JP5141790B2 - ２線式伝送器 - Google Patents

Description

本発明は、外部回路と２本の伝送線を介して接続され、外部回路を電源としながら外部回路へ所定の電流信号を出力する２線式伝送器に関するものである。

２線式伝送器は、２本の伝送線を介して外部回路と接続され、外部回路を電源としながら、センサなどから取得した所定の情報（物理量）を電流信号に変換して外部回路へ出力する機器である。専用の電源配線が不要で、安価に設置できることから、各プラントにおける差圧・圧力伝送器や温度伝送器などのフィールド機器として広く利用されている。フィールド機器として利用される２線式伝送器は、物理量をフィールド機器の信号として世界標準である４ｍＡ〜２０ｍＡの直流電流に変換し、外部回路へ送信する。

特許文献１には、フィールド機器として、２線式伝送器と同様に電源配線の不要な２線式伝送方式を用いた電流モニタ装置が開示されている。特許文献１の電流モニタ装置は、回路動作を安定させるために定電圧制御を行う電源電圧生成部（シャントレギュレータ）を備えている。特許文献１に記載されているシャントレギュレータは、ＶＳＵＰラインの電位（電流モニタ装置の回路電圧）が基準電位ＶＲになるように制御を行う。この基準電位ＶＲは、抵抗器とツェナーダイオードなどの基準電圧源ＶＲＥＦで固定されている。このシャントレギュレータは、一般の２線式伝送器にも用いられている。

特開２００７−６６０３５号公報

ところで、近年、２線式伝送器に対して、さらなる回路動作の高速化、センサのＳ／Ｎ比向上のための絶縁処理、自己診断などの機能の追加が要請されている。これらを実現するためには、回路内により大きな消費可能電力を確保する必要がある。

しかし、従来の２線式伝送器では、以下に説明するように、回路内での大きな消費可能電力の確保と、シャントレギュレータによる回路動作の安定化とを両立させることは困難である。

フィールド機器として利用される２線式伝送器では、出力電流信号の変化（４ｍＡ〜２０ｍＡ）に伴って外部回路から供給される電流（供給電流）が変動する。一方、外部回路の電源電圧はほぼ一定であり、この電源電圧は、２線式伝送器の回路電圧と、供給電流が流れる帰還抵抗および検出抵抗における電圧降下として消費される。

ところが、２線式伝送器の出力が高くなって供給電流が大きくなると、帰還抵抗および検出抵抗による電圧降下量も大きくなり、確保できる回路電圧は低くなる。２線式伝送器の回路電圧が最も低くなるのは最大出力（２０ｍＡ）時であり、観点を変えると、出力の如何にかかわらず、最大出力時以下の回路電圧であれば確保できる。

そこで、従来の２線式伝送器のシャントレギュレータは、電源電圧から自体の最大電圧降下量を差引いた低めの値の範囲内で回路電圧を固定していた。この結果、回路動作は安定化されるが、回路電圧を低く固定しているため、低出力（たとえば４ｍＡ）で供給電流が小さい時には、より小さな消費可能電力しか確保できなかった。

本発明は、このような課題に鑑み、低出力時でも消費可能電力を十分に確保でき、性能向上が実現できる２線式伝送器を提供することを目的としている。また、２線式伝送器内の異常時にも所望の回路電圧が得られることを目的とする。さらに、

上記課題を解決するために、本発明にかかる２線式伝送器の代表的な構成は、外部回路と２本の伝送線を介して接続され、前記外部回路を電源としながら前記外部回路へ所定の電流信号を出力する２線式伝送器であって、物理量を電気信号に変換して出力するセンサと、前記センサから受けた電気信号に所定の処理を行う信号処理回路と、前記信号処理回路が出力した電気信号に応じて前記外部回路に出力される電流信号を決定する定電流回路と、基準電圧に応じて、前記２線式伝送器の回路電圧を決定するシャントレギュレータ回路と、前記信号処理回路から出力する電気信号に応じて、前記シャントレギュレータ回路に対して前記基準電圧を出力する基準電圧出力部、
を備えたことを特徴とする。

上記構成によれば、出力に応じて回路電圧を動的に制御できる。たとえば低出力時、すなわち外部回路から供給される電流が少ない時には、回路電圧を高める制御が行える。このような制御により、回路内における消費可能電力の制限を緩和できる。したがって、低出力時であっても回路動作の高速化や新機能の追加などを図るために十分な消費可能電力を確保でき、２線式伝送器の性能向上を実現できる。

