JP5124114B2 - 蓄電機能を有するパワーコンディショナ - Google Patents

Description

本発明は、直流電源の直流電力を交流電力に変換するとともに、蓄電手段に充放電を行うことができるパワーコンディショナの技術に関し、特に制御回路に電源供給する回路に特徴を有するパワーコンディショナに関するものである。

近年、電力需要家へのエネルギー安定供給や地球環境保全の観点から、発電機や太陽電池、燃料電池、風力発電等により発生する交流または直流の電力をパワーコンディショナにより商用周波数の交流電力に変換し、この交流電力を商用電力系統やＡＣ負荷に供給する分散型電源システムの普及が進んでいる。特に、太陽光発電システムはＣＯ₂をほとんど発生させない電源システムとして著しく普及率が拡大している。
従来の太陽光発電システム用パワーコンディショナの一例として、特許文献１に記載のシステムを図８に示す。このシステムは、太陽電池７と、電源系統１と、電源系統１の電力又は太陽電池７の発電電力を蓄電する蓄電手段５０６と、この蓄電手段を充電または放電する双方向ＤＣ／ＤＣ手段５０５と、太陽電池又は蓄電手段の電力を交流電力に変換し電源系統に出力する双方向ＡＣ／ＤＣ手段５０２とを有する。そして、蓄電手段５０６、充放電する双方向ＤＣ／ＤＣ手段５０５、電力変換手段５０２からの電圧検出信号と、電源系統１の電圧検出信号とから、系統電力を演算し、負荷３の要求電力が太陽光発電電力より小さい場合には、発電電力を電源系統に売電すると共に、電源系統の電力が所定の値を超えないように蓄電手段に蓄電した電力を放電する系統連系形電源システムである。

上記発明によれば、太陽光発電手段と蓄電池による電力蓄電手段とを組み合わせたようなシステムでも、電源系統の電力を監視しながら、蓄電池からの放電電力を制御するため、蓄電池に蓄電された電力を電源系統に売電したりすることなく、負荷電力のピークを低減することができる。
特開２００２−３６９４０６号公報

しかしながら、特許文献１に記載のシステムは、明細書中に特に記載がないが、下記の問題点があると考えられる。例えば、太陽電池の発電がない夜間に電気料金の安い商用電力系統の電力を蓄電するためには、上記システムの制御部の駆動電源は、太陽電池以外の電源、すなわち商用電力系統または蓄電池から供給される必要がある。ここで、上記システムが商用電力系統から制御部の駆動電源が供給される構成であった場合、商用電力系統が停電時にはシステムが動作することができない。また、上記システムが蓄電池から制御部の駆動電源が供給される構成であった場合は、蓄電池が過放電状態にならない限り、システムの制御部は常時動作することができるが、蓄電池が放電下限に到った場合に、システムの制御部が動作することができなくなるため、蓄電池を放電下限から復帰させるための回復充電を行うことができない。

本発明は上記問題を解決するためになされたもので、太陽電池等の直流電源と蓄電池等の蓄電手段と商用電力系統の３つの電源を有するシステムにおいて、商用電力系統が停電時にも動作可能であり、蓄電池の回復充電が可能な信頼性の高いパワーコンディショナを提供することを目的とする。

本発明のパワーコンディショナは、直流電源の直流電力を交流電力に変換する電力変換回路と、前記電力変換回路と蓄電手段の間に接続され、前記蓄電手段の充放電を行う充放電回路と、負荷に交流電力を供給する商用電力系統と、前記電力変換回路と充放電回路を制御する制御回路と、前記直流電源から駆動電力が供給される第１電源回路と、前記蓄電手段から駆動電力が供給される第２電源回路と、前記商用電力系統から駆動電力が供給される第３電源回路から少なくとも一つの電源回路を選択して、前記制御回路に駆動電力を供給する電源選択回路を備える。
これにより、商用電力系統が停電して第３電源回路が不動作のときは、第１電源回路または第２電源回路から電源選択回路を経由して制御回路が給電を受けて動作することが可能である。また、蓄電池が放電下限に到って第２電源回路が不動作のときは、第１電源回路または第３電源回路から電源選択回路を経由して制御回路が給電を受けて動作することが可能であるため、信頼性の高いシステムを提供することができる。

