JP4737532B2 - 受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、アラモティ（Siavash M. Alamouti ）が提案した時空間符号化伝送技術（以下、ＳＴＢＣ（:Space Time Block Code）通信方式と言う。）を用いた通信装置（送信装置、受信装置、送受信装置）及び通信システムに関する。
この方法は、例えば車車間通信などの移動体通信における通信データの高品質化に大いに有用なものである。

アラモティが提案した時空間符号化伝送技術（ＳＴＢＣ通信方式）は、下記の非特許文献１などに記載されており、このＳＴＢＣ通信方式を利用した通信技術としては、例えば下記の特許文献１に記載されているものなどが公知である。

例えば、送信アンテナが２本で受信アンテナが１本の２×１システムにおいて、ＳＴＢＣ通信方式を用いる場合を考える。この時、連続するシンボル時刻１，２における受信局側での受信信号をそれぞれｒ₁ ，ｒ₂ とし、第１の送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル特性をｈ₁ 、第２の送信アンテナと受信アンテナとの間のチャネル特性をｈ₂ とし、次式（１）に示す様に、受信信号ベクトルｒとチャネル行列Ｈとシンボルベクトルｓを定義すると、次式（２）の関係が成り立つ。ただし、ここで、「ａ^* 」はａの複素共役を示すものとする。

（基本的な定義式）

（２×１システムにおけるＳＴＢＣ通信方式）
ｒ ＝ Ｈｓ …（２）

この関係式は、非特許文献１の式（11）において、ｎ₀ ＝ｎ₁ ＝０とした場合と等価である。受信されるノイズｎ₀ ，ｎ₁ の影響は、シンボル判定の際に一定の雑音余裕を設けることができることから、ここでは無視することができる。
また、ここで｜ｈ₁ ｜² ＋｜ｈ₂ ｜² ＝１が満たされる様に、ｈ₁ ，ｈ₂ を選べば、Ｈはユニタリー行列となるので、この場合にはｒが規格化されていれば、次式（３）によって、規格化されたシンボルベクトルｓを容易に求めることができる。

（シンボルベクトルｓの導出式）
ｓ ＝ Ｈ^-1ｒ ＝ Ｈ^H ｒ …（３） ただし、ここでＨ^H は、行列Ｈの随伴行列を示すものである。

これらの従来技術においては、トレーニング信号（パイロット信号）などを巧く利用してマルチパス（多重伝搬路）のチャネル特性を受信側で高精度に推定することが、通信データを高品質化する上で非常に重要である。
"A simple transmit diversity technique for wireless communications," IEEE journal on selective areas in communications, vol.16, no.8, pp.1451-1458, Oct. 1998. 特開２００４−１２９０８２号公報

しかしながら、ＳＴＢＣ通信方式に準拠する従来の通信装置（送信装置、受信装置、送受信装置）においては、局移動に伴うマルチパス環境の変動が考慮されていない。即ち、上記の従来の通信装置では、送信局又は受信局が高速に移動する場合に、その高速移動に伴うチャネル特性の推定値の急速な経時的劣化が特段補償されてはおらず、このため、送信局又は受信局の移動中に、受信側では干渉波成分が増大してしまって受信信号の復号ができなくなることがあった。

例えば、トレーニング信号（パイロット信号）を受信した時点（：時刻ｔ₀ ）で算定されるチャネル推定行列Γの推定精度が十分に高い場合でも、時刻ｔ₀ から時刻ｔ₀ ＋Δｔにおいて次回のトレーニング信号を受信するまでの間に送信局または受信局が移動してしまうと、その間の移動距離などに応じて、上記のチャネル行列Ｈに関する推定精度が急速に劣化することがあった。即ち、従来装置においては、動的な送受信局間の距離変動に伴って通信品質が急速に劣化することがあり、特に移動速度の大きな移動体通信の場合に問題となっていた。

本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、ＳＴＢＣ通信方式の利点を維持しつつ、マルチパス環境下で送信局又は受信局が高速に移動する場合においても、高い通信品質を確保することである。