上記の基準電圧出力部は、信号処理回路から出力する電気信号が小さいほど高い基準電圧を出力することが望ましい。これにより、外部回路からの供給電流が小さい低出力ほど回路電圧を高くできるので回路内の消費可能電力を大きくでき、２線式伝送器の性能向上に寄与できる。

上記の基準電圧出力部が出力する基準電圧は、信号処理回路が出力する電気信号に応じてデューティ比を変化させたＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号であり、前記２線式伝送器はさらに、基準電圧出力部とシャントレギュレータ回路との間にＰＷＭ信号を平滑化してアナログ信号に変換するフィルタ部を備えるとよい。

これにより、ＰＷＭ制御でさらに電力ロスを抑えた制御を行うことができ、回路内における消費可能電力を十分に確保できる。

また、前記信号処理回路の動作状態を検出する動作状態検出手段と、この動作状態検出手段の検出信号に応じて前記伝送線に流す電流を所定の値に設定する電流設定手段を設けることにより、前記信号処理回路の動作状態には関係なく、２線式伝送器内の消費電力をできるだけ大きくしながら、前記伝送線に流れる電流値を正常値に保つことができる。

さらに、前記信号処理回路の動作異常を検出してバーンアウトさせたい場合には、ハードウェア回路から前記伝送線に異常状態に応じた所定のバーンアウト電流を流すように構成してもよい。これにより、前記信号処理回路の動作異常に伴って出力電流をバーンアウトさせたい場合には、不定になることなく確実にバーンアウトさせることができる。

本発明によれば、低出力時でも消費可能電力を十分に確保できる優れた性能を有する２線式伝送器を提供できる。

本発明の実施形態にかかる２線式伝送器の回路図である。 ＰチャネルＭＯＳＦＥＴの特性を説明する図である。 従来の２線式伝送器の回路図である。 本発明の他の実施形態にかかる２線式伝送器の回路図である。 図４の実施形態における切替スイッチＳＷ２の真理値表である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、実施形態に示す寸法、材料、その他具体的な数値などは、発明の理解を容易にするための例示であり、特に断る場合を除き、本発明を限定するものではない。また、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能や構成を有する要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略したり、一部の図示を省略する。

図１は、本発明の実施形態にかかる２線式伝送器の回路図である。図１において、２線式伝送器１００は外部回路１０と２本の伝送線Ｌ１、Ｌ２で接続され、外部回路１０を電源としている。２線式伝送器１００は、差圧・圧力伝送器や温度伝送器等のフィールド機器として構成され、物理量を示す所定の電流信号を外部回路１０へ出力する。

外部回路１０は、伝送線Ｌ１、Ｌ２に対して直列に接続された電源電圧Ｅ_bおよび検出抵抗Ｒ１で構成されていて、２線式伝送器１００の電源として電源電圧Ｅ_bを供給するとともに、検出抵抗Ｒ１の電圧を読み取って２線式伝送器１００が測定した物理量を取得する。

（物理量の測定）
２線式伝送器１００の構成を、物理量測定動作の流れに沿って説明する。２線式伝送器１００はセンサ１０２を備えている。センサ１０２は、圧力や温度などの物理量を電気信号Ｓ１に変換して信号処理回路１０４に出力する。信号処理回路１０４は、センサ１０２から入力される電気信号Ｓ１に対して例えば直線性補正（ひずみ補正）やノイズ除去などの所定の処理をした後、電流信号用ＰＷＭ信号に変換し、この電流信号用ＰＷＭ信号を切替制御信号としてスイッチＳＷ１に出力する。

スイッチＳＷ１の一方の固定接点には出力電圧Ｖ_R1を有する基準電圧源Ｐ_R1の正電極が接続され、他方の固定接点には出力電圧Ｖ_R2を有する基準電圧源Ｐ_R2の正電極が接続され、可動接点はラインＬ３に接続されている。スイッチＳＷ１の可動接点は、電流信号用ＰＷＭ信号の電圧レベルの変化に応じて、電圧Ｖ_R1の基準電圧源Ｐ_R1と電圧Ｖ_R2の基準電圧源Ｐ_R2の間で切り替わる。スイッチＳＷ１の可動接点が切り替わることにより、一端がスイッチＳＷ１に接続されているラインＬ３には、電圧レベルが電圧Ｖ_R1、Ｖ_R2の間で変化する電気信号Ｓ２が流れる。

