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JP4976648B2 - プリディストータ - Google Patents

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Description

本発明は,無線通信送信機用電力増幅器の線形化のためのプリディストータに関する。
携帯電話の基地局や端末に使用されるマイクロ波帯電力増幅器は、低消費電力化や小型化のために高い効率を達成することが求められている。一般的に電力増幅器の動作点を飽和電力に近づけるほど、高い効率が得られるため、この領域で電力増幅器を動作させることが望まれる。しかしながら、飽和電力付近で電力増幅器を動作させると、電力増幅器で発生する歪成分が増加する。基地局や端末の電力増幅器では、所定の信号帯域外の減衰量(隣接チャネル漏洩電力比等)を達成しなければならないため、この飽和電力に近い領域で使用するには歪成分を低減する必要がある。歪成分を抑えるために、電力増幅器の歪を補償する非線形歪補償法が研究されている。
電力増幅器の歪補償方式の一つに、プリディストーション法がある。プリディストーション法は、電力増幅器で発生する歪成分を打ち消す信号を入力信号にあらかじめ付加する。付加される信号は、電力増幅器で発生する歪成分と等レベルかつ逆位相に設定される。プリディストーション法での歪補償量は生成する信号の振幅および位相の精度による。たとえば、電力増幅器の入出力特性をべき級数モデルであらわしたとき、歪補償量30dBを達成するには、プリディストータで付加する信号と電力増幅器で発生する歪成分の振幅偏差を±0.28dB以内、位相偏差を±1.8度以内にする必要がある。
図1に従来のべき級数型プリディストータの一般的な構成を示す。この例ではベースバンドの入力信号x(t)に対してプリディストータ１０により前置歪を与え、得られた信号r(t)を搬送波発生器３２からの周波数fcの搬送波と混合して高周波信号rRF(t)に変換し、その高周波信号rRF(t)を電力増幅器３３で増幅して送信する例を示している。
プリディストータ１０に入力された信号x(t)を分配器１１により線形伝達経路PTH1と歪発生経路PTH2に分配する。歪発生経路PTH2では、分配された入力信号x(t)を例えば３次歪発生器１３及び５次歪発生器１５により処理してそれぞれ３次歪信号及び５次歪信号を生成する。これらの信号はそれぞれベクトル調整器１４及び１６によりベクトル（振幅及び位相）が調整され、加算器１８で互いに加算される。
一方、線形伝達経路PTH1に分配された入力信号は遅延器１２により遅延時間が調整される。線形伝達経路PTH1の出力と歪発生経路PTH2の出力（即ち加算器１８の出力）とが加算器１９で加算され、前置歪が与えられた信号がプリディストータ１０の出力r(t)として出力される。電力増幅器３３からの出力高周波信号を歪検出部３４で復調してベースバンド信号あるいは中間周波数帯の信号を得て、その信号中の３次及び５次歪成分を検出し、その検出出力のレベルが最小になるように制御部３５により３次歪発生器１３及び５次歪発生器１５で発生した３次歪信号及び５次歪信号の振幅と位相をベクトル調整器１４及び１６で調整することによって、電力増幅器３３で発生する３次及び５次歪成分を相殺することができる。
T.Nojima and T.Konno,"Cuber Predistortion Linearizer for Relay Equipment in 800 MHz Band Land Mobile Telephone System," IEEE Trans. on VehicuIar Tech.,Vol., VT-34, No.4, pp.169-177, Nov., 1985.