また、上記電力変換回路がＤＣ−ＤＣコンバータとインバータ回路を有し、インバータ回路が交流電力を商用電力系統に連系出力するパワーコンディショナとすることにより、直流電源が発生する直流電力をＤＣ−ＤＣコンバータとインバータ回路を経由して商用電力系統に出力することができる。したがって、ユーザは直流電源が発生する電力と蓄電手段から放電される電力を区別することなく、商用電力系統に接続された家庭内負荷のために利用することができるので、直流電源の発電電力が少ないときでも家庭内負荷に対してパワーコンディショナから交流電力を供給できるシステムを提供することができる。
さらに、上記インバータ回路が双方向インバータであり、商用電力系統からインバータ回路に供給される電力を直流電力に変換して上記充放電回路に供給することにより、直流電源からＤＣ−ＤＣコンバータおよび充放電回路を経由して蓄電手段を充電するだけでなく、商用電力系統からインバータ回路および充放電回路を経由して蓄電手段を充電することができるため、夜間の安い電力を蓄電手段に充電し、昼間にその電力を蓄電手段から放電させて利用することができる。

本発明によれば、直流電源から蓄電手段への充電運転、直流電源から交流負荷への交流出力運転、蓄電手段から交流負荷への交流出力運転、商用電力系統から蓄電手段への充電運転の全ての運転モードにおいて、商用電力系統の停電や蓄電池の過放電時などでも制御回路の駆動電力を安定して得られる信頼性の高いパワーコンディショナを提供することができる。

図１はこの発明による実施の形態を示すパワーコンディショナの概略構成図である。
直流電源１は、例えば、発電機あるいは風力発電機の交流出力を整流して得た直流電力や、太陽電池または燃料電池等により発生する直流電力を用いることができる。本実施の形態では太陽電池を用いることとする。蓄電手段２は、例えば、二次電池、電気二重層キャパシタあるいは超電導電力貯蔵等の直流電力貯蔵手段を用いることができるが、本実施の形態では二次電池を用いることとする。
一般住宅では、商用電力系統４に家庭内負荷１１が接続され、直流電源１および蓄電手段２からパワーコンディショナ３を経由し、スイッチＳ１を介して出力された交流電力のうち、家庭内負荷１１で消費されない余剰電力分が、商用電力系統４側に逆潮流される。

上記パワーコンディショナ３は、主としてＤＣ−ＤＣコンバータ８、インバータ回路１０、充放電回路５を備えて構成される。直流電源１の直流電力は、ＤＣ−ＤＣコンバータ８によって昇圧され、インバータ回路１０により、直流母線９の直流電力を商用周波数の交流電力に変換して、例えば単相２００Ｖの商用電力系統４に出力する。蓄電手段２は充放電回路５によって充電または放電され、充放電回路５はＤＣ−ＤＣコンバータ８とインバータ回路１０が接続された直流母線９に接続される。
商用電力系統４が停電した際に、パワーコンディショナ３が商用電力系統４とは独立した非常用電源として動作する自立運転モードの実現のために、スイッチＳ２を介して自立運転出力１２をインバータ回路１０の出力端子として備えていることが望ましい。

