JP4847707B2

JP4847707B2 - Power semiconductor device

Info

Publication number: JP4847707B2
Application number: JP2005067220A
Authority: JP
Inventors: 喜久本田; 匡則福永; 信剛谷口
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2005-03-10
Filing date: 2005-03-10
Publication date: 2011-12-28
Anticipated expiration: 2025-03-10
Also published as: JP2006254583A

Description

本発明は、例えばインバータ回路等に使用されるスイッチング用電力用半導体装置に関する。 The present invention relates to a switching power semiconductor device used in, for example, an inverter circuit.

図７は、三相インバータ回路に使用される従来の電力用半導体装置の構成例を示す回路図である。図７に示されるように、従来の電力用半導体装置１００は、６個の絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ：以下、「ＩＧＢＴ」という。）１０１〜１０６と、対応するＩＧＢＴ１０１〜１０６にそれぞれ接続された各フリーホイールダイオード１１１〜１１６と、対応するＩＧＢＴ１０１〜１０６をそれぞれ駆動する各駆動回路１２１〜１２６とを備える。ＩＧＢＴ１０１とＩＧＢＴ１０２、ＩＧＢＴ１０３とＩＧＢＴ１０４、及びＩＧＢＴ１０５とＩＧＢＴ１０６は、それぞれ直列に接続されて直列回路を構成し、各直列回路は、Ｐ端子とＮ端子との間で並列に接続されてブリッジ回路を構成する。Ｐ端子及びＮ端子は、直流電源Ｖｃｃの正側電極及び負側電極にそれぞれ接続されている。また、ブリッジ回路の各直列回路における２つのＩＧＢＴの接続点は、三相交流出力端である端子Ｕ，Ｖ，Ｗにそれぞれ接続されている。 FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional power semiconductor device used in a three-phase inverter circuit. As shown in FIG. 7, the conventional power semiconductor device 100 includes six insulated gate bipolar transistors (hereinafter referred to as “IGBTs”) 101 to 106 and corresponding IGBTs 101 to 106, respectively. Each of the connected freewheeling diodes 111 to 116 and each of driving circuits 121 to 126 for driving the corresponding IGBTs 101 to 106 are provided. IGBT 101 and IGBT 102, IGBT 103 and IGBT 104, and IGBT 105 and IGBT 106 are connected in series to form a series circuit, and each series circuit is connected in parallel between the P terminal and the N terminal to form a bridge circuit. . The P terminal and the N terminal are connected to the positive electrode and the negative electrode of the DC power supply Vcc, respectively. Further, the connection points of the two IGBTs in each series circuit of the bridge circuit are connected to terminals U, V, and W, which are three-phase AC output terminals, respectively.

上アーム側の各ＩＧＢＴ１０１，１０３，１０５を駆動する各駆動回路１２１，１２３，１２５は、それぞれ個別の直流電源Ｖｄ１１，Ｖｄ１２，Ｖｄ１３に接続され、下アーム側の各ＩＧＢＴ１０２，１０４，１０６を駆動する各駆動回路１２２，１２４，１２６は、共通する直流電源Ｖｄ１４に接続されている。各駆動回路１２１〜１２６によるＩＧＢＴ１０１〜１０６の駆動を可能にするために、各駆動回路１２１〜１２６の出力端は、それぞれ対応するＩＧＢＴ１０１〜１０６のゲートに接続されており、各駆動回路１２１〜１２６の負側電源入力端は、それぞれ対応するＩＧＢＴ１０１〜１０６のエミッタに接続されている。なお、図７では、下アーム側の各駆動回路１２２，１２４，１２６の負側電源入力端とそれぞれ対応するＩＧＢＴ１０２，１０４，１０６のエミッタとの間の接続のみを図示している。また、各ＩＧＢＴ１０１〜１０６の過電流保護のために、各ＩＧＢＴ１０１〜１０６のエミッタ電流を検出する各抵抗が、対応するＩＧＢＴ１０１〜１０６にそれぞれ接続されているが、図７では、下アーム側の各ＩＧＢＴ１０２，１０４，１０６に対応してそれぞれ接続された各抵抗Ｒ１０１ｕ，Ｒ１０１ｖ，Ｒ１０１ｗのみを図示している。 The drive circuits 121, 123, 125 for driving the IGBTs 101, 103, 105 on the upper arm side are respectively connected to individual DC power sources Vd11, Vd12, Vd13, and drive the IGBTs 102, 104, 106 on the lower arm side. Each drive circuit 122, 124, 126 is connected to a common DC power supply Vd14. In order to enable the drive circuits 121 to 126 to drive the IGBTs 101 to 106, the output terminals of the drive circuits 121 to 126 are connected to the gates of the corresponding IGBTs 101 to 106, respectively. Are connected to the emitters of the corresponding IGBTs 101 to 106, respectively. In FIG. 7, only the connection between the negative power input terminals of the drive circuits 122, 124, 126 on the lower arm side and the emitters of the corresponding IGBTs 102, 104, 106 is shown. In addition, for overcurrent protection of each IGBT 101 to 106, each resistor for detecting the emitter current of each IGBT 101 to 106 is connected to the corresponding IGBT 101 to 106, respectively, but in FIG. Only the resistors R101u, R101v, R101w respectively connected corresponding to the IGBTs 102, 104, 106 are illustrated.

上述の電力用半導体装置１００を、インテリジェントパワーモジュール（ＩｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔＰｏｗｅｒＭｏｄｕｌｅ：以下、「ＩＰＭ」という。）によって実現する場合、下アーム側の各駆動回路１２２，１２４，１２６は、ＩＰＭの制御基板に設けられた配線パターンによってそれぞれ直流電源Ｖｄ１４に接続される。よって、図７に示されるように、直流電源Ｖｄ１４と駆動回路１２２との間には配線パターンに起因する各インダクタンスＬ１０１ｕ，Ｌ１０２ｕ、駆動回路１２２と駆動回路１２４との間には配線パターンに起因する各インダクタンスＬ１０１ｖ，Ｌ１０２ｖ、駆動回路１２４と駆動回路１２６との間には配線パターンに起因する各インダクタンスＬ１０１ｗ，Ｌ１０２ｗがそれぞれ存在する。なお、図中に示された各インダクタンスＬ１１３ｕｐ，Ｌ１１３ｖｐ，Ｌ１１３ｗｐ，Ｌ１１３ｕｎ，Ｌ１１３ｖｎ，Ｌ１１３ｗｎは、それぞれボンディングワイヤに起因するインダクタンス、各インダクタンスＬ１１４ｕｐ，Ｌ１１４ｕｎ，Ｌ１１４ｖｗｎ，Ｌ１１５，Ｌ１１６は、それぞれパッケージフレームに起因するインダクタンス、各インダクタンスＬ１１７ｕ，Ｌ１１７ｖ，Ｌ１１７ｗは、それぞれ各ＩＧＢＴ１０１〜１０６を有するパワー部から制御基板への引き出しに起因するインダクタンスを示している。また、各インダクタンスＬ１１８ｕｐ，Ｌ１１８ｖｐ，Ｌ１１８ｗｐは、例えばモータの各相コイル等の負荷のインダクタンスを示している。 When the above power semiconductor device 100 is realized by an intelligent power module (hereinafter referred to as “IPM”), the lower arm side drive circuits 122, 124, 126 are provided on the control board of the IPM. Each wiring pattern is connected to a DC power source Vd14. Accordingly, as shown in FIG. 7, the inductances L101u and L102u caused by the wiring pattern are caused between the DC power supply Vd14 and the drive circuit 122, and the wiring pattern is caused between the drive circuit 122 and the drive circuit 124. Between the inductances L101v and L102v and between the drive circuit 124 and the drive circuit 126, the inductances L101w and L102w due to the wiring pattern are present. Note that the inductances L113up, L113vp, L113wp, L113un, L113vn, and L113wn shown in the figure are inductances caused by bonding wires, and the inductances L114up, L114un, L114vwn, L115, and L116 are caused by package frames, respectively. The inductances and the inductances L117u, L117v, and L117w indicate the inductances resulting from the extraction from the power unit having the IGBTs 101 to 106 to the control board, respectively. Further, the inductances L118up, L118vp, and L118wp indicate the inductance of a load such as each phase coil of the motor, for example.

