JP5004366B2 - 不平衡電圧補償方法、不平衡電圧補償装置、三相コンバータの制御方法、および、三相コンバータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、不平衡電圧補償に関し、三相交流の不平衡を補償する方法および補償装置、三相交流電力を直流電力に変換する三相コンバータにおいて、三相交流の不平衡を補償する制御方法および制御装置に関する。

電源側において瞬時電圧低下(瞬低)や長期間にわたる電圧低下等の電圧低下が生じると、電源から電力供給を受ける負荷側では、生産ラインの停止や加工品不良等に影響を与えることが知られている。特に、半導体製造装置では大きな影響が生じるため、瞬低に関する規格「SEMI F47-0200」（非特許文献１）や「SEMI F47-0706」(非特許文献２)が定められている。試験方法についてはSEMI F42-0600に記されている。

従来の瞬低対策としては、コンデンサや蓄電池などを用いた瞬低補償装置や無停電電源装置(UPS)といった蓄電デバイス装置を設置することが行われている。蓄電デバイスを用いた補償装置は、電源側または負荷側に並列機器として設置する構成とする他、電源側と負荷側の間に直列機器として挿入して設置し、電力系統を瞬低時に切り替える構成としている。

また、三相交流電力を直流電力に変換する（交流−直流）電力変換装置において、三相交流入力電圧が瞬停又は瞬時電圧低下になった場合に、瞬時電圧低下補償装置によって負荷への電力供給を維持することが知られている（例えば、特許文献１、２参照）。

図１６は、従来の電圧変動補償装置１０２の構成例を示している。図１６において、三相交流電源１０１は各相交流電源１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃを有するＹ結線で表現しているが、蓄電デバイス装置による従来方式ではＹ結線やΔ結線にこだわらない。電圧変動補償装置１０２は、三相交流電源１０１と直流負荷（図示していない）との間に設けられる。なお、蓄電デバイス装置の三相交流電源は、Ｙ結線およびΔ結線のいずれにも適用される。

電圧変動補償装置１０２は、三相交流（ａ相、ｂ相、ｃ相）のそれぞれの相について、エネルギー蓄積手段としてのコンデンサ１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃを備えた各相電圧補償回路１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃを直列に接続し、各相電圧補償回路１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃを制御する制御回路１０３を備える。

三相交流電源には、三相均等負荷に限らず種々の単相負荷が接続されている。これら負荷の投入あるいは気象・事故現象など様々な影響を受けて、三相平衡あるいは不平衡な形態で電圧低下が随時生じる。

各相電圧補償回路１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃは、制御回路１０３の指令に基づいて各相の補償電圧を出力して電圧変動を補償する。電圧変動補償装回路１０２において、通常動作時にコンデンサ１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃが充電される。瞬停又は瞬時電圧低下時には、コンデンサ１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃから放電される電力によって、一定の出力電圧が維持され、直流負荷への電力供給が継続される。

これらの瞬低補償装置は、大型の蓄電デバイス装置設置やコンデンサユニットの設備投資のみならず定期的なメンテナンスが必要であるという問題があるため、蓄電デバイスを使用することなく、三相交流入力電力を変換する手段によって瞬時電圧低下時にも安定した電力供給を行うという要請があり、また、蓄電デバイスを使用することなく力率改善を実現することも求められていた。

そこで、瞬時電圧低下において、瞬低期間の入力電圧は三相不平衡の状態にあることに鑑み、三相ＰＷＭコンバータによって、蓄電デバイスを用いた電圧変動補償装置を用いることなく、瞬低期間の三相不平衡入力電圧を制御して瞬低補償を実現し、この三相ＰＷＭコンバータを用いた瞬低補償によって、瞬低状態となる以前の正常状態において供給していた電力を瞬低が発生した後においても断続することなく負荷へ供給し続けることが提案されている。

以下、三相ＰＷＭコンバータによって三相不平衡入力電圧を制御することができることについて説明する。

図１７は瞬低時における等価回路を示している。図１７において、ｅ_ｒ，ｅ_ｓ，ｅ_ｔは送電線三相平衡電圧、Ｚ_１は送電線インピーダンス、Ｚ_１２，Ｚ_２３，Ｚ_３１は瞬低時の等価インピーダンス、ｅ_ａｂ，ｅ_ｂｃ，ｅ_ｃａは瞬低時に生じる三相不平衡の線間電圧、ｅ_１ｏは零相分電圧、Ｚ_ａ，Ｚ_ｂ，Ｚ_ｃは負荷インピーダンスであり、直流負荷Ｒ_ｄｃ（図１８に示す）を三相交流入力側に換算した負荷インピーダンスで表している。

振幅をＥ_ｍとすると、送電線三相平衡電圧ｅ_ｒ，ｅ_ｓ，ｅ_ｔは下式（１）〜（３）で表される。
ｅ_ｒ＝ Ｅ_ｍcosωt …（１）
ｅ_ｓ＝ Ｅ_ｍcos（ωt−2π/3） …（２）
ｅ_ｔ＝ Ｅ_ｍcos（ωt＋2π/3） …（３）

ｅ_ｒ，ｅ_ｓ，ｅ_ｔは送電線三相平衡電圧であるため、逆相分ｅ_{ｎ(ｒｓｔ)}、零相分ｅ_{ｏ(ｒｓｔ)}は現れない。したがって、逆相分ｅ_{ｎ(ｒｓｔ)}、零相分ｅ_{ｏ(ｒｓｔ)}は以下の式（４）で表される。
ｅ_{ｎ(ｒｓｔ)}＝ｅ_{ｏ(ｒｓｔ)}＝０ …（４）

図１７において、瞬低時は、送電線インピーダンスＺ_１に等価インピーダンスＺ_１２，Ｚ_２３，Ｚ_３１が印加された状態に相当する。このとき、端子ａ，ｂ，ｃの線間電圧ｅ_ａｂ，ｅ_ｂｃ，ｅ_ｃａは三相不平衡状態になり、図１７に示す零相分電ｅ_１ｏが発生する。

図１８において、図１７の端子ａ，ｂ，ｃから見て、左側は三相交流電源１００Ｂ側を表し、右側は三相コンバータ２００の主回路部分を表している。三相交流電源１００Ｂは、三相平衡電圧ｅ_ｒ，ｅ_ｓ，ｅ_ｔと不平衡要因とによって等価的に表される。ここで、不平衡要因は、図１７中に示す等価インピーダンスＺ_１２，Ｚ_２３，Ｚ_３１の投入によって等価的に表すことができる。

不平衡電圧補償装置４００は、既知あるいは実測可能な三相不平衡入力相電圧を用いて補償信号を生成する。三相ＰＷＭコンバータ２００は、三相ＰＷＭ回路２００ａと三相ＰＷＭ制御パルス生成部２００ｂとを備え、三相ＰＷＭ制御パルス生成部２００ｂは、不平衡電圧補償装置４００で生成した三相不平衡入力電圧に基づいて制御パルス信号を生成し、三相ＰＷＭ回路２００ａをＰＷＭ制御する。このＰＷＭ制御によって、三相ＰＷＭコンバータ２００は、不平衡電圧補償を行った直流電圧を直流負荷３００に供給する。

上記したように、三相ＰＷＭコンバータによって瞬低期間の三相不平衡入力電圧を制御することによって、コンデンサや蓄電池等の蓄電デバイスを用いた電圧変動補償装置を用いることなく瞬低補償を実現することが可能となる。

しかしながら、一般に、ＰＦＣ（Power Factor Correction）を組み込んだ三相ＰＷＭコンバータを制御するためには、互いに１２０°の位相差を持つＹ結線三相不平衡相電圧の導出が必要である。導出した検出信号を回転座標(ｄｑ軸)の変数に変換処理した後、正相分電圧、逆相分電圧および零相分電圧に分離して、制御に必要なフィードバック信号として用いる。

三相ＰＷＭコンバータ制御による瞬低補償として、例えば非特許文献３〜５が知られているが、これらの非特許文献に示され三相ＰＷＭコンバータ制御は、互いに１２０°位相差を持つＹ結線三相不平衡電圧が既知あるいは実測可能な入力相電圧であるとして扱っている。

これに対して、一般的な三相配電系統はΔ結線である。Δ結線三相配電において、実測することができる電圧はΔ結線三相電圧であって、Δ結線の各端子間の電圧である線間電圧であり、Ｙ結線電圧および零相分電圧を実測することができない。このため、従来提案されている三相ＰＷＭコンバータ制御によってΔ結線三相配電の三相不平衡電圧を補償するためには、実測した線間電圧から互いに１２０°の位相差を持つＹ結線三相不平衡相電圧を導出する必要がある。瞬低補償を三相ＰＷＭコンバータで制御する場合には、受電電圧である三相不平衡電圧のΔ形電圧をＹ形電圧に変換して、制御パラメータを求める必要がある。特に、零相分電圧の抽出が重要である。

この三相ＰＷＭコンバータの制御によって瞬時電圧低下を補償する装置あるいは方法として、例えば特許文献３が知られている。特許文献３に示される瞬時電圧低下補償装置は、線間相電圧変換手段を備える。線間相電圧変換手段は、線間電圧検出手段で検出された線間電圧信号を相電圧変換信号に変換し、この相電圧変換信号から零相電圧信号及び相電圧信号を生成する。

線間相電圧変換手段は、相電圧変換信号（ｖ_ｒ´，ｖ_ｓ´，ｖ_ｔ´）のピーク値を検出し、これら３つのピーク値に基づいて、係数ｋ１，ｋ２，ｋ３を算出し、算出した係数ｋ１，ｋ２，ｋ３に基づいて、零相電圧信号ｖ０（＝ｋ１・ｖ_ｒ´＋ｋ2・ｖ_ｓ´＋ｋ３・ｖ_ｔ´）、相電圧信号（ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔ）を生成する。

特開２００３−２７４５５９号公報（図１，段落［0018］） 特開２００４−２２２４４７号公報 特開２００８−１４１８８７号公報（段落［0043］，［0055］〜［0059］）

SEMI "SEMI F47-0200 半導体プロセス装置電圧サグイミュニティのための仕様", pp.859-864, 1999年9月初版発行，2000年2月発行(SEMI l999,2000),(SEMI 1999,2001) SEMI "SEMIF47-0706 半導体プロセス装置電圧サグ対応力のための仕様"，pp.1-12, 1999年9月初版発行，2006年5月発行承認(SEMI l999,2006) J.K.kang, S.K.Sul: "Control of Unbalanced Voltage PWM Converter Using Instantaneous Ripple Power Feedback", Power Electronic Specialist Coference, PESC97, PP.503-508(1997-5) H.S.Kim, H.S.Mok, G.H.Choe, D.S.Hyun, S.Y.Choe: "Design of Current Controller for 3-phase PWM Converter with Unbalanced Input Voltage", Power Electronics Specialist Coference, PESC98, pp.503-509(1988-8) S.C.Ahn, D.S.Hyun: "New Control Scheme of Three-Phase PWM AC/DC Converter Without Phase Angle Detection Under the Unbalanced Input Voltage Conditions", IEEE Transaction on Power electronics, pp.616-622(2009-9)

上記した特許文献３によれば、線間相電圧変換手段によって、実測した線間電圧信号を相電圧変換信号に変換し、相電圧変換信号に基づいて零相電圧信号及び相電圧信号を生成し、これによって、一般的な三相配電系統の三相不平衡電圧(線間電圧)に基づいて三相ＰＷＭコンバータを制御し三相不平衡補償を行うことができる。

しかしながら、この線間相電圧変換手段は、線間電圧を変換して求めた相電圧変換信号のピーク値を検出し、これら３つのピーク値に基づいて算出した係数に基づいて零相電圧信号および相電圧信号を生成する。そのため、零相電圧信号および相電圧信号の生成には、線間電圧の実測を複数回繰り返して最適な係数を求める必要があり、信号生成に要する時間が長くなるおそれがある。

Ｙ相電圧において不平衡の電圧と位相角が既知であれば、このＹ相電圧から不平衡の線間電圧を画一的に定めることができる。これに対して、線間電圧において不平衡の電圧と位相角が既知であったとしても、この線間電圧からＹ相電圧を画一的に定めることはできない。これは、Ｙ相電圧の基準点が定まらないために、同じ不平衡の電圧と位相角を持った無数のＹ相電圧の組み合わせが存在するためである。

三相ＰＷＭコンバータを制御するには、Ｙ相電圧間に互いに１２０°の位相差の関係が必要であるため、Ｙ相電圧の無数の組み合わせの中から、互いに１２０°の位相差を持つ特定のＹ相電圧を選定することが必要となる。互いに１２０°の位相差を持つ特定のＹ相電圧を選定することにより、正相分電圧は、Ｙ相電圧の特定相(ａ相)と同相になり、その後のｄｑ軸変換処理によって制御対象となるＤＣ成分を取出せるため、三相ＰＷＭコンバータの制御に都合が良い。また、正相分電圧に対する逆相分電圧の位相角と零相分電圧の位相角は、互いに逆方向で同じ角度を示すため、零相分電圧の導出が可能となる。

従来、線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求めるには、電圧の不平衡状態を検出し、さらに、測定した線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を選出する必要があるため処理時間が長くなる。例えば、交流において電圧の不平衡状態を検出するには、少なくとも１／２サイクルの間の電圧変動をモニタする必要がある。

三相ＰＷＭコンバータを制御して電圧の不平衡を迅速に補償するには、電圧の不平衡の検出および制御信号の生成に要する時間を短縮することが求められ、瞬時の線間電圧から瞬時のＹ相電圧を導出することが必要である。なお、ここで、瞬時の線間電圧は、ある一時点において測定して得られる線間電圧であり、瞬時のＹ相電圧は、この一時点で得られた線間電圧の実測値に基づいて導出される線間電圧の値であって、線間電圧の測定時点と一対一に対応するものであり、複数時点での測定値を要することなく、一測定時点の測定値で求めることができることを意味している。