ＤＣ−ＤＣコンバータ８は、１００〜３００Ｖの太陽電池の直流電圧を約３５０Ｖまで昇圧する電圧変換回路である。該ＤＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば、図２（ａ）に示す昇圧チョッパまたは図２（ｂ）に示す電流共振型絶縁コンバータなどの既知の回路が適用できる。
図２（ａ）に示すように、昇圧チョッパは、スイッチ素子１６が約２０ｋＨｚでＰＷＭ（パルス幅変調）駆動され、入力側よりも高い直流電圧を得ることができる一般的な回路である。
図２（ｂ）の電流共振形絶縁コンバータは、メインスイッチ素子１７ａと補助スイッチ素子１７ｂが交互にオンオフして、後段の高周波トランス１８を駆動する。高周波トランス１８は漏れインダクタンスを有するリーケージトランスよりなり、巻数比は１．５〜２倍の範囲としている。トランスの漏れインダクタンス成分と共振用コンデンサ１９との電流共振を利用して、メインスイッチ素子１７ａおよび補助スイッチ素子１７ｂのソフトスイッチングが達成される。スイッチ素子１７ａおよび１７ｂは、１５ｋＨｚ〜７０ｋＨｚの範囲で駆動周波数が可変するＰＦＭ（パルス周波数変調）方式で交互に駆動される。また、高周波トランス１８の２次側には倍電圧整流回路２０を備えているので、高周波トランス１８で昇圧された二次巻線電圧のさらに２倍の電圧でコンデンサ２１が充電され、約３５０Ｖの直流電圧に変換される。

前記スイッチ素子１６、１７ａおよび１７ｂには、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などを用いるとよい。図２（ａ）の昇圧チョッパに対し、図２（ｂ）の電流共振型絶縁コンバータは入出力間が絶縁されているため、後者の絶縁型コンバータを用いた場合、パワーコンディショナ３の直流側での地絡事故発生時に交流側から電力が流れ続けない安全性の高いシステムを提供することができる。

上記充放電回路５は、１５０Ｖ〜２５０Ｖの二次電池の直流出力電圧を約３５０Ｖまで昇圧する双方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。双方向ＤＣ−ＤＣコンバータとして、例えば、図３に示す双方向チョッパまたは図４に示す双方向絶縁型Ｃｕｋコンバータを適用することができる。
まず、図３の双方向チョッパの動作について説明する。図３（ａ）は回路図を示し、図３（ｂ）は放電運転時の回路、図３（ｃ）は充電運転時の回路を示す。
図３（ａ）に示すように、双方向チョッパはスイッチ素子２２ａと２２ｂを有し、蓄電手段はインピーダンス素子Ｌを介してスイッチ素子２２ａと２２ｂの接続点に接続し、スイッチ素子２２ａと２２ｂの両端間にコンデンサＣを介してインバータ回路１０に接続する。
図３（ｂ）に示す放電運転時の動作では、スイッチ素子２２ａは常時オフとしスイッチ素子２２ｂが約２０ｋＨｚでＰＷＭ（パルス幅変調）駆動されることにより、図２（ａ）と等価な昇圧チョッパとして動作する。この動作により、出力側（インバータ回路側）において入力側（蓄電手段側）よりも高い直流電圧を得ることができる。

図３（ｃ）に示す放電運転時の動作では、スイッチ素子２２ｂは常時オフとし、スイッチ素子２２ａが約２０ｋＨｚでＰＷＭ（パルス幅変調）駆動されることにより、インバータ回路側から蓄電手段側に向かって降圧動作を行う一般的な降圧チョッパとして動作することができる。
上記スイッチ素子は、ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを使用するため、スイッチ素子を常時オフ状態にしたときはスイッチ素子に内蔵されたボディダイオードがダイオード素子として機能し、常時オフ状態になる。
上記のように、電力流通方向に応じて常時オフとするスイッチ素子を切り替えることで双方向動作を実現しているので、新たにダイオード等のスイッチ素子数を増加する必要がなく、低コストの双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。

次に、図４の双方向絶縁型Ｃｕｋコンバータの動作について説明する。
図４（ａ）は回路図を示し、図４（ｂ）は放電運転時の回路、図３（ｃ）は充電運転時の回路を示す。図４に示すように、双方向絶縁型Ｃｕｋコンバータは１．５〜２．５倍の巻数比で設計された高周波トランス２４の１次側、２次側にそれぞれスイッチ素子２３ａ、２３ｂを有し、１次側に蓄電手段を接続し、リアクトル２５およびコンデンサ２６を接続する。２次側にコンデンサ２７、リアクトル２９、電解コンデンサ２８を介してインバータ回路１０に接続する。