上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、本発明の第１の手段は、所定のトレーニング信号を受信して、送信局と受信局との間のマルチパスの各伝搬路のチャネル特性を表すチャネル行列Ｈを推定するチャネル推定手段と、チャネル推定手段によって推定されたチャネル行列Ｈと受信された受信信号ベクトルｒに基づいて時空間ブロック復号処理を行う復号手段とを有するＳＴＢＣ通信方式の受信装置において、トレーニング信号と、その受信信号とから、チャネル行列の初期値である初期チャネル行列を演算する初期チャネル行列演算手段と、トレーニング信号を受信してから、次回のトレーニング信号を受信するまでの期間内において一定の演算周期で繰り返される補正タイミング毎に、前回の補正タイミングにおいて求められた前チャネル行列Ｈを用いて今回の補正タイミングにおいて受信された受信信号を復調して得られるシンボル判定後のシンボル信号ｓと、今回の補正タイミングにおいて受信された受信信号ｒとに基づいて、今回の補正タイミングにおける現チャネル行列は、前チャネル行列Ｈに対して行列の全ての成分について共通に位相のみが変化しているとして、前チャネル行列Ｈの各成分に共通の位相変動量φを求める位相変動量算出手段と、位相変動量φに基づいて前チャネル行列Ｈを補正して、今回の補正タイミングにおける現チャネル行列Ｈ′を演算する現チャネル行列演算手段と、トレーニング信号が受信される毎に、位相変動量算出手段において用いられる前チャネル行列Ｈを初期チャネル行列演算手段により演算された初期チャネル行列とし、補正タイミング毎に、現チャネル行列演算手段により演算された現チャネル行列Ｈ′を、次の補正タイミングにおける位相変動量算出手段において用いられる前チャネル行列Ｈとする制御手段と、を有することを特徴とする受信装置である。

また、本発明の第２の手段は、所定のトレーニング信号を受信して、送信局と受信局との間のマルチパスの各伝搬路のチャネル特性を表すチャネル行列Ｈを推定するチャネル推定手段と、チャネル推定手段によって推定されたチャネル行列Ｈと受信された受信信号ベクトルｒに基づいて時空間ブロック復号処理を行う復号手段とを有するＳＴＢＣ通信方式の受信装置において、トレーニング信号と、その受信信号とから、チャネル行列の初期値である初期チャネル行列Ｈ（ｔ ₀ ）を演算する初期チャネル行列演算手段と、トレーニング信号を受信してから、次回のトレーニング信号を受信するまでの期間内において一定の演算周期で繰り返される補正タイミング毎に、前回の補正タイミングにおいて求められた前チャネル行列Ｈを用いて今回の補正タイミングにおいて受信された受信信号を復調して得られるシンボル判定後のシンボル信号ｓと、今回の補正タイミングにおいて受信された受信信号ｒとに基づいて、今回の補正タイミングにおける現チャネル行列は、前チャネル行列Ｈに対して行列の全ての成分について共通に位相のみが変化しているとして、前チャネル行列Ｈの各成分に共通の位相変動量φ ₀ を求める位相変動量算出手段と、初期チャネル行列Ｈ（ｔ ₀ ）に対する今回の補正タイミングにおける位相変位Φ（ｋ）を、Φ（ｋ）＝（１−γ）Φ（ｋ−１）＋γφ ₀ （ｋ）、ただし、０＜γ＜１、ｋは補正タイミングを表す番号、により求める位相変位演算手段と、位相変位演算手段により求められた位相変位Φ（ｋ）と、初期チャネル行列Ｈ（ｔ ₀ ）とから、今回の補正タイミングにおける現チャネル行列Ｈ′を演算する現チャネル行列演算手段と、トレーニング信号が受信される毎に、位相変動量算出手段において用いられる前チャネル行列Ｈを初期チャネル行列演算手段により演算された初期チャネル行列とし、補正タイミング毎に、現チャネル行列演算手段により演算された現チャネル行列Ｈ′を、次の補正タイミングにおける位相変動量算出手段において用いられる前チャネル行列Ｈとする制御手段と、を有することを特徴とする受信装置である。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。