図１において、歪発生経路PTH2は、例えば３次歪発生器１３からベクトル調整器１４を通って加算器１９に至る３次歪発生経路と、５次歪発生器１５からベクトル調整器１６を通って加算器１９に至る５次歪発生経路と、一般に(2k-1)次歪発生器から対応するベクトル調整器を通って加算器１９に至る (2k-1)次歪発生経路とを含む。ただし、ｋは２以上の整数とする。
(2k-1)次の歪発生経路の(2k-1)次歪発生器は、プリディストータ１０ヘの入力信号x(t)を(2k-1)乗して得た信号x(t)(2k-1)(以下、(2k-1)次信号と呼ぶ)を出力する。(2k-1)次歪発生器の出力信号は、入力信号x(t)の帯域幅Ｂの(2k-1)倍の帯域幅となる。図２に示すように、(2k-1)次歪発生経路から出力される信号２ｂは、線形伝達経路PTH1の出力信号２ａの帯域と一部が重なっている(図２の斜線の領域)。そのため、歪発生経路の出力信号は線形伝達経路の出力信号に干渉を与える。ただし、歪発生経路の出力信号が線形伝達経路の出力信号と比較して小さい場合は、この干渉を無視することができる。しかしながら、高い効率を得るために飽和電力付近で電力増幅器を動作させると歪成分が増加するため、歪発生経路の出力信号の電力も大きくなる必要がある。そのため、歪発生経路の出力信号による線形伝達経路の出力信号に与える千渉が無視できなくなる。
例として、プリディストータ１０ヘの入力信号x(t)を等振幅２搬送波とした場合について以下に説明する。べき級数型のプリディストータ出力r(t)は以下の式で表現できる[非特許文献1]。
Figure 0004976648
ここで、
k=1の項a1x(t)は線形伝達経路PTH1の出力信号を意味し、係数a1=α1は線形利得を表す。ｋ＞２の項は(2k-1)次歪発生経路の出力信号を表し、
Figure 0004976648
 は(2k-1)次歪発生経路におけるベクトル調整器の利得(α2k-1)および位相(ψ2k-1)を表す。
x(t):プリディストータヘ入力される複素包絡線信号
r(t):プリディストータより出力される複素包絡線信号
とする。なお、ここでは数式は複素包絡線信号を用いて表現している。実際に送信されるRF帯の信号rRF(t)は、以下の関係式で表すことができる。
rRF(t)=Re｛r(t)exp(j2πfct)｝ (2)
ここで、Re｛｝は複素変数の実部、fcは搬送波の中心周波数を表す。
等振幅２搬送波の周波数間隔を2f0、振幅をAとすると、複素包絡線信号x(t)は次式で表される。
x(t)=Acos(2πf0t) (3)
式(1)より、それぞれプリディストータの線形伝達経路の出力信号は、
α1Acos(2πf0t)
３次歪発生経路の出力信号は、
Figure 0004976648
 となる。入力信号、線形伝達経路の出力信号、３次歪発生経路の出力信号をそれぞれ搬送波周波数fcでアップコンバートして得られるRF帯の信号成分としてそれぞれ図３Ａ、３Ｂ、３Ｃに示す。ただし、図３では、信号を周波数軸上でベクトルにて表現している。ベクトルの長さ及び角度が、それぞれ信号の振幅と位相を表す。図３Ａでは、入力信号は等振幅の２搬送波信号x1L, x1Uで表されており、図３Ｂでは線形伝達経路PTH1の出力信号x’(t)は同様に等振幅の２搬送波信号x1L’, x1U’として示されており、図３Ｃでは、３次歪発生経路の出力信号は１次信号成分D1L, D1U、３次信号成分D3L, D3Uとして示されている。図３Ｄでは、図３Ｂの信号成分と図３Ｃの信号成分の合成により信号成分x1L’とD1Lがベクトル合成されて信号成分x1L”となり、信号成分x1U’とD1Uがベクトル合成されて信号成分x1U”となっていることを示している。ベースバンドにおいてこの２つの経路の信号を合成器で合成したプリディストータ出力r(t)は、以下の式となる。
Figure 0004976648
この信号を搬送波周波数fcでアップコンバートしてRF帯で示すと図３Ｄとなる。図３Ｃに示すように３次歪発生経路の出力信号には、周波数fc-f0, fc+f0の信号成分D1L, D1Uが含まれる。この信号成分により、図３Ｂに示す線形伝達経路の出力信号の振幅及び位相は図３Ｄに示すように変化を受けている。電力増幅器を飽和領域付近で動作させると、この変化が顕著になる。また、振幅が変化していることより、電力増幅器に入力される信号の平均電力が変化している。この信号を電力増幅器に入力すると、送信信号の振幅と位相の変化により電力増幅器で発生する歪成分の振幅及び位相も変化してしまう。その結果、電力増幅器が発生する歪成分を打ち消すためには、３次歪発生経路のベクトル調整器の利得(α3)および位相(j3)を再調整しなければならない。しかし、再調整すると、送信信号r(t)の振幅と位相が変化し、発生する歪成分の振幅および位相が変化してしまう。このように、ベクトル調整器の調整が煩雑となる。