ラインＬ３の他端は、定電流回路１０６に接続されている。定電流回路１０６は、ラインＬ３に流れる電気信号Ｓ２、換言するとセンサ１０２が出力した電気信号Ｓ１に応じて外部回路１０に出力する電流信号Ｉ_out（４ｍＡ〜２０ｍＡ）の値を決定する。ラインＬ３を流れる電気信号Ｓ２は、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１とで構成されるフィルタＬＰＦ１で平滑化され、アナログ信号となる。このアナログ信号は、バッファ増幅器Ｑ１によりバッファリングされ、バッファ増幅器Ｑ１の出力端子から出力Ｖ_aとして誤差増幅器Ｑ２へ出力される。

誤差増幅器Ｑ２の非反転入力端子には、出力Ｖ_aと帰還抵抗Ｒ３の両端に発生した帰還電圧Ｖｂとの差の電圧が、抵抗Ｒ４、Ｒ５および帰還抵抗Ｒ３で分圧されて入力される。そして、誤差増幅器Ｑ２の反転入力端子には、基準電圧源Ｐ_R1の電圧Ｖ_R1が、抵抗Ｒ６、Ｒ７で分圧されて入力される。

誤差増幅器Ｑ２は、非反転入力端子および反転入力端子のそれぞれに入力された電圧の誤差を検出し、それらが一致するようにトランジスタＱ３、Ｑ４と共に回路内を流れる電流を制御する。誤差増幅器Ｑ２の出力はトランジスタＱ３のベースに入力され、トランジスタＱ３のコレクタ電流を制御する。トランジスタＱ３のコレクタはトランジスタＱ４のベースに接続され、トランジスタＱ３はトランジスタＱ４のベース電流を制御する。

トランジスタＱ４のエミッタとコレクタ間に起動抵抗Ｒ８が接続され、エミッタには伝送線Ｌ１が接続されている。前述したように、トランジスタＱ３のコレクタがトランジスタＱ４のベース電流を制御することで、それに応じてコレクタへ伝送線Ｌ１を介して外部回路１０から電流が引き込まれる（供給される）。このトランジスタＱ４が外部回路１０から引き込む電流が、センサ１０２が出力した電気信号Ｓ１に応じた電流、すなわち電流信号Ｉ_out（４ｍＡ〜２０ｍＡ）である。この電流信号Ｉ_outが伝送線Ｌ２を介して外部回路１０の検出抵抗Ｒ１に出力されることで、外部回路１０はセンサ１０２に基づいた物理量の測定結果を取得する。

（定電圧制御）
次に、２線式伝送器１００の持つ最たる特徴である定電圧制御の動作の流れに沿って、２線式伝送器１００のさらなる構成について説明する。２線式伝送器１００は、定電圧制御を行うシャントレギュレータ回路１０８を備えていて、これにより回路動作の安定化を図っている。特に２線式伝送器１００は、出力する電流信号Ｉ_outに応じて回路電圧Ｖ１を動的に制御する。これにより、外部回路１０から供給される電流（４ｍＡ〜２０ｍＡ）が少ない場合でも、回路内に十分な消費可能電力を確保できる。

信号処理回路１０４には基準電圧出力部１１０が接続されている。信号処理回路１０４は、基準電出力部１１０に、センサ１０２からの電気信号Ｓ１に応じた所定の電気信号（例えば電気信号Ｓ１を単に増幅したもの）を出力する。基準電圧出力部１１０は、信号処理回路１０４から入力される電気信号に応じて、シャントレギュレータ回路１０８に対して基準電圧を出力する。基準電圧は、シャントレギュレータ回路１０８による定電圧制御の基準となる電圧である。本実施形態では基準電圧として、デューティ比を変化させた基準電圧用ＰＷＭ信号を出力する。

基準電圧出力部１１０は、基準電圧処理回路１１２に接続されている。基準電圧処理回路１１２は、基準電圧出力部１１０とシャントレギュレータ回路１０８との間で、基準電圧用ＰＷＭ信号に対して所定の処理を行う。基準電圧処理回路１１２は、抵抗Ｒ９とコンデンサＣ５とで構成されるフィルタＬＰＦ２を有していて、基準電圧用ＰＷＭ信号を平滑化してアナログ信号に変換する。このアナログ信号は、誤差増幅器Ｑ５で増幅される。誤差増幅器Ｑ５は抵抗Ｒ１０、Ｒ１１を用いた負帰還増幅を行い、その出力Ｖ_refはシャントレギュレータ回路１０８へ出力される。

