JP4788603B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭ変調を行うインバータ装置の相電流検出方法に関するものである。

従来、この種の相電流検出方法として、直流電源ラインの電流から検出する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。これは電流センサが一つのみであり、回路簡素化、省部品化に有効である。

この回路について以下説明する。図３９に電気回路図を示す。インバータ装置２３の制御回路１２は、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、接続線１８を介しスイッチング素子２を制御してバッテリー１の電力を直流交流変換する。これにより、モータ１１の固定子巻線４へ交流電流が供給され、磁石回転子５が駆動される。ダイオード３は、固定子巻線４に流れる電流の循環ルートとなる。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ、Ｙ、Ｚと定義する。電流センサ６による検出電流値は、制御回路１２へ送られ、磁石回転子５の位置検出に用いられる。更に、消費電力算出、スイッチング素子２保護等にも用いられる。

図４０に、Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３、中性点電圧２９に関し、最大変調５０％のＤｕｔｙとなる正弦波３相変調の波形を示す。

図４１は、１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚの通電の一例であり、制御回路１２から各スイッチング素子２を制御するＯＮＯＦＦ信号を示す。この場合、図４０においてα表示した位相前後での通電である。上アームスイッチング素子のＯＮ時間が最大の相を最大通電相（この場合Ｕ相）、中間の相を中間通電相（この場合Ｖ相）、最小の相を最小通電相（この場合Ｗ相）と定義する。尚、中間通電相は、上アームスイッチング素子のＯＮ時間が２番目の相でもある。

通電期間として、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の４種類がある。詳細は割愛するが、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮ、ＯＦＦ状態で電流センサ６により検出できる相電流が特定される。即ち、１相のみＯＮ時はその相の電流、２相ＯＮ時は残りの相の電流が直流電源ラインに流れ電流センサ６により検出可能となる。一方、３相ともＯＮ時及び３相ともＯＦＦ時は、電流が直流電源ラインに流れず、検出不可となる。そのため、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮを確認することで、検出可能な相電流を知る事ができる。２相分の相電流を検出すれば、残りの相の相電流は、固定子巻線４の中性点においてキルヒホッフの電流の法則を適用し、当該２個の電流値から演算できる。

図４２に、図４１における直流電源ラインに流れる電流即ち直流電流の変化を示す。通電期間（ｂ）においては、上アームスイッチング素子ＵのみがＯＮであるため、Ｕ相の電流ｉＵが直流電流となり、電流センサ６により検出できる。通電期間（ｃ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ及びＶがＯＮであるため、Ｗ相の電流ｉＷが直流電流となり、電流センサ６により検出できる。

電流センサ６により電流を検出するタイミングとしては、電流が変化した時点で検出している。即ち、図４３に示すように、Ｕ相の電流ｉＵは白三角で示したタイミングで、Ｗ相の電流ｉＷは黒三角で示したタイミングで検出している。尚、図４３の上側は、図４２のキャリア周期前半の電流を、図４３の下側は、図４２のキャリア周期後半の電流をそれぞれ示している。
特開２００３−１８９６７０号公報（第１４頁、第１図）

上記のように、電流センサが一つのみの相電流検出方法においては、異なるタイミングで２相分の相電流を検出し、残りの相の相電流は当該２個の電流値から演算することができる。

然しながら、小さいながらもキャリア周期内で電流は変化しているため（図面においては便宜上変化がないように示している）、異なるタイミングで２相分の相電流を検出すると、キルヒホッフの電流の法則が正確には適用できず、残りの相の相電流を求める演算が不正確になる。また、磁石回転子５の位置検出に用いる場合においても、演算式が正確には適用できず、位置検出誤差が大きくなる。変調が大きい程、異なる検出タイミング間が広くなる。一方、２相分の相電流を検出するための異なる検出タイミング間が近過ぎると、正確に相電流を検出できなくなる。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、直流電源ラインの電流センサにより相電流を検出するインバータ装置において、２相分の相電流を検出するための異なる検出タイミング間を必要最小限にできるインバータ装置の提供を目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により交流電流をモータへ出力させるとともに、電流センサにより相電流を検出する制御回路とを備え、制御回路は、ＯＮ時間が２番目となる上アームスイッチング素子へのＯＮ信号もしくはＯＦＦ信号を基準とし、その基準前後のタイミングにて電流センサにより２相分の相電流を検出するものである。

上記構成により、２相分の相電流を検出するための異なる検出タイミング間を必要最小限にできる。従って、相電流、磁石回転子の位置を正確に検出できる。

本発明のインバータ装置は、直流電源ラインの電流センサによる相電流検出において、２相分の相電流を検出するための異なる検出タイミング間が必要最小限となり、相電流、磁石回転子の位置を正確に検出することができる。

第１の発明は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により交流電流をモータへ出力させるとともに、電流センサにより相電流を検出する制御回路とを備えたインバータ装置において、制御回路は、ＯＮ時間が２番目となる上アームスイッチング素子へのＯＮ信号もしくはＯＦＦ信号を基準とし、その基準前後のタイミングにて電流センサにより２相分の相電流を検出するものである。上記構成により、２相分の相電流を検出するための異なる検出タイミング間を必要最小限にできる。従って、相電流、磁石回転子の位置を正確に検出できる。

第２の発明は、第１の発明のインバータ装置において、基準前後のタイミングは、インバータ回路とモータ間の電流の向きにより異なるものである。即ち、インバータ回路とモータ間の電流がプラスかマイナスかで異なるタイミングが採用される。これにより、更に、２相分の相電流を検出するための異なる検出タイミング間を必要最小限にできる。

第３の発明は、第２の発明のインバータ装置において、電流の向きは、モータへの電流の位相により判定するものである。制御回路は演算により電流の位相を把握できる。これにより、特段の検出器などを設けることなく、電流の向きを容易に判定できる。