以上の本発明の手段によって得られる効果は以下の通りである。
即ち、本発明によれば、受信局または送信局の高速移動に伴うチャネル特性の推定値の急速な経時的劣化が、略過不足なく効果的に補償されるので、受信局または送信局が高速に移動する場合にも、従来よりも高い通信品質を容易に確保することができる。
受信局または送信局の少なくとも一方が移動する移動体通信においては、パイロット信号の送信間隔期間内におけるチャネル特性（即ち、当該送受信局間の伝搬路環境）の変動成分は、そのチャネルの位相成分の変動量φだけで概ね一意に表現することができることが分っている。即ち、この位相変動量φは、受信局や送信局を有する移動体の移動量に応じて、マルチパスの各伝搬路長が変化するために生じるものであり、パイロット信号の送信間隔期間内に、その他の要因でチャネル特性が急変することは考え難い。また、移動体間の各伝搬路長は、それらの相対速度が大きい時ほど大きな変化を示すが、この変化は時間に対して単調または連続的な変動傾向を示すことが多く、よって上記の位相変動量φもそれに伴って略同様の変動傾向を示す。

このため、上記の位相変動量算出手段と上記の位相補正手段によって、その位相変動量φに基づいてチャネル特性を随時補正すれば、従来よりも高い通信品質を容易に確保することができる。
また、この様な補正は、受信信号に対する等価の補正処理で代替することができる。そして、その様な操作もが、等価な結果を導くことは、上記の式（２）、式（３）より明らかである。

以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
ただし、本発明の実施形態は、以下に示す個々の実施例に限定されるものではない。

１．発明装置の構成と動作
図１は本実施例１におけるＳＴＢＣ通信の復号処理装置１００の制御ブロック図である。この復号処理装置１００は、送信アンテナが２本あり受信アンテナが１本あるＳＴＢＣ通信システム（所謂２×１システム）の受信局側において復号処理を実行するものである。したがって、前述の基本的な定義式（式（１））については、以下でも同様に用いるものとする。即ち、この復号処理装置１００は、連続したシンボル時刻において順に受信された受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ に基づいて、時空間ブロック符号化（ＳＴＢＣ）されたシンボルｓを復号するものである。

この復号処理装置１００は、受信信号判定部１０１と伝搬路推定部１０２とＳＴＢＣデコード部１０３とチャネル行列補正部１０４などから主に構成されている。そして、この復号処理装置１００の最も大きな特徴は、チャネル行列補正部１０４のフィードバック制御によって、チャネル行列Ｈが逐次補正される点にある。

受信信号判定部１０１は、受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ がパイロット信号であるか否かを判定し、これらがパイロット信号である場合には、受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ を伝搬路推定部１０２へ、そうでなければ受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ をＳＴＢＣデコード部１０３へ送出する。また、同時に、受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ がパイロット信号である場合には、スイッチｓｗ１を接点ａに接続し、そうでなければスイッチｓｗ１を接点ｂに接続する。

伝搬路推定部１０２は、入力されたパイロット信号（受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ ）に基づいて、送信局と当該受信局との間のマルチパスの各伝搬路特性を推定する。即ち、前述の式（１）のチャネル行列Ｈを求めて、図中の接点ａに出力する。伝搬路推定部１０２によって、パイロット信号から直接算出されたチャネル行列を以下、Ｈ（ｔ₀ ）と表すことがある。ここでｔ₀ は、そのパイロット信号の受信時刻を表している。