シャントレギュレータ回路１０８は、誤差増幅器Ｑ５の出力Ｖ_refに応じて、２線式伝送器１００の回路電圧Ｖ１を決定する。シャントレギュレータ回路１０８は、誤差増幅器Ｑ６、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ（トランジスタＱ７）、抵抗Ｒ１３、Ｒ１４などで構成されている。

誤差増幅器Ｑ６の非反転入力端子には、基準電圧処理回路１１２から基準電圧Ｖ_refが入力される。誤差増幅器Ｑ６の反転入力端子には、回路電圧Ｖ１を抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ１４とで分圧された電圧が入力される。誤差増幅器Ｑ６は、非反転入力端と反転入力端子のそれぞれに入力される電圧の誤差を検出し、それらが一致するようにトランジスタＱ７と共に回路電圧Ｖ１を制御する。

以下、図２を参照しながら、トランジスタＱ７（ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ）の動作について説明する。図２は、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴの特性を説明する図である。図２の横軸はゲート・ソース間の電圧Ｖ_cs（Ｖ）を示し、縦軸はソースからドレインへ流れる電流Ｉ_D（Ａ）を示している。

ＰチャネルＭＯＳＦＥＴの主要なキャリアはホール（正孔）であり、ゲートに入力される電圧がソースよりも低い場合（電圧Ｖ_csが低い場合）に、ソースからドレインへ電流Ｉ_Dが流れる。電流Ｉ_Dは、入力される電圧Ｖ_csが−側であるほど大きくなり、＋側であるほど小さくなって所定の値で０となる。

図１に示す２線式伝送器１００の基準電圧出力部１１０は、信号処理回路１０４から出力される電気信号が小さいほど、すなわちセンサ１０２から出力される電気信号Ｓ１が小さいほどデューティ比が高い基準電圧用ＰＷＭ信号を出力する。これは、外部回路１０から供給される電流（電流信号Ｉ_out）が小さいほど、誤差増幅器Ｑ６の基準電圧Ｖ_refが高くなってトランジスタＱ７の電圧Ｖ_csが＋側に傾くことを意味している。

上記の動作により、図１のトランジスタＱ７を流れる電流Ｉ_Dは、電流信号Ｉ_outが小さいほど比例して小さくなり、トランジスタＱ７による回路電圧Ｖ１の電圧降下は抑えられ、結果として電流信号Ｉ_outが小さいほど回路電圧Ｖ１は高くなる。そして、誤差増幅器Ｑ６の反転入力端子に入力される電圧も高まっていき、最終的に非反転入力端子の基準電圧Ｖ_refと等しくなった時点で回路電圧Ｖ１は安定する。これらシャントレギュレータ回路１０８による負帰還動作は以下の式１として表される。

回路電圧Ｖ１＝（１＋（Ｒ１３／Ｒ１４））×基準電圧Ｖ_ref （１）

また、２線式伝送器１００は、回路電圧Ｖ１の異常状態を検知するコンパレータ回路１１４を備えている。コンパレータ回路１１４は比較器Ｑ８を有していて、比較器Ｑ８によって回路電圧Ｖ１の低下を異常状態として検知する。比較器Ｑ８の反転入力端子には、基準電圧用ＰＷＭ信号に応じた電圧が入力される。また、非反転入力端子には、回路電圧Ｖ１を抵抗Ｒ１３、Ｒ１４で分圧した電圧が入力される。比較器Ｑ８はこれらを比較し、非反転入力端子の電圧が低下した場合には、信号処理回路１０４への出力の反転によって異常を知らせる。これにより、信号処理回路１０４は電気信号Ｓ１の現在値を保存するなどの処理を実行する。

以上説明したように、２線式伝送器１００では、出力に応じて回路電圧Ｖ１を動的に制御できる。特に、低出力であるほど、すなわち外部回路１０から供給される電流が小さいほど回路電圧Ｖ１を高めることで、回路内の消費可能電力を高める（制限を弱める）ことができる。したがって、低出力時であっても、回路動作の高速化や新機能の追加等を図るために十分な消費可能電力が確保でき、さらなる性能向上が実現できる。

また、基準電圧出力部１１０および信号処理回路１０４は、ＰＷＭ制御を行うことで、より電力ロスを抑えた制御が行える。したがって、回路内における消費可能電力の確保に寄与できる。

