JP4712148B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、ハーフブリッジ型等の直流の中点を持つ電力変換装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図20は、従来の電力変換装置を示す回路図であり、「半導体電力変換回路(発行所 社団法人電気学会)」の92ページ、図6.1.5に示された電力変換装置を、後述する本発明の電力変換装置と同一の形式に書き改めた回路図である。
図において、1、2はそれぞれ直流電源、4、5は直流コンデンサ、6、7は自己消孤型のスイッチング素子で、トランジスタ、IGBT等によって形成されている。8、9はスイッチング素子6、7にそれぞれ逆並列に接続されているダイオード、10はリアクトル、11はコンデンサで、リアクトル10と共にLCフィルタを構成する。12は負荷である。
スイッチング素子6、7とダイオード8、9は、直流電力を交流電力に変換するインバータを構成し、スイッチング素子6、7をオンすることにより、直流電源1、2の接続点(中点N)を基準にして、スイッチング素子6、7の接続点A点に対し、+Ed、−Edの電圧を発生するすることができる。この電圧は、高調波を多く含んだ矩形波状の電圧であるが、スイッチング素子6、7を制御することにより、A−N間電圧の基本波成分を任意に出力することが可能であり、一般にパルス幅変調方式と呼ばれている。矩形波状のA−N間電圧に対し、リアクトル10、コンデンサ11からなるLCフィルタにより、その高調波成分を除去して、負荷12に正弦波電圧を供給する。
【0003】
図21は、従来の電力変換装置を示す回路図である。
図において、4〜12は図1におけるものと同一のものである。13は直流電源、14、15は直流コンデンサ4、5にそれぞれ並列に接続された抵抗である。
図20では、直流電源を二つ必要としたが、直流電源が一つのケースでは、図21に示すように、直流コンデンサ4、5にそれぞれ並列に抵抗14、15を接続し、抵抗分圧により直流中点を作っている。
【0004】
図22は、従来の電力変換装置の負荷回路図である。
図において、16はダイオード、17はダイオード16に直列に接続された抵抗であり、半波整流回路を形成している。
図23は、従来の電力変換装置の負荷波形図である。
図において、Vは電圧、Iは電流を示している。
【0005】
図20、21の回路において、図22に示されるような正負非対称な負荷12が接続された場合を考える。
図22の負荷回路に、正弦波電圧が供給された場合、図23に示すように、電圧Vが正の区間だけ電流Iが流れる。即ち、電圧Vが正の区間だけ電力が消費される。一方、図20、21の電力変換装置においては、出力電圧が正の区間の電力は、直流コンデンサ4から、出力電圧が負の区間の電力は、直流コンデンサ5から供給されるため、図22の半波整流回路が接続された場合、次の問題が発生する。
【0006】
図20の電力変換装置の場合:直流電源1から負荷12への電力が供給されるため、直流電源1と直流電源2の出力電力がバランスしない。直流電源が蓄電池の場合は、直流電源1がいち早く放電終止電圧に到達し、直流電源1、2を有効に利用できない。
図21の電力変換装置の場合:直流コンデンサ4から負荷12への電力が供給されるため、抵抗分圧にて直流電源13の中点を得ることができず、直流コンデンサ4と直流コンデンサ5の電圧がバランスしない。これは、直流コンデンサの定格電圧選定によっては過電圧となる場合があるのに加え、インバータのスイッチングパターンを、直流コンデンサ4、5の電圧が等しい前提で生成されている場合は、出力電圧に直流成分が生じる恐れがある。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電力変換装置は、以上のように構成されているので、負荷として正負非対称な半波整流回路等が接続された場合、直流電圧のアンバランスが発生するという問題点があった。
【0008】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、正負非対称な半波整流回路等が負荷回路として接続された場合でも、直流電圧のアンバランスが発生しない電力変換装置を得ることを目的とする。
【0009】
【課題を解決するための手段】
この発明に係わる電力変換装置においては、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源と、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、交流電源の供給する交流電圧を直流電圧に変換して二つの直流電圧源に出力する第二の電力変換回路と、第一の直列接続点が二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、第二の電力変換回路は、第一の直列接続点が二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するように二つの直流電圧源に直流電力を出力するものであり、バランス回路は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、第二の電力変換回路は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第三の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第三の直列接続点と交流電源との間に接続されたリアクトルによって構成され、入力される交流電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力電力を制御して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するものであり、第二の電力変換回路とバランス回路は、いずれか一方が動作するように構成されているものである。
【0010】
また、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、二つの直流電圧源と並列に接続される直列に接続された二つのスイッチング素子と、このスイッチング素子の直列接続点に一端を接続されたリアクトルによって構成されるコンバータ回路を備え、交流電源が正常時は、コンバータ回路のリアクトルの他端を交流電源に接続し、交流電源の供給する交流電圧を直流電圧に変換して二つの直流電圧源に出力し、入力される交流電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力電力を制御して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成することで、第二の電力変換回路としての機能を果たし、交流電源が停止時は、コンバータ回路のリアクトルの他端を第一の直列接続点に切り替えて接続して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成することで、バランス回路としての機能を果たすものである。
【0011】
さらに、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路、第一の直列接続点が直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、バランス回路は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、さらにバランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されるものである。