第４の発明は、第２の発明のインバータ装置において、電流の向きは、モータへの印加電圧の位相により判定するものである。電流の位相と印加電圧の位相との間には相関関係があり、制御回路は演算により把握できる。また、簡易的に両者の位相は等しいと仮定しても大きな差異は生じない。これにより、電流の向きを容易に判定できる。

第５の発明は、第１乃至第４の発明のインバータ装置において、基準前後のタイミングは、ＯＮ信号を基準とする場合とＯＦＦ信号を基準とする場合とで異なるものである。即ち、キャリア周期内の前半と後半とで異なるタイミングが採用される。これにより、更に、２相分の相電流を検出するための異なる検出タイミング間を必要最小限にできる。

第６の発明は、第１乃至第５の発明のインバータ装置において、モータの回転数が高い場合に、当該電流センサによる相電流検出を行うものである。モータの回転数が高いと回転周期が短くなる。このため、１回転周期内のキャリア周期が少なくなり、２相分の相電流検出における異なる検出タイミング間の間隔が１回転周期に対して相対的に大きくなる。即ち、検出タイミング間の間隔の、位置検出に及ぼす影響が大きくなる。そのため、本発明の効果が大きい。

第７の発明は、第１乃至第６の発明のインバータ装置において、ＰＷＭ変調の変調が高い場合に、当該電流センサによる相電流検出を行うものである。変調が高い程、２相分の相電流検出における異なる検出タイミング間の間隔が広くなる。即ち、検出タイミング間の間隔の、位置検出、電流検出に及ぼす影響が大きくなる。そのため、本発明の効果が大きい。

第８の発明は、第１乃至第７の発明のインバータ装置において、当該電流センサによる相電流検出を、キャリア周期の前半及び後半において行い、それらの平均を演算するものである。キャリア周期内における電流検出のタイミングは、位相により変化する。このとき、キャリア周期の前半と後半とでは、逆方向に変化する。そのため、相電流検出をキャリア周期の前半及び後半において行い、それらの平均を演算することで、キャリア周期中央での相電流検出に相当する値を得られる。即ち、常にキャリア周期中央で相電流値を検出する（相当する）ことになり、位置検出、電流検出の精度を向上できる。

第９の発明は、第１乃至第８の発明のインバータ装置において、電動圧縮機のモータを駆動するものである。これにより、冷媒の吐出側と吸入側との圧力差が大きい状態での起動においても、磁石回転子の位置を正確に検出できるため、安定して起動することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。尚、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るインバータ装置２０とその周辺の電気回路である。インバータ装置２０の制御回路７は、電源ラインに設けられた電流センサ６からの電圧により、相電流を検出する。２相分の相電流を検出すれば、残りの相の相電流は、当該２個の電流値から演算できる（固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用する）。

これら３相分の電流値に基づき、制御回路７は、センサレスＤＣブラシレスモータ１１（以降モータ１１と称す）を構成する磁石回転子５による固定子巻線４の誘起電圧を演算し、磁石回転子５の位置検出を行う。そして、この位置検出、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路１０を構成するスイッチング素子２を制御し、バッテリー１からの直流電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流をモータ１１を構成する固定子巻線４へ出力する。インバータ回路１０を構成するダイオード３は、固定子巻線４に流れる電流の循環ルートとなる。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ、Ｙ、Ｚと定義し、また、各スイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚに対応するダイオードを、３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ、３Ｘ、３Ｙ、３Ｚと定義する。

電流センサ６は、ホール素子を用いた電流センサ、シャント抵抗など、瞬時ピーク電流が検出できるものであれば良い。また、電源ラインのプラス側に設けても良い。シャント抵抗ならば、小型化耐振性向上が実現し易い。

制御回路７は、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚと、ドライブ回路などを介して接続線１８により接続されており、各スイッチング素子を制御している。スイッチング素子２がＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴの場合はゲート電圧を、パワートランジスタの場合はベース電流を制御する。次に、電流センサ６にて、相電流を検出する方法について述べる。

図２に、最大変調５０％の３相変調の波形を、Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３、中性点電圧２９に関し示す。このモータ端子電圧はモータへの印加電圧に等しい。３相変調においては、変調度が上がるにつれＤｕｔｙ５０％を中心に０％と１００％の両方向に伸びる。これらの端子電圧はＰＷＭ変調にて縦軸に示すＤｕｔｙ（％）で実現される。中性点電圧２９は、各相の端子電圧の和を求め３で除した値である。また、相電圧は、端子電圧から中性点電圧を引いた値であり、正弦波になる。

一方、相電流の位相は端子電圧の位相とほぼ等しいと仮定すると、図２における−表示した位相においては、中間通電相Ｖ相の電流は、モータ１１から流れ出る。モータ１１から流れ出る電流の向きを−方向と定義する。＋表示した位相においては、中間通電相Ｖ相の電流は、モータ１１へ流れこむ。モータ１１へ流れこむ電流の向きを＋方向と定義する。−表示した位相、＋表示した位相双方において、最大通電相であるＵ相は＋電流、最小通電相であるＷ相は−電流である。

図３は、１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚの通電の一例であり、制御回路７から各スイッチング素子を制御するＯＮＯＦＦ信号を示す。この場合、図２において位相１２０度前後の、−表示した位相、＋表示した位相での通電である。通電期間として、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の４種類がある。但し、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止のためデッドタイム期間は省略している。

最初に、図２において−表示した位相において考察する。中間通電相Ｖ相の電流は、−方向である。Ｕ相の電流ｉＵが最大電流になる。通電期間（ａ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ全てがＯＦＦ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚ全てがＯＮである。図４に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵは、下アームスイッチング素子Ｘと並列のダイオードから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流ｉＶ及びＷ相電流ｉＷがそれぞれ、固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｙ及びＺへ流れ出ている。よって、電流センサ６に電流は流れない。