次に、電力用半導体装置１００の動作を説明する。以下説明では、ＩＧＢＴ１０２が常時オン、各ＩＧＢＴ１０１，１０４，１０６が常時オフの状態でＩＧＢＴ１０３，１０５を同時にスイッチングする場合を考える。まず、ＩＧＢＴ１０３，１０５を同時にオンした場合は、図中の実線の矢印によって示されるように、ＩＧＢＴ１０３のエミッタ電流は端子Ｖ、ＩＧＢＴ１０５のエミッタ電流は端子Ｗをそれぞれ経由して端子Ｕへ流れ、さらに、その電流は、端子Ｕから、常時オンのＩＧＢＴ１０２へ流れ込み、より電位の低いＮ端子へ流れる。次に、ＩＧＢＴ１０３，１０５を同時にオフすると、上述した各インダクタンスに逆起電力が生じるため、それまでＩＧＢＴ１０２のエミッタからＮ端子に向かう方向にのみ流れていた電流は、Ｎ端子から各インダクタンスＬ１１６，Ｌ１１４ｖｗｎを介して各フリーホイールダイオード１１４，１１６に向かう方向に流れるようになる。ＩＧＢＴ１０３，１０５を同時にオフしたときに流れる回生電流の向きは、図中の破線の矢印によって示される。破線の矢印によって示されるように、インダクタンスＬ１１６を流れた回生電流は、インダクタンスＬ１１４ｖｗｎを介して、各フリーホイールダイオード１１４，１１６を流れる。そして、フリーホイールダイオード１１４を流れた電流は、各インダクタンスＬ１１３ｖｐ，Ｌ１１４ｖｐ，Ｌ１１８ｖｐを介してＩＧＢＴ１０２に流れ、フリーホイールダイオード１１６を流れた電流は、各インダクタンスＬ１１３ｗｐ，Ｌ１１４ｗｐ，Ｌ１１８ｗｐを介してＩＧＢＴ１０２に流れる。この回生電流は、消費されてなくなるまで上述の経路を流れる。 Next, the operation of the power semiconductor device 100 will be described. In the following description, it is assumed that the IGBTs 103 and 105 are simultaneously switched while the IGBT 102 is always on and the IGBTs 101, 104, and 106 are always off. First, when the IGBTs 103 and 105 are simultaneously turned on, the emitter current of the IGBT 103 flows to the terminal U via the terminal V and the emitter current of the IGBT 105 flows to the terminal U through the terminal W, as indicated by the solid line arrows in the figure. The current flows from the terminal U to the always-on IGBT 102 and then flows to the N terminal having a lower potential. Next, when the IGBTs 103 and 105 are simultaneously turned off, back electromotive force is generated in each of the inductances described above. Therefore, the current that has been flowing only in the direction from the emitter of the IGBT 102 to the N terminal until then is the inductances L116 and L114vwn from the N terminal. It flows in the direction toward the free wheel diodes 114 and 116 via. The direction of the regenerative current that flows when the IGBTs 103 and 105 are simultaneously turned off is indicated by the dashed arrows in the figure. As indicated by the broken arrow, the regenerative current that has flowed through the inductance L116 flows through the freewheel diodes 114 and 116 via the inductance L114vwn. Then, the current flowing through the freewheel diode 114 flows to the IGBT 102 via the inductances L113vp, L114vp, and L118vp, and the current flowing through the freewheel diode 116 flows to the IGBT 102 via the inductances L113wp, L114wp, and L118wp. This regenerative current flows through the above-described path until it is not consumed.

ここで、ＩＧＢＴ１０２に接続された抵抗Ｒ１０１ｕは、ＩＧＢＴ１０２のエミッタ電流を検知するセンサとして働く。すなわち、エミッタ電流が増加すると抵抗Ｒ１０１ｕの両端の電圧が上がるので、その両端の電圧をモニタすることにより、その抵抗Ｒ１０１ｕが接続されたＩＧＢＴ１０２に過電流が流れていないかを検知することができる。 Here, the resistor R101u connected to the IGBT 102 functions as a sensor that detects the emitter current of the IGBT 102. That is, when the emitter current increases, the voltage across the resistor R101u increases. By monitoring the voltage across the resistor R101u, it is possible to detect whether an overcurrent is flowing through the IGBT 102 to which the resistor R101u is connected.

なお、従来のインバータ回路には、過電流検出用の比較器の動作基準となるセンスグランド（Ｓ−ＧＮＤ）と、ＩＧＢＴのエミッタが接続されたパワーグランド（Ｐ−ＧＮＤ）とが分離されているものがあった（例えば、特許文献１参照）。
特開平１１−２９９２２１号公報 In the conventional inverter circuit, a sense ground (S-GND), which is an operation reference of a comparator for detecting overcurrent, and a power ground (P-GND) to which an IGBT emitter is connected are separated. There was a thing (for example, refer to patent documents 1).
JP 11-299221 A

ＩＧＢＴ１０３，１０５が同時にオフして、インダクタンスＬ１１６に電流が流れた場合、そのインダクタンスＬ１１６の両端には図７に示されるような極性の電圧が発生する。このとき、ＩＧＢＴ１０２のエミッタ電圧の極性は正となり、各ＩＧＢＴ１０４，１０６のエミッタ電圧の極性は負になる。このため、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各インダクタンスＬ１１７ｕ，Ｌ１１７ｖ，Ｌ１１７ｗには、一点鎖線の矢印で示される向きに過渡的に循環電流が流れる。具体的に説明すると、Ｕ相のインダクタンスＬ１１７ｕをＩＧＢＴ１０２のエミッタ側から駆動回路１２２の負側電源入力端側に流れた電流は、インダクタンスＬ１０２ｖを介して、Ｖ相のインダクタンスＬ１１７ｖに流れるとともに、各インダクタンスＬ１０２ｖ，Ｌ１０２ｗを介して、Ｗ相のインダクタンスＬ１１７ｗに流れる。ここで、Ｕ相のインダクタンスＬ１１７ｕに電流が流れると、そのインダクタンスＬ１１７ｕの両端に電圧が発生する。このとき、電流検出用の電圧としてモニタされる電圧は、抵抗Ｒ１０１ｕの両端の電圧ではなく、抵抗Ｒ１０１ｕの両端の電圧にそのインダクタンスＬ１１７ｕに生じた電圧を加えた電圧となる。よって、従来の電力用半導体装置１００は、実際の保護レベルより低いレベルで保護動作が行われてしまうという問題があった。 When the IGBTs 103 and 105 are simultaneously turned off and a current flows through the inductance L116, a voltage having a polarity as shown in FIG. 7 is generated at both ends of the inductance L116. At this time, the polarity of the emitter voltage of the IGBT 102 is positive, and the polarity of the emitter voltage of each of the IGBTs 104 and 106 is negative. Therefore, a circulating current transiently flows in each of the U-phase, V-phase, and W-phase inductances L117u, L117v, and L117w in the direction indicated by the one-dot chain line arrow. More specifically, a current that flows through the U-phase inductance L117u from the emitter side of the IGBT 102 to the negative power supply input end side of the drive circuit 122 flows to the V-phase inductance L117v via the inductance L102v. It flows to the W-phase inductance L117w via L102v and L102w. Here, when a current flows through the U-phase inductance L117u, a voltage is generated across the inductance L117u. At this time, the voltage monitored as the current detection voltage is not the voltage at both ends of the resistor R101u, but a voltage obtained by adding the voltage generated at the inductance L117u to the voltage at both ends of the resistor R101u. Therefore, the conventional power semiconductor device 100 has a problem that the protection operation is performed at a level lower than the actual protection level.

本発明は、以上のような課題を解決するものであり、スイッチング素子のスイッチング動作によって流れる過渡電流によって生じうる保護回路の誤動作を防止することができる電力用半導体装置の提供を目的とする。 The present invention solves the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a power semiconductor device that can prevent a malfunction of a protection circuit that may be caused by a transient current that flows due to a switching operation of a switching element.