瞬時電圧低下による影響を負荷側で迅速に解消するには、三相ＰＷＭコンバータの制御に必要な零相電圧信号および相電圧信号の生成を、三相配電系統の三相線間電圧の不平衡状態の変化に対して素早く対応する必要がある。上記した線間相電圧変換手段では、零相電圧信号および相電圧信号を生成するために、線間電圧の実測を複数回繰り返すことが予測されるため、三相線間電圧の不平衡状態の変化への応答が不十分となるおそれがある。

瞬時電圧低下に対する応答性として、例えばSEMI F47-0200の瞬低規格が知られている。このSEMI F47-0200の瞬低規格は、広帯域（入力電圧低下範囲 0〜100%）の瞬低補償に求められる制御範囲を定めている。この瞬低規格では、例えば瞬低時から0.2秒の間の電圧低下率が50％、0.2秒から0.5秒の間の電圧低下率が70％等であることが定められている。

瞬時電圧低下に対する応答性が不十分である場合には、この瞬低規格を満たすことが困難となる。

従来、線間電圧の三相不平衡電圧を入力電圧とし、瞬時の線間電圧から瞬時のＹ相電圧を導出し、これによって三相ＰＷＭコンバータを制御して不平衡電圧を補償する技術は知られていない。

本発明は前記した従来の問題点を解決し、三相交流の不平衡電圧補償において、線間電圧の瞬時値から、互い１２０°の位相差を持つＹ結線のＹ相電圧の瞬時値を導出することを目的とし、瞬時の線間電圧から瞬時のＹ相電圧を導出し、これによって三相ＰＷＭコンバータを制御して不平衡電圧を補償することを目的とする。

より詳細には、三相交流の不平衡電圧補償において、Δ結線に生じる三相不平衡電圧である線間電圧の一実測値から、その実測時において互い１２０°の位相差を持つＹ結線の三相不平衡電圧である正相電圧、逆相電圧、零相電圧を導出することを目的とし、線間電圧の一実測値から、その実測時において互い１２０°の位相差を持つＹ結線の三相不平衡電圧を導出し、これによって三相ＰＷＭコンバータを制御して不平衡電圧を補償することを目的とする。

ここで、線間電圧の瞬時値は、ある一時点で実測した線間電圧の値であり、Ｙ相電圧の瞬時値は、線間電圧の実測値に基づいて導出するＹ相電圧の値である。

本発明は、複数の測定時点で取得した線間電圧の実測値を用いることなく、一時点で実測した線間電圧を用いて、その測定時点におけるＹ相電圧を導出し、導出したＹ相電圧を用いて三相ＰＷＭコンバータを制御して不平衡電圧を補償する。

図１は、本発明の不平衡電圧補償を説明するための概略図である。
本発明は、この三相不平衡電圧ｅ_１ａ，ｅ_１ｂ，ｅ_１ｃａが未知あるいは直接測定することができない場合に、端子ａ，ｂ，ｃの線間電圧を用いることによって不平衡電圧を補償するものであり、さらに、一時点で実測した線間電圧を用いて互い１２０°の位相差を持つＹ結線のＹ相電圧の瞬時値を求め、不平衡補償を行う。

前記した図１７において、端子ａ，ｂ，ｃに対して三相交流電源１００Ｂ側は、平衡電圧ｅ_r，ｅ_ｓ，ｅ_ｔと、送電線インピーダンスＺ_１と、瞬低時の等価インピーダンスＺ_１２，Ｚ_２３，Ｚ_３１の等価回路で表される。従来、この三相交流電源１００Ｂの不平衡状態は、図１８で示したように、平衡電圧ｅ_r，ｅ_ｓ，ｅ_ｔに対して不平衡要因により不平衡が発生したものとして扱い、不平衡電圧補償装置４００は、三相不平衡電圧ｅ_１ａ，ｅ_１ｂ，ｅ_１ｃａが既知あるいは測定可能であるものとして不平衡電圧補償を行うことができるが、三相不平衡電圧ｅ_１ａ，ｅ_１ｂ，ｅ_１ｃａが未知あるいは測定できない場合には、不平衡電圧を補償できない。

上記した従来の不平衡状態の取り扱いに対して、図１に示すように、三相交流電源１００Ａは互いに２π／３の位相角を持つ不平衡電圧ｅ_１ａ，ｅ_１ｂ，ｅ_１ｃａを有し、この不平衡電圧によって端子ａ，ｂ，ｃに誘起電圧ｅ_ａｂ，ｅ_ｂｃ，ｅ_ｃａが誘起されると見なすことができる。これにより、誘起電圧ｅ_ａｂ，ｅ_ｂｃ，ｅ_ｃａは、三相交流電源１００Ａの三相不平衡電圧ｅ_１ａ，ｅ_１ｂ，ｅ_１ｃａによる発生電圧であると扱いことができ、三相不平衡電圧ｅ_１ａ，ｅ_１ｂ，ｅ_１ｃａを直接に求めることができない場合に、不平衡電圧ｅ_１ａ，ｅ_１ｂ，ｅ_１ｃａの取得を補うものとして扱うことができる。

本発明は、上記した不平衡状態の取り扱い概要に基づいて、三相不平衡電圧ｅ_１ａ，ｅ_１ｂ，ｅ_１ｃａが未知あるいは測定できない場合であっても、誘起電圧ｅ_ａｂ，ｅ_ｂｃ，ｅ_ｃａを用いることによって三相不平衡電圧ｅ_１ａ，ｅ_１ｂ，ｅ_１ｃａを求め、不平衡電圧を補償する。ここで、誘起電圧ｅ_ａｂ，ｅ_ｂｃ，ｅ_ｃａは、端子ａ，ｂ，ｃの線間電圧に相当する。

本発明は、三相交流の不平衡電圧補償において、線間電圧の瞬時値から、互い１２０°の位相差を持つＹ結線のＹ相電圧の瞬時値を導出し、これによって三相ＰＷＭコンバータを制御して不平衡電圧を補償するものであり、三相不平衡入力電圧が未知あるいは測定困難な場合であっても、不平衡電圧補償を行うことができる。

本発明は、一般的な三相配電系統の入力電圧がＹ形結線（Ｙ相電圧）ではなくΔ形結線（線間電圧）であることに着目して、線間電圧をベクトル演算することによって互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧、零相電圧の瞬時値を導出する。三相コンバータの制御を行うためには、Ｙ相電圧、零相分電圧を導出する必要がある。本発明は、ベクトル演算によって求めたＹ相電圧をｄｑ軸変換処理して、正相分の直流成分を抽出し、直流成分をフィードバック信号として三相コンバータの制御に使用する。

本発明は一般的な三相配電系統の三相不平衡の線間電圧を対象とし、線間電圧から重心ベクトル演算によるＹ相電圧への変換手法を用いて、線間電圧の三相不平衡電圧の瞬時値から、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧の三相不平衡電圧と零相分電圧の瞬時値を導出する。

本発明は、不平衡電圧補償方法、不平衡電圧補償装置、三相コンバータの制御方法、三相コンバータの制御装置、および不平衡電圧補償プログラムの各形態を含み、いずれも、重心ベクトル演算、対称分算出、不平衡電圧補償の各技術事項を共通して備えるものである。

本発明の第１の形態は不平衡電圧補償方法に関し、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力する電力変換において、三相交流の入力電圧の不平衡を補償する方法に関する。

本発明の不平衡電圧補償方法は、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力する電力変換において、各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める重心ベクトル演算工程と、重心ベクトル演算工程で求めたＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧を算出する対称分算出工程と、三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を形成し、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成する不平衡電圧補償工程とを備える。

本発明の重心ベクトル演算工程は、三相線間電圧の内から選択される二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、このベクトル演算によって三相線間電圧であるΔ電圧の端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、求めた各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧とする。

本発明の発明者は、三相交流電圧の各相の端子電圧を頂点が形成する三角形において、本発明による重心ベクトル演算工程によって、２つの端子間を結ぶ線間電圧ベクトルについて重心ベクトルを求めると、この重心ベクトルの重心は互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧の零相分の基準点と一致することを見出した。

この重心ベクトルの重心と零相分の基準点とが一致する関係によれば、線間電圧から求めた重心ベクトル電圧は、対称分電圧の内、零相分については含まないものの、正相分および逆相分を含み、ｄｑ軸変換処理によって互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧として扱うことができる。

対称分算出工程は、重心ベクトル演算工程で求めた各Ｙ相電圧をｄｑ軸変換してｄ軸の電圧信号とｑ軸の電圧信号を算出し、算出したｄ軸およびｑ軸の電圧信号を周波数分離し、直流分から正相電圧を求め、交流分から逆相電圧を算出する。

また、重心ベクトル演算工程で求めたＹ相電圧は零相分を含んでいないため、対称分算出工程において零相分電圧を算出するために、逆相分電圧から算出した算出振幅と、正相分電圧および逆相分電圧から算出した位相とによって、零相分電圧を算出する。

不平衡電圧補償工程は、対称分算出工程で求めた対称分電圧の零相分電圧に基づいて三相線間電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を生成し、対称分電圧および補償信号に基づいて、不平衡電圧を補償した互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、求めたＹ相電圧に基づいて、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成する。

線間電圧の実測値と制御信号とは一対一に対応し、線間電圧の一測定時点の実測値に基づいて一つの制御信号を生成する。

本発明によれば、不平衡補償を行う補償信号および制御信号は、三相交流電圧において一時点での測定値である線間電圧に基づいて求めることができるため、従来のように複数時点で測定することなく求めることができる。

したがって、不平衡補償を行う補償信号および制御信号を形成するための測定データを用意するための時間を省くことができ、一測定時点の測定データから補償信号および制御信号を生成することができ、この意味で瞬時の補償信号および制御信号を生成することができる。

本発明の第２の形態は不平衡電圧補償装置に関し、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力する電力変換において、三相交流の入力電圧の不平衡を補償する装置に関する。

本発明の不平衡電圧補償装置は、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力する電力変換において、各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める重心ベクトル演算部と、重心ベクトル演算部で求めたＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧を算出する対称分算出部と、三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を形成し、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成する不平衡電圧補償部とを備える。

本発明の重心ベクトル演算部は、三相線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、このベクトル演算によって三相線間電圧であるΔ電圧の端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、求めた各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧として出力する。

本発明の不平衡電圧補償部は、対称分算出部で求めた対称分電圧の零相分電圧に基づいて三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を生成して出力し、対称分電圧および前記補償信号に基づいて、不平衡電圧を補償した互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、求めたＹ相電圧に基づいて、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成する。

本発明の対称分算出部は、重心ベクトル演算部で求めた各Ｙ相電圧をｄｑ軸変換してｄ軸の電圧信号とｑ軸の電圧信号を算出し、算出したｄ軸およびｑ軸の電圧信号を周波数分離し、直流分から正相電圧を求め、交流分から逆相電圧を算出し、不平衡電圧補償部に出力する。

本発明の対称分算出部は、逆相分電圧から算出した算出振幅と、正相分電圧および逆相分電圧から算出した位相とによって、零相分電圧を算出し、不平衡電圧補償部に出力する。

本発明の不平衡電圧補償部は、線間電圧の一測定時点の実測値に対して一つの制御信号を生成する。

本発明の不平衡電圧補償にかかる技術事項は、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力する三相コンバータの制御に適用することができる。

本発明の第３の形態は三相コンバータの制御方法であり、本発明の第４の形態は三相コンバータの制御装置である。

本発明の第３の形態の三相コンバータの制御方法は、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力する三相コンバータの制御方法において、第１の形態の不平衡電圧補償方法と同様に、各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める重心ベクトル演算工程と、重心ベクトル演算工程で求めたＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧を算出する対称分算出工程と、三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を形成し、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成する不平衡電圧補償工程とを備える。

重心ベクトル演算工程は、三相線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、このベクトル演算によって当該三相線間電圧であるΔ電圧の端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、求めた各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧とする。

不平衡電圧補償工程は、対称分算出工程で求めた対称分電圧の零相分電圧に基づいて三相線間電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を生成し、対称分電圧および補償信号に基づいて、不平衡電圧を補償した互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、求めたＹ相電圧に基づいて、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成し、不平衡電圧補償工程で生成した制御信号によって三相コンバータのスイッチング動作を制御して三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力する。

対称分算出工程は、重心ベクトル演算工程で求めた各Ｙ相電圧をｄｑ軸変換してｄ軸の電圧信号とｑ軸の電圧信号を算出し、算出したｄ軸およびｑ軸の電圧信号を周波数分離し、直流分から正相電圧を求め、交流分から逆相電圧を算出する。

対称分算出工程は、逆相分電圧から算出した算出振幅と、正相分電圧および逆相分電圧から算出した位相とによって、零相分電圧を算出する。線間電圧の実測値と制御信号とは一対一に対応し、線間電圧の一測定時点の実測値に基づいて一つの制御信号を生成する。

本発明の第４の形態の三相コンバータの制御装置は、第２の形態の不平衡電圧補償装置と同様に、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力する三相コンバータを制御する制御装置において、各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める重心ベクトル演算部と、重心ベクトル演算部で求めたＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧を算出する対称分算出部と、三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を形成し、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成する不平衡電圧補償部とを備える。

本発明の重心ベクトル演算部は、三相線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、このベクトル演算によって当該三相線間電圧であるΔ電圧の端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、求めた各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧として出力する。

本発明の不平衡電圧補償部は、対称分算出部で求めた対称分電圧の零相分電圧に基づいて三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を生成して出力し、対称分電圧および前記補償信号に基づいて、不平衡電圧を補償した互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、求めたＹ相電圧に基づいて、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成し、不平衡電圧補償部で生成した制御信号によって三相コンバータのスイッチング動作を制御して三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力する。

本発明の対称分算出部は、重心ベクトル演算部で求めた各Ｙ相電圧をｄｑ軸変換してｄ軸の電圧信号とｑ軸の電圧信号を算出し、算出したｄ軸およびｑ軸の電圧信号を周波数分離し、直流分から正相電圧を求め、交流分から逆相電圧を算出し、不平衡電圧補償部に出力する。

