JP4878414B2

JP4878414B2 - Capacitive light emitting display panel drive device

Info

Publication number: JP4878414B2
Application number: JP2001167792A
Authority: JP
Inventors: 直樹矢澤; 恵介森谷; 健奥山; 弘司逸見; 元鈴木
Original assignee: Tohoku Pioneer Corp
Current assignee: Tohoku Pioneer Corp
Priority date: 2001-06-04
Filing date: 2001-06-04
Publication date: 2012-02-15
Anticipated expiration: 2021-06-04
Also published as: JP2002366099A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、例えば有機ＥＬ（エレクトロルミネッセンス）素子等の容量性発光素子を発光駆動する技術に関し、特に各有機ＥＬ素子を配列して形成した表示パネルを駆動する際の電力損失が低減できるようにした容量性発光表示パネルの駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
液晶ディスプレイに代わる低消費電力および高表示品質、並びに薄型化が可能なディスプレイとして、有機ＥＬディスプレイが注目されている。これはＥＬディスプレイに用いられるＥＬ素子の発光層に、良好な発光特性を期待することができる有機化合物を使用することによって、実用に耐えうる高効率化および長寿命化が進んだことが背景にある。
【０００３】
有機ＥＬ素子は、電気的には図４に示すような等価回路で表すことができる。すなわち、有機ＥＬ素子は、ダイオード成分Ｅと、このダイオード成分に並列に結合する寄生容量成分Ｃp とによる構成に置き換えることができ、有機ＥＬ素子は容量性の発光素子であると考えられている。この有機ＥＬ素子は、発光駆動電圧が印加されると、先ず、当該素子の電気容量に相当する電荷が電極に変位電流として流れ込み蓄積される。続いて当該素子固有の一定の電圧（発光閾値＝Ｖth）を越えると、電極（ダイオード成分Ｅの陽極側）から発光層を構成する有機層に電流が流れ初め、この電流に比例した強度で発光すると考えることができる。
【０００４】
図５は、このような有機ＥＬ素子の発光静特性を示したものである。これによれば、有機ＥＬ素子は図５（ａ）に示すように、駆動電圧（Ｖ）が発光閾値電圧（Ｖth）以上の場合において、急激に電流（Ｉ）が流れて発光する。換言すれば、印加される駆動電圧が発光閾値電圧以下であれば、寄生容量への充電後はＥＬ素子には殆ど駆動電流は流れず発光しない。そして、駆動電圧（Ｖ）が発光閾値電圧以上の発光可能領域においては、図５（ｂ）に示すように、駆動電流（Ｉ）にほぼ比例した輝度（Ｌ）で発光する特性を有している。したがって、ＥＬ素子の輝度特性は図５（ｃ）に示すように前記閾値電圧より大なる発光可能領域においては、それに印加される電圧（Ｖ）の値が大きくなるほど、その発光輝度（Ｌ）が大きくなる特性を有している。
【０００５】
一方、前記した有機ＥＬ素子は、長期の使用によって素子の物性が変化し、素子自身の抵抗値が大きくなるという特性も有している。このために有機ＥＬ素子は、図５（ａ）に示したように実使用時間の経過によってＶ−Ｉ特性が矢印で示した方向（破線で示した特性）に変化し、したがって輝度特性も劣化することになる。
【０００６】
さらに、有機ＥＬ素子の輝度特性は、温度によって概ね図５（ｃ）に破線で示したように変化することも知られている。すなわち、ＥＬ素子は前記した発光閾値電圧よりも大なる発光可能領域においては、それに印加される電圧（Ｖ）の値が大きくなるほど、その発光輝度（Ｌ）が大きくなる特性を有するが、高温になるほど発光閾値電圧が小さくなる。したがって、前記ＥＬ素子は、高温になるほど、小さい印加電圧で発光可能な状態となり、同じ発光可能な印加電圧を与えても、高温時は明るく低温時は暗いといった輝度の温度依存性を有している。
【０００７】
かかる複数の有機ＥＬ素子を配列させて構成した表示パネルの駆動方法としては、単純マトリクス駆動方式が適用可能である。図６に単純マトリクス表示パネルと、その駆動装置の一例が示されている。この単純マトリクス駆動方式における有機ＥＬ素子のドライブ方法には、陰極線走査・陽極線ドライブ、および陽極線走査・陰極線ドライブの２つの方法があるが、図６に示す構成は前者の陰極線走査・陽極線ドライブの形態を示している。すなわち、ｎ本のドライブ線としての陽極線Ａ1 〜Ａn が縦方向に、ｍ本の走査線としての陰極線Ｂ1 〜Ｂm が横方向に配列され、各々の交差した部分（計ｎ×ｍ箇所）に、ダイオードのシンボルマークで示した有機ＥＬ素子ＯＥＬが配置され、表示パネル１を構成している。
【０００８】
そして、画素を構成する各ＥＬ素子は、格子状に配列され、垂直方向に沿う陽極線Ａ1 〜Ａn と水平方向に沿う陰極線Ｂ1 〜Ｂm との交差位置に対応して一端（前記した等価回路のダイオード成分Ｅの陽極端子）が陽極線に、他端（前記した等価回路のダイオード成分Ｅの陰極端子）が陰極線に接続される。また、陽極線は陽極線ドライブ回路２に接続され、陰極線は陰極線走査回路３に接続されてそれぞれ駆動される。
【０００９】
前記陰極線走査回路３には、各陰極走査線Ｂ1 〜Ｂm に対応して走査スイッチＳY1〜ＳYmが備えられ、クロストーク発光を防止するための逆バイアス電圧生成回路５からの逆バイアス電圧（ＶM ）または基準電位点としてのアース電位のうちのいずれか一方を、対応する陰極走査線に接続するように作用する。また、陽極線ドライブ回路２には、各陽極線を通じて駆動電流を個々のＥＬ素子に供給する定電流源としての定電流回路Ｉ1 〜Ｉn およびドライブスイッチＳX1〜ＳXnが備えられている。
【００１０】
このドライブスイッチＳX1〜ＳXnは、定電流回路Ｉ1 〜Ｉn からの電流またはアース電位のうちのいずれか一方をそれぞれに対応する陽極線に接続するように作用する。したがって、ドライブスイッチＳX1〜ＳXnが前記定電流回路側に接続されることにより、定電流回路Ｉ1 〜Ｉn からの電流が、陰極走査線に対応して配置された個々のＥＬ素子に対して供給されるように作用する。
【００１１】
なお、前記定電流回路に代えて定電圧回路等の駆動源を用いることも可能であるが、ＥＬ素子の電流・輝度特性が温度変化に対して安定しているのに対し、電圧・輝度特性が温度変化に対して不安定であること、また過電流により素子を劣化させるのを防止する等の理由により、一般的には図に示したように駆動源として定電流回路を用いるのが一般的である。
【００１２】
前記陽極線ドライブ回路２および陰極線走査回路３には、図示せぬ発光制御回路よりコントロールバスが接続されており、表示すべき画像信号に基づいて、前記走査スイッチＳY1〜ＳYmおよびドライブスイッチＳX1〜ＳXnが操作される。これにより、画像信号に基づいて陰極走査線を所定の周期で基準電位に設定しながら所望の陽極線に対して定電流回路が接続される。これにより、前記各発光素子は選択的に発光し、表示パネル１上に前記画像信号に基づく画像が再生される。
【００１３】
前記陽極線ドライブ回路２における各定電流回路Ｉ1 〜Ｉn には、ＤＣ−ＤＣコンバータによる昇圧回路６からもたらされるＤＣ出力（駆動電圧＝ＶCOM ）が供給されるように構成されている。なお、以下に説明するＤＣ−ＤＣコンバータによる昇圧回路６は、ＰＷＭ制御（パルス幅の可変制御）により直流出力を生成するようにしているが、これはＰＦＭ制御（パルス同期の可変制御）を利用することもできる。
【００１４】
このＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチングレギュレータ回路１１から出力されるＰＷＭ波がスイッチング素子としてのｎｐｎトランジスタＱ1 を所定のデューティーサイクルでオン制御するように構成されている。すなわち、トランジスタＱ1 のオン動作によって、ＤＣ電圧源１２からの電力エネルギーがインダクタＬ1 に蓄積され、トランジスタＱ1 のオフ動作に伴い、前記インダクタに蓄積された電力エネルギーは、ダイオードＤ1 を介してコンデンサＣ1 に蓄積される。そして、前記トランジスタＱ1 のオン・オフ動作の繰り返しにより、昇圧されたＤＣ出力をコンデンサＣ1 の端子電圧として得ることができる。
【００１５】
前記ＤＣ出力電圧は、抵抗Ｒ1 およびＲ2 によって分圧され、スイッチングレギュレータ回路１１におけるオペアンプによる誤差増幅器１４に供給され、この誤差増幅器１４において基準電圧Ｖref と比較される。この比較出力（誤差出力）がＰＷＭ回路１５に供給され、発振器１６からもたらされる信号波のデューティを制御することで、前記出力電圧を所定の定電圧に保持するようにフィードバック制御される。したがって、前記したＤＣ−ＤＣコンバータ６により得られる出力電圧Ｖout は、次のように示すことができる。
【００１６】
【数１】