通電期間（ｂ）においては、上アームスイッチング素子ＵがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｙ、ＺがＯＮである。図５に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵは、上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流ｉＶ及びＷ相電流ｉＷがそれぞれ、固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｙ及びＺへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｕ相の電流ｉＵが流れ検出可能となる。

通電期間（ｃ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、ＶがＯＮ、下アームスイッチング素子ＺがＯＮである。図６に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵは上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流ｉＶは固定子巻線４から上アームスイッチング素子Ｖと並列のダイオードへ流れ出ている。Ｗ相電流ｉＷは固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｗ相の電流ｉＷが流れ検出可能となる。

通電期間（ｄ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ全てがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚ全てがＯＦＦである。図７に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵは上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷはそれぞれ、固定子巻線４から上アームスイッチング素子Ｖ、Ｗと並列のダイオードに流れ出ている。よって、電流センサ６に電流は流れない。

図８に、上記図４〜図７に基づき、図２上−表示した位相における直流電流の変化を示す。通電期間（ｂ）においては最大電流であるＵ相の電流ｉＵが、通電期間（ｃ）においてはＷ相の電流ｉＷが、電流センサ６により検出可能である。

次に、図２において＋表示した位相において考察する。中間通電相Ｖ相の電流は、＋方向である。Ｗ相の電流ｉＷが最大電流になる。通電期間（ａ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ全てがＯＦＦ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚ全てがＯＮである。図９に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶがそれぞれ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙと並列のダイオードから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流ｉＷは固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６に電流は流れない。

通電期間（ｂ）においては、上アームスイッチング素子ＵがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｙ、ＺがＯＮである。図１０に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵは、上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流ｉＶは下アームスイッチング素子Ｙと並列のダイオードから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流ｉＷは固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｕ相の電流ｉＵが流れ検出可能となる。

通電期間（ｃ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、ＶがＯＮ、下アームスイッチング素子ＺがＯＮである。図１１に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶは、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流ｉＷは固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｗ相の電流ｉＷが流れ検出可能となる。

通電期間（ｄ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ全てがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚ全てがＯＦＦである。図１２に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶは、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流ｉＷは固定子巻線４から上アームスイッチング素子Ｗと並列のダイオードに流れ出ている。よって、電流センサ６に電流は流れない。

図１３に、上記図９〜図１２に基づき、図２上＋表示した位相における直流電流の変化を示す。通電期間（ｂ）においてはＵ相の電流ｉＵが、通電期間（ｃ）においては、最大電流であるＷ相の電流ｉＷが電流センサ６により検出可能である。通電期間（ｂ）においてはＵ相の電流ｉＵ、通電期間（ｃ）においてはＷ相の電流ｉＷが検出されることは、図８と同じである。

上記図４〜図１３の考察により、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮ、ＯＦＦ状態で電流センサ６により検出できる相電流が特定されることが分かる。即ち、１相のみＯＮ時はその相の電流、２相ＯＮ時は残りの相の電流が検出可能であり、３相ＯＮ時及び３相ＯＦＦ時は検出不可となる。従って、制御回路７からの各スイッチング素子を制御するＯＮＯＦＦ信号と各スイッチング素子のＯＮＯＦＦは、進み遅れなく一致している場合、制御回路７は、各スイッチング素子を制御するＯＮＯＦＦ信号に基づき、電流センサ６からの電流信号がどの相電流かを特定でき検出できる。

然しながら、実際には、制御回路７からの各スイッチング素子を制御するＯＮＯＦＦ信号と各スイッチング素子のＯＮＯＦＦは、回路特性などにより、一致しない。また、素子の立上がり立下り特性、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との間のデッドタイムなどがある。そのため、制御回路７が、各スイッチング素子を制御するＯＮＯＦＦ信号に基づき、電流検出するタイミングの設定、どの相電流かの判定をするにおいて、これらを考慮する必要がある。

以下、これらについて説明する。図３の通電タイミングチャートにデッドタイムを盛り込んだものを、図１４に示す。このタイミングチャートにスイッチング素子のＯＮ時間ｔｎ、ＯＦＦ時間ｔｆも考慮し、図８、図１３に示す直流電流の変化を詳細に考察する。

最初に、図２において−表示した位相において即ち図８に示す直流電流について考察する。中間通電相Ｖ相の電流ｉＶは、−方向である。図１５に、Ｕ相電流ｉＵの下アームから上アームへの移行を示す。上側にスイッチングの時間関係を、下側にその時間関係における回路素子に流れる電流を示す。下アームスイッチング素子ＸへのＯＦＦ信号以前は、図４の状態にある。下アームスイッチング素子ＸへＯＦＦ信号が出された時点で、Ｕ相電流ｉＵは下アームスイッチング素子Ｘと並列のダイオード３Ｘから固定子巻線４へ流れている。回路図において、上アーム側は機能していないので、省略している。下アームスイッチング素子ＸのＯＦＦ時間ｔｆ後においても、上アームスイッチング素子ＵはＯＦＦであるため、Ｕ相電流ｉＵはダイオード３Ｘから固定子巻線４へ流れている。この時点で、下アームスイッチング素子Ｘは機能しないので、回路図上省略している。

下アームスイッチング素子ＸへのＯＦＦ信号から、デッドタイムｔｄ後に、上アームスイッチング素子ＵへＯＮ信号が出される。ダイオード３Ｘに流れるＵ相電流ｉＵは、上アームスイッチング素子Ｕへ移行を始め、上アームスイッチング素子ＵのＯＮ時間ｔｎ後に移行完了する。この時点において図５の状態となる。従って、Ｕ相電流ｉＵの検出は、上アームスイッチング素子ＵへのＯＮ信号からｔｎ以降に行う必要がある。