ＳＴＢＣデコード部１０３は、スイッチｓｗ１からチャネル行列Ｈを入力する。このチャネル行列Ｈは、パイロット信号受信直後であれば、スイッチｓｗ１は接点ａに接続されているので、上記のチャネル行列Ｈ（ｔ₀ ）に一致する。
次に、ＳＴＢＣデコード部１０３は、パイロット信号ではない復号されるべき受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ を受信信号判定部１０１から入力する。そして、式（１）、式（３）に基づいて、所望のシンボル信号ｓを求める。ただし、ＳＴＢＣデコード部１０３から出力されるシンボル信号ｓは、シンボル判定後の判定結果を示すものであるから、例えばＱＰＳＫ方式を採用する場合には、次式（４）に示す４通りのシンボル信号ｓの内の何れか１つの信号が出力されることになる。また、８−ＰＳＫ方式を採用する場合にも、ＳＴＢＣデコード部１０３からの出力信号（シンボル信号ｓ）は、８通りに限定される。
（シンボル判定結果）

チャネル行列補正部１０４は、先に上記のＳＴＢＣデコード部１０３が使用した受信信号ｒ₁ ，ｒ₂ ，チャネル行列Ｈと、ＳＴＢＣデコード部１０３が出力した上記の判定結果（シンボル信号ｓ）を用いて、その位相変動量算出部１０４ａによりチャネルの位相変動量φを求め、この位相変動量φに基づいて、その補正演算部１０４ｂによりチャネル行列Ｈを補正する。以下、その補正後のチャネル行列をＨ′と書く。また、位相補正行列Ａを次式（５）で定義する。ただし、ここで、ｉは虚数単位である。なお、位相補正行列Ａの対角成分の位相の符号が互いに反対なのは、式（１）の受信信号ベクトルｒの第２成分において、複素共役を取っていることに依る。
（位相補正行列Ａの定義式）

より具体的には、位相変動量算出部１０４ａでは、上記の判定結果（シンボル信号ｓ）を用いて構成される次式（６）の方程式を解いて、位相変動量φを求める。
（φの方程式）
ｒ ＝ＡＨｓ または、
Ａ^-1ｒ ＝ Ｈｓ …（６）

位相変動量φの方程式は、ベクトルｒの各成分毎に構成されるが、ベクトルｒの第１成分または第２成分の何れか一方に関してのみ当該方程式を解けば十分である。或いは、算定精度を高めるために２つの解φ１，φ２の平均値を、最終的に求めるべき解φの値として算出しても良い。解くべき方程式をｒ₁ に関するものかｒ₂ ^* に関するものの何れか一方とすれば、２解の平均値を求める場合よりも演算量が半分以下になることは言うまでもない。

次に、補正演算部１０４ｂでは、次式（７）で定義される補正後のチャネル行列Ｈ′を算出して、接点ｂに対して出力する。
（補正後のチャネル行列Ｈ′の定義）
Ｈ′ ≡ ＡＨ …（７）
これらの式で用いているチャネル行列Ｈは、前述の通り、先の制御周期でＳＴＢＣデコード部１０３が使用したものである。そして、次の制御周期においては、この補正後のチャネル行列Ｈ′を新たなチャネル行列Ｈとして、ＳＴＢＣデコード部１０３で使用する。即ち、以上の様な補正処理を周期的に構成して繰り返し実行することができ、これにより、移動体の移動速度が比較的高速な移動体通信においても、チャネル行列Ｈの推定精度を常時高く維持することが可能となる。

以上の様な復号処理装置１００の構成に従えば、送受信局間のマルチパスにおける各伝搬路長の変動に基づくチャネル特性の変化を効果的にチャネル行列Ｈの各成分に反映することができるので、従来よりも大幅に受信品質を改善することができる。

上記の式（６）で用いる受信信号ベクトルｒには、想定範囲以上の大きさのノイズが混入することが有り得る。即ち、所定の雑音余裕の許容範囲を超えた大きさのノイズが受信されることがある。或いは、障害物などの運動に伴って、マルチパスを構成する時空間上に局所的又は一時的な特異点などが形成される場合がある。
そして、その様な場合には、接点ｂに出力される補正処理後のチャネル行列Ｈ′は、大きな外乱を受けることになる。この時、上記のチャネル行列Ｈは、事実上漸化式を使って逐次求められているため、上記の構成に従えば、次回のパイロット信号に基づくチャネル行列Ｈ（ｔ₀ ）を得るまでの間、その後の一連のＳＴＢＣデコード処理が不当となってしまう恐れがある。