【００１７】
一方、前記したクロストーク発光を防止するために利用される逆バイアス電圧生成回路５は、前記出力電圧Ｖout を分圧する分圧回路により構成されている。すなわち、この分圧回路は、抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 、およびエミッタフォロアとして機能するｎｐｎトランジスタＱ2 により構成されている。したがって、トランジスタＱ2 におけるベース・エミッタ間電圧をＶbeとして表せば、この分圧回路により得られる逆バイアス電圧ＶM は、次のように示すことができる。
【００１８】
【数２】

【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、前記した構成の発光表示パネルの駆動装置においては、陽極線ドライブ回路２における各定電流回路Ｉ1 〜Ｉn に印加するＤＣ−ＤＣコンバータ６よりもたらされる出力電圧は、前記した例えばＰＷＭ方式を利用したスイッチングレギュレータにより、常にほぼ一定の出力電圧（定電圧）となるように制御されている。この場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ６よりもたらされる出力電圧は、陽極線ドライブ回路２における定電流回路の定電流特性が十部に確保できるように、次のような各要素を考慮して高めに設定せざるを得ない。
【００２０】
すなわち、前記要素としては、例えば前記したスイッチングレギュレータを構成する各回路部品の定数公差、また、各定電流回路における電圧降下量のばらつき、また、各有機ＥＬ素子の最大輝度レベル時におけるパネル配線抵抗による電圧降下分、さらに、図５（ａ）に基づいて説明したＥＬ素子の経時変化に基づく順方向電圧の上昇分、さらにまた、図５（ｃ）に基づいて説明したＥＬ素子の温度依存性による順方向電圧の変動分（上昇分）などを挙げることができる。そして、従来の前記した発光表示パネルの駆動装置においては、これらの各要素が相乗的に作用した場合においても、前記定電流回路Ｉ1 〜Ｉn の定電流特性が十部に確保できるように、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ６よりもたらされる出力電圧を、より高く設定するようになされていた。
【００２１】
しかしながら、前記したようにＤＣ−ＤＣコンバータよりもたらされる出力電圧をより高く設定した場合には、過剰な電力損失を伴う場合が多く、例えば、これを携帯型端末器等に採用した場合においては、電池の消耗を助長させるだけでなく、電力損失による発熱を伴う結果を招いている。すなわち、前記出力電圧をより高く設定した場合には、結果として陽極線ドライブ回路２における各定電流回路Ｉ1 〜Ｉn における電圧降下が大きくなり、それに比例して電力損失が増大する。したがって、このために発生する熱により有機ＥＬ素子および周辺回路部品等に対してストレスを与えることになり、特に前記したＥＬ素子の寿命を短縮させるなどの問題を招来させる。
【００２２】
この発明は、前記した問題点に着目してなされたものであり、前記したような電力損失を効果的に抑制し、発熱による悪影響を受ける度合いを低減し得る容量性発光表示パネルの駆動装置を提供することを目的とするものである。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
前記した目的を達成するためになされたこの発明にかかる発光表示パネルの駆動装置は、互いに交差する複数のドライブ線および複数の走査線と、前記ドライブ線および前記走査線による複数の交点位置において、各ドライブ線および各走査線間に接続された容量性の発光素子とからなる発光表示パネルの駆動装置であって、前記各ドライブ線には定電流源が配置され、当該定電流源を介して各発光素子に対して定電流が供給されるように構成されると共に、前記走査線のいずれかを基準電位に設定して発光素子を発光駆動させる状態において、非走査状態における発光素子には走査線を介して逆バイアス電圧が印加されるように構成され、非走査状態における発光素子の寄生容量を介して走査線に生じ、前記逆バイアス電圧に重畳される電圧値に対応して、前記ドライブ線に配置された定電流源に供給される発光駆動電圧を変更するように構成した点に特徴を有する。
【００２６】
この場合、好ましくは前記逆バイアス電圧を生成する逆バイアス電圧生成回路がツェナーダイオードを含み、前記ツェナーダイオードによって生成されるツェナー電圧に基づいて逆バイアス電圧を得るように構成される。
【００２７】
一方、この発明にかかる駆動装置の実施の形態においては、非走査状態における発光素子の寄生容量を介して走査線に生じ、前記逆バイアス電圧に重畳される前記電圧値のピークを保持するピークホールド回路が具備され、前記ピークホールド回路によって保持されるピーク電圧値に基づいて、前記定電流源に対して供給される発光駆動電圧を変更するように構成される場合もある。
【００２８】
また、この発明にかかる駆動装置の好ましい実施の形態においては、前記定電流源に供給される駆動電圧が、ＤＣ−ＤＣ昇圧回路より供給されるようになされ、かつ、前記ＤＣ−ＤＣ昇圧回路より得られる駆動電圧が、前記電圧値に応じて制御されるフィードバック回路が構成される。そして、前記した各構成は、有機エレクトロルミネッセンスを発光素子として用いた発光表示パネルの駆動装置に好適に利用することができる。
【００２９】
前記した構成の発光表示パネルの駆動装置によると、非走査状態における発光素子の寄生容量を介して走査線に生ずる電圧値が利用され、この電圧値に基づいてドライブ線に与える発光駆動電力が変更されるように作用する。すなわち、非走査状態における発光素子に対応する走査線には、通常においてクロストーク発光を防止するために逆バイアス電圧が与えられる。この逆バイアス電圧を生成する生成回路は、電圧バッファ回路を介して逆バイアス電圧を出力するように構成されるが、当該電圧バッファ回路には、出力インピーダンスが存在する。したがって、前記逆バイアス電圧には、前記寄生容量を介して各発光素子の順方向電圧に対応する電圧値が実質的に重畳され、前記逆バイアス電圧はシフトアップされる結果となる。
【００３０】