本発明による電力用半導体装置は、直列に接続された２個の半導体スイッチング素子からなる複数の直列回路が並列に接続されてなるブリッジ回路と、前記のブリッジ回路における下アーム側の対応する半導体スイッチング素子を駆動する各駆動回路部とを備える。前記の各駆動回路部の負側電源入力端と該各駆動回路部に対応する前記の各半導体スイッチング素子の所定の電流出力端とは、それぞれ対応して接続される。前記の各駆動回路部の負側電源入力端と該各駆動回路部に対応する前記の各半導体スイッチング素子の他の電流出力端とにそれぞれ過電流検知用の抵抗が接続される。前記各駆動回路部の正側電源入力端及び負側電源入力端は、それぞれ個別の配線パターンを介して、所定の直流電源の正側電極及び負側電極に接続され、前記の各駆動回路部と前記の直流電源との間の配線パターンに存在するインダクタンスを大きくする。

A power semiconductor device according to the present invention includes a bridge circuit in which a plurality of series circuits each including two semiconductor switching elements connected in series are connected in parallel, and a corresponding semiconductor switching on the lower arm side in the bridge circuit. Each drive circuit unit for driving the element. The negative power supply input terminal of each drive circuit unit and the predetermined current output terminal of each semiconductor switching element corresponding to each drive circuit unit are connected to each other. An overcurrent detection resistor is connected to the negative power supply input terminal of each of the drive circuit units and the other current output terminal of each of the semiconductor switching elements corresponding to the respective drive circuit units. The positive power supply input terminal and the negative power supply input terminal of each drive circuit unit are connected to the positive electrode and the negative electrode of a predetermined DC power supply via individual wiring patterns, respectively. an inductance existing in the wiring pattern between the DC power source and to increase.

本発明による電力用半導体装置は、直列に接続された２個の半導体スイッチング素子からなる複数の直列回路が並列に接続されてなるブリッジ回路と、ブリッジ回路における下アーム側の対応する半導体スイッチング素子を駆動する各駆動回路部とを備え、各駆動回路部の負側電源入力端と該各駆動回路部に対応する各半導体スイッチング素子の所定の電流出力端とがそれぞれ対応して接続され、各駆動回路部の負側電源入力端と該各駆動回路部に対応する各半導体スイッチング素子の他の電流出力端とにそれぞれ過電流検知用の抵抗が接続され、前記各駆動回路部の正側電源入力端及び負側電源入力端は、それぞれ個別の配線パターンを介して、所定の直流電源の正側電極及び負側電極に接続され、各駆動回路部と直流電源との間の配線パターンに存在するインダクタンスを大きくし、スイッチング素子のスイッチング動作によって流れる過渡電流により生じうる保護回路の誤動作を防止することができる。
A power semiconductor device according to the present invention includes a bridge circuit in which a plurality of series circuits including two semiconductor switching elements connected in series are connected in parallel, and a corresponding semiconductor switching element on the lower arm side in the bridge circuit. Each drive circuit section for driving, and a negative power supply input terminal of each drive circuit section and a predetermined current output terminal of each semiconductor switching element corresponding to each drive circuit section are connected correspondingly, and each drive Overcurrent detection resistors are connected to the negative power supply input terminal of the circuit section and the other current output terminals of the semiconductor switching elements corresponding to the respective drive circuit sections, and the positive power supply input of each of the drive circuit sections end and negative power input terminal, respectively via individual wiring pattern is connected to the positive side electrode and the negative electrode of a predetermined DC power source, wiring path between the DC power supply and the drive circuit unit To increase the inductance present in over emissions, it is possible to prevent malfunction of the protection circuit that can be caused by a transient current flowing through the switching operation of the switching element.

（実施の形態１）
以下に、添付の図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。
本発明の実施の形態１による電力用半導体装置では、対応するスイッチング素子を駆動する各駆動回路の負側電源入力端を、所定の直流電源の負側電極にそれぞれ個別の配線パターンを用いて接続する。これにより、各駆動回路と直流電源との間の配線パターンに存在するインダクタンスを大きくし、スイッチング素子のスイッチング動作によって流れる過渡電流、すなわち電力用半導体装置内に過渡的に流れる循環電流を抑制する。 (Embodiment 1)
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
In the power semiconductor device according to the first embodiment of the present invention, the negative power supply input terminal of each drive circuit that drives the corresponding switching element is connected to the negative electrode of a predetermined DC power supply using an individual wiring pattern. To do. As a result, the inductance existing in the wiring pattern between each drive circuit and the DC power supply is increased, and the transient current that flows due to the switching operation of the switching element, that is, the circulating current that transiently flows in the power semiconductor device is suppressed.

図１は、本実施の形態１による電力用半導体装置の構成例を示す回路図である。図１に示されるように、本実施の形態１による電力用半導体装置１は、６個のＩＧＢＴ１１〜１６と、対応するＩＧＢＴ１１〜１６にそれぞれ接続された各フリーホイールダイオード２１〜２６と、対応するＩＧＢＴ１１〜１６をそれぞれ駆動する各駆動回路３１〜３６とを備える。ＩＧＢＴ１１とＩＧＢＴ１２、ＩＧＢＴ１３とＩＧＢＴ１４、及びＩＧＢＴ１５とＩＧＢＴ１６は、それぞれ直列に接続されて直列回路を構成し、その各直列回路は、Ｐ端子とＮ端子との間で並列に接続されてブリッジ回路を構成する。Ｐ端子及びＮ端子は、直流電源Ｖｃｃの正側電極及び負側電極にそれぞれ接続されている。各フリーホイールダイオード２１〜２６のカソード及びアノードは、それぞれ対応するＩＧＢＴ１１〜１６のコレクタ及びエミッタに接続されている。また、ブリッジ回路の各直列回路における２つのＩＧＢＴの接続点は、三相交流出力端子である端子Ｕ，Ｖ，Ｗにそれぞれ接続されている。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of the power semiconductor device according to the first embodiment. As shown in FIG. 1, the power semiconductor device 1 according to the first embodiment corresponds to six IGBTs 11 to 16 and free wheel diodes 21 to 26 respectively connected to the corresponding IGBTs 11 to 16. Drive circuits 31 to 36 for driving the IGBTs 11 to 16, respectively. IGBT11 and IGBT12, IGBT13 and IGBT14, and IGBT15 and IGBT16 are connected in series to form a series circuit, and each series circuit is connected in parallel between the P terminal and the N terminal to form a bridge circuit. To do. The P terminal and the N terminal are connected to the positive electrode and the negative electrode of the DC power supply Vcc, respectively. The cathode and anode of each freewheeling diode 21-26 are connected to the collector and emitter of the corresponding IGBT 11-16, respectively. In addition, the connection points of the two IGBTs in each series circuit of the bridge circuit are connected to terminals U, V, and W, which are three-phase AC output terminals, respectively.

上アーム側の各ＩＧＢＴ１１，１３，１５を駆動する各駆動回路３１，３３，３５は、それぞれ個別の直流電源Ｖｄ１，Ｖｄ２，Ｖｄ３に接続され、下アーム側の各ＩＧＢＴ１２，１４，１６を駆動する各駆動回路３２，３４，３６は、共通する直流電源Ｖｄ４に接続されている。各駆動回路３１〜３６によるＩＧＢＴ１１〜１６の駆動を可能にするために、各駆動回路３１〜３６の出力端は、それぞれ対応するＩＧＢＴ１１〜１６のゲートに接続されている。また、各駆動回路３１〜３６の負側電源入力端は、それぞれ対応するＩＧＢＴ１１〜１６のエミッタに接続されている。なお、図１では、下アーム側の各駆動回路３１，３３，３５の負側電源入力端と対応するＩＧＢＴ１２，１４，１６のエミッタとの接続のみを図示している。また、各ＩＧＢＴ１１〜１６の過電流保護のために、各ＩＧＢＴ１１〜１６のエミッタ電流を検出する各抵抗が、対応するＩＧＢＴ１１〜１６にそれぞれ接続されているが、図１では、各ＩＧＢＴ１２，１４，１６に対応してそれぞれ接続された各Ｒ１ｕ，Ｒ１ｖ，Ｒ１ｗのみを図示している。ＩＧＢＴ１２に接続された抵抗Ｒ１ｕの一端は、駆動回路３２の負側電源入力端に接続されている。 The drive circuits 31, 33, and 35 for driving the upper arm side IGBTs 11, 13, and 15 are connected to individual DC power sources Vd1, Vd2, and Vd3, respectively, and drive the lower arm side IGBTs 12, 14, and 16, respectively. Each drive circuit 32, 34, 36 is connected to a common DC power supply Vd4. In order to allow the drive circuits 31 to 36 to drive the IGBTs 11 to 16, the output terminals of the drive circuits 31 to 36 are connected to the gates of the corresponding IGBTs 11 to 16, respectively. Further, the negative power supply input terminals of the drive circuits 31 to 36 are connected to the emitters of the corresponding IGBTs 11 to 16, respectively. In FIG. 1, only the connection between the negative power supply input terminals of the drive circuits 31, 33, and 35 on the lower arm side and the emitters of the corresponding IGBTs 12, 14, and 16 is shown. Further, for the purpose of overcurrent protection of each IGBT 11-16, each resistor for detecting the emitter current of each IGBT 11-16 is connected to the corresponding IGBT 11-16, respectively, but in FIG. Only R1u, R1v, and R1w respectively connected corresponding to 16 are illustrated. One end of the resistor R1u connected to the IGBT 12 is connected to the negative power supply input terminal of the drive circuit 32.