即ち、常時ＳＮＲが大きな場合には、それらの外乱を特段勘案しなくても上記の実施例１の方式で何ら問題ないが、特にマルチパス環境が変動し易い移動体通信などにおいては、様々な通信環境が想定されるため、チャネル特性に関する局所的または一時的な例外値やノイズなどを排除するための何らかの処置を講じておくことが望ましい。

そこで、本実施例２の復号処理装置１１０（図２）においては、上記の実施例１の位相変動量算出部１０４ａに関して、位相変動量φを算定する手順を以下の様に改善する。即ち、その様な環境が想定し得る場合には、数個〜数十個のシンボルに渡った平均値を用いたり、それらの多数の位相変動量φについて、忘却係数などを使った加重平均処理を施すなどすると良い。以下、その様な改善策について例示する。

以下、パイロット信号受信時刻ｔ₀ を基準に考えるため、上記の式（６）、（７）に対して、チャネル行列ＨにＨ（ｔ₀ ）を代入して用いる。ただし、ベクトルｓ，ｒについては、実施例１と同様にして、最新の受信信号ベクトルｒとそのシンボル判定結果（例：式（４））を以下でも用いるものとする。
この時、チャネル行列補正部１０４′では、まず最初に位相変動量算出部１０４ａ′において、式（６）とＨ＝Ｈ（ｔ₀ ）より、時刻ｔ₀ を基準とする最新の位相変動量φ₀ （ｋ）を求める。そして、更に、次式（８）によって、補正演算部１０４ｂ′において位相補正行列Ａの位相変動量として用いるべき位相変動量Φ（ｋ）を算出する。

（位相補正行列Ａに用いる位相Φ（ｋ）（ｋ≧１））
Φ（ｋ）＝（１−γ）Φ（ｋ−１）＋γφ₀ （ｋ） （０＜γ＜１） …（８）
ただし、引数ｋは、各演算周期に対して昇順に付与する通し番号であり、ｔ₀ の次の制御周期の通し番号ｋを１とする。また、初項Φ（０）の値は０とする。また、ここで行列Ａ（Φ（ｋ））は、式（５）の位相補正行列Ａにφ＝Φ（ｋ）を代入して得られる位相補正行列である。

そして、この場合には、毎回次式（９）を算出する図２の乗算器１０５によって、補正処理後のチャネル行列Ｈ′がＳＴＢＣデコード部１０３に対して出力される。
（改善後のＨ′の導出式）
Ｈ′ ＝ Ａ（Φ（ｋ））Ｈ（ｔ₀ ） …（９）

即ち、この場合には、図１の受信信号判定部１０１によるスイッチｓｗ１に対する切り替え制御を廃止し、図１のスイッチｓｗ１の代わりに、この式（９）を実行する乗算器１０５を常時用い、この乗算器１０５に対する補正演算部１０４ｂ′の出力情報を図１のＨ′の代わりに、上記のＡ（Φ（ｋ））とすれば、式（９）の形に補正された所望のチャネル行列Ｈ′を毎回ＳＴＢＣデコード部１０３に対して出力することができる。なお、上記のγの具体的な値としては、例えば０．０２〜０．２程度が望ましく、例えば０．０４程度でも良い。このγの値は、移動体の移動速度やシンボル信号の復号処理周期などに応じて、最適に設定することができる。