一方、前記各発光素子は各ドライブ線に配置された定電流回路を介して点灯駆動する構成が好適に利用されるが、当該定電流回路に与える駆動電圧は、逆バイアス電圧をシフトアップさせる前記電圧値に対応させて上昇させるように制御される。これにより、前記定電流回路に与える駆動電圧は、前記した従来の駆動装置のように、各要素に応じて積み上げた無駄なマージンをとって高めの定電圧に設定する必要性を無くすことができる。
【００３１】
したがって、各発光素子を点灯駆動する前記定電流回路における電圧降下分が最小限となるように制御することが可能となり、これにより、当該定電流回路において発生する電力損失を効果的に抑えることができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明にかかる発光表示パネルの駆動装置について、好ましい実施の形態を図に基づいて説明する。図１はその基本構成を示したものである。なお、図１においてはすでに説明した図６の各構成要素に対応する部分は同一符号で示しており、したがって、その詳細な説明は省略する。図１に示す構成においては、逆バイアス電圧生成回路５が、ＤＣ−ＤＣコンバータ６によって生成される駆動電圧によって駆動される定電流回路１８と、この定電流回路によって定電流駆動されるツェナーダイオードＺD1とにより構成されている。そして、前記ツェナーダイオードＺD1に生成されるツェナー電圧が、電圧バッファ回路１９を介して非走査状態の陰極走査線に与えられるように構成されている。
【００３３】
表示パネル１を構成する各有機ＥＬ素子ＯＥＬには、前記したとおり寄生容量Ｃp が存在している。したがって、各ＥＬ素子の寄生容量Ｃp には、頭初において前記逆バイアス電圧生成回路５からの逆バイアス電圧が充電される。一方、陽極線ドライブ回路２における各定電流回路Ｉ1 〜Ｉn より、各ＥＬ素子に対して定電流が供給される。そして、各ＥＬ素子の順方向電圧が、設定された逆バイアス電圧を超えた時点において、前記寄生容量Ｃp を介して陰極走査線側に向かって電流が流れる。
【００３４】
ところで、前記した電圧バッファ回路１９には、符号Ｒ6 で示したように出力インピーダンスが存在しており、したがって、各寄生容量Ｃp を介して陰極走査線側に向かって流れる電流により、電圧バッファ回路１９における出力インピーダンスＲ6 を介した出力端には、前記逆バイアス電圧をシフトアップさせる電圧ピーク値が発生する。この逆バイアス電圧をシフトアップさせる電圧ピーク値（以下、これを戻り電圧ともいう）は、ＥＬ素子の順方向電圧にほぼ対応したものとなる。
【００３５】
図１に示す実施の形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ６における抵抗Ｒ1 とＲ2 との間に、ｐｎｐトランジスタＱ3 が挿入されており、当該トランジスタのベースは前記電圧バッファ回路１９における出力インピーダンスＲ6 を介した出力端に接続されている。したがって、前記トランジスタＱ3 のベースには前記逆バイアス電圧に戻り電圧が重畳されたシフトアップ電圧が印加されることになる。前記トランジスタＱ3 は、電流バッファとして機能しており、当該トランジスタＱ3 のエミッタ電流は、コレクタ電流にほぼ等しい。
【００３６】
そこで、前記シフトアップされた電圧に対して、トランジスタＱ3 のエミッタ・ベース間電圧（＝０．６５Ｖ）が重畳されて、抵抗Ｒ2 側に印加されるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ６における出力電圧がシフトアップされた電圧に対応して上昇することになる。このＤＣ−ＤＣコンバータ６における出力電圧は、ＰＷＭによるスイッチングレギュレータ回路１１を介してフィードバックされており、したがって、前記抵抗Ｒ2 とＲ1 の比と、基準電圧Ｖref のパラメータにしたがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ６における出力電圧が決定される。
【００３７】
図２は、図１に示す駆動回路の構成において、特に逆バイアス電圧生成回路５を構成する定電流回路の具体例を説明するものである。この定電流回路は、トランジスタＱ4 ，Ｑ5 、並びに抵抗Ｒ8 〜Ｒ11により構成されている。すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ６における出力電圧ラインにトランジスタＱ4 のエミッタが接続され、そのコレクタは抵抗Ｒ11を介して基準電位点に接続されている。また、トランジスタＱ5 のベースはトランジスタＱ4 のコレクタに接続されると共に、そのエミッタは抵抗Ｒ8 を介してコンバータ６における出力電圧ラインに接続されている。さらに、そのコレクタはツェナーダイオードＺD1に接続されて、定電流出力端を構成している。一方、トランジスタＱ5 のエミッタ・ベース間には抵抗Ｒ9 ，Ｒ10が接続され、抵抗Ｒ9 とＲ10の接続点はトランジスタＱ4 のベースに接続されている。
【００３８】
前記した回路構成において、各トランジスタＱ4 ，Ｑ5 の電流増幅率hfe が、８０以上の条件下において、Ｒ9 ＝Ｒ10＝Ｒ8 ×10の関係となるように設定されることが望ましい。また、ツェナーダイオードＺD1のツェナー電圧をＶzdとし、各トランジスタのベース・エミッタ間電圧が０．６５Ｖであるとすれば、抵抗Ｒ11は、Ｒ11≦（Ｖzd-1.5×0.65）／〔0.65／（Ｒ9+Ｒ10）〕の関係となるように設定されることが望ましい。前記した条件に設定した場合、各トランジスタＱ4 ，Ｑ5 におけるエミッタ・ベース間の電圧は、それぞれ０．６５Ｖにロックされるため抵抗Ｒ8 における電圧降下を０．３Ｖ程度とすることができる。また、トランジスタＱ5 におけるエミッタ・コレクタ間飽和電圧は０．１Ｖ程度である。したがって、前記した回路構成においては、０．４Ｖ程度の最小飽和電圧で定電流回路を構成することができる。
【００３９】
ここで、電圧バッファ回路を構成するエミッタフォロアトランジスタＱ6 のエミッタ電位Ｖｅは、Ｖｅ＝Ｖzd−0.65として表すことができるが、実質的に前記した逆バイアス電圧をシフトアップさせる戻り電圧が加算されることになり、この電圧値をＶβとした時、トランジスタＱ6 のエミッタ電位Ｖｅは、次のように示すことができる。
【００４０】
【数３】