上記では、３次歪発生経路の出力信号が線形伝達経路の出力信号へ与える干渉のみの説明であった。図４のように５次歪発生経路の出力信号の場合、fc-f0，fc+f0，fc-3f0，fc+3f0，fc-5f0，fc+5f0に信号成分D1L，D1U，D3L，D3U，D5L，D5Uが発生するため、線形伝達経路の出力信号だけでなく３次歪発生経路の出力信号にも干渉を与える。
以上より、従来のプリディストータでは、(2k-1)次歪発生経路の出力信号に、線形伝達経路の出力信号と(2k-1)次未満の歪発生経路の出力信号に干渉を与える成分を含んでいることが問題であった。上記の説明は、等振幅２搬送波を例としたが、変調波の場合でも同様である。上記の問題を解決するためには、(2k-1)次歪発生経路において、(2k-1)次未満の歪発生経路の出力信号と線形伝達経路の出力信号に干渉を与える成分を低減する必要がある。そこで、本発明の目的は、(2k-1)次歪発生経路において、(2k-1)次信号から(2k-1)次未満の信号と線形信号を低減した信号を発生することができる歪発生器を持ったべき級数型プリディストータを提供することにある。
この発明によれば、入力信号を線形伝達経路と歪発生経路に分配し、上記歪発生経路に分配された信号を(2k-1)次歪発生器により(2k-1)乗演算して歪成分を発生し、ｋは２以上の整数であり、上記(2k-1)次歪発生器の出力信号の振幅と位相を調整して上記線形伝達経路の出力信号と加算することにより入力信号に前置歪を付加するプリディストータであって、
上記(2k-1)次歪発生器は、
上記歪発生経路に分配された入力信号を(2k-1)乗演算する(2k-1)乗算器と、
上記分配された入力信号を(2J-1)乗演算する(2J-1)乗算器と、Jはｋ＞J≧１を満たす整数であり、
上記(2J-1)乗算器の出力の振幅と位相を調整する第１ベクトル調整器と、
上記第１ベクトル調整器の出力と上記(2k-1)乗算器の出力を加算し、加算結果を上記(2k-1)次歪発生器の出力とする第１加算器、
とを含み、上記第１ベクトル調整器は上記第１加算器の出力中の(2k-1)次未満の成分を低減するように振幅と位相を調整するように構成されている。
この発明によれば、(2k-1)次歪発生器において(2k-1)乗算器の出力に含まれる(2k-1)次未満の成分を低減することで、プリディストータのベクトル調整器の調整が容易になる。
原理
i=(2k-1)とおくと、従来のｉ次歪発生経路のｉ次歪発生器では、以下の演算を行なっていた。
di(t)=|x(t)|2(k-1)x(t) (5)
ここで、x(t)はi次歪発生器に入力される複素包絡線信号であり、di(t)はi次歪発生器より出力される複素包絡線信号である。本発明では、i次歪発生器にて以下の演算を行なう。
Figure 0004976648
 ここで、bi2m-1は実数である。上記式の右辺第２項が、i次未満の信号成分を表している。この発明では、式(6)の右辺第１項のi=(2k-1)乗演算により生じるｉ次未満の信号成分を、第２項のｉ次未満の信号成分により減算することによりｉ次未満の信号成分を低減する。
例として、入力信号が等振幅２搬送波、３次歪発生経路(i=3)の場合について説明する。式(6)にi=2k-1=3を代入すると次式が得られる。
Figure 0004976648
 式(7)の右辺の第２項は３次歪成分を表しており、第１項と第３項は１次信号成分を表している。そこで、b31=3A2/4となるようにb31の値を決めれば、次式
Figure 0004976648
 となり、線形伝達経路に干渉を与えるｉ次未満の信号成分を低減することができる。従来法の３次歪発生経路の出力信号と、本発明の歪発生経路の出力信号の比較を図５のＡ，Ｂにそれぞれ示す。図から明らかなように、従来法では３次歪成分D3L, D3U以外に１次信号成分D1L, D1Uが生じてしまうが、この発明ではこれらの１次成分D1L, D1Uが消去されている。
同様に、入力信号が等振幅２搬送波の場合の５次歪発生経路の場合は、式(6)にi=2k-1=5を代入すると次式が得られる。