この様な漸化式を使った位相Φ（ｋ）の設定によれば、位相変動量Φ（ｋ−１）に含まれる、過去に継続的に求めてきた各位相変動量φ（ｊ）（ｊ＜ｋ）の影響は、それぞれ徐々に時間に対して指数関数的に弱まっていく（即ち、忘却されていく）ものの、しばらくの間はそれらの影響が残るので、最も最近求めた位相変動量φ（ｋ）が、現在の系に対して支配的に強く作用し過ぎることも未然に防止される。
勿論、位相変動量φに関するこれらの平均化技法は任意でよく、複数の方法を組み合わせて採用しても良い。

以上の様な復号処理装置１１０の構成に従えば、ＳＮＲが比較的小さな場合などにおいても、送受信局間のマルチパスにおける各伝搬路長の変動に基づくチャネル特性の変化を効果的にチャネル行列Ｈの各成分に反映することができるので、従来よりも大幅に受信品質を改善することができる。

なお、その他にも受信アンテナが存在する場合には、それらの各受信アンテナでそれぞれ求めることができる各位相変動量φに渡って、それらの平均値が採用できる様に装置を再構成するなどしても良い。即ち、例えば後述の検証シミュレーションでも取り扱う様に、所謂２×２システムなどにおいても、同様の構成に基づいて同様の作用・効果が得られるので、複数の受信アンテナ間における位相変動量φの加重平均値などを用いる様にしても良い。
この様な平均化が有効となる理由は、位相変動量φが送受信局間の各伝搬路長の変化によって生じるものであって、個々のアンテナ毎に、位相変動量φに係わるその他の個別の変動要因が存在するとは考え難いためであり、それらの受信アンテナが同一の移動体に配設されている限り、各伝搬路長の変化に基づく位相変動量φの各値は基本的には共通である可能性が高いと考えられるためである。

また、上記の式（８）でγ＝１とする場合には、Φ（ｋ）＝φ₀ （ｋ）となる。この場合、忘却傾向の極めて強いチャネル行列Ｈ′が常時生成されるため、γ＝１とするこの方式は、パイロット信号が受信されない期間中常時、最新のチャネル行列Ｈ′を保持する点では有利と言えるが、ノイズ等による一時的かつ例外的な系の乱れに非常に弱い不安定な復号処理部が構成されてしまう点では不利となる。

なお、以上の処理は、所定の演算周期で繰り返し実行する。ここで、位相変動量算出手段による位相変動量φ，φ₀ ，またはΦの算出周期は、復調方式における雑音余裕の許容範囲の振幅よりも上記の位相変動量φの絶対値が小さくなることが想定できる時間間隔以下に設定する。これにより、トレーニング信号を受信してから次回のトレーニング信号を受信するまでの期間内においても、ＳＴＢＣ通信方式の利点を維持しつつ、高い通信品質を確保することができる。

２．シミュレーションによる作用・効果の検証
２．１ 交差点モデル
図３に、本発明の各実施例を検証するために構成された交差点モデルの空間的な構造を例示する。評価対象とする交差点モデルを示す。この交差点モデルでは、３００ｍ四方のオフィスビル街を想定し、道路幅は１０ｍと仮定し、交差点の周辺には、ビルを疑似する高さ１０ｍのコンクリートブロックを図示する様に配置した。送信局Ｔｘおよび受信局Ｒｘの各アンテナの初期位置は、ともに道路の交差点から４０ｍ離れた場所とした。即ち、時速６０ｋｍで移動する自動車の平均的な停止可能距離（約４０ｍ程度）を１つの目安として考えた。

また、この交差点モデルにおいては、送受信のアンテナとして、標準ダイポールを２素子ずつ使用し、車両上における２つのアンテナの素子間隔を１．５ｍ、アンテナの高さは０．８ｍとし、アンテナ軸は地面に対して垂直とした。また、コンクリートブロックの壁面からの距離は、1 ．５ｍとした。また、個々の送信アンテナからの送信電力はそれぞれ１０ｍＷに設定した。