【００４１】
なお、この時のＶｅのピーク値は、各有機ＥＬ素子の順方向点灯電圧にほぼ等しい。そして、図２に示した回路構成によるＤＣ−ＤＣコンバータ６より得られる出力電圧Ｖout1は、次のように示すことができる。
【００４２】
【数４】

【００４３】
なお、図２に示す実施の形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ６におけるフィードバック系に抵抗Ｒ15が挿入されており、これにより、フィードバック系を介したコンバータ６において発生し得る不安定動作が抑制できるように構成されている。
【００４４】
前記した説明で明らかなように、図２に示した回路構成によるＤＣ−ＤＣコンバータ６より得られる出力電圧Ｖout1には、前記した逆バイアス電圧をシフトアップさせる電圧値Ｖβが常に加算された状態で出力される。この電圧値Ｖβは前記したようにＥＬ素子の順方向点灯電圧に対応するものであり、ＥＬ素子の順方向電圧に応じてＤＣ−ＤＣコンバータ６より得られる出力電圧Ｖout1が変化するように作用する。それ故、図６として示した従来の駆動装置のように、各要素に応じて積み上げた無駄なマージンを乗せて、ＤＣ−ＤＣコンバータ６の出力電圧を高めに設定する必要性を無くすことができる。
【００４５】
換言すれば、各発光素子を点灯駆動する前記定電流回路Ｉ1 〜Ｉn における電圧降下分を最小限に制御することが可能となり、当該定電流回路において発生する電力損失を効果的に抑えることができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ６より得られる出力電圧Ｖout1は、例えば経時変化によりＥＬ素子の順方向電圧が増大した場合においても、これに追従することができ、さらに、ＥＬ素子の温度依存性による順方向電圧の変化にも追従することができる。
【００４６】
なお、図１および図２に示した実施の形態においては、逆バイアス電圧生成回路５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ６より得られる出力電圧により定電流回路を駆動し、ツェナーダイオードによるツェナー電圧に基づいて、逆バイアス電圧を生成するように構成している。このように定電流回路を利用することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ６より得られる出力電圧の変動分をブロックし、安定した逆バイアス電圧をもたらすことができる。
【００４７】
すなわち、逆バイアス電圧生成回路５は、簡易的には抵抗分割の手段を利用することも考えられる。しかしながら、前記した実施の形態において、逆バイアス電圧生成回路５として抵抗分割手段を採用した場合においては、各寄生容量Ｃp を介して逆バイアス電圧がシフトアップされた場合、これに応じてコンバータ６からの出力電圧もシフトアップされるため、抵抗分割手段により得られる逆バイアス電圧もシフトアップするように作用する。すなわち、逆バイアス電圧生成回路を介して正帰還ループが形成され、ＤＣ−ＤＣコンバータ６より得られる出力電圧は、常に高い電圧に張り付くという現象が発生する。
【００４８】
以上の理由により、コンバータ６より出力される駆動電圧が、逆バイアス電圧のシフトアップ分に基づいて変動するように動作する図１および図２に示した実施の形態においては、逆バイアス電圧生成回路５において、定電流回路を採用することが望ましい。
【００４９】
次に、図３はこの発明にかかる駆動装置の他の実施の形態を示したものである。なお、図３においてはすでに説明した各構成要素に対応する部分は同一符号で示しており、したがって、その詳細な説明は省略する。図３に示す構成においては、逆バイアス電圧をシフトアップさせる戻り電圧のピーク値を保持するピークホールド回路を具備した点に特徴を有する。そして、ピークホールド回路によってホールドされたピーク値が、ＤＣ−ＤＣコンバータ６を構成する前記トランジスタＱ3 のベースに供給されるように構成されている。
【００５０】
すなわち、逆バイアス電圧生成回路５における電圧バッファトランジスタＱ6 のエミッタに、ピークホールド回路を構成するよりｎｐｎトランジスタＱ7 のベースが接続されている。前記トランジスタＱ7 のコレクタはＤＣ−ＤＣコンバータ６の出力ラインに接続されており、また、当該トランジスタＱ7 のエミッタは抵抗Ｒ17を介して基準電位点に接続されている。そして、前記エミッタと基準電位点との間にピークホールド用のコンデンサＣ3 が接続されており、コンデンサＣ3 における端子電圧が、ＤＣ−ＤＣコンバータ６を構成する前記トランジスタＱ3 のベースに供給されるように構成されている。
【００５１】
なお、前記した構成においては、現実的には逆バイアス電圧生成回路５における電圧バッファの出力インピーダンスとして示される抵抗Ｒ12、および陰極走査経路におけるインピーダンスとして示される抵抗Ｒ13が存在している。また、図３には示されていないが、ピークホールド回路を構成するコンデンサＣ3 の電荷を定期的に放電させるリセットスイッチが備えられ、陰極線走査回路３において、陰極走査が切替えられる瞬間において、必要に応じて前記コンデンサＣ3 の電荷を放電させるように構成される。
【００５２】
前記した構成によると、逆バイアス電圧をシフトアップする戻り電圧のピーク値がコンデンサＣ3 に充電され、ホールドされる。このホールド電圧（ピーク電圧）は、電流バッファとして機能する前記トランジスタＱ3 のベースに供給される。したがって、図３に示した回路構成によるＤＣ−ＤＣコンバータ６より得られる出力電圧Ｖout2は、次のように示すことができる。
【００５３】
【数５】