図４（ｂ）に示すように、放電運転時の動作は、２次側のスイッチ素子２３ｂを常時オフの状態に制御する。これらのスイッチ素子も、前記双方向チョッパと同様にＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを利用するので、オフ時はダイオード素子として振舞う。１次側のスイッチ素子２３ａは、２０〜５０ｋＨｚでＰＷＭ駆動される。
スイッチ素子２３ａのオフ時は、図４（ｂ）に実線で示すように、蓄電手段２からリアクトル２５、コンデンサ２６、高周波トランス２４の１次側を介して蓄電手段２に戻る経路で電流が流れてコンデンサ２６が充電される。同時に、高周波トランス２４の２次側では、コンデンサ２７からトランス２次側、スイッチ素子２３ｂを介してコンデンサ２７に戻る経路で電流が流れてコンデンサ２７が充電される。
スイッチ素子２３ａのオン時は、図４（ｂ）に点線で示すように、トランス１次側では、蓄電手段２からリアクトル２５、スイッチ素子２３ａを介して蓄電手段２に戻る経路で電流が流れてリアクトル２５にエネルギーが蓄積されると同時に、コンデンサ２６からスイッチ素子２３ａ、トランス１次側を介してコンデンサ２６に戻る経路でコンデンサ２６の放電電流が流れる。それと同時に、トランス２次側では、コンデンサ２８からトランス２次側、コンデンサ２７、リアクトル２９を介してコンデンサ２８に戻る経路でコンデンサ２７の放電電流が流れる。
このようにトランス１次側から２次側にエネルギーが伝達されて、３５０Ｖの直流電圧がインバータ回路側にて得られる。

充電運転時は、図４（ｃ）に示すように、１次側のスイッチ素子２３ａを常にオフの状態に制御する。その他の動作は回路が左右対称であるため充電時と同様であり、インバータ回路側から与えられた３５０Ｖの直流電圧が約２００Ｖの電圧に降圧されて蓄電手段側に供給される。上記のように、電力流通方向に応じて常時オフとするスイッチ素子を切り替えることで双方向動作を実現しているので、スイッチ素子数を増加する必要がなく、低コストの双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。
図３の双方向チョッパに対し、図４の双方向絶縁型Ｃｕｋコンバータは入出力間が絶縁されているため、後者の双方向絶縁型Ｃｕｋコンバータを用いた場合、パワーコンディショナ３の直流側での地絡事故発生時に交流側から電力が流れ続けない安全性の高いシステムを提供することができる。

インバータ回路１０は、図５（ａ）に示すように４つのスイッチ素子３０ａ、３０ｂ、３０ｃおよび３０ｄからなるフルブリッジ回路を用いることができる。スイッチ素子にはＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴが用いられ、約２０ｋＨｚでＰＷＭ駆動され、フルブリッジ回路の出力波形はリアクトル３１ａおよび３１ｂにより平滑化され、ほぼ正弦波となって出力される。
インバータ回路１０の交流側に商用電力系統が接続される場合は、インバータ回路１０の出力電圧は商用電力系統の電圧によって決まるため、インバータ回路１０は直流側の電圧が一定になるように出力電流の量が制御される。すなわち、電流型インバータとして制御される。
インバータ回路１０の交流側に商用電力系統が接続されず、家庭内負荷１１など交流負荷のみが接続される場合や自立運転の場合は、インバータ回路の出力電圧が一定で、かつ直流側の電圧が一定になるように制御される。すなわち、電圧型インバータとして制御される。