（従来の２線式伝送器との比較）
図３は、従来の２線式伝送器の回路図である。以下、図１に示す２線式伝送器１００が確保できる消費可能電力と、図３に示す従来の２線式伝送器２０が確保できる消費可能電力とを比較する。

まず、従来の２線式伝送器２０において、最大出力時である電流信号Ｉ_outが２０ｍＡの場合の消費可能電力の計算例を示す。外部回路１０の電源電圧Ｅ_b＝１６Ｖ、検出抵抗Ｒ１＝２５０Ω、帰還抵抗Ｒ３＝１００Ω、トランジスタＱ４のコレクタ・エミッタ電圧（電圧Ｖ_ce）＝２Ｖ、ダイオードＤ１＝１Ｖとすると、回路電圧Ｖ１は以下の式２により求められる。

回路電圧Ｖ１＝１６Ｖ−２０ｍＡ（１００Ω＋２５０Ω）−２Ｖ−１Ｖ＝６Ｖ （２）

上記式２から得られる回路電圧Ｖ１（６Ｖ）により、最大出力時（２０ｍＡ）に確保できる消費可能電力は以下の式３に示す値となる。

６Ｖ×２０ｍＡ＝１２０ｍＷ （３）

上記式２および式３に示した電流信号Ｉ_out＝２０ｍＡ時は、検出抵抗Ｒ１、帰還抵抗Ｒ３の電圧降下量が最大になる時（最大電圧降下量時）である。すなわち、回路電圧Ｖ１＝６Ｖは、電圧降下量が変化したとしても最低限確保できる電圧の値である。

図３を参照して説明する。図３の２線式伝送器２０が図１の２線式伝送器１００と異なる点は、基準電圧出力部１１０および基準電圧処理回路１１２が無く、基準電位素子ＢＥによって誤差増幅器Ｑ６の基準電圧Ｖ_refが固定されている点である。従来の２線式伝送器２０の回路電圧Ｖ１は固定されていた。特に回路電圧Ｖ１は、最大電圧降下量時における電圧の値を基準に固定されていた。そのため、従来の２線式伝送器２０は、例えば回路電圧Ｖ１を上記式２の６Ｖに固定した場合、最低出力時である電流信号Ｉ_out＝４ｍＡ時に得られる消費可能電力は以下の式４に示す値であった。

６Ｖ×４ｍＡ＝２４ｍＷ （４）

一方、図１の２線式伝送器１００では、低出力であるほど回路電圧Ｖ１を高めることができる。最大出力時に確保できる消費可能電力は従来の２線式伝送器と変わらないが、低出力であるほど従来の２線式伝送器よりも大きな消費可能電力が確保できる。以下の式５には、最低出力時（４ｍＡ）において確保可能な回路電圧Ｖ１の計算例を示す。なお式５は、式２の電流信号Ｉ_out＝２０ｍＡに、電流信号Ｉ_out＝４ｍＡを代入したものである。

回路電圧Ｖ１＝１６Ｖ−４ｍＡ（１００Ω＋２５０Ω）−２Ｖ−１Ｖ
＝１１．６Ｖ （５）

上記式５から得られる回路電圧Ｖ１（１１．６Ｖ）により、最低出力時（４ｍＡ）に確保できる消費可能電力は以下の式６に示す値となる。

１１．６Ｖ×４ｍＡ＝４６．４ｍＷ （６）

上記式６を式４と比較すると、図１に示す２線式伝送器１００では、最低出力時において約２倍の消費可能電力を確保できることが分かる。

（設定例）
以下では上記の式６に示す値（４ｍＡ時に４６．４ｍＷ）を実現するための、図１の基準電圧出力部１１０における基準電圧用ＰＷＭ信号のデューティ比と、基準電圧処理回路１１２の誤差増幅器Ｑ５の利得（ゲイン）との設定例を説明する。まず、シャントレギュレータ回路１０８の誤差増幅器Ｑ６の基準電圧Ｖ_refを求める。基準電圧Ｖ_refは、以下の式７および式８により得られる。なお、式７は式２および式５における回路電圧Ｖ１の算出式を記号化したもの、式８は式１を記号化したものである。

Ｖ１＝Ｅ_b_ｍｉｎ−Ｉ_out（Ｒ３_ｍａｘ＋Ｒ１_ｍａｘ）−Ａ （７）

式７のＶ１は回路電圧、Ｅ_b_ｍｉｎは最小電源電圧、Ｉ_outは電流信号、Ｒ３_ｍａｘは帰還抵抗Ｒ３の最大抵抗値、Ｒ１_ｍａｘは抵抗Ｒ１の最大抵抗値、Ａは設置するダイオード、トランジスタ類の最大電圧降下量を示している。