【００５４】
すなわち、図３に示した構成におけるＤＣ−ＤＣコンバータ６より得られる出力電圧Ｖout2は、図２に示した構成における出力電圧Ｖout1（数式４）に比較すると０．６５Ｖの電圧が降下した形で出力制御される。これは、ピークホールド回路を構成するトランジスタＱ7 におけるベース・エミッタ間電圧Ｖbeによる降下分に起因する。
【００５５】
図３に示したように、戻り電圧によりシフトアップされた電圧値をピークホールド回路によりピークホールドする構成を採用すると、表示パネル１に形成される容量が小さくて、一走査の時間が長い場合でも、トランジスタＱ3 のベースに安定した電圧を供給することができる。そして、陽極線ドライブ回路２に配置された定電流回路Ｉ1 〜Ｉn における定電流特性が常に確保できる程度の最適化出力電圧を、ＤＣ−ＤＣコンバータより出力させることができ、これによりさらに安定に電力損失を低減させることに寄与できる。
【００５６】
なお、前記した実施の形態においては、いずれにおいてもＤＣ−ＤＣコンバータは、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式によるスイッチングレギュレータを構成しているが、これはＰＦＭ（パルス周波数変調）方式を採用することもでき、また、例えばトランス結合による駆動電圧生成手段を採用することもできる。
【００５７】
【発明の効果】
以上の説明で明らかなように、この発明にかかる発光表示パネルの駆動装置によると、非走査状態における発光素子の寄生容量を介して走査線に生ずる電圧値に対応して、前記ドライブ線に与える発光駆動電力を変更するように構成したので、例えば、陽極線ドライブ回路に配置された定電流回路における電圧降下を極力少なくさせることができ、したがって、電力損失を低減させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明にかかる容量性発光表示パネルの駆動装置の実施の形態を示した結線図である。
【図２】図１に示す駆動装置における逆バイアス電圧生成回路の具体的な構成を示した結線図である。
【図３】この発明にかかる駆動装置の他の実施の形態を示した結線図である。
【図４】有機ＥＬ素子の等価回路を示す図である。
【図５】有機ＥＬ素子の諸特性を示した特性図である。
【図６】従来の駆動装置の一例を示した結線図である。
【符号の説明】
１発光表示パネル
２陽極線ドライブ回路
３陰極線走査回路
４発光制御回路
５逆バイアス電圧生成回路
６ＤＣ−ＤＣコンバータ（昇圧回路）
１１スイッチングレギュレータ回路
１２ＤＣ電圧源
１４誤差増幅器
１５ＰＷＭ回路
１６発振器
Ａ1 〜Ａn 陽極（ドライブ）線
Ｂ1 〜Ｂm 陰極（走査）線
Ｄ1 ダイオード
Ｉ1 〜Ｉn 定電流回路（定電流源）
Ｌ1 インダクタ
ＯＥＬ有機ＥＬ素子
Ｑ1 〜Ｑ7 トランジスタ
Ｒ1 〜Ｒ17 抵抗
ＳX1〜ＳXn ドライブスイッチ
ＳY1〜ＳYn 走査スイッチ
Ｖref 基準電圧
ＺD1 ツェナーダイオード[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a technique for driving light emission of a capacitive light-emitting element such as an organic EL (electroluminescence) element, and in particular, to reduce power loss when driving a display panel formed by arranging each organic EL element. The present invention relates to a drive device for a capacitive light emitting display panel.
[0002]
[Prior art]
Organic EL displays have attracted attention as displays that can be reduced in power consumption, high display quality, and reduced thickness in place of liquid crystal displays. This is because the use of an organic compound that can be expected to have good light-emitting characteristics in the light-emitting layer of an EL element used in an EL display has led to higher efficiency and longer life that can withstand practical use. is there.
[0003]
The organic EL element can be electrically represented by an equivalent circuit as shown in FIG. That is, the organic EL element can be replaced with a configuration of a diode component E and a parasitic capacitance component Cp coupled in parallel to the diode component, and the organic EL element is considered to be a capacitive light emitting element. When a light emission driving voltage is applied to the organic EL element, first, a charge corresponding to the electric capacity of the element flows into the electrode as a displacement current and is accumulated. Subsequently, when a certain voltage specific to the element (light emission threshold = Vth) is exceeded, current begins to flow from the electrode (the anode side of the diode component E) to the organic layer constituting the light emitting layer, and light is emitted with an intensity proportional to this current. Then you can think.
[0004]
FIG. 5 shows the static light emission characteristics of such an organic EL element. According to this, as shown in FIG. 5A, the organic EL element emits light by suddenly flowing current (I) when the drive voltage (V) is equal to or higher than the light emission threshold voltage (Vth). In other words, if the applied drive voltage is equal to or lower than the light emission threshold voltage, almost no drive current flows through the EL element and no light is emitted after charging the parasitic capacitance. And in the light emission possible area | region where a drive voltage (V) is more than a light emission threshold voltage, as shown in FIG.5 (b), it has the characteristic to light-emit with the brightness | luminance (L) substantially proportional to the drive current (I). Yes. Therefore, as shown in FIG. 5C, the luminance characteristics of the EL element are such that, in the light emission possible region that is larger than the threshold voltage, the light emission luminance (L) increases as the voltage (V) applied thereto increases. It has the property of increasing.
[0005]
On the other hand, the above-described organic EL element also has a characteristic that the physical properties of the element change due to long-term use, and the resistance value of the element itself increases. For this reason, as shown in FIG. 5A, in the organic EL element, the VI characteristic changes in the direction indicated by the arrow (characteristic indicated by the broken line) with the passage of the actual use time, and therefore the luminance characteristic also deteriorates. Will do.
[0006]
Furthermore, it is also known that the luminance characteristics of the organic EL element change as shown by a broken line in FIG. That is, the EL element has a characteristic that, in a light emission possible region larger than the above-described light emission threshold voltage, the light emission luminance (L) increases as the value of the voltage (V) applied thereto increases. The light emission threshold voltage becomes smaller as it becomes. Therefore, the EL element becomes capable of emitting light with a small applied voltage as the temperature rises, and has a temperature dependency of luminance such that it is bright at high temperature and dark at low temperature even when the same applied voltage capable of emitting light is given. Yes.
[0007]
As a method for driving a display panel configured by arranging a plurality of such organic EL elements, a simple matrix driving method can be applied. FIG. 6 shows an example of a simple matrix display panel and its driving device. There are two methods for driving the organic EL element in this simple matrix driving system, cathode line scanning / anode line driving and anode line scanning / cathode line driving. The configuration shown in FIG. 6 is the former cathode line scanning / anode line. The form of the drive is shown. That is, anode lines A1 to An as n drive lines are arranged in the vertical direction, and cathode lines B1 to Bm as m scan lines are arranged in the horizontal direction, and at each intersecting portion (total n × m places). The organic EL element OEL indicated by the symbol mark of the diode is arranged to constitute the display panel 1.
[0008]
Each EL element constituting the pixel is arranged in a lattice pattern, and has one end corresponding to the intersection of the anode lines A1 to An along the vertical direction and the cathode lines B1 to Bm along the horizontal direction. The anode terminal of the diode component E) is connected to the anode line, and the other end (the cathode terminal of the diode component E of the above-described equivalent circuit) is connected to the cathode line. The anode line is connected to the anode line drive circuit 2 and the cathode line is connected to the cathode line scanning circuit 3 and driven.
[0009]
The cathode line scanning circuit 3 is provided with scanning switches SY1 to SYm corresponding to the cathode scanning lines B1 to Bm, and a reverse bias voltage (VM) from a reverse bias voltage generation circuit 5 for preventing crosstalk light emission. Alternatively, either one of the ground potentials as the reference potential point is connected to the corresponding cathode scanning line. The anode line drive circuit 2 is provided with constant current circuits I1 to In and drive switches SX1 to SXn as constant current sources for supplying drive currents to the individual EL elements through the anode lines.
[0010]
The drive switches SX1 to SXn act so as to connect either one of the current from the constant current circuits I1 to In or the ground potential to the corresponding anode line. Therefore, when the drive switches SX1 to SXn are connected to the constant current circuit side, the current from the constant current circuits I1 to In is supplied to the individual EL elements arranged corresponding to the cathode scanning lines. Acts like
[0011]
Although a driving source such as a constant voltage circuit can be used instead of the constant current circuit, the current / luminance characteristics of the EL element are stable against temperature changes, whereas the voltage / luminance characteristics are In general, a constant current circuit is generally used as a drive source as shown in the figure because it is unstable to temperature changes and prevents deterioration of the element due to overcurrent. Is.
[0012]
A control bus is connected to the anode line drive circuit 2 and the cathode line scan circuit 3 from a light emission control circuit (not shown), and the scan switches SY1 to SYm and drive switches SX1 to SXn are based on image signals to be displayed. Is operated. Thus, the constant current circuit is connected to the desired anode line while setting the cathode scanning line to the reference potential at a predetermined cycle based on the image signal. Thereby, each light emitting element selectively emits light, and an image based on the image signal is reproduced on the display panel 1.
[0013]
The constant current circuits I1 to In in the anode line drive circuit 2 are configured to be supplied with a DC output (drive voltage = VCOM) provided from the booster circuit 6 by a DC-DC converter. The booster circuit 6 using a DC-DC converter described below generates a DC output by PWM control (variable control of pulse width), but this uses PFM control (variable control of pulse synchronization). You can also
[0014]
This DC-DC converter is configured such that the PWM wave output from the switching regulator circuit 11 turns on the npn transistor Q1 as a switching element at a predetermined duty cycle. That is, the power energy from the DC voltage source 12 is accumulated in the inductor L1 by the on operation of the transistor Q1, and the power energy accumulated in the inductor with the off operation of the transistor Q1 is transferred to the capacitor C1 through the diode D1. Accumulated. By repeating the ON / OFF operation of the transistor Q1, the boosted DC output can be obtained as the terminal voltage of the capacitor C1.
[0015]
The DC output voltage is divided by resistors R1 and R2, supplied to an error amplifier 14 by an operational amplifier in the switching regulator circuit 11, and compared with a reference voltage Vref. This comparison output (error output) is supplied to the PWM circuit 15 and feedback control is performed so as to maintain the output voltage at a predetermined constant voltage by controlling the duty of the signal wave provided from the oscillator 16. Therefore, the output voltage Vout obtained by the DC-DC converter 6 can be expressed as follows.
[0016]
[Expression 1]