図１６に、Ｖ相電流ｉＶの下アームから上アームへの移行を示す。下アームスイッチング素子ＹへＯＦＦ信号が出された時点で、Ｖ相電流ｉＶは、固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｙへ流れている。Ｖ相電流ｉＶは、上アームスイッチング素子Ｖと並列のダイオード３Ｖへ移行を始め、下アームスイッチング素子ＹのＯＦＦ時間ｔｆ後に移行完了する。この時点において図６の状態となる。従って、上アームスイッチング素子ＶへのＯＮ信号時点（下アームスイッチング素子ＹへのＯＦＦ信号からデッドタイムｔｄ後）よりｔｄ−ｔｆ前でＷ相電流ｉＷの検出が可能である。

図１７に、Ｗ相電流ｉＷの下アームから上アームへの移行を示す。図１６のＶ相電流ｉＶの場合と同様であり、上アームスイッチング素子ＷへのＯＮ信号時点（下アームスイッチング素子ＺへのＯＦＦ信号からデッドタイムｔｄ後）よりｔｄ−ｔｆ前には移行完了している。この時点において図７の状態となる。

図１８に、Ｗ相電流ｉＷの上アームから下アームへの移行を示す。上アームスイッチング素子ＷへのＯＦＦ信号以前は、図７の状態にある。上アームスイッチング素子ＷへＯＦＦ信号が出された時点で、Ｗ相電流ｉＷは固定子巻線４から上アームスイッチング素子Ｗと並列のダイオード３Ｗへ流れ出ている。回路図において、下アーム側は機能していないので、省略している。上アームスイッチング素子ＷのＯＦＦ時間ｔｆ後においても、下アームスイッチング素子ＺはＯＦＦであるため、Ｗ相電流ｉＷは固定子巻線４からダイオード３Ｗへ流れ出ている。この時点で、上アームスイッチング素子Ｗは機能していないので、回路図上省略している。

上アームスイッチング素子ＷへのＯＦＦ信号から、デッドタイムｔｄ後に、下アームスイッチング素子ＺへＯＮ信号が出される。ダイオード３Ｗに流れるＷ相電流ｉＷは、下アームスイッチング素子Ｚへ移行を始め、下アームスイッチング素子ＺのＯＮ時間ｔｎ後に移行完了する。この時点において図６の状態となる。従って、Ｗ相電流ｉＷの検出は、上アームスイッチング素子ＷへのＯＦＦ信号からｔｄ＋ｔｎ以降に行う必要がある。

図１９に、Ｖ相電流ｉＶの上アームから下アームへの移行を示す。図１８のＷ相電流ｉＷの場合と同様であり、下アームスイッチング素子ＹのＯＮ時間ｔｎ後に移行完了する。この時点において図５の状態となる。従って、Ｕ相電流ｉＵの検出は、上アームスイッチング素子ＶへのＯＦＦ信号からｔｄ＋ｔｎ以降に行う必要がある。

図２０に、Ｕ相電流ｉＵの上アームから下アームへの移行を示す。上アームスイッチング素子ＵへＯＦＦ信号が出された時点で、Ｕ相電流ｉＵは、上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れている。Ｕ相電流ｉＵは、下アームスイッチング素子Ｘと並列のダイオード３Ｘへ移行を始め、上アームスイッチング素子ＵへのＯＦＦ信号からＯＦＦ時間ｔｆ後に移行完了する。この時点において図４の状態となる。

次に、図２において＋表示した位相において即ち図１３に示す直流電流について考察する。中間通電相Ｖ相の電流ｉＶは、＋方向である。図２１に、Ｕ相電流ｉＵの下アームから上アームへの移行を示す。図１５と比較し、Ｕ相電流ｉＵの電流の大きさは異なるが、電流の向きは同じであるため、タイミング関係は図１５と同じである。下アームスイッチング素子ＸへのＯＦＦ信号以前は、図９の状態にある。また、上アームスイッチング素子ＵのＯＮ時間ｔｎ後に移行完了する。この時点において図１０の状態となる。従って、Ｕ相電流ｉＵの検出は、上アームスイッチング素子ＵへのＯＮ信号からｔｎ以降に行う必要がある。

図２２に、Ｖ相電流ｉＶの下アームから上アームへの移行を示す。この場合、図１６と比較し、Ｖ相電流ｉＶの向きが逆になるため、図１６とはタイミング関係が異なる。タイミング関係は、相及び電流の大きさは異なるが、電流の向きが同じであるため、図２１、図１５と同じである。上アームスイッチング素子ＶのＯＮ時間ｔｎ後に移行完了する。この時点において図１１の状態となる。従って、Ｗ相電流ｉＷの検出は、上アームスイッチング素子ＶへのＯＮ信号からｔｎ以降に行う必要がある。

図２３に、Ｗ相電流ｉＷの下アームから上アームへの移行を示す。電流の大きさは異なるが、電流の向きが同じであるため、タイミング関係は図１７と同じである。従って、上アームスイッチング素子ＷへのＯＮ信号時点（下アームスイッチング素子ＺへのＯＦＦ信号からデッドタイムｔｄ後）よりｔｄ−ｔｆ前には移行完了している。この時点において図１２の状態となる。

図２４に、Ｗ相電流ｉＷの上アームから下アームへの移行を示す。電流の大きさは異なるが、電流の向きが同じであるため、タイミング関係は図１８と同じである。下アームスイッチング素子ＺのＯＮ時間ｔｎ後に移行完了する。この時点において図１１の状態となる。従って、Ｗ相電流ｉＷの検出は、上アームスイッチング素子ＷへのＯＦＦ信号からｔｄ＋ｔｎ以降に行う必要がある。