Ｖ１＝（１＋（Ｒ１３／Ｒ１４））×Ｖ_ref （８）

式８のＶ１は回路電圧、Ｒ１３、Ｒ１４は抵抗Ｒ１３、Ｒ１４の抵抗値、Ｖ_refは誤差増幅器Ｑ６の基準電圧である。また、（１＋（Ｒ１３／Ｒ１４））は誤差増幅器Ｑ６のゲインを示している。

上記式７に各素子の実際の仕様を代入し、回路電圧Ｖ１を計算する。電流信号Ｉ_out＝４ｍＡの場合の回路電圧Ｖ１は、以下の式９により算出される。

Ｖ１＝１６．６Ｖ−４ｍＡ（１０１Ω＋２５０Ω）−１．１Ｖ−２Ｖ
＝１２．１０Ｖ （９）

式９のＥ_b_ｍｉｎとして、従来の変換器を参照して１６．６Ｖを設定した。Ｒ１_ｍａｘは、電源電圧１６．６Ｖで接続可能な検出抵抗Ｒ１の最大値であり、２５０Ωである。Ｒ３_ｍａｘは従来の帰還抵抗Ｒ３の仕様である１００Ω±１％の最大値である１０１Ωを代入した。Ａは、従来の２線式伝送器で用いられる素子を参照し、ダイオード（Ｄ１Ｆ６０）の順方向電圧１．１Ｖ、トランジスタ（２ＳＡ１３８５）のその飽和領域を避けるための設定であるコレクタ・エミッタ電圧２Ｖを代入した。

次に上記式８から基準電圧Ｖ_refを求める。Ｒ１３＝Ｒ１４としてそれらに±１％の誤差を考慮すると、誤差増幅器Ｑ６における基準電圧Ｖ_refのゲイン（式８中の（１＋（Ｒ１３／Ｒ１４）））は１．９８〜２．０２倍となる。式８のゲインを２．０２倍とし、回路電圧Ｖ１を式９で求めた１２．１０Ｖとすると、基準電圧Ｖ_refは以下の式１０により算出される。

１２．１０Ｖ＝２．０２×Ｖ_ref （１０）

上記の式１０によって、Ｖ_ref＝５．９９Ｖとなる。次に基準電圧用ＰＷＭ信号のデューティ比を決定する。基準電圧用ＰＷＭ信号のＰＷＭ周波数を３３ｋＨｚとし、ＰＭＷ電圧３．３Ｖでデューティ比９０％とした場合、図１のフィルタＬＰＦ２で平滑化した直流電圧はシミュレーションにより２．９６Ｖとなった。この直流電圧２．９６Ｖから上記の式１０で求めた基準電圧Ｖ_ref＝５．９９Ｖを得るためには、誤差増幅器Ｑ５のゲインは約２倍であればよいことがわかる。

以上説明したデューティ比の基準電圧用ＰＷＭ信号および上記ゲインの誤差増幅器Ｑ５であれば、回路電圧Ｖ１を式６の計算例とほぼ同程度に制御できる。また、コンパレータ回路１１４も上記デューティ比の基準電圧用ＰＷＭ信号に基づいて電圧の低下を検知するため、回路電圧Ｖ１が変動しても的確に異常状態を検知できる。

ところで、図１の構成において、信号処理回路１０４が暴走などで異常になると、所定の基準電圧用ＰＷＭ信号を出力できなくなり、ＰＷＭ出力が不定になってしまう。この結果、伝送線に流れる電流値は、本来ならバーンアウト（例えば３．６ｍＡ以下または２１．６ｍＡ以上）しなければならないにも拘わらず、正常な値にならないという問題を生じることがある。

このような問題は、たとえば図４のような回路構成にすることにより、解決できる。図４は本発明の他の実施形態にかかる２線式伝送器の回路図であり、図１と共通する部分の一部（１０６と１０８）について図示を省略する。

図４において、切替スイッチＳＷ２は、信号処理回路１０４の動作状態に応じて、定電流回路１０６に、３種類の電圧Ｖ_R1、Ｖ_R2、Ｖ_R3のいずれかを選択的に出力する。すなわち、切替スイッチＳＷ２の第１の固定接点には出力電圧Ｖ_R1を有する基準電圧源Ｐ_R1の正電極が接続され、第２の固定接点には出力電圧Ｖ_R2を有する基準電圧源Ｐ_R2の正電極が接続され、第３の固定接点には出力電圧Ｖ_R3を有する基準電圧源Ｐ_R3の正電極が接続され、可動接点はラインＬ３に接続されている。

