２４ｂ…第２電流制御部、３１…異常判定部、３３…相電流指令値演算部、３４…ガード処理部、３６…Ｆ／Ｂ制御部、３７…相電圧指令値演算部、Ｉx*，Ｉu*，Ｉv*，Ｉw*…相電流指令値、Ｉx，Ｉu，Ｉv，Ｉw…相電流値、Ｉ１，Ｉ１´，Ｉ２，Ｉ２´，Ｉ３，Ｉ３´，Ｉ４，Ｉ４´，Ｉcu，Ｉcu´，Ｉbf，Ｉbf´，Ｉdt，Ｉdt´…検出値、Ｉmax…最大値、Ｖx*，Ｖu*，Ｖv*，Ｖw*，Ｖu**，Ｖv**，Ｖw**…相電圧指令値、Ｉd…ｄ軸電流値、Ｉq…ｑ軸電流値、Ｉd*…ｄ軸電流指令値、Ｉq*…ｑ軸電流指令値、θ，θＡ，θＢ，θp１，θp２，θp３，θp４，θcu，θbf…回転角、ω…回転角速度、ω０…閾値、Ｓu，Ｓv，Ｓw…出力信号。
DESCRIPTION OF
Claims (2)
前記モータ制御信号に基づいてモータに三相の駆動電力を供給する駆動回路と、
各相の電流値を所定のサンプリング周期で検出し、一定のサンプリング周期下では、前記モータの回転角速度の上昇に伴い各相の電流値を検出する電気角間隔が拡大する電流検出手段と、
前記モータの各相に生じた通電不良を検出可能な異常検出手段とを備え、
前記モータ制御信号出力手段は、前記モータの回転角に基づく電流制御の実行により前記モータ制御信号を生成するとともに、前記通電不良の発生時には、その通電不良発生相以外の二相を通電相として前記モータ制御信号の出力を実行するモータ制御装置において、
前記通電不良の発生時には、前記モータ制御信号出力手段は、前記各通電相に対し、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電すべく前記電流制御を実行するとともに、前記電流検出手段は、前記モータの回転角速度の上昇に応じて前記サンプリング周期を短縮すること、を特徴とするモータ制御装置。 Motor control signal output means for outputting a motor control signal;
A drive circuit for supplying three-phase drive power to the motor based on the motor control signal;
A current detecting means for detecting a current value of each phase at a predetermined sampling period, and under a constant sampling period, an electric angle interval for detecting a current value of each phase with an increase in the rotational angular velocity of the motor;
An abnormality detection means capable of detecting an energization failure occurring in each phase of the motor;
The motor control signal output means generates the motor control signal by executing current control based on the rotation angle of the motor, and when the energization failure occurs, the two phases other than the energization failure occurrence phase are used as the energization phases. In a motor control device that executes output of a motor control signal,
Wherein when energized failure, the motor control signal output means, over the previous SL each energized phase changes to a secant curve or a cosecant curve with a predetermined rotation angle corresponding to the phase with an electrification failure as an asymptote and it executes the current control so as to energize the phase current, before Symbol current detecting means, a motor control device according to claim, to shorten the sampling period in response to an increase in the rotational angular velocity of the motor.
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