本発明の対称分算出部は、逆相分電圧から算出した算出振幅と、正相分電圧および逆相分電圧から算出した位相とによって零相分電圧を算出し、不平衡電圧補償部に出力する。

本発明の不平衡電圧補償部は、線間電圧の一測定時点の実測値に対して一つの制御信号を生成する。

さらに、本発明は、不平衡電圧補償プログラムの形態とすることができる。
本発明の不平衡電圧補償プログラムは、三相コンバータの制御においてコンピュータに各工程を実行させるプログラムであり、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力する三相コンバータの制御において、各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める重心ベクトル演算工程と、重心ベクトル演算工程で求めたＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧を算出する対称分算出工程と、三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を形成し、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成する不平衡電圧補償工程の各工程をコンピュータを実行させるプログラムである。

ここで、各工程は、本発明の第１の不平衡電圧補償方法と同様に重心ベクトル演算工程、対称分算出工程、および不平衡電圧補償工程の工程を含む。

重心ベクトル演算工程は、三相線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、ベクトル演算によって当該三相線間電圧であるΔ電圧の端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、求めた各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧とする。

不平衡電圧補償工程は、対称分算出工程で求めた対称分電圧の零相分電圧に基づいて三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を生成し、対称分電圧および補償信号に基づいて、不平衡電圧を補償した互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、求めたＹ相電圧に基づいて、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成する。

本発明の対称分算出工程は、重心ベクトル演算工程で求めた各Ｙ相電圧をｄｑ軸変換してｄ軸の電圧信号とｑ軸の電圧信号を算出し、算出したｄ軸およびｑ軸の電圧信号を周波数分離し、直流分から正相電圧を求め、交流分から逆相電圧を算出する。

また、本発明の対称分算出工程は、逆相分電圧から算出した算出振幅と、正相分電圧および逆相分電圧から算出した位相とによって零相分電圧を算出し、不平衡電圧補償部に出力する。線間電圧の実測値と制御信号とは一対一に対応し、線間電圧の一測定時点の実測値に基づいて一つの制御信号を生成する。

本発明の態様によれば、複数の測定時点で取得した線間電圧の実測値を用いることなく、一時点で実測した線間電圧を用いて、その測定時点におけるＹ相電圧を導出することができる。一時点で実測した測定値によって求めることができるため、電圧の不平衡の検出や制御信号の生成に要する時間を短縮して、瞬時の線間電圧から瞬時のＹ相電圧を導出することができる。
また、本発明の態様によれば、三相不平衡電圧状態において、コンバータ制御によって蓄電デバイスを用いることなく定格出力を維持することができ、三相平衡電流を出力することができる。

以上説明したように、本発明の不平衡電圧補償方法、不平衡電圧補償装置、三相コンバータの制御方法、三相コンバータ制御装置、および不平衡電圧補償プログラムの各形態によれば、三相交流の不平衡電圧補償において、線間電圧の瞬時値から、互い１２０°の位相差を持つＹ結線のＹ相電圧の瞬時値を導出することができる。

また、本発明によれば、三相交流の不平衡電圧補償において、三相不平衡電圧である線間電圧の一実測値から、その実測時において互い１２０°の位相差を持つＹ結線の三相不平衡電圧である正相電圧、逆相電圧、零相電圧を導出することができる。

本発明の不平衡電圧補償を説明するための概略図である。 本発明の不平衡電圧補償装置の概略構成を説明するための図である。 本発明の不平衡補償の重心ベクトル演算により線間電圧からＹ相電圧を求める手順を説明するためのフローチャートである。 本発明の不平衡補償の重心ベクトル演算によりＹ相電圧から対称分電圧を算出する手順を説明するためのフローチャートである。 本発明の不平衡補償の重心ベクトル演算を説明するための電圧ベクトル図である。 本発明の不平衡補償の重心ベクトル演算を説明するための電圧ベクトル図である。 本発明の不平衡電圧補償装置のより詳細な構成例を説明するための図である。 本発明の不平衡電圧補償動作をソフトウエアによるＣＰＵの演算処理で行う構成例を説明するための図である。 本発明の不平衡電圧補償動作をソフトウエアによるＣＰＵの演算処理で行う構成例を説明するためのフローチャートである。 本発明の不平衡電圧補償による実験例を説明するための図である。 本発明の不平衡電圧補償による実験例を説明するための図である。 本発明の不平衡電圧補償による実験例を説明するための図である。 本発明の不平衡電圧補償による実験例を説明するための図である。 本発明の不平衡電圧補償による実験例を説明するための図である。 本発明の不平衡電圧補償による実験例を説明するための図である。 従来の電圧変動補償装置の構成例を示す図である。 瞬低時における等価回路を示す図である。 三相コンバータの入力側および負荷側の等価回路を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、図を参照しながら詳細に説明する。
本発明の不平衡電圧補償装置の構成および本発明の不平衡電圧補償制御方法について、三相コンバータを例として、図２〜図９を用いて説明し、実施例による実験結果について図１０〜図１５を用いて説明する。

本発明の不平衡電圧補償装置の概略構成について図２を用いて説明する。図２において、三相交流電源１００から供給される三相交流電力において、三相コンバータ２００によって三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を直流負荷３００に出力する。

本発明の不平衡電圧補償装置１は、三相交流電力の不平衡電圧を補償して直流負荷３００に出力する電圧の変動を抑制する。また、不平衡電圧補償装置１は、直流負荷３００への入力電圧および入力電流をフィードバックし、ＰＦＣ制御によって力率制御を行う。

不平衡電圧補償装置１は、各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める重心ベクトル演算部１０と、重心ベクトル演算部１０で求めたＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧を算出する対称座標成分算出部２０と、三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を形成し、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成する加算部３０とを備える。

三相コンバータ２００は、三相ＰＷＭ回路２００ａと、三相ＰＷＭ回路２００ａの動作を制御してＰＷＭ制御を行わせるパルス信号を発生する三相ＰＷＭパルス生成部２００ｂを備える。三相ＰＷＭパルス生成部２００ｂは、加算部３０で生成した制御信号に基づいてパルス信号を形成する。三相ＰＷＭ回路２００ａは、例えば、スイッチング素子によりブリッジ回路を構成することで形成することができ、パルス信号によってスイッチング素子のオン／オフ動作を制御してＰＷＭ制御を行わせる。

重心ベクトル演算部１０は、線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算を行い、このベクトル演算によって三相線間電圧であるΔ電圧の端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、求めた各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧として、対称座標成分算出部２０に出力する。

対称座標成分算出部２０は、重心ベクトル演算部１０で求めたＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧である、正相分電圧、逆相分電圧、零相分電圧を算出し、加算部３０に出力する。

不平衡電圧補償は、対称座標成分算出部２０で算出した正相分電圧と、負荷側への入力電力のフィードバック値に基づいて電流指令値を生成する定電流指令値生成部４１と、この電流指令値と三相コンバータ２００への入力電流とに基づくＰＩ制御を行うＰＩ制御部４２とにより定電流制御を行う定電流制御部４０と、ＰＩ制御によってＰＦＣ制御（力率制御）を行う平均電力演算部５０と、定電流制御後の正相分電圧と逆相電圧と零相分電圧を加算する加算部３０とによって構成される。零相分電圧は、三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号として加算される。

加算部３０は、不平衡電圧を補償した互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧が出力する。加算部３０から出力されるＹ相電圧は、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号として、三相コンバータ２００の三相ＰＷＭパルス生成部２００ｂに出力される。

定電流制御部４０にフィードバックする入力電力は、例えば、平均電力演算部５０によって、負荷側で検出した電流と電圧に基づいて電力を算出することで取得することができる。

[重心ベクトル演算によるＹ相電圧の算出]
次に、本発明の不平衡補償において、重心ベクトル演算を用いて線間電圧から互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求める手順、および求めたＹ相電圧から対称分電圧を算出する手順について、図３，４のフローチャート、および図５，６のベクトル図を用いて説明する。

三相交流の各端子間の線間電圧（ｅ_ａｂ,ｅ_ｂｃ,ｅ_ｃａ）を検出する。ここで、線間電圧ｅ_ａｂは端子ａと端子ｂと間のベクトル電圧であり、線間電圧ｅ_ｂｃは端子ｂと端子ｃと間のベクトル電圧であり、線間電圧ｅ_ｃａは端子ｃと端子ａと間のベクトル電圧である（S1）。

検出した線間電圧（ｅ_ａｂ,ｅ_ｂｃ,ｅ_ｃａ）をベクトル演算して重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）を算出する。
ｅ_２ａ＝（ｅ_ａｂ−ｅ_ｃａ）／３ …（５）
ｅ_２ｂ＝（ｅ_ｂｃ−ｅ_ａｂ）／３ …（６）
ｅ_２ｃ＝（ｅ_ｃａ−ｅ_ｂｃ）／３ …（７）

本発明の発明者は、線間電圧の重心ベクトルを算出して得られる重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）と、互いに１２０°の位相差を有するＹ相のベクトル電圧（ｅ_１ａ,ｅ_１ｂ,ｅ_１ｃ）との間に以下の式（８）の関係があることに注目した。
ｅ_１ａ＝ｅ_２ａ＋ｅ_１ｏ
ｅ_１ｂ＝ｅ_２ｂ＋ｅ_１ｏ
ｅ_１ｃ＝ｅ_２ｃ＋ｅ_１ｏ
…（８）

式（８）は、互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧（ｅ_１ａ,ｅ_１ｂ,ｅ_１ｃ）は、線間電圧の重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）と零相分電圧ｅ_１ｏとのベクトル和で表されることを示している。本発明の発明者は、上記式（８）から、零相分電圧ｅ_１ｏを導出することによって、線間電圧の重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧（ｅ_１ａ,ｅ_１ｂ,ｅ_１ｃ）が得られることを見出し、さらに、この関係から、線間電圧の重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）から、互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧（ｅ_１ａ,ｅ_１ｂ,ｅ_１ｃ）の正相分電圧ｅ_１ｐと逆相分電圧ｅ_１ｎを求められることを見出した。

本発明は、上記した、線間電圧の重心ベクトルとＹ相電圧との関係を利用することによって、互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧（ｅ_１ａ,ｅ_１ｂ,ｅ_１ｃ）を直接検出することに代えて、Δ電圧である線間電圧（ｅ_ａｂ,ｅ_ｂｃ,ｅ_ｃａ）からベクトル演算によって容易に算出することができる重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）を用い、この重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）を三相ＰＷＭコンバータの制御に適用することによって、三相交流の不平衡電圧補償を容易に行うものである。

(重心ベクトルと相電圧との関係)
以下、ベクトル演算で求めた重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）が、互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧に相当することについて説明する。

図５は、Δ電圧とＹ相電圧との関係を示している。図５において、Δ電圧は端子ａ，ｂ，ｃ間の線間電圧（ｅ_ａｂ,ｅ_ｂｃ,ｅ_ｃａ）で表され、Ｙ相電圧（ｅ_ｋａ,ｅ_ｋｂ,ｅ_ｋｃ）は任意の点ｋから各端子ａ，ｂ，ｃへのベクトル電圧で表される。点ｋはＹ相電圧において任意に定める基準点である。

ここで、Ｙ相電圧（ｅ_ｋａ,ｅ_ｋｂ,ｅ_ｋｃ）が予め既知であれば、Δ電圧（ｅ_ａｂ,ｅ_ｂｃ,ｅ_ｃａ）は画一的に定まる。これに対して、Δ電圧（ｅ_ａｂ,ｅ_ｂｃ,ｅ_ｃａ）が予め既知であっても、基準点ｋの位置は任意に定めることができ無数に存在するため、Ｙ相電圧（ｅ_ｋａ,ｅ_ｋｂ,ｅ_ｋｃ）は画一的に定まらず、Ｙ相電圧（ｅ_ｋａ,ｅ_ｋｂ,ｅ_ｋｃ）で表記できる無数の組み合わせが存在する。なお、Ｙ相電圧（ｅ_ｋａ,ｅ_ｋｂ,ｅ_ｋｃ）による零相分電圧をｅ_ｋｏとし、点ｏを零相分電圧の基準点とする。

図５に示すΔ電圧（線間電圧）とＹ相電圧との関係から、
ｅ_ａｂ−ｅ_ｃａ＝ｅ_ｋａ−ｅ_ｋｂ−（ｅ_ｋｃ−ｅ_ｋａ）
＝３ｅ_ｋａ−（ｅ_ｋａ＋ｅ_ｋｂ＋ｅ_ｋｃ）
＝３ｅ_ｋａ−３ｅ_ｋｏ …（９）
が得られる。

式（９）の関係から、Ｙ相電圧（ｅ_ｋａ,ｅ_ｋｂ,ｅ_ｋｃ）は、Δ電圧（ｅ_ａｂ,ｅ_ｂｃ,ｅ_ｃａ）と零相分電圧ｅ_ｋｏとによって、以下の式（１０）〜（１２）で表すことができる。
ｅ_ｋａ＝（ｅ_ａｂ−ｅ_ｃａ）/３＋ｅ_ｋｏ …（１０）
ｅ_ｋｂ＝（ｅ_ｂｃ−ｅ_ａｂ）/３＋ｅ_ｋｏ …（１１）
ｅ_ｋｃ＝（ｅ_ｃａ−ｅ_ｂｃ）/３＋ｅ_ｋｏ …（１２）

一方、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧は、ａ相の位相角φ_１ａをαで表すと、ａ相、ｂ相、ｃ相の各相の位相角φ_１ａ、φ_１ｂ、φ_１ｃは、
φ_１ａ＝α
φ_１ｂ＝α−２π/３
φ_１ｃ＝α＋２π/３ …（１３）
で表され、正相分電圧の位相角は、互いに１２０°の位相差の関係を持つＹ相電圧のａ相と同相となる。この関係によれば、ｄｑ軸変換によって三相ＰＷＭコンバータの制御対象となる直流成分を取り出すことができるため、三相ＰＷＭコンバータの制御が容易となる。

また、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧では、逆相分電圧と零相分電圧の正相分電圧に対する位相角は逆方向で同角度となる。