Figure 0004976648
 式(9)に含まれる３次信号成分と１次信号成分がそれぞれ０となるようにするには、以下の連立方程式を満たすb51, b53を決定すればよい。
Figure 0004976648
上記連立方程式の解は以下に示すようになる。
Figure 0004976648
 式(11)を式(9)に代入すると、
Figure 0004976648
 となり、線形伝達経路と３次歪発生経路に干渉を与える１次信号成分と３次信号成分を除去した５次歪成分d5(t)を得ることができる。
上記は、３次及び５次歪発生器の場合の説明であるが、一般にi次歪発生器についてbi1, bi3, …, bii-2を最適に選ぶことによって、i次未満の歪発生経路の出力に干渉を与える成分を低減できる。
第１実施例
図６にこの発明によるプリディストータの第１実施例を示す。この発明によるべき乗型プリディストータ２０の基本構成自体は線形伝達経路及びi次歪発生経路を有している点で図１に示した従来技術の構成と類似しているが、各i次歪発生経路のi次歪発生器の構成が上記発明の原理に基づいて後述のように異なっている。
図６に示すように第１実施例によるプリディストータ２０は入力信号を線形伝達経路PTH1と歪発生経路PTH2に分配する分配器１１と、線形伝達経路PTH1に設けられた遅延器１２と、歪発生経路PTH2からそれぞれ入力信号が分配される３次歪発生器２３、５次歪発生器２５、７次歪発生器２７と、それら３次、５次、７次歪発生器２３，２５，２７とそれぞれ直列に接続されたベクトル調整器１４，１６，１７と、ベクトル調整器１４，１６，１７の出力を加算して加算結果を歪発生経路PTH2の出力として出力する加算器１８と、線形伝達経路PTH1の出力と歪発生経路PTH2の出力を加算して加算結果をプリディストータ２０の前置歪付出力r(t)として出力する加算器１９とから構成されている。
３次歪発生器２３とベクトル調整器１４の直列信号経路は３次歪発生経路を構成し、５次歪発生器２５とベクトル調整器１６の直列接続は５次歪発生経路を構成し、７次歪発生器２７とベクトル調整器１７の直列接続は７次歪発生経路を構成している。図６の第１実施例では、７次歪までの歪発生経路が示されているが、それより高い次数の歪発生経路を設けてもよい。線形伝達経路は遅延用メモリにより構成される。
この発明では３次歪発生器２３で３乗演算により生じた３次および１次成分から１次成分を除去して３次歪成分のみを出力し、５次歪発生器２５で５乗演算により生じた５次、３次および１次成分から３次および１次成分を除去して５次歪成分のみを出力し、同様に７次歪発生器２７から７次歪成分のみを出力する。これら３次、５次、７次歪成分はそれぞれベクトル調整器１４，１６，１７によりベクトル（位相と振幅）が調整されて加算器１８で加算され、歪発生経路PTH2の出力として加算器１９に与えられる。加算器１９は線形伝達経路PTH1の出力と歪発生経路PTH2の出力を加算し、その加算結果をこの発明のプリディストータ２０により前置歪が付加された信号r(t)として出力する。図１の従来例と同様に、図示してない電力増幅器の出力から歪検出部３４で歪成分を検出し、制御部３５はその検出歪成分のレベルが最小となるよう、ベクトル調整器１４，１６，１７によりそれぞれの歪成分のベクトルを調整する。
図7は図６に示した第１実施例における３次歪発生器２３の、この発明の原理に基づいた構成例を示す。この３次歪発生器２３は式(7)の演算を実施するものであり、入力信号を２分配する分配器２３Ａと、分配された信号を３乗演算する３乗算器23B2と、分配された信号を1乗演算する１乗算器23B1と、１乗算器23B1の出力の振幅と位相を調整するベクトル調整器23C1と、ベクトル調整器23C1の出力信号と３乗算器23B2の出力信号を加算し、加算結果を３次歪発生器２３による３次歪成分として出力する加算器２３Ｄと、ベクトル調整器23C1の調整を設定する設定部２３Ｅとから構成される。
ここで、１乗算器23B1は式(7)における-b31x(t)=-b31Acos(2πf0t)に対応して入力信号x(t)の１次成分を概念的に生成する構成として示してあるだけで、実際には分配された入力信号をそのままベクトル調整器23C1に与えるだけであり、１乗演算を行う１乗算器23B1が実体として設けられているわけでない。この1次成分はベクトル調整器23C1により位相と振幅が調整されて加算器２３Ｄに与えられる。この設定は設定部２３Ｅにより行われ、式(7)において前述のようにb31=(3/4)A2とする設定であり、入力信号の振幅Ａが与えられればb31を直ちに決定することができる。