また、インバータ回路１０は、電力料金が安い夜間において商用電力系統４側から直流母線９側にＡＣ−ＤＣ変換動作を行える、双方向インバータであることが好ましい。なぜならば、インバータ回路１０のＡＣ−ＤＣ変換動作時に充放電回路５が充電運転を行うことにより、夜間電力を蓄電手段２へ充電しておいて昼間に家庭内負荷１１にて利用することができるからである。
上記インバータ回路１０のスイッチ素子としてはＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを用いるため、全スイッチ素子を常時オフ状態とすることにより、図５（ｂ）のようにフルブリッジ回路はダイオードブリッジとなるため、商用電力系統４側から直流母線９側へのＡＣ−ＤＣ変換動作が実現できるのである。上記方法によれば、スイッチ素子数を増加させずに双方向動作を実現できるので、低コストな双方向インバータを得ることができる。この場合は、商用電力系統４のＡＣ２００Ｖの波高値（ピーク値）で直流母線９の電圧が決まるため、直流母線電圧は約２８０Ｖとなる。

上記インバータ回路１０は、次に説明するようなスイッチング動作を行うことによって、ＡＣ−ＤＣ変換動作時に入力電流波形の力率改善制御を行うことができる。力率改善回路は、ＡＣ−ＤＣ変換回路において入力ＡＣ電流波形を入力ＡＣ電圧波形に近づけることにより、入力電流波形力率を改善するための回路であり、一般的に昇圧チョッパが用いられる。
図５（ｂ）の回路において、インバータ回路１０に交流側から交流電力が供給され、リアクトル３１ａ側が高電位である場合、図５（ｃ）のようにスイッチ素子３０ｂを約２０ｋＨｚでＰＷＭ駆動し、他のスイッチ素子を全て常時オフとすると、リアクトル３１ａと３１ｂ、スイッチ素子３０ｂ、ダイオードとして振舞うスイッチ素子３０ａ、および直流母線９側のＤＣ−ＤＣコンバータ８または充放電回路５に内蔵されているコンデンサ３２により昇圧チョッパが構成される。

図５（ｄ）のように、リアクトル３１ｂ側が高電位である場合には、スイッチ素子３０ｄを約２０ｋＨｚでＰＷＭ駆動し、他のスイッチ素子を全て常時オフとすると、リアクトル３１ａと３１ｂ、スイッチ素子３０ｄ、ダイオードとして振舞うスイッチ素子３０ｃ、およびコンデンサ３２により、図５（ｃ）と同様に昇圧チョッパが構成される。すなわち、商用周波数の半周期毎にスイッチ素子３０ｂと３０ｄの駆動を入れ替えることにより、インバータ回路１０を交流側から直流側に常に昇圧動作を行う力率改善回路として動作させることができる。
本実施の形態では、直流母線９側の電圧は３３０Ｖ〜３５０Ｖ程度にする。上記のように、インバータ回路１０をＡＣ−ＤＣ変換動作時に力率改善回路として動作させることにより、商用電力系統４から蓄電手段２への充電運転時に、商用電力系統４側に高調波が流れることのない品質の高いパワーコンディショナ３を提供することができる。

上記パワーコンディショナ３は、マイコンまたはＤＳＰ（Digital signal Processor）等のマイクロプロセッサを有する制御回路７により、動作制御される。ただし、充放電回路５、ＤＣ−ＤＣコンバータ８、インバータ回路１０等、パワーコンディショナ各部の全動作を、上記制御回路７がまとめて制御する必要はない。本実施の形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ８や充放電回路５の基本的なスイッチング動作は、それぞれ図１に図示しない子制御回路により制御されており、制御回路７は、ＤＣ−ＤＣコンバータ８、インバータ回路１０や充放電回路５に動作開始、停止等の指令を与え、子制御回路がそれらの指令に基づいて各部を動作させることで、パワーコンディショナ全体の動作が制御されている。図１には制御回路７から充放電回路５、ＤＣ−ＤＣコンバータ８、インバータ回路１０に接続される制御線４１、４２、４３を示す。