また、このシミュレーションでは、幾何学的な光学手法であるレイトレーシング法の内のイメージ法を採用した。この方法では、送信点、受信点、その他すべての反射面の組み合わせから、反射・透過・回折を計算するが、この時、反射係数と透過係数には、フレネルの係数を使用し、回折係数にはUTD （Uniform Geometric Theory of Diffraction ）を用いた。また、これらのシミュレーションでは、反射回数を１〜３回と変化させ、透過回数を０回と固定し、回折回数は１〜２回と変化させ、大地反射も考慮した。なお、コンクリートブロック、および大地の電気的特性を次の表１に示す値とした。

２．２ 検証結果
図４に本実施例１の効果を例示する。本シミュレーションは、上記の交差点モデルに基づいて、各受信アンテナに熱雑音を付与した時のＱＰＳＫ方式下におけるＢＥＲについて調べたものであり、本シミュレーションでは、受信局Ｒｘと送信局Ｔｘの移動速度はそれぞれ共に６０ｋｍ／ｈとした。このため、受信局Ｒｘのｘ軸方向の移動量Δｘと、送信局Ｔｘのｙ軸方向の移動量Δｙは常時互いに等しいもの（Δｘ＝Δｙ）となった。また、通信に用いる電磁波の周波数ｆを６ＧＨｚ、５ＧＨｚ、２ＧＨｚの３通りとしたが、何れの場合にも、各波長λを用いたパラメータΔｘ／λを用いると、それらのシミュレーション結果は本図４に示す通りに、一致したため、本グラフ上では周波数ｆに関する区別は示していない。また、１シンボルの送信周期を１μｓｅｃとし、上記の式（８）のγの値は、約０．０３とした。

図中に conventional と記載して示してあるグラフが、本発明の補正処理を省略した従来のＳＴＢＣ通信方式に従うシミュレーション結果であり、上記の実施例１に従うシミュレーションの結果のグラフを proposed と記載して示した。
このシミュレーション結果より、従来技術では、移動体の移動によって受信品質（ＢＥＲ）が急激に悪化するのに対して、上記の実施例１に基づく方式に従えば、移動に伴う受信品質（ＢＥＲ）の劣化が殆ど見られないことがわかる。

図５は、上記の図４と同一のシミュレーション結果をＳＮＲを横軸にして、別の側面から示したものである。このグラフからも、本発明の有効性が非常に顕著であることを確認することができる。
また、前述の透過回数を１回として、図３の送受信局間にある交差点の角のビルの１階が、ガラス張りのショウルームなどで構成されている場合などを想定して、同様の検証シミュレーションを実施した。そして、これらの場合においても、上記と略同様にして、本発明の有効性を検証することができた。

〔その他の変形例〕
本発明の実施形態は、上記の形態に限定されるものではなく、その他にも以下に例示される様な変形を行っても良い。この様な変形や応用によっても、本発明の作用に基づいて本発明の効果を得ることができる。
（変形例１）
例えば、上記の図１の復号処理装置１００や図２の復号処理装置１１０の構成例では、所謂２×１システムの構成例を例示したが、２×ｍシステム（ｍ＞１）においても、上記と同様の作用・効果を得ることができる。

実施例１のＳＴＢＣ通信の復号処理装置１００の制御ブロック図 復号処理装置１００の変形例である復号処理装置１１０の制御ブロック図 交差点モデルの空間的な構成を例示する平面図 実施例１の効果を例示するグラフ（熱雑音付与時のＢＥＲ） 実施例１の効果を例示するグラフ（熱雑音付与時のＢＥＲ）

１００ ： 復号処理装置
１０１ ： 受信信号判定部
１０２ ： 伝搬路推定部
１０３ ： ＳＴＢＣデコード部
１０４ ： チャネル行列補正部
１０４ａ： 位相変動量算出部
１０４ｂ： 補正演算部

Claims (2)