上述の電力用半導体装置１を、例えば、各ＩＧＢＴ１１〜１６や各駆動回路３１〜３６を１つのモジュール内に集積したＩＰＭによって実現する場合、下アーム側の各駆動回路３２，３４，３６は、ＩＰＭの制御基板に設けられた配線パターンによってそれぞれ直流電源Ｖｄ４に接続される。このとき、図１に示されるように、各駆動回路３２，３４，３６の正側電源入力端は、それぞれ個別の配線パターンを介して、直流電源Ｖｄ４の正側電極に接続され、負側電源入力端は、それぞれ個別の配線パターンを介して、直流電源Ｖｄ４の負側電極に接続される。これにより、直流電源Ｖｄ４の正側電極と駆動回路３２の正側電源入力端との間、直流電源Ｖｄ４の正側電極と駆動回路３４の正側電源入力端との間、及び直流電源Ｖｄ４の正側電極と駆動回路３６の正側電源入力端との間にはそれぞれ配線パターンに起因するインダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌ３が存在し、直流電源Ｖｄ４の負側電極と駆動回路３２の負側電源入力端との間、直流電源Ｖｄ４の負側電極と駆動回路３４の負側電源入力端との間、及び直流電源Ｖｄ４の負側電極と駆動回路３６の負側電源入力端との間にはそれぞれ配線パターンに起因するインダクタンスＬ４，Ｌ５，Ｌ６が存在する。なお、図中に示された各インダクタンスＬ１３ｕｐ，Ｌ１３ｖｐ，Ｌ１３ｗｐ，Ｌ１３ｕｎ，Ｌ１３ｖｎ，Ｌ１３ｗｎは、それぞれボンディングワイヤに起因するインダクタンス、各インダクタンスＬ１４ｕｐ，Ｌ１４ｖｐ，Ｌ１６ｗｐ，Ｌ１４ｕｎ，Ｌ１４ｖｗは、それぞれパッケージフレームに起因するインダクタンス、各インダクタンスＬ１１７ｕ，Ｌ１１７ｖ，Ｌ１１７ｗは、それぞれ各ＩＧＢＴ１０１〜１０６を有するパワー部から制御基板への引き出しに起因するインダクタンスを示している。また、各インダクタンスＬ１８ｕｐ，Ｌ１８ｖｐ，Ｌ１８ｗｐは、例えばモータの各相コイル等の負荷のインダクタンスを示している。 When the above power semiconductor device 1 is realized by, for example, an IPM in which the IGBTs 11 to 16 and the drive circuits 31 to 36 are integrated in one module, the drive circuits 32, 34, and 36 on the lower arm side are: Each is connected to the DC power source Vd4 by a wiring pattern provided on the control board of the IPM. At this time, as shown in FIG. 1, the positive power supply input terminals of the drive circuits 32, 34, and 36 are connected to the positive electrode of the DC power supply Vd4 through individual wiring patterns, respectively. The input terminals are connected to the negative electrode of the DC power supply Vd4 through individual wiring patterns. Thus, between the positive electrode of the DC power supply Vd4 and the positive power supply input terminal of the drive circuit 32, between the positive electrode of the DC power supply Vd4 and the positive power supply input terminal of the drive circuit 34, and the DC power supply Vd4. Inductances L1, L2, and L3 due to the wiring patterns exist between the positive electrode and the positive power supply input terminal of the drive circuit 36, respectively. The negative electrode of the DC power supply Vd4 and the negative power supply input of the drive circuit 32 exist. Between the negative electrode of the DC power supply Vd4 and the negative power supply input terminal of the drive circuit 34, and between the negative electrode of the DC power supply Vd4 and the negative power supply input terminal of the drive circuit 36, respectively. There are inductances L4, L5, and L6 due to the wiring pattern. The inductances L13up, L13vp, L13wp, L13un, L13vn, and L13wn shown in the figure are inductances caused by bonding wires, and the inductances L14up, L14vp, L16wp, L14un, and L14vw are caused by package frames, respectively. The inductances and the inductances L117u, L117v, and L117w indicate the inductances resulting from the extraction from the power unit having the IGBTs 101 to 106 to the control board, respectively. Each inductance L18up, L18vp, and L18wp indicates the inductance of a load such as each phase coil of the motor, for example.

以下に、電力用半導体装置１の動作例を説明する。以下では、ＩＧＢＴ１２が常時オン、各ＩＧＢＴ１１，１４，１６が常時オフの状態でＩＧＢＴ１３，１５を同時にスイッチングする場合を考える。まず、ＩＧＢＴ１３，１５を同時にオンした場合は、図中の実線の矢印によって示されるように、ＩＧＢＴ１３のエミッタ電流及びＩＧＢＴ１５のエミッタ電流は、それぞれ対応する端子Ｖ及び端子Ｗを経由してともに端子Ｕへ流れ、その端子Ｕを流れた電流は、端子Ｕから、より電位の低いＮ端子へ流れる。次に、ＩＧＢＴ１３，１５を同時にオフすると、上述した各インダクタンスＬ１〜Ｌ６及びＬ１３〜Ｌ１７に逆起電力が生じるため、それまでＩＧＢＴ１２のエミッタからＮ端子に向かう方向にのみ流れていた電流は、Ｎ端子から各インダクタンスＬ１６，Ｌ１４ｖｗｎを介して各フリーホイールダイオード２４，２６に向かう方向に流れる。ＩＧＢＴ１３，１５を同時にオフしたときに流れる回生電流の向きは、図中の破線の矢印によって示される。破線の矢印によって示されるように、インダクタンスＬ１６を流れた回生電流は、インダクタンスＬ１４ｖｗｎを介して、各フリーホイールダイオード２４，２６まで流れ、さらに、フリーホイールダイオード２４を流れた電流は、各インダクタンスＬ１３ｖｐ，Ｌ１４ｖｐ，Ｌ１８ｖｐを介してＩＧＢＴ１２に流れ、フリーホイールダイオード２６を流れた電流は、各インダクタンスＬ１３ｗｐ，Ｌ１４ｗｐ，Ｌ１８ｗｐを介してＩＧＢＴ１２に流れる。この回生電流は、消費されてなくなるまで、上述の経路を流れる。 Hereinafter, an operation example of the power semiconductor device 1 will be described. In the following, a case will be considered in which the IGBTs 13 and 15 are simultaneously switched while the IGBT 12 is always on and the IGBTs 11, 14, and 16 are always off. First, when the IGBTs 13 and 15 are simultaneously turned on, the emitter current of the IGBT 13 and the emitter current of the IGBT 15 are both connected to the terminal U via the corresponding terminals V and W, respectively, as indicated by solid arrows in the figure. The current flowing through the terminal U flows from the terminal U to the N terminal having a lower potential. Next, when the IGBTs 13 and 15 are turned off at the same time, back electromotive force is generated in each of the inductances L1 to L6 and L13 to L17 described above. Therefore, the current that has been flowing only in the direction from the emitter of the IGBT 12 to the N terminal is N It flows in a direction from the terminal toward each freewheel diode 24, 26 via each inductance L16, L14vwn. The direction of the regenerative current that flows when the IGBTs 13 and 15 are simultaneously turned off is indicated by the dashed arrows in the figure. As indicated by the broken arrow, the regenerative current that flows through the inductance L16 flows to the free wheel diodes 24 and 26 via the inductance L14vwn, and the current that flows through the free wheel diode 24 is further changed to the inductance L13vp, The current that flows to the IGBT 12 through the L14vp and L18vp and flows through the freewheel diode 26 flows to the IGBT 12 through the inductances L13wp, L14wp, and L18wp. This regenerative current flows through the above-described path until it is not consumed.