[0017]
On the other hand, the reverse bias voltage generation circuit 5 used to prevent the crosstalk light emission is configured by a voltage dividing circuit that divides the output voltage Vout. That is, this voltage dividing circuit is constituted by resistors R3 and R4 and an npn transistor Q2 functioning as an emitter follower. Therefore, if the base-emitter voltage in the transistor Q2 is expressed as Vbe, the reverse bias voltage VM obtained by this voltage dividing circuit can be expressed as follows.
[0018]
[Expression 2]

[0019]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in the drive device of the light emitting display panel having the above-described configuration, the output voltage provided from the DC-DC converter 6 applied to each of the constant current circuits I1 to In in the anode line drive circuit 2 uses, for example, the PWM method described above. The switching regulator is controlled so that the output voltage is always constant (constant voltage). In this case, the output voltage provided from the DC-DC converter 6 is set high in consideration of the following factors so that the constant current characteristics of the constant current circuit in the anode line drive circuit 2 can be sufficiently secured. I have to.
[0020]
That is, as the element, for example, constant tolerance of each circuit component constituting the switching regulator described above, variation in voltage drop amount in each constant current circuit, and panel wiring resistance at the maximum luminance level of each organic EL element Further, the voltage drop due to the above, the increase in the forward voltage based on the change over time of the EL element explained based on FIG. 5A, and the temperature dependence of the EL element explained based on FIG. For example, the forward voltage fluctuation (rise) due to. In the conventional driving device of the light emitting display panel, the constant current characteristics of the constant current circuits I1 to In can be sufficiently ensured even when these elements act synergistically. The output voltage provided from the DC-DC converter 6 is set higher.
[0021]
However, when the output voltage resulting from the DC-DC converter is set higher as described above, it often involves excessive power loss. For example, when this is employed in a portable terminal or the like, This not only promotes battery consumption but also results in heat generation due to power loss. That is, when the output voltage is set higher, as a result, the voltage drop in each of the constant current circuits I1 to In in the anode line drive circuit 2 increases, and the power loss increases in proportion thereto. Therefore, the heat generated for this causes stress on the organic EL element, peripheral circuit components, and the like, and in particular causes problems such as shortening the life of the EL element.
[0022]
The present invention has been made paying attention to the above-mentioned problems, and provides a drive device for a capacitive light-emitting display panel that can effectively suppress the above-described power loss and reduce the degree of adverse effects caused by heat generation. It is intended to provide.
[0023]
[Means for Solving the Problems]
The light emitting display panel drive device according to the present invention made to achieve the above object includes a plurality of drive lines and a plurality of scan lines intersecting each other, and a plurality of intersection positions by the drive lines and the scan lines. A drive device for a light-emitting display panel comprising a capacitive light-emitting element connected between each drive line and each scan line, wherein each drive line is provided with a constant current source, via the constant current source A constant current is supplied to each light emitting element, and in a state where one of the scanning lines is set to a reference potential and the light emitting element is driven to emit light, the light emitting element in the non-scanning state is scanned. is configured to reverse bias voltage via line is applied, the raw Ji to the scanning line via parasitic capacitance of the light emitting element in the non-scanning state, is superimposed on the reverse bias voltage electrostatic Corresponding to the value, characterized in that configured to change a light emission driving voltage supplied to the constant current source arranged in the drive line.
[0026]
In this case, preferably, the reverse bias voltage generation circuit for generating the reverse bias voltage includes a Zener diode, and is configured to obtain the reverse bias voltage based on the Zener voltage generated by the Zener diode.
[0027]
On the other hand, in the embodiment of a drive device according to the invention, raw Ji to the scanning line via parasitic capacitance of the light emitting element in the non-scanning state, the peak hold a peak of the voltage value to be superimposed on the reverse-bias voltage In some cases, a hold circuit is provided, and a light emission drive voltage supplied to the constant current source is changed based on a peak voltage value held by the peak hold circuit.
[0028]
In a preferred embodiment of the drive device according to the present invention, the drive voltage supplied to the constant current source is supplied from a DC-DC booster circuit, and from the DC-DC booster circuit. A feedback circuit is configured in which the obtained drive voltage is controlled in accordance with the voltage value. And each above-mentioned structure can be utilized suitably for the drive device of the light emission display panel which used organic electroluminescence as a light emitting element.
[0029]
According to the driving device of the light emitting display panel having the above-described configuration, the voltage value generated in the scanning line through the parasitic capacitance of the light emitting element in the non-scanning state is used, and the light emission driving power applied to the drive line is changed based on this voltage value. Acts to be. That is, a reverse bias voltage is normally applied to the scanning line corresponding to the light emitting element in the non-scanning state in order to prevent crosstalk light emission. The generation circuit for generating the reverse bias voltage is configured to output the reverse bias voltage via the voltage buffer circuit, and the voltage buffer circuit has an output impedance. Therefore, a voltage value corresponding to the forward voltage of each light emitting element is substantially superimposed on the reverse bias voltage via the parasitic capacitance, and the reverse bias voltage is shifted up.