図２５に、Ｖ相電流ｉＶの上アームから下アームへの移行を示す。Ｖ相電流ｉＶの向きが逆になるため、図１９とはタイミング関係が異なる。タイミング関係は、相及び電流の大きさは異なるが、電流の向きが同じであるため、図２０と同じである。上アームスイッチング素子ＶのＯＦＦ時間ｔｆ後に移行完了する。この時点において図１０の状態となる。従って、上アームスイッチング素子ＶへのＯＦＦ信号からＯＦＦ時間ｔｆ時点でＵ相電流ｉＵの検出が可能である。

図２６に、Ｕ相電流ｉＵの上アームから下アームへの移行を示す。電流の大きさは異なるが、電流の向きが同じであるため、タイミング関係は図２０と同じである。上アームスイッチング素子ＵへのＯＦＦ信号からＯＦＦ時間ｔｆ後に移行完了する。この時点において図９の状態となる。

上記図１５、図１６、図１７により、図８におけるキャリア周期内直流電流変化の前半詳細を、図２７に示す。制御回路７の各スイッチング素子を制御するＯＮＯＦＦ信号と直流電流の関係である。上アームスイッチング素子ＵへのＯＮ信号から暫くの間直流電流（Ｕ相電流ｉＵ）に変化がないが、これは制御回路７からスイッチング素子Ｕまでのフィルタ回路、ドライブ回路などによる遅延に起因している。下アームスイッチング素子Ｙ、ＺへのＯＦＦ信号から暫くの間直流電流に変化がないのも同様である。この遅延時間も含めて立ち上がり時間、立ち下り時間をスイッチング素子のＯＮ時間ｔｎ、ＯＦＦ時間ｔｆとしている。

図２７に示す如く、中間通電相（上アームスイッチング素子のＯＮ時間が中間の相即ちＯＮ時間が２番目の相）であるＶ相へのＯＮ信号を基準とし、その基準前後のタイミングにて電流センサ６により２相分の相電流を検出することができる。ここで、２相分の相電流を検出するための異なる検出タイミング間が必要最小限となる条件を検討する。電流センサ６で電流が検出され、制御回路７に取り込まれるのに要する時間をｔｋとする。

図１５より、Ｕ相電流ｉＵの検出は、上アームスイッチング素子ＵへのＯＮ信号からｔｎ以降に行う必要がある。Ｗ相電流ｉＷの検出タイミングとの間を小さくするには、Ｕ相電流ｉＵの検出タイミングを、時間ｔｋを確保して右方向に設定する必要がある。そのため、Ｕ相電流ｉＵの検出タイミングは白三角で示したポイントになる。詳細には、下アームスイッチング素子ＹへのＯＦＦ信号からの遅延時間分右方向に設定できるが小さいため割愛する。図１６より上アームスイッチング素子ＶへのＯＮ信号時点よりｔｄ−ｔｆ前でＷ相電流ｉＷの検出が可能である。そのため、Ｗ相電流ｉＷの検出タイミングは、黒三角で示したポイントになる。従って、上アームスイッチング素子ＶへのＯＮ信号を基準とした白三角の時間をｔＮＵとすると、ｔＮＵ＝−ｔｄ−ｔｋとなる。黒三角の時間をｔＮＷとすると、ｔＮＷ＝−ｔｄ＋ｔｆとなる。

図１８、図１９、図２０により、図８におけるキャリア周期内直流電流変化の後半詳細を、図２８に示す。同様に、２相分の相電流を検出するための異なる検出タイミング間が必要最小限となる条件を検討する。図１８より、Ｗ相電流ｉＷの検出は、上アームスイッチング素子ＷへのＯＦＦ信号からｔｄ＋ｔｎ以降に行う必要がある。Ｕ相電流ｉＵの検出タイミングとの間を小さくするには、Ｗ相電流ｉＷの検出タイミングを、時間ｔｋを確保して右方向に設定する必要がある。そのため、Ｗ相電流ｉＷの検出タイミングは黒三角で示したポイントになる。詳細には、下アームスイッチング素子ＹへのＯＮ信号からの遅延時間分右方向に設定できるが小さいため割愛する。

図１９より、Ｕ相電流ｉＵの検出は、上アームスイッチング素子ＶへのＯＦＦ信号からｔｄ＋ｔｎ以降に行う必要がある。そのため、Ｕ相電流ｉＵの検出タイミングは、白三角で示したポイントになる。従って、上アームスイッチング素子ＶへのＯＦＦ信号を基準とした白三角の時間をｔＦＵとすると、ｔＦＵ＝ｔｄ＋ｔｎとなる。黒三角の時間をｔＦＷとすると、ｔＦＷ＝ｔｄ−ｔｋとなる。

次に、図２１、図２２、図２３により、図１３におけるキャリア周期内直流電流変化の前半詳細を、図２９に示す。同様に、２相分の相電流を検出するための異なる検出タイミング間が必要最小限となる条件を検討する。図２１より、Ｕ相電流ｉＵの検出は、上アームスイッチング素子ＵへのＯＮ信号からｔｎ以降に行う必要がある。Ｗ相電流ｉＷの検出タイミングとの間を小さくするには、Ｕ相電流ｉＵの検出タイミングを、時間ｔｋを確保して右方向に設定する必要がある。そのため、Ｕ相電流ｉＵの検出タイミングは白三角で示したポイントになる。詳細には、上アームスイッチング素子ＶへのＯＮ信号からの遅延時間分右方向に設定できるが小さいため割愛する。