ここで、ＩＧＢＴ１２に接続された抵抗Ｒ１ｕは、ＩＧＢＴ１２に流れるエミッタ電流を検知するセンサとして働く。すなわち、ＩＧＢＴ１２のエミッタ電流が増加すると抵抗Ｒ１ｕの両端の電圧が上がるので、その両端の電圧をモニタすることにより、ＩＧＢＴ１２に過電流が流れていないかを検知することができる。 Here, the resistor R1u connected to the IGBT 12 functions as a sensor for detecting the emitter current flowing through the IGBT 12. That is, when the emitter current of the IGBT 12 increases, the voltage at both ends of the resistor R1u increases. Therefore, it is possible to detect whether or not an overcurrent flows through the IGBT 12 by monitoring the voltage at both ends.

ＩＧＢＴ１３，１５が同時にオフして、インダクタンスＬ１６に回生電流が流れた場合、そのインダクタンスＬ１６の両端に図１に示されるような極性の電圧が発生する。このとき、ＩＧＢＴ１２のエミッタ電圧の極性は正となり、各ＩＧＢＴ１４，１６のエミッタ電圧の極性は負になる。このため、各相のインダクタンスＬ１７ｕ，Ｌ１７ｖ，Ｌ１７ｗには、一点鎖線の矢印で示される向きに過渡的に循環電流が流れる。具体的に説明すると、Ｕ相のインダクタンスＬ１７ｕをＩＧＢＴ１２のエミッタ側から駆動回路３２の負側電源入力端側に向かって流れた電流は、次に、インダクタンスＬ４を流れる。そして、インダクタンスＬ４を流れた電流は、インダクタンスＬ１７ｖを介してフリーホイールダイオード２４に向かって流れる電流と、インダクタンスＬ１７ｗを介してフリーホイールダイオード２６に向かって流れる電流とに分かれる。インダクタンスＬ５を流れた電流は、フリーホイールダイオード２４を流れた後、各インダクタンスＬ１３ｖｐ，Ｌ１４ｖｐを介して、負荷のコイルＬ１８ｖｐに流れ、それから、各インダクタンスＬ１４ｕｐ，Ｌ１３ｕｐを介してＩＧＢＴ１２に流れる。一方、インダクタンスＬ６を流れた電流は、フリーホイールダイオード２６、各インダクタンスＬ１３ｗｐ，Ｌ１４ｗｐを介して、負荷のコイルＬ１８ｗｐに流れ、それから、各インダクタンスＬ１４ｕｐ，Ｌ１３ｕｐを介してＩＧＢＴ１２に流れる。この循環電流は、消費されてなくなるまで、上述の経路を流れる。 When the IGBTs 13 and 15 are simultaneously turned off and a regenerative current flows through the inductance L16, a voltage having a polarity as shown in FIG. 1 is generated at both ends of the inductance L16. At this time, the polarity of the emitter voltage of the IGBT 12 becomes positive, and the polarity of the emitter voltage of each of the IGBTs 14 and 16 becomes negative. For this reason, a circulating current transiently flows through the inductances L17u, L17v, and L17w of each phase in the directions indicated by the dashed-dotted arrows. More specifically, the current that flows through the U-phase inductance L17u from the emitter side of the IGBT 12 toward the negative power supply input end side of the drive circuit 32 then flows through the inductance L4. The current flowing through the inductance L4 is divided into a current flowing toward the freewheel diode 24 via the inductance L17v and a current flowing toward the freewheel diode 26 via the inductance L17w. The current flowing through the inductance L5 flows through the free wheel diode 24, then flows through the inductances L13vp and L14vp to the load coil L18vp, and then flows to the IGBT 12 through the inductances L14up and L13up. On the other hand, the current flowing through the inductance L6 flows to the load coil L18wp via the freewheel diode 26 and the inductances L13wp and L14wp, and then flows to the IGBT 12 via the inductances L14up and L13up. This circulating current flows through the path described above until it is no longer consumed.

Ｕ相のインダクタンスＬ１７ｕに電流が流れると、そのインダクタンスＬ１７ｕの両端に電圧が生じる。これにより、電流検出用の電圧としてモニタされる電圧は、抵抗Ｒ１ｕの両端の電圧にそのインダクタンスＬ１７ｕに生じた電圧を加えた電圧となる。 When a current flows through the U-phase inductance L17u, a voltage is generated across the inductance L17u. As a result, the voltage monitored as the current detection voltage is a voltage obtained by adding the voltage generated at the inductance L17u to the voltage across the resistor R1u.

本実施の形態１による電力用半導体装置１では、各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端は、それぞれ個別の配線パターンを介して直流電源Ｖｄ４の負側電極に接続される。よって、直流電源Ｖｄ４の負側電極と駆動回路３４の負側電源入力端との間、及び直流電源Ｖｄ４の負側電極と駆動回路３６の負側電源入力端との間の各配線パターンにそれぞれ起因する各インダクタンスＬ６，Ｌ７の値は、従来の電力用半導体装置１０１における直流電源Ｖｄ１４の負側電極と駆動回路１１４の負側電源入力端との間、及び直流電源Ｖｄ１４の負側電極と駆動回路１１６の負側電源入力端との間の各配線パターンにそれぞれ起因する各インダクタンスＬ１０２ｖ，Ｌ１０２ｗの値よりも大きくなる。これにより、電力用半導体装置１においてＩＧＢＴ１３，１５を同時にオフしたときは、従来の電力用半導体装置１０１においてＩＧＢＴ１０３，１０５を同時にオフしたときよりも、循環電流が小さくなり、その結果、インダクタンスＬ１７ｕの両端に生じる電圧が従来のインダクタンスＬ１１７ｕの両端に生じる電圧よりも小さくなる。従って、電流検出用の電圧としてモニタされる電圧と抵抗Ｒ１ｕの両端の電圧との差は、従来の電力半導体装置１０１のそれよりも小さくなるため、過電流保護回路によって所望の保護レベルより低いレベルで保護動作が行われてしまうという保護回路の誤動作を防ぐことができる。 In the power semiconductor device 1 according to the first embodiment, the negative power supply input terminals of the drive circuits 32, 34, and 36 are connected to the negative electrode of the DC power supply Vd4 through individual wiring patterns. Therefore, the wiring patterns between the negative electrode of the DC power supply Vd4 and the negative power supply input terminal of the drive circuit 34, and between the negative electrode of the DC power supply Vd4 and the negative power supply input terminal of the drive circuit 36, respectively. The values of the respective inductances L6 and L7 resulting from the conventional power semiconductor device 101 are driven between the negative side electrode of the DC power source Vd14 and the negative side power source input terminal of the drive circuit 114 and the negative side electrode of the DC power source Vd14. It becomes larger than the values of the respective inductances L102v and L102w caused by the respective wiring patterns between the circuit 116 and the negative power supply input terminal. As a result, when the IGBTs 13 and 15 are simultaneously turned off in the power semiconductor device 1, the circulating current is smaller than when the IGBTs 103 and 105 are simultaneously turned off in the conventional power semiconductor device 101. As a result, the inductance L17u The voltage generated at both ends is smaller than the voltage generated at both ends of the conventional inductance L117u. Therefore, since the difference between the voltage monitored as the current detection voltage and the voltage across the resistor R1u is smaller than that of the conventional power semiconductor device 101, the level is lower than the desired protection level by the overcurrent protection circuit. Thus, it is possible to prevent the malfunction of the protection circuit that the protection operation is performed.