図６（ａ）は、互いに１２０°の位相差の関係を持つＹ相電圧と、零相分電圧の基準点ｏとの関係を示し、図６（ｂ）は、互いに１２０°の位相差の関係を持つＹ相電圧と、重心ベクトルの基準点（重心）との関係を示している。なお、図６では、互いに１２０°の位相差の関係を持つＹ相電圧の基準点をＫ＝１で表し、重心ベクトルの基準点（重心）の基準点をＫ＝２で表している。

図６（ａ）で示すように、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧（ｅ_１ａ,ｅ_１ｂ,ｅ_１ｃ）は、式（１０）〜（１２）においてＫ＝１として以下の式（１４）で表される。
ｅ_１ａ＝（ｅ_ａｂ−ｅ_ｃａ）/３＋ｅ_１ｏ ＝ｅ_ｏａ＋ｅ_１ｏ
ｅ_１ｂ＝（ｅ_ｂｃ−ｅ_ａｂ）/３＋ｅ_１ｏ ＝ｅ_ｏｂ＋ｅ_１ｏ
ｅ_１ｃ＝（ｅ_ｃａ−ｅ_ｂｃ）/３＋ｅ_１ｏ ＝ｅ_ｏｃ＋ｅ_１ｏ
…（１４）

一方、図６（ｂ）で示すように、Δ電圧（ｅ_ａｂ,ｅ_ｂｃ,ｅ_ｃａ）の内の２つの線間電圧について重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）をベクトル演算によって求め、この重心ベクトルの点をＫ＝２として表すと、以下の式（１５）で表される(S2)。
ｅ_２ａ＝（ｅ_ａｂ−ｅ_ｃａ）/３
ｅ_２ｂ＝（ｅ_ｂｃ−ｅ_ａｂ）/３
ｅ_２ｃ＝（ｅ_ｃａ−ｅ_ｂｃ）/３
ｅ_２ｏ＝（ｅ_２ａ＋ｅ_２ｂ＋ｅ_２ｃ）/３＝０
…（１５）

また、図６（ｂ）から、重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）を用いて、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧（ｅ_１ａ,ｅ_１ｂ,ｅ_１ｃ）を表すと前記した式（８）が得られる。

式（８）は、前記したように、互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧（ｅ_１ａ,ｅ_１ｂ,ｅ_１ｃ）は、線間電圧の重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）と零相分電圧ｅ_１ｏとのベクトル和で表されることを示している。

一方、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧は、ａ相の位相角φ_１ａをαで表すと、ａ相、ｂ相、ｃ相の各相の位相角φ_１ａ、φ_１ｂ、φ_１ｃは、
φ_１ａ＝α
φ_１ｂ＝α−２π/３
φ_１ｃ＝α＋２π/３ …（１６）
で表され、正相分電圧の位相角は、互いに１２０°の位相差の関係を持つＹ相電圧のａ相と同相となる。

この関係によれば、ｄｑ軸変換によって三相ＰＷＭコンバータの制御対象となる直流成分を取り出すことができるため、三相ＰＷＭコンバータの制御が容易となる(S3)。

また、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧では、逆相分電圧と零相分電圧の正相分電圧に対する位相角は逆方向で同角度となる。

したがって、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧（ｅ_１ａ,ｅ_１ｂ,ｅ_１ｃ）に代えて、線間電圧の重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）を用い、この重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）から正相分電圧ｅ_ｐおよび逆相分電圧ｅ_ｑを抽出することによって三相ＰＷＭコンバータの制御対象となる直流成分を取り出すことができ、また、零相分電圧を抽出することによって不平衡電圧の補償を行うことができる(S4)。

次に、ステップS2で求めた重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）をｄｑ軸変換処理し、ｄ軸成分ｅ_１ｄとｑ軸成分ｅ_１ｑとを求める。これは、三相ＰＷＭコンバータの制御を直流成分によって行うためである(S3)。

ｄｑ軸変換を行うために、空間ベクトルから実数ベクトルヘの変換を行う。Ｙ相電圧（ｅ_１ａ,ｅ_１ｂ,ｅ_１ｃ）と三相平衡電圧（ｅ_ｒ，ｅ_ｓ，ｅ_ｔ）の位相差をαとすると、Ｙ相電圧（ｅ_１ａ,ｅ_１ｂ,ｅ_１ｃ）は、空間ベクトルで表したＹ相電圧の実数部に相当し、以下の式（１７）で表される。
ｅ_１ａ＝Ｅ_１ａｍｃｏｓ（ωｔ＋α）
ｅ_１ｂ＝Ｅ_１ｂｍｃｏｓ（ωｔ＋α−2π/3）
ｅ_１ｃ＝Ｅ_１ｃｍｃｏｓ（ωｔ＋α＋2π/3）
…（１７）

これらをｄｑ軸変換するとｄ軸、ｑ軸、零相分が得られる。しかしながら、Δ結線では互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧（ｅ_１ａ,ｅ_１ｂ,ｅ_１ｃ）は直接検出できず未知数である。そのため、その零相分電圧ｅ_１ｏは不明である。

そこで、本発明では、直接検出できないＹ相電圧（ｅ_１ａ,ｅ_１ｂ,ｅ_１ｃ）に代えて、検出が可能な線間電圧を重心ベクトル演算して得られる重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）を使用する。これによって、三相不平衡電圧補償を、一測定時における線間電圧によって行うことができる。

式（８）のＹ相電圧（ｅ_１ａ,ｅ_１ｂ,ｅ_１ｃ）をｄｑ軸変換した場合には、
となり、式（１５）の重心ベクトル（ｅ_２ａ,ｅ_２ｂ,ｅ_２ｃ）をｄｑ軸変換した場合には、
となる。

式（１８）と式（１９）式で表されるｄｑ軸変換したｄ軸成分ｅ_１ｄ，ｅ_２ｄおよびｑ軸成分ｅ_１ｑ，ｅ_２ｑは、式（１４）式に示す零相分電圧ｅ_１ｏ成分に影響されず、それぞれ等しい値を示す。

このことは、一測定時点で得られる瞬時の線間電圧（ｅ_ａｂ,ｅ_ｂｃ,ｅ_ｃａ）の式（１５）をｄｑ軸変換して得られる式（１９）式を採用することによって、ＰＦＣ制御を、複数時点の測定値を用いることなく、一測定時点の線間電圧を取得することで、高速で応答することが可能になる。

なお、式（１９）式を用いてＰＦＣ制御を行う場合には、式（１９）中に零相分電圧ｅ_１ｏが現れない。そのため、零相分電圧ｅ_１ｏは、正相分電圧および逆相分電圧を用いて算出する。この零相分電圧ｅ_１ｏの算出については後述する(S3)。

次に、ｄｑ軸変換で得られたｄ軸成分ｅ_１ｄとｑ軸成分ｅ_１ｑから対称分電圧（正相分電圧、逆相分電圧、零相分電圧）を求める(S4)。

(対称分電圧の算出)
以下、対称分電圧の算出について図４のフローチャートを用いて説明する。

互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧（ｅ_１ａ，ｅ_１ｂ，ｅ_１ｃ）の正相分電圧をｅ_１ｐ、逆相分電圧をｅ_１ｎ、零相分電圧をｅ_１ｏとすると、Ｙ相電圧（ｅ_１ａ，ｅ_１ｂ，ｅ_１ｃ）は
ｅ_１ａ＝ｅ_１ｐ＋ｅ_１ｎ＋ｅ_１ｏ
ｅ_１ｂ＝ｅ_１ｐ・ｅ^{-ｊ２π／３}＋ｅ_１ｎ・ｅ^{ｊ２π／３}＋ｅ_１ｏ
ｅ_１ｃ＝ｅ_１ｐ・ｅ^{ｊ２π／３}＋ｅ_１ｎ・ｅ^{-ｊ２π／３}＋ｅ_１ｏ
ｅ_１ａ＝Ｅ_１ｐｍｃｏｓ（ωｔ＋α）＋Ｅ_１ｎｍｃｏｓ（ωｔ＋φ_１ｎ）
＋Ｅ_１ｏｍｃｏｓ（ωｔ＋φ_１ｏ）
ｅ_１ｂ＝Ｅ_１ｐｍｃｏｓ（ωｔ＋α−2π／3）＋Ｅ_１ｎｍｃｏｓ（ωｔ＋φ_１ｎ＋2π／3）
＋Ｅ_１ｏｍｃｏｓ（ωｔ＋φ_１ｏ）
ｅ_１ｃ＝Ｅ_１ｐｍｃｏｓ（ωｔ＋α＋2π／3）＋Ｅ_１ｎｍｃｏｓ（ωｔ＋φ_１ｎ−2π／3）
＋Ｅ_１ｏｍｃｏｓ（ωｔ＋φ_１ｏ）
…（２０）
で表され、これらをｄｑ軸変換することによって以下の式（２１）が得られる。

式（２１）の正相分電圧（ｅ_１ｄｐ、ｅ_１ｑｐ）は直流分に相当し、逆相分電圧（ｅ_１ｄｎ、ｅ_１ｑｎ）は交流分に相当するため、周波数分離によって正相分電圧（ｅ_１ｄｐ、ｅ_１ｑｐ）と逆相分電圧（ｅ_１ｄｎ、ｅ_１ｑｎ）とを抽出することができる。

この周波数分離は、バンドパスフィルターやローパスフィルターを用いて行うことができる。例えば、正相分電圧（ｅ_１ｄｐ、ｅ_１ｑｐ）はローパスフィルターによって抽出することができ、（Ｅ_１ｐｍcosα、Ｅ_１ｐｍsinα）が得られる。また、逆相分電圧（ｅ_１ｄｎ、ｅ_１ｑｎ）はｄｑ軸変換した元信号から抽出した正相分電圧（ｅ_１ｄｐ、ｅ_１ｑｐ）を減算することによって抽出することができ、（Ｅ_１ｎｍcos（２ωｔ＋φ_１ｎ）、−Ｅ_１ｎｍsin（２ωｔ＋φ_１ｎ））が得られる（S41,S42）。

測定時点の時刻をｔ_ｓとすると、正相分電圧の位相角αと逆相分電圧の位相角φ_１ｎはそれぞれ
α＝tan^−１（ｅ_１ｑｐ/ｅ_１ｄｐ ） …（２２）
φ_１ｎ＝−２ωｔ_ｓ−tan^−１（ｅ_１ｑｎ/ｅ_１ｄｎ） …（２３）
で求めることができる。

また、逆相分電圧ｅ_１ｎは、
３ｅ_１ｎ＝Ｅ_１ａｍcos（ωｔ＋α）＋Ｅ_１ｂｍcos（ωｔ＋α＋2π/3）
＋Ｅ_１ｃｍcos（ωｔ＋α−2π/3） …（２４）
から、
となる。

また、零相分電圧ｅ_１ｏは、
となる。

上記式において、
Ｅ_１ｏｍ＝Ｅ_１ｎｍ
φ_１ｎ＝α＋φ´
φ_１ｏ＝α−φ´
の関係から、
φ_１ｏ＝２α−φ_１ｎ …（２８）
の関係があるため、零相分電圧ｅ_１ｏの位相φ_１ｏは以下の式（２９）で表される。
φ_１ｏ＝２ωt_ｓ＋２tan^−１（ｅ _１ｑｐ /ｅ _１ｄｐ ）＋tan^−１（ｅ _１ｑｎ /ｅ _１ｄｎ ）
…（２９）
(S43)。

また、零相分電圧ｅ_１ｏの振幅Ｅ_１ｏｍは、逆相分電圧（ｅ_１ｄｎ、ｅ_１ｑｎ）から
Ｅ_１ｏｍ＝（ｅ_１ｄｎ ^２＋ｅ_１ｑｎ ^２）^１／２ …（３０）
で表される（S44）。

したがって、零相分電圧ｅ_１ｏは、
ｅ_１ｏ＝（ｅ_１ｄｎ ^２＋ｅ_１ｑｎ ^２）^１／２・cos（ωt＋φ_１ｏ） …（３１）
となる(S45)。

これにより、互いに１２０°の位相差を持つＹ相電圧（ｅ_１ａ,ｅ_１ｂ,ｅ_１ｃ）は以下の式（３２）〜（３４）で表される。
ｅ_１ａ＝（ｅ_ａｂ−ｅ_ｃａ）/3＋（ｅ_１ｄｎ ^２＋ｅ_１ｑｎ ^２）^１／２・cos（ωt＋φ_１ｏ）…（３２）
ｅ_１ｂ＝（ｅ_ｂｃ−ｅ_ａｂ）/3＋（ｅ_１ｄｎ ^２＋ｅ_１ｑｎ ^２）^１／２・cos（ωt＋φ_１ｏ）…（３３）
ｅ_１ｃ＝（ｅ_ｃａ−ｅ_ｂｃ）/3＋（ｅ_１ｄｎ ^２＋ｅ_１ｑｎ ^２）^１／２・cos（ωt＋φ_１ｏ）…（３４）

次に、零相分電圧により不平衡電圧補償を行うと共にＰＦＣ制御を行い（S5）、互いに１２０°の位相角を持ち、不平衡電圧補償および力率制御が行われたＹ相電圧（ｅ_１ａ，ｅ_１ｂ，ｅ_１ｃ）を求め（S6）、求めたＹ相電圧（ｅ_１ａ，ｅ_１ｂ，ｅ_１ｃ）に基づいて三相ＰＷＭコンバータを制御する制御信号を生成する（S7）。

［不平衡電圧補償装置の構成例］
次に、本発明の不平衡電圧補償装置について、より詳細な構成例について図７を用いて説明する。

図７に示す不平衡電圧補償装置の構成例は、図２に示した概略構成と同様に、三相交流電源１００から供給される三相交流電力の三相交流電圧を、三相コンバータ２００でＰＷＭ変換して直流電圧を直流負荷３００に出力する。

本発明の不平衡電圧補償装置１は、配電線三相平衡電圧がｅ_ａ，ｅ_ｂ，ｅ_ｃの各線間電圧（ｅ_ａｂ，ｅ_ｂｃ，ｅ_ｃａ）からＹ相電圧（ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃ）を求める重心ベクトル演算部１０と、重心ベクトル演算部１０で求めたＹ相電圧（ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃ）から三相の平衡系の対称分電圧（ｅ_１ｄｐ，ｅ_１ｑｐ ，ｅ_１ｄｎ，ｅ_１ｑｎ）を算出する対称座標成分算出部２０と、三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を形成し、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成する加算部３０とを備え、不平衡電圧補償部を構成する。