図２２より、Ｗ相電流ｉＷの検出は、上アームスイッチング素子ＶへのＯＮ信号からｔｎ以降に行う必要がある。そのため、Ｗ相電流ｉＷの検出タイミングは、黒三角で示したポイントになる。従って、上アームスイッチング素子ＶへのＯＮ信号を基準とした白三角の時間をｔＮＵとすると、ｔＮＵ＝−ｔｋとなる。黒三角の時間をｔＮＷとすると、ｔＮＷ＝ｔｎとなる。

図２４、図２５、図２６により、図１３におけるキャリア周期内直流電流変化の後半詳細を、図３０に示す。同様に、２相分の相電流を検出するための異なる検出タイミング間が必要最小限となる条件を検討する。図２４より、Ｗ相電流ｉＷの検出は、上アームスイッチング素子ＷへのＯＦＦ信号からｔｄ＋ｔｎ以降に行う必要がある。Ｕ相電流ｉＵの検出タイミングとの間を小さくするには、Ｗ相電流ｉＷの検出タイミングを、時間ｔｋを確保して右方向に設定する必要がある。そのため、Ｗ相電流ｉＷの検出タイミングは黒三角で示したポイントになる。詳細には、上アームスイッチング素子ＶへのＯＦＦ信号からの遅延時間分右方向に設定できるが小さいため割愛する。

図２５より、上アームスイッチング素子ＶへのＯＦＦ信号からＯＦＦ時間ｔｆ時点でＵ相電流ｉＵの検出が可能である。そのため、Ｕ相電流ｉＵの検出タイミングは、白三角で示したポイントになる。従って、上アームスイッチング素子ＶへのＯＦＦ信号を基準とした白三角の時間をｔＦＵとすると、ｔＦＵ＝ｔｆとなる。黒三角の時間をｔＦＷとすると、ｔＦＷ＝−ｔｋとなる。

上記により、２相分の相電流（この場合、Ｕ相電流ｉＵとＷ相電流ｉＷ）を検出するための異なる検出タイミング間（この場合、白三角と黒三角で表示）は最小になる。図２７と図３０においてはｔｆ＋ｔｋ、図２８と図２９においてはｔｎ＋ｔｋとなる。これらは、変調が１０％、５０％、１００％など変化しても、またキャリア周期が変更されても、影響されず一定である。そのため、制御回路７のソフトプログラムにおける電流検出タイミングの設定が容易になる。また、ソフトプログラムにおける各種作業の時間割り振りを整え易くなる。上記において、ＯＮ時もしくはＯＦＦ時を基準とするための中間通電相（上アームスイッチング素子のＯＮ時間が中間の相即ちＯＮ時間が２番目の相）は、Ｖ相である。

尚、上記実施の形態において、相電流の位相は端子電圧の位相とほぼ等しいと仮定したが、等しくない場合は図２７〜図３０におけるＵ相電流ｉＵ、Ｗ相電流ｉＷの流れる時間が変化するのみであり、モータ電流の向き、ＯＮ基準かＯＦＦ基準かによって定まる上記電流検出タイミングは変化しない。

（実施の形態２）
上記図２７、図２９での考察に基づく、キャリア周期内の前半における電流検出タイミング選択フローチャートを図３１に示す。中間通電相であるＶ相の電流の向きにより、上アームスイッチング素子ＶへのＯＮ信号を基準にした検出タイミングを選択する。ステップ１０にて、中間通電相は−電流かどうか即ち電流の向きがモータから流れ出る電流かどうか判定する。−電流であれば（Ｙ）、ステップ１１にて、図２７におけるｔＮＵ、ｔＮＷを選択する。−電流でなければ（Ｎ）、ステップ１２にて、図２９におけるｔＮＵ、ｔＮＷを選択する。

中間通電相は−電流かどうか即ち電流の向きがモータから流れ出る電流かどうかは、相電流の位相で判定する。例としてＶ相電流は、図２を相電流の波形とした場合、位相０度〜１２０度及び３００度〜３６０度においては−電流であり、位相１２０度〜３００度においては＋電流である。制御回路７は、回転数、印加電圧、負荷などにより、これを演算する。図２の端子電圧即ち印加電圧の位相と相電流の位相とは、ほぼ等しいと仮定し、印加電圧の位相を用いても良い。また、電流がスイッチング素子に流れているか、並列のダイオードに流れているかにより判定することもできる。

（実施の形態３）
上記図３１と同様に、図２８、図３０での考察に基づく、キャリア周期内の後半における電流検出タイミング選択フローチャートを図３２に示す。中間通電相であるＶ相の電流の向きにより、上アームスイッチング素子ＶへのＯＦＦ信号を基準にした検出タイミングを選択する。ステップ２０にて、中間通電相は−電流かどうか即ち電流の向きがモータから流れ出る電流かどうか判定する。−電流であれば（Ｙ）、ステップ２１にて、図２８におけるｔＦＵ、ｔＦＷを選択する。−電流でなければ（Ｎ）、ステップ２２にて、図３０におけるｔＦＵ、ｔＦＷを選択する。

尚、キャリア周期内の前半においては、上アームスイッチング素子はＯＮするので上アームスイッチング素子へのＯＮ信号が基準となり、キャリア周期内の後半においては、上アームスイッチング素子はＯＦＦするので上アームスイッチング素子へのＯＦＦ信号が基準となる。