1. 所定のトレーニング信号を受信して、送信局と受信局との間のマルチパスの各伝搬路のチャネル特性を表すチャネル行列Ｈを推定するチャネル推定手段と、前記チャネル推定手段によって推定された前記チャネル行列Ｈと受信された受信信号ベクトルｒに基づいて時空間ブロック復号処理を行う復号手段とを有するＳＴＢＣ通信方式の受信装置において、
   前記トレーニング信号と、その受信信号とから、チャネル行列の初期値である初期チャネル行列を演算する初期チャネル行列演算手段と、
   前記トレーニング信号を受信してから、次回のトレーニング信号を受信するまでの期間内において一定の演算周期で繰り返される補正タイミング毎に、前回の補正タイミングにおいて求められた前チャネル行列Ｈを用いて今回の補正タイミングにおいて受信された受信信号を復調して得られるシンボル判定後のシンボル信号ｓと、今回の補正タイミングにおいて受信された受信信号ｒとに基づいて、今回の補正タイミングにおける現チャネル行列は、前チャネル行列Ｈに対して行列の全ての成分について共通に位相のみが変化しているとして、前記前チャネル行列Ｈの各成分に共通の位相変動量φを求める位相変動量算出手段と、
   前記位相変動量φに基づいて前記前チャネル行列Ｈを補正して、今回の補正タイミングにおける現チャネル行列Ｈ′を演算する現チャネル行列演算手段と、
   前記トレーニング信号が受信される毎に、前記位相変動量算出手段において用いられる前記前チャネル行列Ｈを前記初期チャネル行列演算手段により演算された前記初期チャネル行列とし、前記補正タイミング毎に、現チャネル行列演算手段により演算された現チャネル行列Ｈ′を、次の補正タイミングにおける前記位相変動量算出手段において用いられる前記前チャネル行列Ｈとする制御手段と、
   を有することを特徴とする受信装置。
2. 所定のトレーニング信号を受信して、送信局と受信局との間のマルチパスの各伝搬路のチャネル特性を表すチャネル行列Ｈを推定するチャネル推定手段と、前記チャネル推定手段によって推定された前記チャネル行列Ｈと受信された受信信号ベクトルｒに基づいて時空間ブロック復号処理を行う復号手段とを有するＳＴＢＣ通信方式の受信装置において、
   前記トレーニング信号と、その受信信号とから、チャネル行列の初期値である初期チャネル行列Ｈ（ｔ ₀ ）を演算する初期チャネル行列演算手段と、
   前記トレーニング信号を受信してから、次回のトレーニング信号を受信するまでの期間内において一定の演算周期で繰り返される補正タイミング毎に、前回の補正タイミングにおいて求められた前チャネル行列Ｈを用いて今回の補正タイミングにおいて受信された受信信号を復調して得られるシンボル判定後のシンボル信号ｓと、今回の補正タイミングにおいて受信された受信信号ｒとに基づいて、今回の補正タイミングにおける現チャネル行列は、前チャネル行列Ｈに対して行列の全ての成分について共通に位相のみが変化しているとして、前記前チャネル行列Ｈの各成分に共通の位相変動量φ ₀ を求める位相変動量算出手段と、
   初期チャネル行列Ｈ（ｔ ₀ ）に対する今回の補正タイミングにおける位相変位Φ（ｋ）を、Φ（ｋ）＝（１−γ）Φ（ｋ−１）＋γφ ₀ （ｋ）、ただし、０＜γ＜１、ｋは補正タイミングを表す番号、により求める位相変位演算手段と、
   前記位相変位演算手段により求められた前記位相変位Φ（ｋ）と、初期チャネル行列Ｈ（ｔ ₀ ）とから、今回の補正タイミングにおける現チャネル行列Ｈ′を演算する現チャネル行列演算手段と、
   前記トレーニング信号が受信される毎に、前記位相変動量算出手段において用いられる前記前チャネル行列Ｈを前記初期チャネル行列演算手段により演算された前記初期チャネル行列とし、前記補正タイミング毎に、現チャネル行列演算手段により演算された現チャネル行列Ｈ′を、次の補正タイミングにおける前記位相変動量算出手段において用いられる前記前チャネル行列Ｈとする制御手段と、
   を有することを特徴とする受信装置。

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