３乗算器23B2は分配された入力信号x(t)の3乗演算を行い、その出力信号には、式(7)の右辺第１項(3/4)A3cos(2πf0t)及び第２項(1/4)A3cos(3×2πf0t)に対応する１次及び３次の成分が含まれている。３乗算器23B2の出力とベクトル調整器23C1の出力は加算器２３Ｄで加算され、それによって３乗算器23B2で生成された３次成分と１次成分のうち１次成分が除去されて理想的には３次歪成分のみが出力される。
このように、第１実施例の３次歪発生器２３では、入力信号の３乗演算を行い、その演算結果から１次成分を除去するようにベクトル調整器23C1において１次成分の振幅と位相が設定される。従って、図７の実施例にて、３次歪発生器２３の出力信号には、１乗の成分である基本波成分を含まない。よって、図６における３次歪発生経路のベクトル調整器１４で３次歪発生器出力信号の振幅及び位相を調整しても加算器１９の出力信号r(t)における基本波成分の振幅と位相に影響を与えない。
図８は、図６における５次歪発生器２５の構成例を示す。この５次歪発生器２５は、式(9)の演算を実施するものであり、基本的な構成原理は図７の３次歪発生器２３の場合と同様である。図８において、５次歪発生器２５は、入力信号を３分配する分配器２５Ａと、分配された信号を５乗演算する５乗算器25B3と、分配された信号を３乗演算する３乗算器25B2と、３乗算器25B2の出力の振幅と位相を調整するベクトル調整器25C2と、分配された信号を１乗演算する１乗算器25B1と、１乗算器25B1の出力の振幅と位相を調整するベクトル調整器25C1と、５乗算器25B3の出力とベクトル調整器25C2, 25C1の出力とを加算する加算器２５Ｄと、ベクトル調整器25C2, 25C1の調整を行う設定部２５Ｅとから構成される。
前述と同様に１乗算器25B1は分配された信号をそのままベクトル調整器25C1にあたえるだけであり、省略できる。ベクトル調整器25C1の出力は式(9)における
-b51x(t)=-b51Acos(2πf0t) (13)
に対応している。
３乗算器25B2は入力信号の３乗演算をして式(9)における１次及び３次成分を含む信号
Figure 0004976648
 を生成し、べクトル調整器25C2に与える。乗算器25B3は入力信号の５乗演算をして式(9)の２行目に示す１次、３次、５次の成分を含む信号を生成し加算器２５Ｄに与える。
設定部２５Ｅは、式(11)によりb51, b53を求め、b51に基づいて式(13)で表される信号が得られるよう振幅と位相をベクトル調整器25C1で調整し、b53に基づいて式(14)で表される信号が得られるよう振幅と位相をベクトル調整器25C2で調整する。このようにして得られたベクトル調整器25C1, 25C2の出力と５乗算器25B3の出力を加算器２５Ｄで加算することにより、式(10)が満足されるので、式(9)における１次成分と３次成分は０となり、理想的には５次成分、即ち５次歪成分のみが加算器２５Ｄから出力される。
このように、５次歪発生器２５においても、入力信号の５乗演算を行い、その演算結果から３次と１次の成分を除去した５次歪成分のみを生成することができる。このため、図６のプリディストータ２０におけるベクトル調整器１６で５次歪発生器２５の出力信号の振幅及び位相を調整しても加算器１９の出力信号r(t)における基本波成分及び３次歪成分の振幅と位相に影響を与えない。５次歪発生器２５は、ディジタル信号処理にて実現できる。
図９は、図６のプリディストータ２０における7次歪発生器２７の構成を示す。７次歪発生器２７も図７の３次歪発生器２３及び図８の５次歪発生器２５と同様な原理に基づいて構成されている。即ち、７次歪発生器２７は、入力信号を４分配する分配器２７Ａと、分配された信号を７乗演算する７乗算器27B4と、分配された信号を５乗演算する５乗算器27B3と、５乗算器27B3の出力の振幅と位相を調整するベクトル調整器27C3と、分配された信号を３乗演算する３乗算器27B2と、３乗算器27B2の出力の振幅と位相を調整するベクトル調整器27C2と、分配された信号を1乗演算する1乗算器27B1と、1乗算器27B1の出力の振幅と位相を調整するベクトル調整器27C1と、これら７乗算器27B4、ベクトル調整器27C3, 27C2, 27C1の出力を加算する加算器２７Ｄと、ベクトル調整器27C3, 27C2, 27C1を制御する設定部２７Ｅとから構成される。前述と同様に、1乗算器27B1は分配された信号をそのままベクトル調整器27C1に与えるだけである。