また、本発明の不平衡電圧補償装置１は、ＰＦＣ制御を行うために、定電流制御部４０、平均電力演算部５０を備える。このほか、配電線上において、三相ＰＷＭコンバータ２００の入力側には、線間電圧を検出するための接点６１と電流値を測定するためのセンサ６３と交流リアクトル６０が設けられ、三相ＰＷＭコンバータ２００の出力側には直流電圧を検出するための接点６７と直流電流を測定するためのセンサ６５と出力平滑用のコンデンサ６９が設けられる。

三相ＰＷＭコンバータ２００の入力側では、接点６１に線間電圧検出部６２が接続され、線間電圧検出部６２によって三相電圧の線間電圧が測定される。また、センサ６３には電流検出部６４が接続され、電流検出部６４によって三相電圧の電流が測定される。

また、三相ＰＷＭコンバータ２００の出力側では、接点６７に電圧検出部６８が接続され、電圧検出部６８によって出力電圧が測定される。また、センサ６５には電流検出部６６が接続され、電流検出部６６によって出力電流が測定される。

３相交流電源は、電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃの３相入力電力を出力する。電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃは、それぞれａ相、ｂ相、ｃ相の相電圧である。接点６１は、ａ相、ｂ相、ｃ相の線とのそれぞれの接点を有する。センサ６３は、ａ相、ｃ相の線に設けられ、３相交流電源から入力される交流入力電流を検出する電流センサである。交流リアクトル６０は、ａ相、ｂ相、ｃ相の線上に設けられ、高周波電流を阻止する。

３軸から２軸への変換、あるいは２軸から３軸への変換を行うｄｑ軸変換部８１，８２，８３，８４を備える。ｄｑ軸変換部８１は重心ベクトル演算部１０で求めたＹ相電圧（ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃ）をｄ軸電圧ｅ_１ｄとｑ軸電圧ｅ_１ｑに変換し、ｄｑ軸変換部８２は２軸の逆相分電圧（ｅ_１ｄｎ、ｅ_１ｑｎ）を３軸の逆相分電圧（ｅ_１ａｎ、ｅ_１ｂｎ、ｅ_１ｃｎ）に変換し、ｄｑ軸変換部８３は電流検出部６４で求めたｉ_ａ、ｉ_ｂ，ｉ_ｃをｄ軸電流ｉ_ｄとｑ軸電流ｉ_ｑに変換し、ｄｑ軸変換部８４は２軸の定電流制御後の正相分電圧（ｖ_ｄｐ ^＊ｒ、ｖ_ｑｐ ^＊ｒ）を３軸の正相分電圧（ｅ_１ａｐ、ｅ_１ｂｐ、ｅ_１ｃｐ）に変換する。

また、同期信号生成部７０を重心ベクトル演算部１０に接続し、重心ベクトル演算部１０で求めたＹ相電圧（ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃ）に基づいて、ｄｑ軸変換部８１，８２，８３の同期をとるための同期信号ｓを生成する。

三相コンバータ２００は、三相ＰＷＭ回路２００ａと、三相ＰＷＭ回路２００ａの動作を制御してＰＷＭ制御を行わせるパルス信号を発生する三相ＰＷＭパルス生成部２００ｂを備え、三相ＰＷＭパルス生成部２００ｂは加算部３０で生成した相電圧（Ｖ_ｄ，Ｖ_ｅ，Ｖ_ｆ）に基づいてパルス信号を形成する。三相ＰＷＭ回路２００ａは、例えば、スイッチング素子によりブリッジ回路を構成することで形成することができ、パルス信号によってスイッチング素子のオン／オフ動作を制御してＰＷＭ制御を行わせる。

三相コンバータ２００の三相ＰＷＭ回路２００ａは、例えば、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子とダイオードとにより構成され、半導体スイッチング素子の各ゲートのオンオフ制御によって、入力される３相交流電力を直流電力に変換して出力する。

三相コンバータ２００の出力側には、コンデンサ６９と、センサ６５と、接点６７とが設けられる。コンデンサ６９は、三相コンバータ２００から出力される直流電圧を平滑化する。センサ６５は、三相コンバータ２００から出力される直流出力電流を検出する電流センサであり、電流検出部６６によって直流出力電流の電流値Ｉ_ｄｃが検出される。接点６７は、三相コンバータ２００の直流出力の線との接点であり、電圧検出部６８によって直流出力電圧の電圧値Ｖ_ｄｃが検出される。

以下、不平衡電圧補償装置１の各部について説明する。

線間電圧検出部６２は、接点６１における３相交流入力電圧の線間電圧（ｅ_ａｂ，ｅ_ｂｃ，ｅ_ｃａ）を検出する。重心ベクトル演算部１０は、線間電圧検出部６２で検出した線間電圧（ｅ_ａｂ，ｅ_ｂｃ，ｅ_ｃａ）の信号から重心ベクトル電圧（ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃ）を演算して求め、求めた重心ベクトル電圧（ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃ）を互いに１２０°の位相差を持つ相電圧（ｅ_１ａ，ｅ_１ｂ，ｅ_１ｃ）に代わりの信号として用いる。

ｄｑ変換部（３相２相変換）８１は、重心ベクトル演算部１０で求めた重心ベクトル電圧（ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃ）をｄ軸，ｑ軸（２相）の電圧信号（ｅ_１ｄ，ｅ_１ｑ）に変換する。また、同期信号生成部７０は重心ベクトル演算部１０で求めた重心ベクトル電圧（ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃ）を用いて同期信号ｓを生成する。このｄｑ変換部８１のｄｑ軸変換は、前記した式（２１）に基づいて行うことができる。

電流検出部６４は、センサ６３により検出されたａ相、ｃ相の交流入力電流の検出信号を取得して３相交流入力電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）の信号を生成する。電流検出部６４は、ａ相、ｂ相、ｃ相の交流入力電流の総和が０になることを利用して３相交流入力電流信号を生成するため、ａ相、ｂ相、ｃ相のうち少なくとも２つの交流入力電流を検出する構成であれば３相の入力電流を取得できる。

ｄｑ変換部（３相２相変換）８３は、電流検出部６４で検出した３相交流入力電流（ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃ）の信号をｄ軸，ｑ軸（２相）の電流信号（ｉ_ｄ，ｉ_ｑ）に変換する。

対称座標成分算出部２０は、正相分電圧算出部２１，逆相分電圧算出部２２，φ_１ｏ算出部２３，および零相分電圧算出部２４を備え、ｄｑ変換部（３相２相変換）８１で変換したｄ軸，ｑ軸（２相）の電圧信号（ｅ_１ｄ，ｅ_１ｑ）を入力し、対称分電圧である正相分電圧（ｅ_１ｄｐ，ｅ_１ｑｐ），逆相分電圧（ｅ_１ｄｎ，ｅ_１ｑｎ）、零相分電圧に（ｅ_１ｏ）を算出する。

前記した式（２１）において、重心ベクトル電圧（ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃ）をｄｑ軸変換して得られるｄ軸電圧ｅ_１ｄおよびｑ軸電圧ｅ_１ｑにおいて、直流分（Ｅ_１ｐｍcosα、Ｅ_１ｐｍsinα）は正相分電圧（ｅ_１ｄｐ、ｅ_１ｑｐ）に相当し、交流分（Ｅ_１ｎｍcos（２ωｔ＋φ_１ｎ）、−Ｅ_１ｎｍsin（２ωｔ＋φ_１ｎ））は逆相分電圧（ｅ_１ｄｎ、ｅ_１ｑｎ）に相当し、周波数分離によって正相分電圧（ｅ_１ｄｐ、ｅ_１ｑｐ）と逆相分電圧（ｅ_１ｄｎ、ｅ_１ｑｎ）とを抽出することができる。

正相分電圧算出部２１は、例えば、バンドパスフィルターやローパスフィルターを用いて正相分電圧（ｅ_１ｄｐ、ｅ_１ｑｐ）を抽出することができる。また、逆相分電圧算出部２２は、ｄｑ軸変換した元の信号から、正相分電圧算出部２１で抽出した正相分電圧（ｅ_１ｄｐ、ｅ_１ｑｐ）を減算することによって、逆相分電圧（Ｅ_１ｎｍcos（２ωｔ＋φ_１ｎ）、−Ｅ_１ｎｍsin（２ωｔ＋φ_１ｎ））を抽出することができる。

前記したように、零相分電圧ｅ_１ｏは式（３１）で表すことができ、この内、零相分電圧ｅ_１ｏの位相φ_１ｏは式（２９）で表され、零相分電圧ｅ_１ｏの振幅Ｅ_１ｏｍは、式（３０）で表される。

そこで、φ_１ｏ算出部２３によって、正相分電圧（ｅ_１ｄｐ、ｅ_１ｑｐ）と逆相分電圧（ｅ_１ｄｎ、ｅ_１ｑｎ）を用いて位相φ_１ｏを算出して零相分電圧算出部２４に入力し、零相分電圧算出部２４は、φ_１ｏ算出部２３で算出した位相φ_１ｏと、逆相分電圧算出部２２で算出した逆相分電圧（ｅ_１ｄｎ、ｅ_１ｑｎ）を用いて零相電圧ｅ_１ｏを算出する。

正相分電圧算出部２１で算出された正相分電圧（ｅ_１ｄｐ、ｅ_１ｑｐ）は、定電流制御部４０において定電流制御され、ｄｑ変換部８４の２−３軸変換によって正相分電圧（ｅ_１ａｐ，ｅ_１ｂｐ，ｅ_１ｃｐ）に対応した正相分電圧（Ｖ_１ａｐ，Ｖ_１ｂｐ，Ｖ_１ｃｐ）に変換された後、加算部３０に入力される。

また、逆相分電圧算出部２２で算出された逆相分電圧（ｅ_１ｄｎ、ｅ_１ｑｎ）は、ｄｑ変換部８２で２−３軸変換され、逆相分電圧（ｅ_１ａｎ，ｅ_１ｂｎ，ｅ_１ｃｎ）に変換された後、加算部３０に入力される。また、零相分電圧算出部２４で算出された零相分電圧ｅ_１ｏは、加算部３０に入力される。

加算部３０は、入力した正相分電圧（Ｖ_１ａｐ，Ｖ_１ｂｐ，Ｖ_１ｃｐ）と逆相分電圧（ｅ_１ａｎ，ｅ_１ｂｎ，ｅ_１ｃｎ）と零相分電圧ｅ_１ｏとを加算して相電圧（ｅ_ｄ，ｅ_ｅ，ｅ_ｆ）を出力する。この相電圧（ｅ_ｄ，ｅ_ｅ，ｅ_ｆ）は、不平衡補償および定電流制御が成された信号である。三相ＰＷＭコンバータ２００の三相ＰＷＭ制御パルス生成部２００ｂは、この相電圧（ｅ_ｄ，ｅ_ｅ，ｅ_ｆ）に基づいて三相ＰＷＭ回路２００ａを制御する制御パルス信号を生成する。

以下、定電流制御のための構成について説明する。
三相ＰＷＭコンバータの定電流制御を行うために、入力電力と入力電圧の関係式を知る必要がある。

正相分電流振幅Ｉ_ｐｍ、逆相分電流振幅Ｉ_ｎｍによるａ相電流ｉ_ａを空間ベクトルＩ_ａで表現し、
Ｉａ＝Ｉ_ｐｍｅ^{ｊ（ωｔ＋β）}＋Ｉ_ｎｍｅ^{−ｊ（ωｔ＋β）} …（３５）
とする。

一方、（２０）式に示すａ相分電圧ｅ_１ａを空間ベクトルＶ_１ａに変換して、入力電力Ｐ_ｉｎを求めると、
となる。
逆相分電流Ｉ_ｎｍは零電流制御をすることにより、Ｉ_ｎｍ＝０となる。

この"Ｉ_ｎｍ＝０"の条件下において、式（３６）で表される入力電力Ｐ_ｉｎ中のＰとＱは、
である。

但し、
である。

式（３６）式のＰ_ｉｎの平均値電力制御と逆相分電流の零制御を行う場合は、式（３７）と式（３８）の２ωｔの項は消去でき、ＰおよびＱの平均値電力をＰ_ａｖｅ、Ｑ_ａｖｅとすれば、
が得られる。

一方、ＰＩ制御によるＰ_ｉｎの平均値電力Ｐ_ａｖｅは電圧指令値をＶ_ｄｃ ^＊ｒとすれば
として与えられる。

式（４０）のＱ_ａｖｅを零制御する場合の電流指令値は、式（４０）式の電流項をそれぞれｉ_ｄｃ ^＊ｒ、ｉ_ｑｃ ^＊ｒと置換して、
となる。

この式（４２）は入力電力と入力電圧による電流指令値を表わしている。この電流指令値を用いた定電流制御による出力信号ｖ_ｄｐ ^＊ｒ、ｖ_ｑｐ ^＊ｒは、
と与えられる。

定電流制御部４０は、平均電力演算部５０で求めた平均電力に基づいて電流指令値を求め、この電流指令値と電流検出部６４で検出した入力側電流とを比較することによって、正相分電圧算出部２１から得られた正相分電圧を定電流制御し、得られた制御値（Ｖ_ｄｐ ^＊ｒ，Ｖ_ｑｐ ^＊ｒ）をｄｑ変換部８４で３軸の正相信号（Ｖ_１ａｐ，Ｖ_１ｂｐ，Ｖ_１ｃｐ）に変換した後、加算部３０に入力する。

電流検出部６６は、センサ６５により検出された直流出力電流の検出信号を取得して直流出力電流信号ｉ_ｄｃを生成する。電圧検出部６８は、接点６７における直流出力電圧を検出して直流出力電圧信号ｖ_ｄｃを生成する。