[0030]
On the other hand, a configuration in which each of the light emitting elements is driven to light through a constant current circuit disposed in each drive line is preferably used, but the drive voltage applied to the constant current circuit shifts up the reverse bias voltage. Control is performed so as to increase in accordance with the voltage value. As a result, it is possible to eliminate the necessity of setting the driving voltage applied to the constant current circuit to a higher constant voltage by taking a useless margin accumulated according to each element as in the conventional driving device described above. .
[0031]
Therefore, it is possible to control the voltage drop in the constant current circuit that drives each light emitting element to be minimized, thereby effectively suppressing the power loss generated in the constant current circuit. it can.
[0032]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, a preferred embodiment of a drive device for a light emitting display panel according to the present invention will be described based on the drawings. FIG. 1 shows the basic configuration. In FIG. 1, portions corresponding to the components of FIG. 6 already described are denoted by the same reference numerals, and therefore detailed description thereof is omitted. In the configuration shown in FIG. 1, the reverse bias voltage generation circuit 5 includes a constant current circuit 18 driven by a drive voltage generated by a DC-DC converter 6, and a Zener diode ZD1 driven by the constant current circuit. It is comprised by. The Zener voltage generated in the Zener diode ZD1 is applied to the non-scanning cathode scanning line via the voltage buffer circuit 19.
[0033]
Each organic EL element OEL constituting the display panel 1 has a parasitic capacitance Cp as described above. Therefore, the reverse bias voltage from the reverse bias voltage generation circuit 5 is charged to the parasitic capacitance Cp of each EL element at the beginning. On the other hand, a constant current is supplied to each EL element from each of the constant current circuits I1 to In in the anode line drive circuit 2. Then, when the forward voltage of each EL element exceeds the set reverse bias voltage, a current flows toward the cathode scanning line side through the parasitic capacitance Cp.
[0034]
By the way, the voltage buffer circuit 19 has an output impedance as indicated by reference numeral R6. Therefore, the voltage buffer circuit 19 is caused by a current flowing toward the cathode scanning line through each parasitic capacitance Cp. A voltage peak value for shifting up the reverse bias voltage is generated at the output terminal via the output impedance R6. A voltage peak value for shifting up the reverse bias voltage (hereinafter also referred to as a return voltage) substantially corresponds to the forward voltage of the EL element.
[0035]
In the embodiment shown in FIG. 1, a pnp transistor Q3 is inserted between resistors R1 and R2 in the DC-DC converter 6, and the base of the transistor is connected to the output impedance R6 in the voltage buffer circuit 19. Connected to the output terminal. Accordingly, the base of the transistor Q3 is applied with a shift-up voltage in which a reverse voltage is superimposed on the reverse bias voltage. The transistor Q3 functions as a current buffer, and the emitter current of the transistor Q3 is substantially equal to the collector current.
[0036]
Therefore, the emitter-base voltage (= 0.65 V) of the transistor Q3 is superimposed on the shifted voltage and applied to the resistor R2, so that the output voltage in the DC-DC converter 6 is shifted. It will rise in response to the increased voltage. The output voltage in the DC-DC converter 6 is fed back via the PWM switching regulator circuit 11. Therefore, the output voltage in the DC-DC converter 6 is determined according to the ratio of the resistors R2 and R1 and the parameter of the reference voltage Vref. The output voltage is determined.
[0037]
FIG. 2 illustrates a specific example of a constant current circuit constituting the reverse bias voltage generation circuit 5 in the configuration of the drive circuit shown in FIG. This constant current circuit is constituted by transistors Q4 and Q5 and resistors R8 to R11. That is, the emitter of the transistor Q4 is connected to the output voltage line in the DC-DC converter 6 and the collector thereof is connected to the reference potential point via the resistor R11. The base of the transistor Q5 is connected to the collector of the transistor Q4, and its emitter is connected to the output voltage line in the converter 6 via the resistor R8. Further, its collector is connected to a Zener diode ZD1 to constitute a constant current output terminal. On the other hand, resistors R9 and R10 are connected between the emitter and base of the transistor Q5, and the connection point between the resistors R9 and R10 is connected to the base of the transistor Q4.
[0038]
In the above circuit configuration, it is desirable that the current amplification factor hfe of each of the transistors Q4 and Q5 is set so as to satisfy the relationship of R9 = R10 = R8 × 10 under the condition of 80 or more. If the Zener voltage of the Zener diode ZD1 is Vzd and the base-emitter voltage of each transistor is 0.65V, the resistor R11 is R11 ≦ (Vzd−1.5 × 0.65) / [0.65 / (R9 + R10)] is preferably set. When the above-mentioned conditions are set, the voltage between the emitter and the base in each of the transistors Q4 and Q5 is locked at 0.65V, so that the voltage drop at the resistor R8 can be about 0.3V. Further, the saturation voltage between the emitter and the collector of the transistor Q5 is about 0.1V. Therefore, in the circuit configuration described above, a constant current circuit can be configured with a minimum saturation voltage of about 0.4V.
[0039]
Here, the emitter potential Ve of the emitter follower transistor Q6 constituting the voltage buffer circuit can be expressed as Ve = Vzd−0.65, but a return voltage that substantially shifts up the reverse bias voltage is added. When this voltage value is Vβ, the emitter potential Ve of the transistor Q6 can be expressed as follows.
[0040]
[Equation 3]

[0041]
At this time, the peak value of Ve is substantially equal to the forward lighting voltage of each organic EL element. The output voltage Vout1 obtained from the DC-DC converter 6 having the circuit configuration shown in FIG. 2 can be expressed as follows.
[0042]
[Expression 4]