７乗算器27B4の出力信号には、1次、３次、５次、７次の信号成分が含まれている。図９の７次歪発生器２７の出力信号は、入力信号の７乗演算を行い、その演算結果から５次と３次と１次の信号成分を除去したものとなるようにされる。このため、加算器２７Ｄの出力において1次成分、３次成分及び５次成分を除去するように各ベクトル調整器27C1, 27C2, 27C3における振幅と位相を設定部２７Ｅにより設定する。このように、図９の７次歪発生器２７の出力信号は、理想的には１次の成分である基本波成分と、３次歪成分と、５次歪成分を含まない。よって、図６のプリディストータにおいて、加算器１９の出力における基本波成分、３次歪成分、及び５次歪成分の振幅と位相に影響を与えずにベクトル調整器１７で７次歪成分の位相と振幅を調整することができる。７次歪発生器２７は、ディジタル信号処理にて実現できる。
結局、図７、図８、図９の構成による３次、５次、７次歪発生器２３，２５，２７を有する図６のプリディストータによれば、ベクトル調整器１４，１６，１７によりそれぞれ３次歪成分、５次歪成分、７次歪成分の各位相と振幅をそれぞれ他の成分に影響を与えずに独立に制御可能となる。また,第１実施例の３次歪発生器２３は、ディジタル信号処理にて実現できる。
図６に示したプリディストータの実施例においては、３次、５次及び７次歪発生器２３，２５，２７を設ける場合を示したが、歪除去の対象である電力増幅器（図１参照）の特性によってはこれより次数の高い歪発生器を設けることが必要な場合もあるし、あるいは、いずれか１つまたは２つでよい場合もある。また、例えば図９に７次歪発生器２７の構成例で示すように、７乗算器27B4に対し、理想的には１乗算器27B1、 ３乗算器27B2、５乗算器27B3の３つを設けることが好ましいが、一般には電力増幅器に対し要求された歪特性を満足させるプリディストータの特性が得られればよいので、必ずしも５乗、3乗、１乗の乗算器をすべて設ける必要があるとは限らない。
即ち、(2k-1)次歪発生器は、少なくとも分配された信号を(2k-1)乗する(2k-1)乗算器と、分配された信号を(2J-1)乗する(2J-1)乗算器（Ｊはｋ＞Ｊ≧１を満たす整数）と、(2J-1)乗算器の出力の振幅と位相を調整するベクトル調整器と、上記(2k-1)乗算器の出力と上記ベクトル調整器の出力を加算する加算器とを含むように構成すればよい。しかしながら、図３Ｄの説明から理解されるように、一般に(2k-1)次歪発生器の出力中の１次成分の影響が大きいので、(2J-1)乗算器としては、好ましくは１乗算器（スルーパス）を設けるのがよい。
なお、上述の第１実施例においては入力信号が等振幅、２搬送波の場合について説明したが、変調信号の場合は図７の設定部２３Ｅにより加算器２３Ｄの出力中の１次成分を検出し、そのレベルが最小となるようにベクトル調整器23C1を調整し、図８の設定部２５Ｅにより加算器２５Ｄの出力中の１次および３次成分を検出し、それらのレベルが最小となるようにベクトル調整器25C1, 25C2を調整し、図９の設定部２７Ｅにより加算器２７Ｄの出力中の１次、３次および５次成分を検出し、それらのレベルが最小となるようにベクトル調整器27C1, 27C2, 27C3を調整すればよい。
また、第１実施例のべき乗型プリディストータは、ディジタル信号処理にて実現できる。
第２実施例
図１０はこの発明によるプリディストータの第２実施例を示す。前述の図６に示した第１実施例においては、３次歪発生器２３，５次歪発生器２５，７次歪発生器２７のそれぞれに３乗算器が設けられ同じ３乗演算が行われ、５次歪発生器２５，７次歪発生器２７のそれぞれに５乗算器が設けられ、同じ５乗演算が行われる冗長な構成となっている。そこで、第２実施例は、各i(=2k-1)乗算器の出力に対し、それより低次の各(2j-1)乗算器(k>j；j=1, 2, …)の出力をベクトル調整して加算するベクトル調整器と加算器が設けられ、各ｉ(=2k-1)乗算器(k=1, 2,…, K)が１個ずつ、全体でＫ個の設けられた構成としている。即ち、第２実施例は、第１実施例の３次、５次、７次歪発生器２３，２５，２７を一体として構成した歪発生器である。第２実施例では、７次まで図示されているが、それ以上の次数を含んでいてもよい。