平均電力演算部５０は、乗算部５１，減算部５２，直流電圧制御部５３、加算部５４を備える。

減算部５２は、電圧指令値として設定されたある一定の電圧値を示す直流電圧指令値信号ｖ_ｄｃ ^＊ｒから、電圧検出手段６８により検出された直流出力電圧信号ｖ_ｄｃを減算してその偏差信号を出力する。乗算部５１は、電流検出部６６により検出された直流出力電流信号ｉ_ｄｃと、電圧検出部６８により検出された直流出力電圧信号ｖ_ｄｃとを掛け合わせて瞬時電力信号Ｐ_ｄｃを算出する。

直流電圧制御部５３は、減算部５２により算出された偏差信号から、直流出力電圧信号ｖ_ｄｃを一定電圧値に制御するためのＰＩ（Proportional Integral）制御結果としての直流電圧制御信号を生成する。加算部５４は、乗算部５１により算出された瞬時電力信号Ｐ_ｄｃと、直流電圧制御部５３により生成された直流電圧制御信号とを加算して平均電力信号Ｐを生成する。

定電流制御部４０は、電流指令値を生成する定電流指令値生成部４１，電流指令値に基づいて定電流制御した出力信号を生成する定電流制御出力部４２ａ，４２ｂを備える。定電流制御出力部４２ａはｄ軸の出力信号ｖ_ｄｐ ^＊ｒを生成し、定電流制御出力部４２ｂはｑ軸の出力信号ｖ_ｑｐ ^＊ｒを生成する。

定電流指令値生成部４１は、加算部５４で算出された平均電力信号Ｐ_ａｖｅと、正相分電圧算出部２１により分離されたｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分（ｅ_１ｄｐ、ｅ_１ｑｐ）とに基づいて演算により電流指令値の信号（ｉ_ｄｐ ^＊ｒ，ｉ_ｑｐ ^＊ｒ）を生成する。

定電流制御出力部４２ａは、ｄｑ変換部８３からのｉ_ｄと電流指令値の信号ｉ_ｄｐ ^＊ｒとに基づいて定電流制御を行ってｄ軸の出力信号ｖ_ｄｐ ^＊ｒを生成する。定電流制御出力部４２ｂは、ｄｑ変換部８３からのｉ_ｑと電流指令値の信号ｉ_ｑｐ ^＊ｒとに基づいて定電流制御を行ってｑ軸の出力信号ｖ_ｑｐ ^＊ｒを生成する。定電流制御は、入力電流を一定電流値に制御するためのＰＩ制御により行う。

三相ＰＷＭ制御パルス生成部２００ｂは、加算部３０の加算部３１ｂにより算出された信号（Ｖ_ｄ，Ｖ_ｅ，Ｖ_ｆ）をゲート制御信号とし、キャリア周波数発生部（図示していない）により発生された三角波信号と比較して、ＰＷＭ信号としてのゲートパルス信号を生成して、三相ＰＷＭ回路２００ａの半導体スイチング素子の各ゲートに出力する。

［不平衡電圧補償装置の動作例］
次に、不平衡電圧補償装置１の動作例を説明する。
重心ベクトル演算部１０は、線間電圧（ｅ_ａｂ，ｅ_ｂｃ，ｅ_ｃａ）から重心ベクトル電圧（ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃ）を算出し、ｄｑ軸変換部８１は算出した重心ベクトル電圧（ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃ）を式（２１）で示されるｄ軸の電圧信号ｅ_１ｄとｑ軸の電圧信号ｅ_１ｑに変換する。

式（２１）の右辺第１項は、ｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｅ_１ｄ，ｅ_１ｑの正相分ｅ_１ｄｐ，ｅ_１ｑｐを示し、右辺第２項はｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｅ_１ｄ，ｅ_１ｑの逆相分ｅ_１ｄｎ，ｅ_１ｑｎを示しているので、ｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｅ_１ｄ，ｅ_１ｑは、フィルタ等による周波数分離によってｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分ｅ_１ｄｐ，ｅ_１ｑｐと、逆相分ｅ_１ｄｎ，ｅ_１ｑｎとに正相逆相分離することができる。正相逆相分離は、正相分電圧算出部２１および逆相分電圧算出部２２によって行うことができる。ｄｑ軸変換部８２は、正相逆相分離したｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｅ_１ｄ，ｅ_１ｑの逆相分ｅ_１ｄｎ，ｅ_１ｑｎを、３相の逆相分の相電圧信号（ｅ_１ａｎ，ｅ_１ｂｎ，ｅ_１ｃｎ）に変換する。

一方、零相分電圧算出部２４は、算出した正相分電圧および逆相分電圧の信号値を用いて零相分電圧ｅ_１ｏを算出する。

また、入力電力について、有効電力信号Ｐ_ａｖｅ及び無効電力信号Ｑ_ａｖｅは、ｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｖｄ，ｖｑの正相分ｖ^ｅ _ｄｐ，ｖ^ｅ _ｑｐと、入力指令電流信号ｉ^ｅ _ｄｐ，ｉ^ｅ _ｑｐとにより式（４０）で表される。

電流検出部６６は、センサ６５を介して直流出力電流信号ｉ_ｄｃを検出する。電圧検出部６８は、接点６７を介して直流出力電圧信号ｖ_ｄｃを検出する。乗算部５１は、直流出力電流信号ｉ_ｄｃと直流出力電圧信号ｖ_ｄｃとを乗算し、直流出力電力信号Ｐ_ｄｃを出力する。減算部５２は、直流電圧指令値信号ｖ_ｄｃ ^＊ｒから直流出力電圧信号ｖ_ｄｃを減算して偏差信号を生成し、直流電圧制御部５３は、直流電圧指令値信号ｖ_ｄｃ ^＊ｒと直流出力電圧信号ｖ_ｄｃとの偏差信号について、直流出力電圧信号ｖ_ｄｃを一定電圧値に制御するためのＰＩ制御を行って直流電圧制御信号を生成する。

加算部５４は、直流電圧制御部５３から出力される直流電圧制御信号と直流出力電力信号Ｐ_ｄｃとを加算して平均電力信号Ｐ_ａｖｅとして出力される。平均電力信号Ｐ_ａｖｅは、式（４１）に示すように、直流電圧指令値信号Ｖ_ｄｃ ^＊ｒと直流出力電圧信号ｖ_ｄｃとの偏差信号をＰＩ制御して得られる直流電圧制御信号と、直流出力電力信号Ｐ_ｄｃ（＝ｖ_ｄｃ・ｉ_ｄｃ）とを加えたものとなる。

式（４０）の無効電力Ｑは、入力力率が１になるように制御されるため零となる。これにより、式（４０）は、式（４２）に示す入力指令電流信号ｉ_ｄｐ ^＊ｒ、ｉ_ｑｐ ^＊ｒの式に変形される。

定電流指令値生成部４１は、平均電力信号Ｐ_ａｖｅと、正相分電圧算出部２１で算出されたｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分ｅ_１ｄｐ，ｅ_１ｑｐとに基づいて入力指令電流信号ｉ_ｄｐ ^＊ｒ，ｉ_ｑｐ ^＊ｒを生成して出力する。

定電流制御の入力電流側において、電流検出部６４はセンサ６３を介して３相交流電源１００から出力される３相交流電力の３相交流入力電流信号ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃを検出する。

ｄｑ軸変換部８３（３相２相変換）は、検出した３相交流入力電流信号ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃを、ｄ軸、ｑ軸の電流信号ｉ_ｄ，ｉ_ｑに変換する。

ｄ軸、ｑ軸の定電流制御出力部４２ａ、４２ｂは、ｄ軸、ｑ軸の電流信号ｉ_ｄ，ｉ_ｑを入力電流のフィードバック値として入力する。また、定電流制御出力部４２ａ、４２ｂは、定電流指令値生成部４１からｄ軸、ｑ軸の正相分の電流指令値の信号ｉ_ｄｐ ^＊ｒ，ｉ_ｑｐ ^＊ｒを入力し、ｄ軸、ｑ軸の電流信号ｉ_ｄ，ｉ_ｑと電流指令値の信号ｉ_ｄｐ ^＊ｒ，ｉ_ｑｐ ^＊ｒの偏差信号に基づいて、所定の演算により入力電流を一定電流値に制御するための制御信号Ｖ_ｄｐ ^＊ｒ，Ｖ_ｑｐ ^＊ｒを生成し出力する。

なお、定電流制御出力部４２ａが行うｄ軸制御は式（４３）で表され、定電流制御出力部４２ｂが行うｑ軸制御は式（４４）で表される。

ｄｑ変換部８４は、制御値Ｖ_ｄｐ ^＊ｒ，Ｖ_ｑｐ ^＊ｒを３軸の正相信号（Ｖ_１ａｐ，Ｖ_１ｂｐ，Ｖ_１ｃｐ）に変換した後、加算部３０に入力する。

加算部３０において、加算部３１ａは、ｄｑ軸変換部８２で変換して得られた逆相分の相電圧信号（ｅ_１ａｎ，ｅ_１ｂｎ，ｅ_１ｃｎ）に、零相分電圧算出部２４で算出した零相分電圧ｅ_１ｏを加算する。加算部３１ｂは、加算部３１ａで加算した相電圧信号（ｅ_１ａｎ，ｅ_１ｂｎ，ｅ_１ｃｎ）と零相分電圧ｅ_１ｏとの加算信号に、ｄｑ軸変換部８４で変換して得られた正相分の相電圧信号（Ｖ_１ａｐ，Ｖ_１ｂｐ，Ｖ_１ｃｐ）を加算し、３相の電圧信号（Ｖ_ｄ，Ｖ_ｅ，Ｖ_ｆ）を生成し、三相ＰＷＭ制御パルス生成部２００ｂに出力する。

三相ＰＷＭ制御パルス生成部２００ｂは、３相の電圧信号（Ｖ_ｄ，Ｖ_ｅ，Ｖ_ｆ）に基づいて、三相ＰＷＭ回路２００ａを制御するゲート制御信号を生成し、キャリア周波数発生部（図示していない）から発生された三角波信号とを比較し、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変換によってゲートパルス信号を生成して三相ＰＷＭ回路２００ａの半導体スイッチング素子の各ゲートに出力し、各ゲートをオン／オフ制御する。

次に、不平衡電圧補償装置１の平衡状態時及び不平衡状態時の動作を説明する。なお、不平衡状態は、短時間の期間電圧が低下する電圧状態（瞬時電圧低下）の他、長期間に渡って三相の電圧間に不平衡状態が生じる場合を含むものである。なお、直流負荷３００の負荷量は一定であるものと仮定する。

[平衡状態の動作]
瞬時電圧低下が発生する前の状態では、３相交流電源１００の３相交流入力電圧は、平衡状態にある。この平衡状態では、図１７に示す様に、３相電圧信号ｅ_ｒ，ｅ_ｓ，ｅ_ｔは正相電圧ｅ_１ｐのみとなり、このとき、式（２１）に示すｄ軸電圧信号ｅ_１ｄはＥ_１ｐｍ，ｑ軸電圧信号ｅ_１ｑは０となる。ここで、Ｚ_１２，Ｚ_２３，Ｚ_３１は開放されているため、Ｚ_１２による位相遅れは無視することができ、式（１），（２），（３）、式（１７）は一致すると云え、α＝０とすることができる。

このとき、電流指令値の信号ｉ_ｄｐ ^＊ｒ、ｉ_ｑｐ ^＊ｒは、式（４２）から
ｉ_ｄｐ ^＊ｒ＝（２／３）・（Ｐ_ａｖｅ／Ｅ_１ｐｍ）
ｉ_ｑｐ ^＊ｒ＝０ …（４５）
で表される。

指令値電流信号ｉ_ｑｐ ^＊ｒが０であることから、定電流指令値生成部４１から入力力率が１になるよう電流制御が行われる。また、直流電圧制御部５３により、直流出力電圧が一定値に制御されることから、直流負荷３００側には常に一定の直流電力が送出される。

[不平衡状態の動作]
次に、３相交流電源１００の３相交流入力電圧の少なくとも一相の交流入力電圧が瞬時電圧低下となり、交流入力電圧が不平衡になった不平衡状態の場合について説明する。

交流入力電圧が瞬時電圧低下になると、対称座標成分算出部２０の正相分電圧算出部２１はｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分ｅ_１ｄｐ，ｅ_１ｑｐを出力し、逆相分電圧算出部２２はｄ軸、ｑ軸の電圧信号の逆相分ｅ_１ｄｎ，ｅ_１ｑｎを出力し、零相分電圧算出部２４は零相分ｅ_１ｏを出力する。

ｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分ｅ_１ｄｐ，ｅ_１ｑｐは、定電流制御出力部４２ａ、４２ｂにより電流指令値信号と加算され、また、ｄ軸、ｑ軸の電圧信号の逆相分ｅ_１ｄｎ，ｅ_１ｑｎは、加算部３１ａ，３１ｂを介して加算され出力信号（Ｖ_ｄ，Ｖ_ｅ，Ｖ_ｆ）が生成され、定電流指令値生成部４１から入力力率が１になるよう電流制御が行われる。また、直流電圧制御部５３により、直流出力電圧が一定値に制御されることから、直流負荷３００側には常に一定の直流電力が送出される。

また、出力信号（Ｖ_ｄ，Ｖ_ｅ，Ｖ_ｆ）に対して、逆相分および正相分に零相分ｅ_１ｏを加算することによって電源電圧の零相分を重畳させ、この零相分を重畳させた出力信号に基づいて三相ＰＷＭコンバータの制御信号を生成することによって、３相交流入力電圧が瞬時電圧の低下を補償することができる。

本発明は、前記したように三相の相電圧を、一測定時点において取得した線間電圧に対してベクトル演算を施すことによって取得し、この相電圧の正相電圧および逆相電圧に基づいてＰＦＣ制御によって定電流制御を行い、さらに、相電圧から零相電圧を算出し、この零相電圧を正相電圧および逆相電圧に重畳させることで不平衡を補償する。

本発明の不平衡電圧補償では、零相電圧を算出する元信号として、一測定時点において取得する線間電圧を用いている。これによって、一測定時点で取得した測定値から不平衡を補償する制御信号を取得することができる。