制御回路７は、直流電源１を入力とする第１電源回路１３、蓄電手段２を入力とする第２電源回路１４、商用電力系統４を入力とする第３電源回路１５の少なくとも一つから駆動電力が供給されるように、電源選択回路６により駆動電源が選択される。
電源選択回路６は、図６（ａ）に示すように、スイッチ手段３３により第１〜第３電源回路から駆動電源の接続を選択する方式でもよいし、図６（ｂ）に示すように、ダイオード３４により第１〜第３電源回路の出力が相互に接続されており、各電源回路の出力電圧の大小により一番出力電圧の大きい駆動電源が選択される方式としてもよい。また図６（ｂ）の場合に所定の設定値と比較して、設定値より大きい出力電圧を出力するように比較回路を備えてもよい。前者の場合、スイッチ手段３３としては、メカニカルリレー、ＭＯＳＦＥＴ、フォトＭＯＳリレー等を利用することができ、そのオンオフ指令は制御回路７より優先順位に従って与えられる。後者の場合、前者と異なり各電源回路出力電圧により自ずと決定され、駆動信号による制御が必要なスイッチ素子を使用しなくてよいので、より低コストな電源選択回路６を提供することができる。

以下、パワーコンディショナの実際の運転において、上記電源回路および電源選択回路の動作を説明する。
深夜電力時間帯には、商用電力系統４から蓄電手段２への充電運転が行われる。ここで、電力料金の安い深夜電力時間帯は午後１１時から午前7時とする。このとき、以下の理由により、商用電力系統４を入力とする第３電源回路１５から電源選択回路６を介して制御回路７が駆動されることが好ましい。
蓄電手段２は、太陽電池が発電しない日没後から深夜電力時間帯までは、電子レンジやＩＨクッキングヒータ等の家庭内負荷需要に対する放電運転の要求が大きいため、深夜電力時間帯の直前には放電下限近傍まで二次電池の充電レベルが低下している場合がある。したがって、仮に、深夜電力による充電運転を行うために制御回路７が動作するための電源を、蓄電手段２を入力とする第２電源回路に依存する構成の場合、二次電池が放電下限状態である場合には二次電池が放電することができない。

このような場合には、第２電源回路は電源選択回路６に駆動電力を供給できず、また夜間は第１電源回路も動作していないため、第３電源回路が制御回路７の駆動電力を供給することが望ましいのである。
また、深夜電力時間帯の充電運転のときにパワーコンディショナ３全体を機能させるために、図７に示すように、第３電源回路が電源選択回路６を介して制御回路７を駆動するだけでなく、接続線４４および４５で示すように、第３電源回路は電源選択回路６を介して充放電回路５およびインバータ回路１０にも駆動電力を供給する配線を施す。

夜明けとともに直流電源１の太陽電池が発電を開始するので、深夜電力時間帯の終わりの時間帯である早朝にＤＣ−ＤＣコンバータ８が出力を開始する場合がある。そのときにインバータ回路１０が交流出力を家庭内負荷１１に供給できるようにするために、上記深夜電力時間帯の充電運転は太陽電池が発電開始する前、すなわち夜明け前に終了しておくことが好ましい。太陽電池の発電開始、即ち日の出は季節変動よる変動があるので、季節変動に対応するタイマーを備えることが望ましい。また天気により発電開始が変動するので、天気に連動する制御を行うことが望ましい。

また、深夜電力時間帯の終了前後近傍の時間帯は、電子レンジやＩＨクッキングヒータ等の家庭内負荷需要が大きい場合が多く、蓄電手段２は、深夜電力時間帯が終了し次第、蓄電した電力を家庭内負荷１１にいつでも供給できる放電待機状態としておくことが望ましい。したがって、深夜電力時間帯の充電運転により蓄電手段２が満充電状態に到った後の深夜電力時間帯には、制御回路７はインバータ回路１０および充放電回路５を停止させるとともに、充電運転時に第３電源回路から電源選択回路６を経由して制御回路７に供給されていた駆動電源を、第２電源回路から電源選択回路６を経由して制御回路７に供給する経路に切り替えておく。
このようにすれば、深夜電力時間帯が終わったのちに家庭内負荷消費が発生した場合に、制御回路７は直ちに蓄電手段２から充放電回路５、インバータ回路１０を介して交流出力する放電運転に移行することができる。