なお、本実施の形態１による電力用半導体装置１では、ＩＧＢＴ１２が常時オン、各ＩＧＢＴ１１，１４，１６が常時オフの状態でＩＧＢＴ１３，１５を同時にスイッチングする場合について説明したが、ＩＧＢＴ１４が常時オン、各ＩＧＢＴ１２，１３，１６が常時オフの状態でＩＧＢＴ１１，１５を同時にスイッチングする場合、及びＩＧＢＴ１６が常時オン、各ＩＧＢＴ１２，１４，１５が常時オフの状態でＩＧＢＴ１１，１３を同時にスイッチングする場合も、すでに説明した効果と同様の効果を奏する。 Note that, in the power semiconductor device 1 according to the first embodiment, the case where the IGBTs 13 and 15 are simultaneously switched while the IGBT 12 is always on and the IGBTs 11, 14, and 16 are always off has been described. However, the IGBT 14 is always on. Even when the IGBTs 11 and 15 are simultaneously switched while the IGBTs 12, 13, and 16 are normally off, and when the IGBTs 11 and 13 are simultaneously switched while the IGBT 16 is always on and the IGBTs 12, 14, and 15 are always off The effect similar to the effect demonstrated is produced.

本実施の形態１による電力用半導体装置１では、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いたが、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタ（ＭｅｔａｌｏｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ：以下、「ＭＯＳＦＥＴ」という。）等の他のスイッチング素子を用いてもよい。 In the power semiconductor device 1 according to the first embodiment, the IGBT is used as the switching element. However, other elements such as a metal oxide semiconductor field effect transistor (hereinafter referred to as “MOSFET”) are used. A switching element may be used.

（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２による電力用半導体装置について説明する。本実施の形態２による電力用半導体装置には、実施の形態１による電力用半導体装置における各制御回路の負側電源入力端と直流電源の負側電極との間に、循環電流を抑制する電流抑制部が追加されている。 (Embodiment 2)
Next, a power semiconductor device according to the second embodiment of the present invention will be described. The power semiconductor device according to the second embodiment includes a current that suppresses the circulating current between the negative power supply input terminal of each control circuit and the negative electrode of the DC power supply in the power semiconductor device according to the first embodiment. A suppression unit has been added.

図２は、本実施の形態２による電力用半導体装置の構成例を示す回路図である。図２に示されるように、本実施の形態２による電力用半導体装置５１は、実施の形態１による電力用半導体装置１の各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にインダクタＬ２０からなる電流抑制部５２が接続され、各駆動回路３２，３４，３６の正側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の正側電極との間にインダクタＬ２１からなる電流低減部５３が接続されている。 FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of the power semiconductor device according to the second embodiment. As shown in FIG. 2, the power semiconductor device 51 according to the second embodiment includes a negative power source input terminal of each drive circuit 32, 34, 36 of the power semiconductor device 1 according to the first embodiment and a DC power source Vd4. The current suppression unit 52 including the inductor L20 is connected between the negative side electrode of the driving circuit 32, and the inductor L21 is provided between the positive side power source input terminal of each of the drive circuits 32, 34, and 36 and the positive side electrode of the DC power source Vd4. A current reduction unit 53 is connected.

本実施の形態２による電力用半導体装置５１では、図１に示された電力用半導体装置１における各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にインダクタが接続されるので、各ＩＧＢＴ１３，１５のスイッチング動作によって電力用半導体装置５１内に流れる循環電流をさらに抑制することができる。よって、実施の形態１による電力用半導体装置１よりもＵ相のインダクタンスＬ１７ｕに流れる循環電流を抑制することができ、その結果、インダクタンスＬ１７ｕの両端に生じる電圧を小さくすることができる。これにより、電流検出用の電圧としてモニタされる電圧と抵抗Ｒ１ｕの両端の電圧との差が小さくなるので、過電流保護回路の誤動作を防止することができる。 In the power semiconductor device 51 according to the second embodiment, between the negative power supply input terminals of the drive circuits 32, 34 and 36 and the negative electrode of the DC power supply Vd4 in the power semiconductor device 1 shown in FIG. Since the inductor is connected to the circulatory current, the circulating current flowing in the power semiconductor device 51 can be further suppressed by the switching operation of the IGBTs 13 and 15. Therefore, the circulating current flowing through the U-phase inductance L17u can be suppressed as compared with the power semiconductor device 1 according to the first embodiment, and as a result, the voltage generated at both ends of the inductance L17u can be reduced. As a result, the difference between the voltage monitored as the current detection voltage and the voltage across the resistor R1u is reduced, so that the malfunction of the overcurrent protection circuit can be prevented.

また、各駆動回路３２，３４，３６の正側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の正側電極との間にインダクタを接続して、各駆動回路３２，３４，３６の正側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の正側電極との間に流れる電流を低減することにより、各駆動回路３２，３４，３６の動作をそれぞれ安定させることができる。 Further, an inductor is connected between the positive power supply input terminal of each drive circuit 32, 34, 36 and the positive electrode of the DC power supply Vd4, and the positive power supply input terminal of each drive circuit 32, 34, 36 is connected to the direct current. By reducing the current flowing between the positive electrode of the power supply Vd4, the operation of each drive circuit 32, 34, 36 can be stabilized.

なお、本実施の形態２による電力用半導体装置５１では、各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にそれぞれインダクタが接続されたが、抵抗が接続されてもよい。図３は、抵抗が接続された場合の電力用半導体装置の構成例を示す回路図である。図３に示された電力用半導体装置６１のように、各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にそれぞれ抵抗Ｒ２が接続された場合は、各ＩＧＢＴ１３，１５のスイッチング動作によって流れる循環電流を過渡的にも直流的にも抑制することができる。このように循環電流を抑制すると、インダクタンスＬ１７ｕの両端に生じる電圧を小さくなり、電流検出用の電圧としてモニタされる電圧と抵抗Ｒ１ｕの両端の電圧との差を小さくすることができるので、過電流保護回路の誤動作を防止することができる。 In the power semiconductor device 51 according to the second embodiment, inductors are connected between the negative power supply input terminals of the drive circuits 32, 34, and 36 and the negative electrode of the DC power supply Vd4. May be connected. FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of the power semiconductor device when a resistor is connected. When the resistor R2 is connected between the negative power source input terminal of each drive circuit 32, 34, 36 and the negative electrode of the DC power source Vd4 as in the power semiconductor device 61 shown in FIG. The circulating current flowing through the switching operation of the IGBTs 13 and 15 can be suppressed both transiently and DC. By suppressing the circulating current in this way, the voltage generated at both ends of the inductance L17u is reduced, and the difference between the voltage monitored as the current detection voltage and the voltage at both ends of the resistor R1u can be reduced. It is possible to prevent malfunction of the protection circuit.

なお、本実施の形態２による電力用半導体装置５１では、各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にそれぞれ接続された各インダクタのインダクタンスを全て同一としたが、全て異なっていても、１つだけ異なっていてもよい。また、各駆動回路３２，３４，３６の正側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の正側電極との間にそれぞれ接続された各インダクタのインダクタンスについても、それらは全て異なっていても、１つだけ異なっていてもよい。さらに、各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にそれぞれ接続された各抵抗Ｒ２についても、それらは全て異なっていても、１つだけ異なっていてもよい。 In the power semiconductor device 51 according to the second embodiment, the inductance of each inductor connected between the negative power supply input terminal of each drive circuit 32, 34, 36 and the negative electrode of the DC power supply Vd4 is used. Although all are the same, they may all be different or only one may be different. Also, the inductances of the inductors connected between the positive power supply input terminals of the drive circuits 32, 34, and 36 and the positive electrode of the DC power supply Vd4 are different even if they are all different. May be different. Further, the resistors R2 connected between the negative power source input terminals of the drive circuits 32, 34, and 36 and the negative electrode of the DC power source Vd4 are different from each other even if they are all different. It may be.