（実施の形態４）
上記フローチャート図３１、図３２に、ＯＮ信号を基準とするかＯＦＦ信号を基準とするかの選択も追加し図３３に示す。

ステップ３０にて、中間通電相は−電流かどうか即ち電流の向きがモータから流れ出る電流かどうか判定する。−電流であれば（Ｙ）、ステップ３１にて、上アームスイッチング素子へのＯＮ信号が基準かどうかの選択をする。ＯＮ基準であれば（Ｙ）、ステップ３２にて、図２７におけるｔＮＵ、ｔＮＷを選択する。ＯＮ基準でなければ（Ｎ）、ステップ３３にて、図２８におけるｔＦＵ、ｔＦＷを選択する。ステップ３０にて、−電流でなければ（Ｎ）、ステップ３４にて、上アームスイッチング素子へのＯＮ信号が基準かどうかの選択をする。ＯＮ基準であれば（Ｙ）、ステップ３５にて、図２９におけるｔＮＵ、ｔＮＷを選択する。ＯＮ基準でなければ（Ｎ）、ステップ３６にて、図３０におけるｔＦＵ、ｔＦＷを選択する。

（実施の形態５）
当該実施の形態は、上記各実施の形態において、モータの回転数が高い場合に、電流センサ６による相電流検出を行うものである。モータの回転数が高いと回転周期が短くなる。このため、１回転周期内のキャリア周期が少なくなり、２相分の相電流検出における異なる検出タイミング間の間隔が１回転周期に対して相対的に大きくなる。即ち、検出タイミング間の間隔の、位置検出に及ぼす影響が大きくなる。

例として、キャリア周期が０．１ｍＳ（１０ｋＨｚ）、２極モータとする。回転数が低く回転周期が１００ｍＳ（１０Ｈｚ）の場合、１回転周期内のキャリア周期は１０００個となる。そして、１キャリア周期は、回転角度凡そ０．３６度に相当する。一方、回転数が高く回転周期が６．７ｍＳ（１５０Ｈｚ）の場合、１回転周期内のキャリア周期は６７個となる。そして、１キャリア周期は、回転角度凡そ５．４度に相当する。

即ち、回転周期が６．７ｍＳ（１５０Ｈｚ）の場合、回転周期が１００ｍＳ（１０Ｈｚ）の場合に比較し、１キャリア周期相当の回転角度が１５倍になる。そのため、１キャリア周期内における、２相分の相電流検出における異なる検出タイミング間の間隔が、位置検出に及ぼす影響も１５倍に大きくなる。そのため、相電流検出における異なる検出タイミング間の間隔を小さくできる本発明は、モータの回転数が高い場合において特にその効果が大きい。

（実施の形態６）
図３４に、図２に破線で示した位相３０度〜９０度における１キャリア周期内での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を中央から左右対称に表示している。Ｕ相の上アームスイッチング素子ＵのＯＮ期間を細実線で表わし、Ｖ相の上アームスイッチング素子ＶのＯＮ期間を中実線で表わし、Ｗ相の上アームスイッチング素子ＷのＯＮ期間を太実線で表わしている。これは、一般的に、マイコンのタイマ機能により具現化される。電流センサ６による電流検出が可能となる期間を検出期間として、実線矢印で表示し、実線矢印近傍に検出される電流がどの相の電流かを示す。この場合、Ｕ相の相電流の検出期間をＵ、Ｖ相の相電流の検出期間をＶと表示している。同様に、図３５に、最大変調１００％の場合を示す。

位相６０度において、Ｕ相の相電流検出の従来のタイミングを縦の白矢印で、Ｖ相の相電流検出の従来のタイミングを縦の横線矢印で示している。この場合、従来のタイミングとは、検出期間左端での相電流検出を例にしている。図３４と図３５を比較すると、図３５の最大変調１００％の場合は、図３４の最大変調５０％の場合より、相電流検出における異なる検出タイミング間の間隔（縦の白矢印と縦の横線矢印との間隔）が大きい。そのため、相電流検出における異なる検出タイミング間の間隔を小さくできる本発明は、変調が高い場合において特にその効果が大きい。この場合、Ｗ相が中間通電相となる。

図３６に、最大変調５０％の２相変調の波形を、Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３、中性点電圧２９に関し示す。このモータ端子電圧はモータへの印加電圧に等しい。２相変調においては、変調度が上がるにつれ１００％の方向に伸びる。図３７に、図３６に破線で示した位相９０度〜１５０度における１キャリア周期内での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ期間（Ｄｕｔｙ）を中央から左右対称に表示している。表記事項は図３４、図３５と同様である。図３８に、最大変調１００％の場合を示す。

位相１２０度において、Ｕ相の相電流検出の従来のタイミングを縦の白矢印で、Ｗ相の相電流検出の従来のタイミングを縦の黒矢印で示している。図３８の最大変調１００％の場合は、図３７の最大変調５０％の場合より、相電流検出における異なる検出タイミング間の間隔（縦の白矢印と縦の黒矢印との間隔）が大きい。そのため、相電流検出における異なる検出タイミング間の間隔を小さくできる本発明は、変調が高い場合において特にその効果が大きい。これは、上記３相変調の場合と同じである。尚、上記２相変調において、０％であるＷ相（固定相）が最小通電相となり、Ｖ相が中間通電相となる。

（実施の形態７）
当該実施の形態は、上記各実施の形態において、電流センサ６による相電流検出を、キャリア周期の前半及び後半において行い、それらの平均を演算するものである。キャリア周期内における当該電流検出のタイミングは、位相により変化する。このとき、キャリア周期の前半と後半とでは、逆方向に変化する。図３４、図３５、図３７、図３８において、キャリア周期前半の電流検出タイミングを白菱形で、同後半の電流検出タイミングを黒菱形で示している。上記の如く、電流検出のタイミングが変化するのがわかる。

このため、位相により、キャリア周期内における電流検出のタイミングが異なることとなり、位置検出、電流検出の精度が低下してしまう。位相と、検出位置、検出電流値が正確に一致しない。このことへの対応として、相電流検出をキャリア周期の前半（白菱形）及び後半（黒菱形）において行い、それらの平均を演算する。これにより、キャリア周期中央での相電流検出に相当する値を得られる。即ち、常に、キャリア周期中央における（相当する）相電流値を得られることになり、位置検出、電流検出の精度を向上できる。