カウンタ１１４は信号処理回路１０４の異常を検知するフリーランのカウンタであり、信号処理回路１０４の状態に応じた所定レベルのエラー信号ＥＲＲを出力し、信号処理回路１０４から入力されるクリア信号ＣＬＲのエッジでクリアされる。エラー信号ＥＲＲは、信号処理回路１０４が正常動作している場合はクリアされてＬレベルになり、信号処理回路１０４が内部に設けられているＣＰＵの暴走などで異常になるとクリアされずにオーバーフローするのでＨレベルになる。

このエラー信号ＥＲＲは、切替スイッチＳＷ３およびＳＷ４に切替制御信号として入力されるとともに、オアゲートＯＧの一方の入力端子に入力されている。オアゲートＯＧの他方の入力端子には、インバータＩＮＶを介して比較器Ｑ８の出力信号Ｖ３が入力されている。なお、インバータＩＮＶの出力信号ｉＶ３（ｉは反転信号を表す記号）は、切替スイッチＳＷ４にも切替制御信号として入力されている。オアゲートＯＧの出力信号は、電圧切替制御信号ＶＳＥＬとして切替スイッチＳＷ５に入力されている。

切替スイッチＳＷ３は信号処理回路１０４の正常／異常状態を表す信号を選択的に出力するもので、一方の固定接点には信号処理回路１０４から電流信号用ＰＷＭ信号が入力され、他方の固定接点には切替スイッチＳＷ４の出力信号が入力され、可動接点から出力される出力信号は切替スイッチＳＷ４に切替制御信号として入力されている。

切替スイッチＳＷ３の可動接点は、信号処理回路１０４の正常／異常状態に基づき、エラー信号ＥＲＲがＬレベルの正常状態では電流信号用ＰＷＭ信号が入力されている固定接点を選択し、エラー信号ＥＲＲがＨレベルの異常状態では切替スイッチＳＷ４の出力信号ＤＩＲが入力されている固定接点を選択する。

切替スイッチＳＷ４は信号処理回路１０４の異常状態が上限と下限のいずれの方向への振り切れかを示す電流を選択的に出力するもので、一方の固定接点には回路電圧Ｖ２が入力され、他方の固定接点は共通電位点に接続され、可動接点から出力される出力信号は異常方向指示信号ＤＩＲとして切替スイッチＳＷ３の他方の固定接点に入力されている。

切替スイッチＳＷ４の可動接点は、信号処理回路１０４が異常状態になったときに、上限と下限のいずれの方向への振り切れであるのかを示す所定値の電流をラインＬ３に流すようにいずれかの固定接点を選択する。たとえば、上限振切時は２１．６ｍＡ以上として下限振切時は３．６ｍＡ以下とし、異常方向指示信号ＤＩＲとして上限振り切れ時には回路電圧Ｖ２が入力されている固定接点を選択し、下限振り切れ時には共通電位点が接続されている固定接点を選択する。

切替スイッチＳＷ５は基準電圧処理回路１１２に入力される電圧を選択するもので、一方の固定接点には基準電圧用ＰＷＭ信号が入力され、他方の固定接点には直列接続された抵抗Ｒ１５とＲ１６の接続点が接続され、可動接点から出力される出力信号はフィルタＬＰＦ２を構成する抵抗Ｒ９の一端に入力されている。なお、直列接続された抵抗Ｒ１５の一端には回路電圧Ｖ２が入力され、抵抗Ｒ１６の他端は共通電位点に接続されている。

切替スイッチＳＷ５の可動接点は、比較器Ｑ８の出力信号Ｖ３がＬレベルの起動前または信号処理回路１０４が異常時は回路電圧Ｖ２を抵抗Ｒ１５とＲ１６の直列回路で分圧した任意の固定電圧が入力されている固定接点を選択し、比較器Ｑ８の出力信号Ｖ３がＨレベルの起動後または信号処理回路１０４が正常時は基準電圧用ＰＷＭ信号が入力されている固定接点を選択する。