[0043]
In the embodiment shown in FIG. 2, the resistor R15 is inserted in the feedback system in the DC-DC converter 6, so that unstable operation that can occur in the converter 6 via the feedback system can be suppressed. It is configured.
[0044]
As apparent from the above description, the output voltage Vout1 obtained from the DC-DC converter 6 having the circuit configuration shown in FIG. 2 is always added with the voltage value Vβ for shifting up the reverse bias voltage. Is output. This voltage value Vβ corresponds to the forward lighting voltage of the EL element as described above, and acts so that the output voltage Vout1 obtained from the DC-DC converter 6 changes according to the forward voltage of the EL element. . Therefore, it is possible to eliminate the necessity of setting the output voltage of the DC-DC converter 6 high by putting a useless margin accumulated according to each element as in the conventional driving device shown in FIG. .
[0045]
In other words, it becomes possible to control the voltage drop in the constant current circuits I1 to In that drive and drive each light emitting element to the minimum, and the power loss generated in the constant current circuit can be effectively suppressed. . Further, the output voltage Vout1 obtained from the DC-DC converter 6 can follow, for example, when the forward voltage of the EL element increases due to a change with time. It is also possible to follow changes in the direction voltage.
[0046]
In the embodiment shown in FIGS. 1 and 2, the reverse bias voltage generation circuit 5 drives the constant current circuit by the output voltage obtained from the DC-DC converter 6, and based on the Zener voltage by the Zener diode. The reverse bias voltage is generated. By using the constant current circuit in this way, it is possible to block the fluctuation of the output voltage obtained from the DC-DC converter 6 and to bring about a stable reverse bias voltage.
[0047]
That is, the reverse bias voltage generation circuit 5 can be considered to use resistance dividing means in a simple manner. However, in the above-described embodiment, when the resistance dividing means is employed as the reverse bias voltage generation circuit 5, when the reverse bias voltage is shifted up via each parasitic capacitance Cp, the converter 6 responds accordingly. Therefore, the reverse bias voltage obtained by the resistance dividing means is also shifted up. That is, a positive feedback loop is formed through the reverse bias voltage generation circuit, and the output voltage obtained from the DC-DC converter 6 always sticks to a high voltage.
[0048]
For the above reasons, in the embodiment shown in FIGS. 1 and 2 in which the drive voltage output from the converter 6 operates so as to fluctuate based on the shift-up amount of the reverse bias voltage, the reverse bias voltage generation circuit 5, it is desirable to employ a constant current circuit.
[0049]
Next, FIG. 3 shows another embodiment of the drive device according to the present invention. In FIG. 3, parts corresponding to the components already described are denoted by the same reference numerals, and therefore detailed description thereof is omitted. The configuration shown in FIG. 3 is characterized in that it includes a peak hold circuit that holds the peak value of the return voltage that shifts up the reverse bias voltage. The peak value held by the peak hold circuit is supplied to the base of the transistor Q3 constituting the DC-DC converter 6.
[0050]
That is, the base of the npn transistor Q7 is connected to the emitter of the voltage buffer transistor Q6 in the reverse bias voltage generation circuit 5 rather than the peak hold circuit. The collector of the transistor Q7 is connected to the output line of the DC-DC converter 6, and the emitter of the transistor Q7 is connected to a reference potential point via a resistor R17. A peak hold capacitor C3 is connected between the emitter and the reference potential point so that the terminal voltage at the capacitor C3 is supplied to the base of the transistor Q3 constituting the DC-DC converter 6. It is configured.
[0051]
In the above-described configuration, there is actually a resistor R12 indicated as the output impedance of the voltage buffer in the reverse bias voltage generation circuit 5, and a resistor R13 indicated as the impedance in the cathode scanning path. Although not shown in FIG. 3, a reset switch for periodically discharging the charge of the capacitor C3 constituting the peak hold circuit is provided, and is necessary at the moment when the cathode scanning is switched in the cathode scanning circuit 3. Accordingly, the capacitor C3 is configured to be discharged.
[0052]
According to the above configuration, the peak value of the return voltage for shifting up the reverse bias voltage is charged in the capacitor C3 and held. This hold voltage (peak voltage) is supplied to the base of the transistor Q3 which functions as a current buffer. Therefore, the output voltage Vout2 obtained from the DC-DC converter 6 having the circuit configuration shown in FIG. 3 can be expressed as follows.
[0053]
[Equation 5]

[0054]
That is, the output voltage Vout2 obtained from the DC-DC converter 6 in the configuration shown in FIG. 3 is output in the form of a voltage drop of 0.65 V compared to the output voltage Vout1 (Equation 4) in the configuration shown in FIG. Be controlled. This is caused by a drop due to the base-emitter voltage Vbe in the transistor Q7 constituting the peak hold circuit.
[0055]
As shown in FIG. 3, when the configuration in which the voltage value shifted up by the return voltage is peak-held by the peak hold circuit is adopted, even when the capacitance formed in the display panel 1 is small and the time of one scan is long. A stable voltage can be supplied to the base of the transistor Q3. Then, an optimized output voltage that can always ensure constant current characteristics in the constant current circuits I1 to In arranged in the anode line drive circuit 2 can be output from the DC-DC converter. This can contribute to reducing the loss.
[0056]
In any of the above-described embodiments, the DC-DC converter constitutes a switching regulator using a PWM (pulse width modulation) method, but this may employ a PFM (pulse frequency modulation) method. In addition, for example, a driving voltage generating means by transformer coupling can be employed.
[0057]
【Effect of the invention】
As is apparent from the above description, according to the drive device of the light emitting display panel according to the present invention, the drive line is given corresponding to the voltage value generated in the scan line through the parasitic capacitance of the light emitting element in the non-scanning state. Since the light emission drive power is changed, for example, the voltage drop in the constant current circuit arranged in the anode line drive circuit can be reduced as much as possible, and therefore the power loss can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a connection diagram showing an embodiment of a driving device for a capacitive light emitting display panel according to the present invention;
2 is a connection diagram showing a specific configuration of a reverse bias voltage generation circuit in the driving device shown in FIG. 1; FIG.
FIG. 3 is a connection diagram showing another embodiment of the drive device according to the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing an equivalent circuit of an organic EL element.
FIG. 5 is a characteristic diagram showing various characteristics of the organic EL element.
FIG. 6 is a connection diagram illustrating an example of a conventional driving device.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Light emitting display panel 2 Anode line drive circuit 3 Cathode line scanning circuit 4 Light emission control circuit 5 Reverse bias voltage generation circuit 6 DC-DC converter (boost circuit)
11 switching regulator circuit 12 DC voltage source 14 error amplifier 15 PWM circuit 16 oscillator A1 to An anode (drive) line B1 to Bm cathode (scanning) line D1 diode I1 to In constant current circuit (constant current source)
L1 Inductor OEL Organic EL elements Q1 to Q7 Transistors R1 to R17 Resistors SX1 to SXn Drive switches SY1 to SYN Scan switch Vref Reference voltage ZD1 Zener diode

Claims

Light emitting display comprising a plurality of drive lines and a plurality of scanning lines intersecting each other, and capacitive light emitting elements connected between the drive lines and the scanning lines at a plurality of intersection positions of the drive lines and the scanning lines A panel drive device,
Each drive line is provided with a constant current source, and a constant current is supplied to each light emitting element via the constant current source, and any one of the scanning lines is set to a reference potential. In a state where the light emitting element is driven to emit light, a reverse bias voltage is applied to the light emitting element in the non-scanning state via the scanning line,
Raw Ji to the scanning line via parasitic capacitance of the light emitting element in the non-scanning state, the reverse bias voltage corresponding to the voltage value superimposed on the light emission driving voltage supplied to the constant current source disposed in the drive line A drive device for a capacitive light-emitting display panel, characterized in that:

The capacitive light emitting display panel according to claim 1 , wherein the reverse bias voltage generation circuit that generates the reverse bias voltage includes a Zener diode, and the reverse bias voltage is obtained based on the Zener voltage generated by the Zener diode. Drive device.

Raw Ji to the scanning line via parasitic capacitance of the light emitting element in the non-scanning state, the peak hold circuit for holding the peak of the voltage value to be superimposed on the reverse-bias voltage is provided, the peak is held by the peak hold circuit The drive device for a capacitive light emitting display panel according to claim 1 , wherein the light emission drive voltage supplied to the constant current source is changed based on a voltage value.

The light emission drive voltage supplied to the constant current source is supplied from a DC-DC booster circuit, and the light emission drive voltage obtained from the DC-DC booster circuit is controlled according to the voltage value. The capacitive light-emitting display panel drive device according to claim 1 , comprising a feedback circuit.

The drive device of the light emitting display panel according to claim 1, wherein the light emitting element is organic electroluminescence.