なお、本実施の形態２による電力用半導体装置５１では、各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にそれぞれインダクタが接続されたが、各駆動回路３２，３４，３６の少なくとも１つの負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にインダクタが接続されれば、スイッチング素子のスイッチング動作によって電力用半導体装置５１内に流れる循環電流を抑制することができ、その結果、過電流保護回路の誤動作を防止することができる。また、本実施の形態２による電力用半導体装置６１では、各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にそれぞれ抵抗Ｒ２が接続されたが、各駆動回路３２，３４，３６の少なくとも１つの負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間に抵抗が接続されれば、スイッチング素子のスイッチング動作によって流れる循環電流を過渡的にも直流的にも抑制することができ、過電流保護回路の誤動作を防止することができる。さらに、各駆動回路３２，３４，３６の少なくとも１つの負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間に、直列に接続された抵抗とインダクタとからなる直列回路が接続された場合でも、スイッチング素子のスイッチング動作によって流れる循環電流を抑制することができ、過電流保護回路の誤動作を防止することができる。 In the power semiconductor device 51 according to the second embodiment, inductors are connected between the negative power supply input terminals of the drive circuits 32, 34, and 36 and the negative electrode of the DC power supply Vd4. If an inductor is connected between at least one negative power supply input terminal of the drive circuits 32, 34, and 36 and the negative electrode of the DC power supply Vd4, the circulation flowing in the power semiconductor device 51 by the switching operation of the switching element. Current can be suppressed, and as a result, malfunction of the overcurrent protection circuit can be prevented. In the power semiconductor device 61 according to the second embodiment, the resistors R2 are connected between the negative power supply input terminals of the drive circuits 32, 34, and 36 and the negative electrode of the DC power supply Vd4. If a resistor is connected between at least one negative power supply input terminal of each of the drive circuits 32, 34, and 36 and the negative electrode of the DC power supply Vd4, the circulating current flowing through the switching operation of the switching element can be transiently generated. DC can be suppressed, and malfunction of the overcurrent protection circuit can be prevented. Further, when a series circuit composed of a resistor and an inductor connected in series is connected between at least one negative power supply input terminal of each of the drive circuits 32, 34, and 36 and the negative electrode of the DC power supply Vd4. However, the circulating current flowing through the switching operation of the switching element can be suppressed, and malfunction of the overcurrent protection circuit can be prevented.

（実施の形態３）
次に、本発明の実施の形態３による電力用半導体装置について説明する。本実施の形態３による電力用半導体装置では、実施の形態２による電力用半導体装置に設けられた電流抑制部をダイオードで構成する。 (Embodiment 3)
Next, a power semiconductor device according to a third embodiment of the present invention will be described. In the power semiconductor device according to the third embodiment, the current suppressing unit provided in the power semiconductor device according to the second embodiment is configured by a diode.

図４は、本実施の形態３による電力用半導体装置の構成例を示す回路図である。図４に示されるように、本実施の形態３による電力用半導体装置７１では、各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にダイオードＤｉがそれぞれ接続される。このとき、各ダイオードＤｉは、対応する駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端から直流電源Ｖｄ４の負側電極に順方向にそれぞれ接続される。 FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration example of the power semiconductor device according to the third embodiment. As shown in FIG. 4, in the power semiconductor device 71 according to the third embodiment, a diode Di is provided between the negative power supply input terminal of each drive circuit 32, 34, 36 and the negative electrode of the DC power supply Vd4. Each is connected. At this time, each diode Di is connected in the forward direction from the negative power supply input terminal of the corresponding drive circuit 32, 34, 36 to the negative electrode of the DC power supply Vd4.

図４に示されるように、各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にダイオードＤｉがそれぞれ接続された場合、インダクタンスＬ１７ｕ、インダクタンスＬ４、及び順方向のダイオードＤｉを順に流れる電流経路の先に逆方向のダイオードＤｉがあるため、理論的には電流は流れないが、実際には、ダイオードＤｉにリカバリー特性があるために、ダイオードＤｉの逆方向にも瞬時電流が流れる。図４に示されるように、対応する駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端から直流電源Ｖｄ４の負側電極にダイオードＤｉをそれぞれ順方向に接続することにより、各ＩＧＢＴ１３，１５のスイッチング動作によって電力用半導体装置内に流れる循環電流を直流的に抑制すると、インダクタンスＬ１７ｕの両端に生じる電圧が小さくなり、電流検出用の電圧としてモニタされる電圧と抵抗Ｒ１ｕの両端の電圧との差が小さくなるので、過電流保護回路の誤動作を防止することができる。 As shown in FIG. 4, when a diode Di is connected between the negative power supply input terminal of each drive circuit 32, 34, 36 and the negative electrode of the DC power supply Vd4, an inductance L17u, an inductance L4, and Since there is a diode Di in the reverse direction ahead of the current path that sequentially flows through the diode Di in the forward direction, the current does not flow theoretically, but in reality, since the diode Di has a recovery characteristic, the reverse of the diode Di Instantaneous current also flows in the direction. As shown in FIG. 4, the diode Di is connected in the forward direction from the negative power supply input terminal of the corresponding drive circuit 32, 34, 36 to the negative electrode of the DC power supply Vd4, thereby switching the IGBTs 13,15. When the circulating current flowing in the power semiconductor device is suppressed in a DC manner by operation, the voltage generated at both ends of the inductance L17u is reduced, and the difference between the voltage monitored as the current detection voltage and the voltage at both ends of the resistor R1u is reduced. Therefore, the malfunction of the overcurrent protection circuit can be prevented.

なお、本実施の形態３による電力用半導体装置７１では、各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にそれぞれ接続された各ダイオードＤｉを全て同一としたが、全て異なっていても、１つだけ異なっていてもよい。 In the power semiconductor device 71 according to the third embodiment, all the diodes Di connected between the negative power supply input terminals of the drive circuits 32, 34, and 36 and the negative electrode of the DC power supply Vd4 are all connected. Although they are the same, they may all be different or only one may be different.

なお、本実施の形態３による電力用半導体装置７１では、各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にそれぞれダイオードＤｉが接続されたが、各駆動回路３４，３６の少なくとも一方の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にダイオードＤｉが接続されれば、循環電流を抑制することができる。また、本実施の形態３による電力用半導体装置７１では、各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にそれぞれダイオードＤｉのみが接続されたが、各ダイオードＤｉに直列にインダクタが接続されてもよい。図５は、電力用半導体装置７１における各ダイオードＤｉにインダクタンスＬ２０を有するインダクタをそれぞれ直列に接続した場合の電力用半導体装置の構成例を示す回路図である。この場合は、各ＩＧＢＴ１３，１５のスイッチング動作によって流れる循環電流を過渡的にも直流的にも抑制することができるので、インダクタンスＬ１７ｕの両端に生じる電圧が小さくなり、電流検出用の電圧としてモニタされる電圧と抵抗Ｒ１ｕの両端の電圧との差が小さくなるので、過電流保護回路の誤動作を防止することができる。また、各ダイオードＤｉに直列に抵抗を接続した場合には、ダイオードＤｉのみを用いた場合よりも循環電流をさらに直流的に抑制することができるので、インダクタンスＬ１７ｕの両端に生じる電圧が小さくなり、過電流保護回路の誤動作を防止することができる。 In the power semiconductor device 71 according to the third embodiment, the diodes Di are connected between the negative power supply input terminals of the drive circuits 32, 34, and 36 and the negative electrode of the DC power supply Vd4. If the diode Di is connected between at least one negative power source input terminal of each of the drive circuits 34 and 36 and the negative electrode of the DC power source Vd4, the circulating current can be suppressed. In the power semiconductor device 71 according to the third embodiment, only the diode Di is connected between the negative power supply input terminal of each drive circuit 32, 34, 36 and the negative electrode of the DC power supply Vd4. An inductor may be connected in series with each diode Di. FIG. 5 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the power semiconductor device when an inductor having an inductance L20 is connected in series to each diode Di in the power semiconductor device 71. In this case, since the circulating current flowing through the switching operation of each IGBT 13 and 15 can be suppressed both transiently and DC, the voltage generated at both ends of the inductance L17u becomes small and is monitored as a current detection voltage. Therefore, the malfunction of the overcurrent protection circuit can be prevented. In addition, when a resistor is connected in series with each diode Di, the circulating current can be further suppressed in a direct current manner compared to the case where only the diode Di is used, so that the voltage generated at both ends of the inductance L17u is reduced. It is possible to prevent malfunction of the overcurrent protection circuit.