通常、相電圧の電圧変動の検出には、少なくとも半サイクルの時間間隔を必要とし、一測定時点の測定値では、不平衡状態を検出および補償を行うことはできず、複数の測定時点で求めた測定値が必要である。これに対して、本発明では、一測定時点において取得した線間電圧に対してベクトル演算を施すことによって相電圧の正相電圧および逆相電圧を求め、この正相電圧および逆相電圧から零相電圧を算出することで、一測定時点で取得した値のみから不平衡を補償する信号を生成することができる。

また、線間電圧の取得と、取得した線間電圧に基づく不平衡電圧補償は、一測定時点に限らず、線間電圧の取得と不平衡補償とを逐次繰り返すことによって、瞬時の電圧低下を補償するに限らず、長期間にわたる電圧の不平衡状態を補償することができる。

次に、本発明の不平衡電圧補償について、不平衡電圧補償動作をソフトウエアによるＣＰＵの演算処理で行う構成例について図８、９を用いて説明する。

本発明の不平衡電圧補償装置１は、回路構成により瞬時電圧低下補償および電力変換の機能を実現する他、プログラムによってＣＰＵを実行させて瞬時電圧低下補償および電力変換の機能を実現することもできる。

図８は本発明の不平衡電圧補償装置をＣＰＵおよびソフトウエアによって実現する場合の構成例を示している。以下では、ＣＰＵおよびソフトウエアによる構成の不平衡電圧補償装置について符号２を付して説明する。

図８に示すように、三相交流電源１００から供給される三相交流電力において、三相コンバータ２００によって三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を直流負荷３００に出力する。コンピュータ制御部２は不平衡電圧補償の機能を有し、三相コンバータ２００を制御して、電力変換および不平衡電圧補償を行う。

コンピュータ制御部２は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）２ａと、ＲＡＭ（Random Access Memory）２ｂと、ＲＯＭ（Read Only Memory）２ｃと、Ｉ／Ｏ部２ｄとを備え、各部はバス２ｅによって接続されている。

ＣＰＵ２ａは、コンピュータ制御部２の各部を中央制御する。ＣＰＵ２ａは、ＲＯＭ２ｃに格納されているシステムプログラム及び各種アプリケーションプログラムの中から指定されたプログラムをＲＡＭ２ｂに展開し、ＲＡＭ２ｂに展開されたプログラムとの協働で、各種処理を実行する。

ＣＰＵ２ａは、電力変換制御プログラムとの協働により、三相コンバータ２００が備える三相ＰＷＭパルス生成部を制御して、３相交流電源１００から入力される３相交流入力電力を直流出力電力に変換させるとともに、交流入力電圧の不平衡電圧補償を行う。

ＲＡＭ２ｂは、各種情報を記憶する揮発性のメモリであり、各種データ及びプログラムを展開するワークエリアを有する。ＲＯＭ２ｃは、各種情報を読み出し可能に記憶するメモリであり、三相コンバータを制御する電力変換制御プログラムを記憶する。

Ｉ／Ｏ部２ｄは、三相コンバータ２００との各種信号の入出力を介する。Ｉ／Ｏ部２ｄは、３相交流入力側の線間電圧およびａ相，ｃ相の交流入力電流と、直流出力側の直流出力電流および直流出力電圧とを入力する。また、Ｉ／Ｏ部２ｄは、三相コンバータ２００の三相ブリッジ回路の半導体スイッチング素子を制御するゲートパルス信号を出力する。

次に、図９を参照して、コンピュータ制御部２のプログラム制御による動作を説明する。

コンピュータ制御部２において、例えば、３相交流電源１００から３相交流電力を出力することをトリガとして、ＲＯＭ２ｃから電力変換制御プログラム読み出そてＲＡＭ２ｂに展開し、ＣＰＵ２ａと協働して電力変換制御、および不平衡電圧補償処理を実行する。

図９に示すフローチャートにおいて、先ず、電圧検出処理を行う（S101）。S101の工程では、Ｉ／Ｏ部２ｄを介して３相交流電圧を取得し、取得した３相交流電圧の線間電圧信号ｅ_ａｂ，ｅ_ｂｃ，ｅ_ｃａを検出し、重心ベクトル演算によって相電圧の信号ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃを算出する。重心ベクトル演算は、例えば、図７の構成例では重心ベクトル演算部１０において行う。

算出した３相の相電圧信号ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃを２相のｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｅ_１ｄ，ｅ_１ｑに変換する。変換したｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｅ_１ｄ，ｅ_１ｑから正相分ｅ_１ｄｐ，ｅ_１ｑｐと逆相分ｅ_１ｄｎ，ｅ_１ｑｎを分離して求め、ｄ軸、ｑ軸の電圧信号ｅ_１ｄ，ｅ_１ｑの逆相分ｅ_１ｄｎ，ｅ_１ｑｎを３相の相電圧信号ｅ_１ａｎ，ｅ _１ｂｎ，ｅ _１ｃｎに変換する。S101の工程は、線間電圧検出部６２，重心ベクトル演算部１０，ｄｑ軸変換部８１、正相分電圧算出部２１，逆相分電圧算出部２２、零相の位相φ_ｏを算出する位相φ_ｏ算出部２３，零相分電圧算出部２４で行う処理に対応する。

なお、S101の工程内の各処理は、適宜並行して行われる。この工程内の処理の並行は、以下のS102〜S106の工程でも同様である。

S102の工程において同期計算処理を行う。３相の相電圧信号ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃから同期信号ｓを生成する。同期信号ｓは、例えば相電圧信号ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃのいずれかの相電圧の零クロス点から求めることができ、相電圧と零電圧とを比較し、相電圧が零電圧となった時点で同期信号ｓを出力することで生成することができる。図７の構成例では、同期信号生成部７０は、重心ベクトル演算部１０の出力信号（ｅ_２ａ，ｅ_２ｂ，ｅ_２ｃ）を用いて行うことができ、例えば、出力信号ｅ_２ａと零電圧とを比較する比較回路で構成することができる。また、任意の時点で同期信号を生成し、この同期信号を初期値の同期信号ｓとしても良い。

同期信号ｓは、S101、S103、S106の各工程の２相−３相変換および３相−２相変換を含むｄｑ軸変換の同期に用いられる。その際、直前に実行されたS102の工程で求めた同期信号ｓ、又は初期値の同期信号ｓを用いて行う。よって、S102の工程は、同期信号生成部７０で行う処理に対応する。

次に、S103の工程で電流検出処理を行う。S103の工程では、Ｉ／Ｏ部２ｄを介して入力した３相の交流入力電流信号ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃを検出し、ｄ軸、ｑ軸の電流信号ｉ_ｄ，ｉ_ｑに変換する。S103の工程は、電流検出部６４およびｄｑ軸変換部８３で行う処理に対応する。

次に、S104の工程で電圧制御処理を行う。S104の工程では、Ｉ／Ｏ部２ｄを介して直流出力電流信号ｉ_ｄｃおよび直流出力電圧信号ｖ_ｄｃを検出する。検出した直流出力電流信号ｉ_ｄｃおよび直流出力電圧信号ｖ_ｄｃを乗算して直流出力電力信号Ｐ_ｄｃを算出する。また、直流出力電圧信号ｖ_ｄｃを直流電圧指令値信号Ｖ_ｄｃ ^＊ｒから減算して偏差信号を算出し、算出した偏差信号から、直流出力電圧信号ｖ_ｄｃを一定電圧値に制御するための直流電圧制御信号が生成する。そして、直流電圧制御信号および直流出力電力信号Ｐ_ｄｃを加算して平均電力信号Ｐ_ａｖｅを生成する。S104の工程は、電流検出部６６，電圧検出部６８、減算部５２、乗算部５１、直流電圧制御部５３および加算部５４で行う処理に対応する。

次に、S105の工程で電流制御処理を行う。S105の工程では、S104の工程で生成した平均電力信号Ｐ_ａｖｅと、S101の工程で正相逆相分離したｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分ｅ_ｄｐ，ｅ_ｑｐとに基づいて電流指令値信号ｉ_１ｄｐ ^＊ｒ，ｉ_１ｑｐ ^＊ｒを生成し、電流指令値信号ｉ_１ｄｐ ^＊ｒ，ｉ_１ｑｐ ^＊ｒとｄｑ変換部で変換した求めたｄ軸、ｑ軸の電流信号ｉ_ｄ，ｉ_ｑと用いて電流制御信号を生成する。S105の工程は、定電流指令値生成部４１、定電流制御出力部４２ａ，４２ｂが行う処理に対応する。

次に、S106の工程で制御補正処理を行う。S106の工程では、S105の工程で生成した入力電流制御信号と、S101の工程で正相逆相分離したｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分ｅ_１ｄｐ，ｅ_１ｑｐとを加算し、式（４２），式（４３）に示す出力信号ｖ_ｄｐ ^＊ｒ，ｖ_ｑｐ ^＊ｒを生成し、２相の出力信号ｖ_ｄｐ ^＊ｒ，ｖ_ｑｐ ^＊ｒを３相の制御信号Ｖ_１ａｐ，Ｖ_１ｂｐ，Ｖ_１ｃｐに変換する。S101の工程で取得した相電圧信号ｅ_１ａｎ，ｅ_１ｂｎ，ｅ_１ｃｎと零相電圧信号ｅ_１ｏとを加算し、制御信号Ｖ_１ａｐ，Ｖ_１ｂｐ，Ｖ_１ｃｐに加算して、ゲート制御信号を生成する。

そして、三角波信号を生成し、三角波信号とゲート制御信号とを比較することによってゲートパルス信号を生成する。そして、ゲートパルス信号をＩ／Ｏ部２ｄを介して三相コンバータ２００の三相ＰＷＭ回路２００ａの半導体スイッチング素子の各ゲートに出力する。

S106の工程は、加算部３０、ｄｑ軸変換部８３、定電流制御出力部４２ａ，４２ｂ，ｄｑ軸変換部８４、三相ＰＷＭ制御パルス信号生成部２００ｂで行われる処理に対応する。

S107の工程で、電力変換制御処理および不平衡電圧補償処理を終了するか否かを判別し、処理を終了しない場合にはS101の工程に戻って続行し、処理を終了する場合には電力変換制御処理および不平衡電圧補償処理を終了する。

プログラムによってＣＰＵを実行させる構成においても、回路構成による場合と同様に、不平衡電圧補償および電力変換の機能を実現することができる。

次いで、図１０〜図１５を参照して、本発明の不平衡電圧補償による実験例を説明する。図１０〜図１５は、図７に示す構成例に基づいて、不平衡電圧補償装置によって三相コンバータを制御した測定データを示している。

測定は、三相定格線間電圧を２００Ｖ、三相定格線電流を１７．５Ａ、キャリア周波数を１８．５ｋＨｚ、直流リンク電圧（出力電圧）を３８０Ｖ、直流リンク容量を１２００μＦ、伝送線のインダクタンスを３００μＨ、負荷抵抗を２５Ωの条件とし、三相定格線間電圧２００Ｖ、三相定格線電流１７．５Ａの状態から不平衡電圧へ急陥没後に回復させ、瞬低等で発生する三相不平衡電圧によって出力電圧Ｖ_ｄｃと入力電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃが変動する影響度を不平衡電圧補償の有無で比較している。この実験結果によれば、不平衡電圧補償制御の有効性を確認することができる。

図１０は入力相電圧ｅ_１ａを５０％に急陥没させた後、１００％に回復させた場合の特性であり、図１０（ａ）は不平衡電圧補償を行わない場合を示し、図１０（ｂ）は本発明による不平衡電圧補償を行った場合を示している。不平衡電圧補償を行った場合には、出力電圧Ｖ_ｄｃは定電圧が維持されており、良好な性能を示している。

図１１、図１２は図１０の拡大図であり、図１１は入力相電圧ｅ_１ａが１００％から５０％に急激に低下した場合を示し、図１２は入力相電圧ｅ_１ａが５０％から１００％に回復した場合を示している。図１１（ａ），図１２（ａ）は不平衡電圧補償を行わない場合を示し、図１１（ｂ），図１２（ｂ）は本発明の不平衡電圧補償を行った場合を示している。図から、入力電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃは急変点から高速応答していることを読み取ることができる。

図１３は、図７の三相交流電源１００の入力相電圧ｅ_ａを５０％電圧低下させた特性の比較図である。図１３（ａ）入力電圧を示し、図１３（ｂ）は不平衡電圧補償を行わない場合を示し、図１３（ｃ）は本発明の不平衡電圧補償を行った場合を示している。

図１３（ｂ）に示すように、不平衡電圧補償を行わない場合には、入力電流の振幅アンバランスと位相角ずれの大きいことが確認される。一方、図１３（ｃ）に示すように、本発明の不平衡電圧補償を行うことによる補償制御の効果によって、入力電流の振幅と位相角が共に良好なバランスを示していることが確認される。

また、図１４は、図７の三相交流電源１００の入力相電圧ｅ_ａが１００％電圧陥没して零電圧に達した場合を示している。図１４（ａ）は入力電圧を示し、図１４（ｂ）は不平衡電圧補償を行わない場合を示し、図１４（ｃ）は本発明による不平衡電圧補償を行った場合を示している。

図１４（ｃ）の結果は、本発明の不平衡電圧補償によれば、地絡による瞬低が発生した場合、すなわち図７の三相交流電源１００の入力相電圧ｅ_ａが１００％電圧陥没して零電圧に達した場合であっても、入力電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃは振幅と位相角は共に三相平衡電流をほぼ維持できることを示している。

さらに、図１５は入力相電圧陥没率と入力電流平衡率を示している。図１５によれば、不平衡電圧補償が無い場合（図中の三角印）には、入力相電圧陥没率が２０％の場合には、入力電流平衡率は６７．９％である。一方、本発明の不平衡電圧補償が有る場合には、入力相電圧陥没率が２０％の場合に入力電流平衡率は９４．５％であり、また、入力相電圧陥没率０〜１００％の全域にわたって入力電流平衡率は９７．９％〜８３．３％の範囲を維持することができ、良好な特性を示している。