具体的には、７乗算器２７Ｂの出力に対し、５乗算器２５Ｂの出力をベクトル調整して加算するベクトル調整器27C3と加算器27D3と、３乗算器２３Ｂの出力をベクトル調整して加算するベクトル調整器27C2と加算器27D2と、１乗算器２１Ｂの出力をベクトル調整して加算するベクトル調整器27C1と加算器27D1とが設けられている。また、５乗算器２５Ｂの出力に対し、３乗算器２３Ｂの出力をベクトル調整して加算するベクトル調整器25C2と加算器25D2と、１乗算器２１Ｂの出力をベクトル調整して加算するベクトル調整器25C1と加算器25D1とが設けられている。更に、３乗算器２３Ｂの出力に対し、１乗算器２１Ｂの出力をベクトル調整して加算するベクトル調整器23C1と加算器23D1が設けられている。また、ベクトル調整器27C1, 27C2, 27C3の制御を行う設定部２７Ｅと、ベクトル調整器25C1, 25C2の制御を行う設定部２５Ｅと、ベクトル調整部23Cの制御を行う設定部２３Ｅが設けられている。
１乗算器２１Ｂの出力は遅延器１２を介して加算器１９に与えられる。３乗算器２３Ｂの出力は加算器23D1、ベクトル調整器１４を介して加算器１８に与えられる。５乗算器２５Ｂの出力は加算器25D2, 25D1、ベクトル調整器１６を介して加算器１８に与えられる。７乗算器２７Ｂの出力は加算器27D3, 27D2, 27D1、ベクトル調整器１７を介して加算器１８に与えられる。加算器１８の加算結果は歪発生経路PTH2の出力として加算器１９に与えられ、線形伝達経路PTH1の出力と加算され、加算結果はプリディストータ２０による前置歪が付加された信号r(t)として出力される。
分配器１１，１乗算器２１Ｂ、３乗算器２３Ｂ、５乗算器２５Ｂ、７乗算器２７Ｂ、ベクトル調整器27C1, 27C2, 27C3、加算器27D1, 27D2, 27D3、設定部２７Ｅの組が図９の７次歪発生器２７に対応する。分配器１１，１乗算器２１Ｂ、３乗算器２３Ｂ、５乗算器２５Ｂ、ベクトル調整器25C1, 25C2、加算器25D1, 25D2、設定部２５Ｅの組が図８の５次歪発生器２５に対応する。分配器１１，１乗算器２１Ｂ、３乗算器２３Ｂ、ベクトル調整器23C1、加算器23D1、設定部２３Ｅの組が図７の３次歪発生器２３に対応する。これらの組による７次歪、５次歪、３次歪の発生原理は、それぞれ図９，８，７によるものと同じであり、動作の説明を省略する。
第２実施例によるべき乗型プリディストータは、ディシダル信号処理により実現できる。
図１１に変調信号を第１実施例及び第２実施例のプリディストータに入力した場合の３次歪発生器出力信号のスペクトルの一例を示す。横軸は規格化周波数、縦軸はパワーを示す。図１１には、従来技術による３次歪発生器出力信号と本発明による３次歪発生器出力信号を示す。従来の３次歪発生器では、規格化周波数０を中心とする１次成分が現れているが、第１実施例及び第２実施例による３次歪発生器出力信号のスペクトルは、無歪の送信信号に相当する１次成分が除去されている。この発明による５次、７次の歪発生器でも同様にそれぞれの次数未満の成分を低減することができる。
この発明は、無線通信送信機用の電力増幅器に利用することができる。
従来のべき級数型プリディストータの構成を示す図。 従来のべき級数型プリディストータの出力スペクトルを模式的に示す図。。 Ａはプリディストータの入力信号を示す図、Ｂは線形伝達経路から出力される信号を示す図、Ｃは３次歪発生経路から出力される信号を示す図、Ｄはプリディストータの出力信号を示す図。 等振幅２搬送波をプリディストータに入力した場合の５次歪発生経路の出力信号を示す図。 Ａは従来法による３次歪発生経路の出力信号を示し、Ｂはこの発明による３次歪発生経路の出力信号を示す。 この発明によるプリディストータの第１実施例の構成を示す図。 第１実施例における３次歪発生器の構成例を示す図。 第１実施例における５次歪発生器の構成例を示す図。 第１実施例における７次歪発生器の構成例を示す図。 この発明によるプリディストータの第２実施例の構成例を示す図。 従来法による３次歪発生器とこの発明による３次歪発生器の出力信号スペクトルを示す図。

Claims (5)