ここで、本実施の形態３による電力用半導体装置７１において、各ＩＧＢＴ１２，１４，１６のスイッチング動作をそれぞれ制御する各制御回路部のグランド電位について説明する。なお、以下で、制御回路部とは、対応する駆動回路３２，３４，３６とそれを制御する制御回路等とからなる回路部をいう。本実施の形態３による電力用半導体装置７１，８１では、各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間にそれぞれダイオードＤｉが接続される。これらのダイオードＤｉに電流を流す場合、ダイオードＤｉの順方向電圧のために、各駆動回路３２，３４，３６の負側電源入力端と直流電源Ｖｄ４の負側電極との間に電位の差が生じる。ここで、各制御回路部のグランド電位を直流電源Ｖｄ４の負側電極の電位とすると、各ＩＧＢＴ１２，１４、１６を制御するために、ダイオードＤｉの順方向電圧を考慮しなければならず、各ＩＧＢＴ１２，１４，１６の制御動作が不安定となる。よって、ダイオードＤｉのアノードの電位を各制御回路部のグランド電位にすることが望ましい。 Here, in the power semiconductor device 71 according to the third embodiment, the ground potential of each control circuit unit that controls the switching operation of each IGBT 12, 14, 16 will be described. Hereinafter, the control circuit unit refers to a circuit unit including corresponding drive circuits 32, 34, and 36, a control circuit for controlling the drive circuits, and the like. In the power semiconductor devices 71 and 81 according to the third embodiment, the diodes Di are connected between the negative power supply input terminals of the drive circuits 32, 34 and 36 and the negative electrode of the DC power supply Vd4, respectively. When a current is passed through these diodes Di, due to the forward voltage of the diode Di, there is a potential difference between the negative power supply input terminals of the drive circuits 32, 34, and 36 and the negative electrode of the DC power supply Vd4. Arise. Here, when the ground potential of each control circuit unit is the potential of the negative electrode of the DC power supply Vd4, the forward voltage of the diode Di must be considered in order to control the IGBTs 12, 14, and 16, respectively. The control operation of the IGBTs 12, 14, 16 becomes unstable. Therefore, it is desirable to set the anode potential of the diode Di to the ground potential of each control circuit unit.

図６は、ダイオードＤｉのアノードの電位を各制御回路部のグランド電位とした場合の電力用半導体装置７１の構成例を示す回路図である。図６には、各ＩＧＢＴ１２，１４，１６をそれぞれ制御する各制御回路部９１，９２，９３が示されている。各制御回路部９１，９２，９３は、それぞれ対応するフォトカプラ９４，９５，９６を備える。図６に示された電力用半導体装置７１では、各制御回路部９１，９２，９３の負側電源入力端がダイオードＤｉのアノードに接続されることにより、そのアノードの電位が各制御回路部９１，９２，９３のグランド電位となるため、各ＩＧＢＴ１２，１４，１６を安定に制御することができる。 FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration example of the power semiconductor device 71 when the anode potential of the diode Di is set to the ground potential of each control circuit unit. FIG. 6 shows control circuit portions 91, 92, and 93 that control the IGBTs 12, 14, and 16, respectively. Each control circuit unit 91, 92, 93 includes a corresponding photocoupler 94, 95, 96, respectively. In the power semiconductor device 71 shown in FIG. 6, the negative power supply input terminal of each control circuit unit 91, 92, 93 is connected to the anode of the diode Di, so that the potential of the anode is set to each control circuit unit 91. , 92, 93, the IGBTs 12, 14, 16 can be stably controlled.

なお、図６における各制御回路部９１，９２，９３は、フォトカプラと駆動回路とをそれぞれ備えているが、対応するＩＧＢＴ１２，１４，１６をそれぞれ制御する他の回路を備えていてもよい。 Each control circuit unit 91, 92, 93 in FIG. 6 includes a photocoupler and a drive circuit, respectively, but may include other circuits that control the corresponding IGBTs 12, 14, 16, respectively.

本発明の実施の形態１による電力用半導体装置の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the power semiconductor device by Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態２による電力用半導体装置の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the semiconductor device for electric power by Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態２による他の電力用半導体装置の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the other power semiconductor device by Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態３による電力用半導体装置の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the semiconductor device for electric power by Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施の形態３による他の電力用半導体装置の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the other power semiconductor device by Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施の形態３による他の電力用半導体装置の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the other power semiconductor device by Embodiment 3 of this invention. 従来の電力用半導体装置の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the conventional semiconductor device for electric power.

Explanation of symbols

１，５１，６１，７１，８１電力用半導体装置、１１〜１６ＩＧＢＴ、２１〜２６フリーホイールダイオード、３１〜３６駆動回路、Ｌ１〜Ｌ６，Ｌ１３〜Ｌ１７インダクタンス、Ｌ１８、負荷のコイル、Ｒ１電流検知用の抵抗、Ｒ２電流抑制用の抵抗、Ｌ２０電流抑制用のインダクタ、Ｌ２１電流低減用のインダクタ、Ｄｉダイオード、９１，９２，９３制御回路部、９４，９５，９６フォトカプラ 1, 51, 61, 71, 81 Power semiconductor device, 11-16 IGBT, 21-26 free wheel diode, 31-36 drive circuit, L1-L6, L13-L17 inductance, L18, coil of load, R1 current detection Resistance, R2 current suppression resistor, L20 current suppression inductor, L21 current reduction inductor, Di diode, 91, 92, 93 control circuit, 94, 95, 96 photocoupler

Claims

A bridge circuit in which a plurality of series circuits composed of two semiconductor switching elements connected in series are connected in parallel; and each drive circuit section that drives a corresponding semiconductor switching element on the lower arm side in the bridge circuit. A power semiconductor device in which a negative power source input terminal of each driving circuit unit and a predetermined current output terminal of each semiconductor switching element corresponding to each driving circuit unit are connected correspondingly,
Overcurrent detection resistors are connected to the negative power input terminals of the drive circuit units and the other current output terminals of the semiconductor switching elements corresponding to the drive circuit units, respectively.
The positive power supply input terminal and the negative power supply input terminal of each of the drive circuit units are connected to a positive electrode and a negative electrode of a predetermined DC power supply through individual wiring patterns, respectively.
The power semiconductor device according to claim <br/> increasing the inductance existing in the wiring pattern between the DC power supply and the drive circuit unit.

A current suppression unit is provided between the negative power supply input terminal of each drive circuit unit and the negative electrode of the DC power supply to suppress a current that flows transiently due to the switching operation of the semiconductor switching element. The power semiconductor device according to claim 1.

The current suppression unit includes at least one inductor,
The power semiconductor device according to claim 2, wherein the inductor is connected between a negative power supply input terminal of the drive circuit unit and a negative electrode of the DC power supply.

The current suppression unit includes at least one resistor,
The power semiconductor device according to claim 3, wherein the resistor is connected in series to the inductor.

The power semiconductor device according to claim 2, wherein the current suppression unit includes at least one resistor.

The current suppression unit includes at least one diode,
3. The power semiconductor device according to claim 2, wherein the diode is connected in series in a forward direction from a negative power supply input terminal of the drive circuit unit to a negative electrode of the DC power supply.

Each control circuit unit comprising the corresponding drive circuit unit and a control circuit for controlling the drive circuit unit;
A current suppressing unit that suppresses a current that flows transiently by the switching operation of the semiconductor switching element;
2. The power semiconductor device according to claim 1, wherein the current suppression unit is provided between a negative power supply input terminal of each control circuit unit and a negative electrode of the DC power supply.

The current suppression unit includes at least one diode,
The power semiconductor device according to claim 7, wherein the diode is connected in series in a forward direction from a negative power supply input terminal of the control circuit unit to a negative electrode of the DC power supply.

The current suppression unit includes at least one inductor,
9. The power semiconductor device according to claim 6, wherein the inductor is connected in series to the diode.

The current suppression unit includes at least one resistor,
The power semiconductor device according to claim 6, wherein the resistor is connected in series to the diode.

The at least one inductor is provided between at least one positive power source input terminal of each of the drive circuit units and the positive side electrode of the DC power source. Power semiconductor devices.