上記実験は、半導体製造装置や液晶製造装置等に使用される代表的な５ｋＷ ＲＦ(Radio Frequency）ジェネレータに本発明の不平衡電圧補償を適用して実験を行った結果であり、半導体製造装置などで要求される瞬低規格（SEMI F47-0200）(1)を満足する性能が得られるものである。

例えば、瞬低規格（SEMI F47-0200）(1)のPercent of Nominal VoltageとDuration of Voltage Sag in secondsが規格する瞬低時の最大落ち込み電圧と時間は５０％、０．２秒であるが、この規格に対応した図１０の実験結果が示すように、瞬低時の最大落ち込み電圧と時間をそれぞれ５０％、１秒で実験を行った場合には、瞬低時間を規格値の５倍（＝１秒／０．２秒）に延長した測定データであるにもかかわらず、本発明の不平衡電圧補償による瞬低補償を施すことによって、電圧低下を大幅に改善することができる。

以上、本発明の不平衡電圧補償によれば、瞬時電圧低下補償を行うことができ、入力電圧の瞬時電圧低下時にも、直流負荷へ安定して電力供給できる。このため、コンデンサや蓄電池等の蓄電デバイスを用いる瞬時電圧低下補償の構成に比べて、瞬時電圧低下補償を行う構成を小型化、長寿命化及び低コスト化できる。また、コンデンサや蓄電池の蓄電デバイス方式を用いないので、瞬時電圧低下補償を行う構成のメンテナンスを容易にできる。また、力率を改善でき、力率改善により高調波を抑制できる。

本発明の不平衡電圧補償によれば、特にＰＦＣ制御を用いている場合、新たな設備投資は殆ど必要とせず、蓄電デバイス装置の削減により大幅に小型化され、定期的なコンデンサユニットのメンテナンスも省ける等の利点がある。

また、本発明の不平衡電圧補償によれば、瞬低の極端な場合、すなわち地絡に近い事象に対しても、活相がエネルギーソースとして残存していれば、不平衡補償制御が可能である。

また、定電流指令値生成部が、交流入力電圧に基づくｄ軸、ｑ軸の電圧信号の正相分と、直流出力電圧に基づく直流電圧制御信号とから、電流指令値の信号を生成することにより、入力電流指令信号の交流入力電圧の変動に対する応答を速くでき、直流出力電圧の過渡変動を抑制できる。

また、出力側において、平均電力演算部は、電流検出部、電圧検出部および加算部が直流出力電力信号を検出し、加算部が直流出力電力信号を直流電圧制御信号に加算することによって、直流出力電力を出力する直流負荷の負荷量変動に対する応答を速くでき、直流出力電圧の過渡変動を抑制できる。

また、同期信号生成手部によって同期信号を生成し、各ｄｑ軸変換部を同期信号ｓに基づいて３相−２相変換および２相−３相変換を行うことによって、交流入力電圧の平衡、不平衡に関わらず、常に力率を１に保つことができる。

また、本発明の重心ベクトル演算部は、交流入力電圧の線間電圧信号を検出して相電圧に変換するため、３相交流電源の交流系統が３相３線式、あるいは３相４線式にかかわらず瞬時電圧低下を、各測定時点毎に補償することができる。

なお、上記実施の形態及び変形例における記述は、本発明に係る瞬時電圧低下装置、瞬時電圧低下補償方法及び瞬時電圧低下補償プログラムの一例であり、本発明は各実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形することが可能であり、これらを本発明の範囲から排除するものではない。

本発明は、特に半導体製造装置等、負荷側において電圧変動が小さく安定した電力供給が求められる施設に適用することができる。

１ 不平衡電圧補償装置
２ コンピュータ制御部
２ａ ＣＰＵ
２ｂ ＲＡＭ
２ｃ ＲＯＭ
２ｄ Ｉ／Ｏ部
２ｅ バス
１０ 重心ベクトル演算部
２０ 対称座標成分算出部
２１ 正相分電圧算出部
２２ 逆相分電圧算出部
２３ φ_１ｏ算出部
２４ 零相分電圧算出部
３０ 加算部
３１ａ，３１ｂ 加算部
４０ 定電流制御部
４１ 定電流指令値生成部
４２ 定電流制御出力部
４２ａ，４２ｂ 定電流制御出力部
５０ 平均電力演算部
５１ 乗算部
５２ 減算部
５３ 直流電圧制御部
５４ 加算部
６０ 交流リアクトル
６１ 接点
６２ 線間電圧検出部
６３ センサ
６４ 電流検出部
６５ センサ
６６ 電流検出部
６７ 接点
６８ 電圧検出部
６９ コンデンサ
７０ 同期信号生成部
８１〜８４ ｄｑ軸変換部
１００ 三相交流電源
１００Ａ，１００Ｂ 三相交流電源
１０１ 三相交流電源
１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃ 各相交流電源
１０２ 電圧変動補償装置
１０３ 制御回路
１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃ 各相電圧補償装回路
１０５ａ，１０５ｂ，１０５ｃ コンデンサ
２００ 三相コンバータ
２００ａ 三相ＰＷＭ回路
２００ｂ 三相ＰＷＭ制御パルス生成部
３００ 直流負荷
４００ 不平衡電圧補償装置

Claims (20)

1. 三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧出力する電力変換において、
   三相交流の各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める重心ベクトル演算工程と、
   前記重心ベクトル演算工程で求めたＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧を算出する対称分算出工程と、
   三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を形成し、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成する不平衡電圧補償工程とを備え、
   前記重心ベクトル演算工程は、
   前記線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、当該ベクトル演算によって端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、当該各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧とし、
   前記不平衡電圧補償工程は、
   前記対称分算出工程で求めた対称分電圧の零相分電圧に基づいて三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を生成し、前記対称分電圧および前記補償信号に基づいて、不平衡電圧を補償した互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、当該Ｙ相電圧に基づいて、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成することを特徴とする、不平衡電圧補償方法。
2. 前記対称分算出工程は、
   前記重心ベクトル演算工程で求めた各Ｙ相電圧をｄｑ軸変換してｄ軸の電圧信号とｑ軸の電圧信号を算出し、
   算出したｄ軸およびｑ軸の電圧信号を周波数分離し、直流分から正相電圧を求め、交流分から逆相電圧を算出することを特徴とする、請求項１に記載の不平衡電圧補償方法。
3. 前記対称分算出工程は、
   逆相分電圧から算出した算出振幅と、正相分電圧および逆相分電圧から算出した位相とによって、零相分電圧を算出することを特徴とする、請求項１または２に記載の不平衡電圧補償方法。
4. 前記線間電圧の実測値と制御信号とは一対一に対応し、線間電圧の一測定時点の実測値に基づいて一つの制御信号を生成することを特徴とする、請求項１から３のいずれか一つに記載の不平衡電圧補償方法。
5. 三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧出力する電力変換において、
   三相交流の各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める重心ベクトル演算部と、
   前記重心ベクトル演算部で求めたＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧を算出する対称分算出部と、
   三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を形成し、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成する不平衡電圧補償部とを備え、
   前記重心ベクトル演算部は、
   前記線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、当該ベクトル演算によって端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、当該各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧として出力し、
   前記不平衡電圧補償部は、
   前記対称分算出部で求めた対称分電圧の零相分電圧に基づいて三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を生成して出力し、前記対称分電圧および前記補償信号に基づいて、不平衡電圧を補償した互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、当該Ｙ相電圧に基づいて、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成することを特徴とする、不平衡電圧補償装置。
6. 前記対称分算出部は、
   前記重心ベクトル演算部で求めた各Ｙ相電圧をｄｑ軸変換してｄ軸の電圧信号とｑ軸の電圧信号を算出し、
   算出したｄ軸およびｑ軸の電圧信号を周波数分離し、直流分から正相電圧を求め、交流分から逆相電圧を算出し、前記不平衡電圧補償部に出力することを特徴とする、請求項５に記載の不平衡電圧補償装置。
7. 前記対称分算出部は、
   逆相分電圧から算出した算出振幅と、正相分電圧および逆相分電圧から算出した位相とによって、零相分電圧を算出し、前記不平衡電圧補償部に出力することを特徴とする、請求項５または６に記載の不平衡電圧補償装置。
8. 前記不平衡電圧補償部は、
   線間電圧の一測定時点の実測値に対して一つの制御信号を生成することを特徴とする、請求項５から７のいずれか一つに記載の不平衡電圧補償装置。
9. 三相交流電圧ＰＷＭ変換してを直流電圧出力する三相コンバータの制御方法において、
   各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める重心ベクトル演算工程と、
   前記重心ベクトル演算工程で求めたＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧を算出する対称分算出工程と、
   三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を形成し、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成する不平衡電圧補償工程とを備え、
   前記重心ベクトル演算工程は、
   前記線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、当該ベクトル演算によって端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、当該各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧とし、
   前記不平衡電圧補償工程は、
   前記対称分算出工程で求めた対称分電圧の零相分電圧に基づいて三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を生成し、前記対称分電圧および前記補償信号に基づいて、不平衡電圧を補償した互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、当該Ｙ相電圧に基づいて、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成し、
   前記不平衡電圧補償工程で生成した制御信号によって三相コンバータのスイッチング動作を制御して三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力することを特徴とする、三相コンバータの制御方法。
10. 前記対称分算出工程は、
    前記重心ベクトル演算工程で求めた各Ｙ相電圧をｄｑ軸変換してｄ軸の電圧信号とｑ軸の電圧信号を算出し、
    算出したｄ軸およびｑ軸の電圧信号を周波数分離し、直流分から正相電圧を求め、交流分から逆相電圧を算出することを特徴とする、請求項９に記載の三相コンバータの制御方法。
11. 前記対称分算出工程は、
    逆相分電圧から算出した算出振幅と、正相分電圧および逆相分電圧から算出した位相とによって、零相分電圧を算出することを特徴とする、請求項９または１０に記載の三相コンバータの制御方法。
12. 前記線間電圧の実測値と制御制御信号とは一対一に対応し、線間電圧の一測定時点の実測値に基づいて一つの制御信号を生成することを特徴とする、請求項９から１１のいずれか一つに記載の三相コンバータの制御方法。
13. 三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧出力する三相コンバータを制御する制御装置において
    各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める重心ベクトル演算部と、
    前記重心ベクトル演算部で求めたＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧を算出する対称分算出部と、
    三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を形成し、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成する不平衡電圧補償部とを備え、
    前記重心ベクトル演算部は、
    前記線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、当該ベクトル演算によって端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、当該各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧として出力し、
    前記不平衡電圧補償部は、
    前記対称分算出部で求めた対称分電圧の零相分電圧に基づいて三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を生成して出力し、前記対称分電圧および前記補償信号に基づいて、不平衡電圧を補償した互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、当該Ｙ相電圧に基づいて、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成し、
    前記不平衡電圧補償部で生成した制御信号によって三相コンバータのスイッチング動作を制御して三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力することを特徴とする、三相コンバータの制御装置。
14. 前記対称分算出部は、
    前記重心ベクトル演算部で求めた各Ｙ相電圧をｄｑ軸変換してｄ軸の電圧信号とｑ軸の電圧信号を算出し、
    算出したｄ軸およびｑ軸の電圧信号を周波数分離し、直流分から正相電圧を求め、交流分から逆相電圧を算出し、前記不平衡電圧補償部に出力することを特徴とする、請求項１３に記載の三相コンバータの制御装置。
15. 前記対称分算出部は、
    逆相分電圧から算出した算出振幅と、正相分電圧および逆相分電圧から算出した位相とによって、零相分電圧を算出し、前記不平衡電圧補償部に出力することを特徴とする、請求項１３または１４に記載の三相コンバータの制御装置。
16. 前記不平衡電圧補償部は、
    線間電圧の一測定時点の実測値に対して一つの制御信号を生成することを特徴とする、請求項１３から１５のいずれか一つに記載の三相コンバータの制御装置。
17. 三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧出力する三相コンバータの制御において、
    各線間電圧から互いに１２０°の位相差を有するＹ相電圧を求める重心ベクトル演算工程と、
    前記重心ベクトル演算工程で求めたＹ相電圧から三相の平衡系の対称分電圧を算出する対称分算出工程と、
    三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を形成し、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成する不平衡電圧補償工程の各工程をコンピュータを実行させるプログラムであり、
    前記重心ベクトル演算工程は、
    前記線間電圧の内から選択した二つの線間電圧の全組み合わせについてベクトル演算し、当該ベクトル演算によって端子電圧の重心から各端子電圧への重心ベクトル電圧を求め、当該各ベクトル電圧を互いに１２０°の位相差を有する各Ｙ相電圧とし、
    前記不平衡電圧補償工程は、
    前記対称分算出工程で求めた対称分電圧の零相分電圧に基づいて三相交流電圧の不平衡電圧を補償する補償信号を生成し、前記対称分電圧および前記補償信号に基づいて、不平衡電圧を補償した互いに１２０°の位相差を有したＹ相電圧を求め、当該Ｙ相電圧に基づいて、三相交流電圧をＰＷＭ変換して直流電圧を出力するための制御信号を生成することを特徴とする、不平衡電圧補償プログラム。
18. 前記対称分算出工程は、
    前記重心ベクトル演算工程で求めた各Ｙ相電圧をｄｑ軸変換してｄ軸の電圧信号とｑ軸の電圧信号を算出し、
    算出したｄ軸およびｑ軸の電圧信号を周波数分離し、直流分から正相電圧を求め、交流分から逆相電圧を算出することを特徴とする、請求項１７に記載の不平衡電圧補償プログラム。
19. 前記対称分算出工程は、
    逆相分電圧から算出した算出振幅と、正相分電圧および逆相分電圧から算出した位相とによって、零相分電圧を算出することを特徴とする、請求項１７または１８に記載の不平衡電圧補償プログラム。
20. 前記線間電圧の実測値と制御信号とは一対一に対応し、線間電圧の一測定時点の実測値に基づいて一つの制御信号を生成することを特徴とする、請求項１７から１９のいずれか一つに記載の不平衡電圧補償プログラム。