これら各切替スイッチＳＷ３〜ＳＷ５の切替動作に基づく切替スイッチＳＷ２の真理値表は、図５に示すようになる。

信号処理回路１０４が動作していない起動前は、基準電圧用ＰＷＭ信号および電流信号用ＰＷＭ信号のいずれも出力できないことから、外部ハードウェアとして定電流回路１０６には任意の伝送線に電流を流せるような電圧Ｖ_R3を与えて電流出力を可能にする。

また、基準電圧処理回路１１２の抵抗Ｒ９に対して固定の電圧を与えることにより、信号処理回路１０４の動作状態に関係なく、所望の回路電圧Ｖ２を得ることができる。

また、信号処理回路１０４が正常に動作していない異常状態においても、基準電圧用ＰＷＭ信号および電流信号用ＰＷＭ信号のいずれも出力できない場合には、外部ハードウェアとして定電流回路１０６に異常時の伝送線に流す電流を決める異常方向指示信号ＤＩＲを与えることにより、所望の伝送線に流す電流を与えることができる。

このとき、基準電圧処理回路１１２の抵抗Ｒ９に対してハードウェアで固定の電圧を与えることにより、信号処理回路１０４の動作状態に関係なく、所望の回路電圧Ｖ２を得ることができる。

図４の実施例によれば、信号処理回路１０４が異常になった場合にも、２線式伝送器内の消費電力をできるだけ大きくしながら、伝送線に流れる電流値を正常値に保つことができる。

そして、信号処理回路１０４の動作異常になった場合には、出力電流を異常状態に応じて所定の方向に確実にバーンアウトさせることができる。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施例に限定されるものではなく、当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものである。

Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
Ｅ_b 電源電圧
Ｌ１、Ｌ２ 伝送線
Ｌ３ ライン
ＬＰＦ１、ＬＰＦ２ フィルタ
Ｐ_R1〜Ｐ_R3 基準電圧源
Ｑ１ バッファ増幅器
Ｑ２、Ｑ５、Ｑ６ 誤差増幅器
Ｑ３、Ｑ４、Ｑ７トランジスタ
Ｑ８ 比較器
Ｒ１ 検出抵抗
Ｒ３ 帰還抵抗
Ｒ８ 起動抵抗
Ｒ２、Ｒ４、Ｒ５〜Ｒ１１、Ｒ１３〜Ｒ１６ 抵抗
ＳＷ１〜ＳＷ５ 切替スイッチ
ＯＧ オアゲート
ＩＮＶ インバータ
１０ 外部回路
１００ ２線式伝送器
１０２ センサ
１０４ 信号処理回路
１０６ 定電流回路
１０８ シャントレギュレータ回路
１１０ 基準電圧出力部
１１２ 基準電圧処理回路
１１３ コンパレータ回路
１１４ カウンタ

Claims (5)

1. 外部回路と２本の伝送線を介して接続され、前記外部回路を電源としながら前記外部回路へ所定の電流信号を出力する２線式伝送器であって、
   物理量を電気信号に変換して出力するセンサと、
   前記センサから受けた電気信号に所定の処理を行う信号処理回路と、
   前記信号処理回路が出力した電気信号に応じて前記外部回路に出力される電流信号を決定する定電流回路と、
   基準電圧に応じて、前記２線式伝送器の回路電圧を決定するシャントレギュレータ回路と、
   前記信号処理回路から出力する電気信号に応じて、前記シャントレギュレータ回路に対して前記基準電圧を出力する基準電圧出力部、
   を備えたことを特徴とする２線式伝送器。
2. 前記基準電圧出力部は、前記信号処理回路から出力する電気信号が小さいほど高い基準電圧を出力することを特徴とする請求項１に記載の２線式伝送器。
3. 前記基準電圧出力部が出力する基準電圧は、前記信号処理回路が出力する電気信号に応じてデューティ比を変化させたＰＷＭ信号であって、
   前記２線式伝送器はさらに、前記基準電圧出力部と前記シャントレギュレータ回路との間に前記ＰＷＭ信号を平滑化してアナログ信号に変換するフィルタ部を備えることを特徴とする請求項１または２に記載の２線式伝送器。
4. 前記信号処理回路の動作状態を検出する動作状態検出手段と、
   この動作状態検出手段の検出信号に応じて前記伝送線に流す電流を所定の値に設定する電流設定手段、
   を設けたことを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の２線式伝送器。
5. 前記信号処理回路の動作異常を検出することにより前記伝送線に異常状態に応じた所定のバーンアウト電流を流すことを特徴とする請求項４に記載の２線式伝送器。