  1. 入力信号を線形伝達経路と第１歪発生経路に分配し、上記第１歪発生経路に分配された信号を(2k-1)次歪発生器により(2k-1)乗演算して歪成分を発生し、ｋは３以上の整数であり、上記(2k-1)次歪発生器の出力信号の振幅と位相を調整して上記線形伝達経路の出力信号と加算することにより入力信号に前置歪を付加するプリディストータにおいて、
    上記(2k-1)次歪発生器は、
    上記第１歪発生経路に分配された入力信号を(2k-1)乗演算する(2k-1)乗算器と、
    上記分配された入力信号を(2J-1)乗演算する第１の(2J-1)乗算器と、Jはk＞J≧２を満たす整数であり、
    上記第１の(2J-1)乗算器の出力の振幅と位相を調整する第１ベクトル調整器と、
    上記分配された入力信号の振幅と位相を調整する第２ベクトル調整器と、
    上記第１及び第２ベクトル調整器の出力と上記(2k-1)乗算器の出力を加算し、加算結果を上記(2k-1)次歪発生器の出力とする第１加算器、
    とを含み、上記第１及び第２ベクトル調整器は上記第１加算器の出力中の(2k-1)次未満の成分を低減するように振幅と位相を調整し、
    上記プリディストータは更に、
    第２歪発生経路に上記分配された入力信号から、上記(2k-1)次歪発生器の出力信号と共に上記線形伝達経路の出力信号に加算される(2J-1)次歪を発生する(2J-1)次歪発生器を含み、
    上記(2J-1)次歪発生器は、
    上記第２歪発生経路に上記分配された入力信号を(2J-1)乗演算する第２の(2J-1)乗算器と、
    上記分配された入力信号を(2j-1)乗演算する(2j-1)乗算器と、jはJ＞j≧２を満たす整数であり、
    上記(2j-1)乗算器の出力の振幅と位相を調整する第３ベクトル調整器と、
    上記分配された入力信号の振幅と位相を調整する第４ベクトル調整器と、
    上記第３及び第４ベクトル調整器の出力と上記(2J-1)乗算器の出力を加算し、加算結果を上記第２の(2J-1)次歪発生器の出力とする第２加算器、
    とを含み、上記第３及び第４ベクトル調整器は上記第２加算器の出力中の(2J-1)次未満の成分を低減するように振幅と位相を調整することを特徴とするプリディストータ。
  2. 請求項１記載のプリディストータにおいて、上記(2k-1)次歪発生器はさらに、
    上記分配された入力信号を(2h-1)乗演算する(2h-1)乗算器と、ｈはJ＞ｈ≧２を満たす整数であり、
    上記(2h-1)乗算器の出力の振幅と位相を調整し上記第１加算器に与える第５ベクトル調整器、とを含み、上記第５ベクトル調整器は上記第１及び第２ベクトル調整器と共に上記第１加算器の出力中の上記(2k-1)次未満の成分を低減するように振幅と位相を調整することを特徴とするプリディストータ。
  3. 請求項１記載のプリディストータにおいて、上記(2k-1)次歪発生器の上記第１及び第２ベクトル調整器を制御する設定部が設けられていることを特徴とするプリディストータ。
  4. 請求項２記載のプリディストータにおいて、上記(2k-1)次歪発生器の上記第１、第２及び第５ベクトル調整器を制御する設定部が設けられている。
  5. 請求項１又は３記載のプリディストータにおいて、さらに第３歪発生経路に分配された入力信号を(2k'-1)乗演算して歪成分を発生する(2k'-1)次歪発生器が設けられ、その出力の振幅と位相が調整されて上記(2k-1)次歪発生器及び上記(2J-1)次歪発生器の出力信号と共に上記線形伝達経路に更に加算されており、k’はｋより大の整数であり、
    上記(2k’-1)次歪発生器は、
    上記第３歪発生経路に分配された入力信号を(2k’-1)乗演算する(2k’-1)乗算器と、
    上記分配された入力信号を(2J'-1)乗演算する(2J'-1)乗算器と、J’はk' ＞J’≧２を満たす整数であり、
    上記(2J'-1)乗算器の出力の振幅と位相を調整する第５ベクトル調整器と、
    上記分配された入力信号の振幅と位相を調整する第６ベクトル調整器と、
    上記第５及び第６ベクトル調整器の出力と上記(2k'-1)乗算器の出力を加算し、加算結果を上記(2k'-1)次歪発生器の出力とする第３加算器、
    とを含み、上記第５及び第６ベクトル調整器は上記第３加算器の出力中の(2k’-1)次未満の成分を低減するように振幅と位相を調整することを特徴とするプリディストータ。
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