上記の動作を実現するために、図７に示すように、第２電源回路と蓄電手段２の間にスイッチ手段３５を備えるとよい。スイッチ手段３５は、深夜電力時間帯に蓄電手段２が満充電状態に到った後に制御回路７の指令によりオンされる。図６（ｂ）の電源選択回路６において、第２電源回路の出力電圧を第３電源回路の出力電圧より高く設計しておくことで、上記スイッチ手段３５のオンとともに第２電源回路が第３電源回路より優先して選択され、制御回路７の駆動電源が第２電源回路から供給されるようになる。また、このとき第３電源回路はほとんど電力を消費しないため、充電終了後には商用電力系統からの消費電力を低減することができる。さらに、図７に示したように、第３電源回路と商用電力系統４の間にスイッチ手段３６を設け、スイッチ手段３５をオン後にスイッチ手段３６を制御回路７からの指令によりオフすることにより、商用電力系統からの消費電力を完全にゼロにすることができるので、より好ましい。
スイッチ手段３５、３６としては、メカニカルリレー、ＭＯＳＦＥＴ、フォトＭＯＳリレー等が利用できる。また、図７に示したように、第２電源回路が電源選択回路６を介して制御回路７を駆動するだけでなく、第２電源回路は電源選択回路６を介して接続線４４，４５により充放電回路５およびインバータ回路１０にも駆動電力を供給できることが望ましい。

太陽電池が発電を開始した場合は、制御回路７の駆動電源は第２電源回路より優先して第１電源回路から電源選択回路６を経由して供給されることが望ましい。なぜならば、第２電源回路が電源選択回路６を経由して制御回路７の駆動電源を供給している場合は常に、蓄電手段２は少なくとも制御回路７の駆動電力分だけ徐々に放電していき、蓄電池の残存容量が減るため、太陽電池から駆動電源を供給可能な場合は常に第１電源回路から制御回路７の駆動電力を供給することで、蓄電池の残存容量を減らさないようにすることができるからである。
また、図７に示したように、第１電源回路が電源選択回路６を介して制御回路７を駆動するだけでなく、第１電源回路は電源選択回路６を介して接続線４５、４３によりＤＣ−ＤＣコンバータ８およびインバータ回路１０にも駆動電力を供給できることが望ましい。
さらに、太陽電池または蓄電手段２が出力している場合には、制御回路７の駆動電源を第３電源回路から電源選択回路６を経由して供給する必要がないため、制御回路７の駆動電源は第３電源回路より優先して第１電源回路または第２電源回路から電源選択回路６を経由して供給されることが望ましい。これらの電源回路の優先的な選択を図６（ｂ）の回路で実施するため、（第１電源回路の出力電圧）＞（第２電源回路の出力電圧）＞（第３電源回路の出力電圧）と設定しておくとよい。

昼間に太陽電池の発電電力が家庭内負荷１１の消費電力に対し大きい場合、太陽電池の発電電力はＤＣ−ＤＣコンバータ８および充放電回路５を経由して蓄電手段２に充電することができる。この場合、充放電回路の駆動電力は第１電源回路から電源選択回路６を経由して供給されることも可能である。ただし、太陽電池の発電電力は、日射変動により急激にゼロになる場合があるため、そのような場合にもパワーコンディショナ３が変化に追随して家庭内負荷１１に交流電力を供給できるためには、充放電回路５は充電運転から放電運転にいつでも切り替えられるように待機しておく必要がある。したがって、太陽電池から蓄電手段２への充電運転の場合には、充放電回路５は第２電源回路から駆動電力が供給されていることが好ましい。

日没後は太陽電池が発電しないため第１電源回路は動作しないので、制御回路７の駆動電源は第２電源回路から電源選択回路６を経由して供給される。上述したように、日没後の時間帯は家庭内負荷需要が大きく、蓄電手段２から充放電回路５およびインバータ回路１０を介して交流を出力する放電運転が行われる。深夜電力時間帯に入ると同時に、上記放電運転は停止する。以降は商用電力系統４から蓄電手段２への充電運転に移行するため、制御回路７はスイッチ手段３６をオンしたのち、スイッチ手段３５をオフとすることにより、第３電源回路から電源選択回路６を経由して制御回路７に駆動電源が供給される。