尚、上記各実施の形態において、直流電源をバッテリーとしたが、これに限るものではなく、商用交流電源を整流した直流電源などでもよい。モータ１１をセンサレスＤＣブラシレスモータとしたが、リラクタンスモータ、誘導モータ等にも適用できる。正弦波駆動以外にも適用できる。また、２相変調においても、上記の如く、固定相を最小通電相とし、キャリア周期内の前半と後半の電流が連続している場合として、適用できる。また、１００％の固定相を最大通電相としても良い。

以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、２相分の相電流を検出するための異なる検出タイミング間が必要最小限となり、相電流、磁石回転子の位置を正確に検出することができるので、各種民生用製品、各種産業用機器に適用できる。負荷としてモータ以外の交流機器にも適用可能である。

本発明の実施の形態１に係るインバータ装置とその周辺の電気回路図 ３相変調の最大変調５０％における各相の変調を示す波形図 キャリア周期における通電タイミングチャート 中間通電相が−電流の場合における通電期間（ａ）の電流経路を示す電気回路図 同通電期間（ｂ）の電流経路を示す電気回路図 同通電期間（ｃ）の電流経路を示す電気回路図 同通電期間（ｄ）の電流経路を示す電気回路図 同キャリア周期内で直流電源ラインに流れる直流電流波形図 中間通電相が＋電流の場合における通電期間（ａ）の電流経路を示す電気回路図 同通電期間（ｂ）の電流経路を示す電気回路図 同通電期間（ｃ）の電流経路を示す電気回路図 同通電期間（ｄ）の電流経路を示す電気回路図 同キャリア周期内で直流電源ラインに流れる直流電流波形図 デッドタイムを含む通電タイミングチャート 中間通電相が−電流の場合におけるＵ相電流の下アームから上アームへの移行状態図 同Ｖ相電流の下アームから上アームへの移行状態図 同Ｗ相電流の下アームから上アームへの移行状態図 同Ｗ相電流の上アームから下アームへの移行状態図 同Ｖ相電流の上アームから下アームへの移行状態図 同Ｕ相電流の上アームから下アームへの移行状態図 中間通電相が＋電流の場合におけるＵ相電流の下アームから上アームへの移行状態図 同Ｖ相電流の下アームから上アームへの移行状態図 同Ｗ相電流の下アームから上アームへの移行状態図 同Ｗ相電流の上アームから下アームへの移行状態図 同Ｖ相電流の上アームから下アームへの移行状態図 同Ｕ相電流の上アームから下アームへの移行状態図 中間通電相が−電流の場合におけるキャリア周期内前半での直流電流検出タイミング説明図 同キャリア周期内後半での直流電流検出タイミング説明図 中間通電相が＋電流の場合におけるキャリア周期内前半での直流電流検出タイミング説明図 同キャリア周期内後半での直流電流検出タイミング説明図 本発明の実施の形態２に係る、直流電流検出タイミングを中間通電相の電流の向きにより選択するフローチャート 本発明の実施の形態３に係る、直流電流検出タイミングを中間通電相の電流の向きにより選択するフローチャート 本発明の実施の形態４に係る、直流電流検出タイミングを中間通電相の電流の向き、基準がＯＮかＯＦＦかにより選択するフローチャート 本発明の実施の形態６乃至７に係る、最大変調５０％３相変調における説明図 本発明の実施の形態６乃至７に係る、最大変調１００％３相変調における説明図 ２相変調の最大変調５０％における各相の変調を示す波形図 本発明の実施の形態６乃至７に係る、最大変調５０％２相変調における説明図 本発明の実施の形態６乃至７に係る、最大変調１００％２相変調における説明図 電源ラインの電流センサで相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図 ３相変調の最大変調５０％における各相の変調を示す波形図 キャリア周期における通電タイミングチャート キャリア周期内で直流電源ラインに流れる直流電流波形図 ２相分の相電流を検出するタイミングの説明図

符号の説明

１ バッテリー
２ スイッチング素子
３ ダイオード
４ 固定子巻線
５ 磁石回転子
６ 電流センサ
７ 制御回路
１０ インバータ回路
１１ センサレスＤＣブラシレスモータ
２０ インバータ装置

Claims (7)

1. 直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を備えたインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路間の電流を検出する電流センサと、前記インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により交流電流をモータへ出力させる制御回路とを備え、前記制御回路は、ＯＮ時間が２番目となる上アームスイッチング素子へのＯＮ信号もしくはＯＦＦ信号を基準とし、その基準前後のタイミングにて前記電流センサにより２相分の相電流を検出するインバータ装置において、前記基準前後のタイミングを、前記インバータ回路と前記モータ間の電流の向きがモータから流れ出る場合はモータへ流れこむ場合に比較し、
   前記基準前後のタイミングが、ＯＮ信号を基準とする場合には進め、ＯＦＦ信号を基準とする場合には遅らすことを特徴とするインバータ装置。
2. 前記電流の向きは、モータへの電流の位相により判定する請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記電流の向きは、モータへの印加電圧の位相により判定する請求項１に記載のインバータ装置。
4. 前記制御回路は、モータの回転数が高い場合に、前記電流センサによる相電流検出を行う請求項１から請求項３のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
5. 前記制御回路は、ＰＷＭ変調の変調が高い場合に、前記電流センサによる相電流検出を行う請求項１から請求項３のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
6. 前記制御回路は、前記電流センサによる相電流検出を、キャリア周期の前半及び後半において行い、それらの平均を演算する請求項１から請求項５のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
7. 電動圧縮機のモータを駆動する請求項１から請求項６のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
   

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