本発明による実施の形態を示すパワーコンディショナのブロック図である。 本発明の実施の形態のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図である。 本発明の実施の形態の充放電回路の双方向チョッパの回路図である。 本発明の実施の形態の充放電回路の双方向絶縁型Ｃｕｋコンバータの回路図である。 本発明の実施の形態のインバータ回路の回路図である。 本発明の実施の形態の電源選択回路の回路図である。 本発明による実施の形態を示すパワーコンディショナの動作説明図である。 従来のパワーコンディショナの構成図である。

符号の説明

１ 直流電源
２ 蓄電手段
３ パワーコンディショナ
４ 商用電力系統
５ 充放電回路
６ 電源選択回路
７ 制御回路
８ ＤＣ−ＤＣコンバータ
９ 直流母線
１０ インバータ回路
１１ 家庭内負荷
１２ 自立運転出力
１３ 第１電源回路
１４ 第２電源回路
１５ 第３電源回路

Claims (12)

1. 直流電源の直流電力を交流電力に変換する直流母線を含む電力変換回路と、
   前記直流母線と蓄電手段の間に接続され、前記蓄電手段の充放電を行う充放電回路と、
   負荷に交流電力を供給する商用電力系統と、
   前記電力変換回路と充放電回路を制御する制御回路と、
   前記直流電源から駆動電力が供給される第１電源回路と、前記蓄電手段から駆動電力が供給される第２電源回路と、前記商用電力系統から駆動電力が供給される第３電源回路から少なくとも１つを選択して、前記制御回路に駆動電力を供給する電源選択回路とを備え、
   前記第３電源回路から前記蓄電手段への充電を行なわないときは、第１電源回路または第２電源回路から電源選択回路を介して制御回路に電力を供給することを特徴とするパワーコンディショナ。
2. 前記電力変換回路は、ＤＣ−ＤＣコンバータが前記直流母線を介して直列接続されたインバータ回路を有し、インバータ回路が前記交流電力を商用電源系統に連係出力することを特徴とする請求項１に記載のパワーコンディショナ。
3. 前記インバータ回路が双方向インバータであり、前記商用電力系統からインバータ回路に供給される電力を直流電力に変換して前記充放電回路に供給することを特徴とする請求項２に記載のパワーコンディショナ。
4. 前記第１電源回路は、電源選択回路を介して制御回路、ＤＣ−ＤＣコンバータおよびインバータ回路に駆動電力を供給可能であることを特徴とする請求項１に記載のパワーコンディショナ。
5. 前記第２電源回路は、電源選択回路を介して制御回路、インバータ回路および充放電回路に駆動電力を供給可能であることを特徴とする請求項１または４に記載のパワーコンディショナ。
6. 前記第３電源回路は、電源選択回路を介して制御回路、インバータ回路および充放電回路に駆動電力を供給可能であることを特徴とする請求項１、４または５に記載のパワーコンディショナ。
7. 前記電源選択回路は、第１電源回路を第２電源回路および第３電源回路より優先的に選択することを特徴とする請求項１に記載のパワーコンディショナ。
8. 前記電源選択回路は、第２電源回路を第３電源回路より優先的に選択することを特徴とする請求項１または７に記載のパワーコンディショナ。
9. 前記電源選択回路は、前記第１電源回路、第２電源回路、第３電源回路のいずれかに選択的に接続する回路よりなることを特徴とする請求項１に記載のパワーコンディショナ。
10. 前記電源選択回路は、前記第１電源回路、第２電源回路、第３電源回路の出力電圧の大きい電源回路を選択する回路よりなることを特徴とする請求項１に記載のパワーコンディショナ。
11. 前記第２電源回路と蓄電手段の間にスイッチ手段を備える請求項１に記載のパワーコンディショナ。
12. 前記第３電源回路と商用電力系統の間にスイッチ手段を備える請求項１に記載のパワーコンディショナ。

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