【0012】
また、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路、第一の直列接続点が直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、バランス回路は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、さらにバランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、二つの直流電圧源から第一の電力変換回路に流れる電流の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されるものである。
【0013】
また、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路、第一の直列接続点が直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、バランス回路は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、さらにバランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、負荷電力の正負サイクルの差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されるものである。
【0014】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
以下、この発明の実施の形態1を図1〜図4に基づいて説明する。
図1は、この発明の実施の形態1による電力変換装置を示す回路図である。
図において、4、5は第一の直列接続点(中点N)を介して直列に接続され、直流電圧源を形成する直流コンデンサ、6、7は第二の直列接続点を介して直列に接続された自己消孤型のスイッチング素子で、トランジスタ、IGBT等によって形成されると共に、直流コンデンサ4、5に並列に接続されている。8、9はスイッチング素子6、7にそれぞれ逆並列に接続されているダイオードであり、6〜9は第一の電力変換回路であるインバータを構成している。10はリアクトル、11はコンデンサで、リアクトル10と共にLCフィルタを構成する。12は直流コンデンサ4、5の第一の直列接続点を基準とし、スイッチング素子6、7の第二の直列接続点から交流電力が供給される負荷である。13は直流コンデンサ4、5及びスイッチング素子6、7に直流電力を供給する直流電源である。21、22は第四の直列接続点を介して直列に接続された自己消孤型のスイッチング素子で、トランジスタ、IGBT等によって形成されると共に、直流コンデンサ4、5に並列に接続されている。23、24はスイッチング素子21、22にそれぞれ逆並列に接続されたダイオード、25はスイッチング素子21、22の第四の直列接続点と直流コンデンサ4、5の中点であるN点の間に接続されたリアクトルであり、21〜25はバランス回路を構成している。
【0015】
スイッチング素子6、7とダイオード8、9は、直流電力を交流電力に変換するインバータを構成し、スイッチング素子6、7をオンすることにより、直流コンデンサ4、5の第一の直列接続点(中点N)を基準にして、スイッチング素子6、7の第二の直列接続点であるA点に対し、矩形波状の交流電圧を発生し、リアクトル10、コンデンサ11からなるLCフィルタにより、その高調波成分を除去して、負荷12に正弦波電圧を供給する。
直流コンデンサ4、5は直列に接続され、直流電源13の電圧が印加されている。直流コンデンサ4、5の第一の直列接続点を、直流電源13の中点に維持するためのバランス回路が、スイッチング素子21、22とダイオード23、24及びリアクトル25で構成される回路である。
【0016】
図2は、この発明の実施の形態1による電力変換装置の動作説明図である。
図3は、この発明の実施の形態1による電力変換装置の動作説明図である。
図2、3において、4〜13、21〜25は図1におけるものと同一のものである。ILは電流、V1、V2は電圧である。
図4は、この発明の実施の形態1による電力変換装置の動作を説明する波形図である。
図において、ILは電流、V1、V2は電圧である。
【0017】
次に、図2、3、4を用いて、バランス回路が直流コンデンサ4、5の接続点を中点に維持する動作を説明する。
直流コンデンサ4の電圧V1が、直流コンデンサ5の電圧V2より大の場合について考える。スイッチング素子21がオンすると、リアクトル25の電流ILが立ち上がり、直流コンデンサ4のエネルギーの一部がリアクトル25に蓄えられる(図2)。ここでスイッチング素子21をオフにすると、リアクトル25の電流ILは、直流コンデンサ5、ダイオード24を介して流れ、リアクトル25に蓄えられたエネルギーは、直流コンデンサ5に転送される(図3)。
【0018】
図4に示すように、スイッチング素子21がオンすると、電流ILが立ち上がり、直流コンデンサ4の電圧V1は下がる。スイッチング素子21をオフにすると、電流ILは減少し、直流コンデンサ5の電圧V2は上がる。
このように、図1に示す回路では、直流コンデンサ4からリアクトル25を介して直流コンデンサ5にエネルギーを転送することができる。同様にスイッチング素子22をオン/オフ制御することにより、直流コンデンサ5からリアクトル25を介して直流コンデンサ4にエネルギーを転送することもできる。
【0019】
以上のように、スイッチング素子21、22のスイッチングにより直流コンデンサ間のエネルギー転送を任意に制御することが可能なので、負荷に半波整流回路等の正負非対称の負荷が接続された場合でも、直流コンデンサの電圧をバランスさせることができる。
【0020】
実施の形態2.
実施の形態1は、直流電源とインバータのシステムに、バランス回路を追加しているが、実施の形態2では、無停電電源装置等に用いられるコンバータと直流電源とインバータから構成されるシステムに、バランス回路を追加した場合について説明する。
以下、この発明の実施の形態2を、図5及び図6に基づいて説明する。
【0021】
図5は、この発明の実施の形態2による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、4〜13、21〜25は図1におけるものと同一のものである。27は交流電源、28、29は第三の直列接続点を介して直列に接続された自己消孤型のスイッチング素子、30、31はスイッチング素子28、29にそれぞれ逆並列に接続されたダイオード、32は交流電源27とスイッチング素子28、29の接続点との間に接続されたリアクトルであり、28〜32は交流電源27から電力を得るための第二の電力変換回路であるコンバータ回路を形成している。33は交流電源27の電圧を検出する電圧検出器、34は交流電源27の停電を検出する停電検出器、35はコンバータ制御回路で、コンバータ回路のスイッチング素子28、29を制御する。36は運転ロジックで、運転指令と停電検出器34の出力が入力され、コンバータ制御回路35に起動/停止指令を与える。37はスイッチング素子21、22を制御するバランス制御回路、38は運転ロジックで、交流電源27の停電時にバランス回路が動作するようバランス制御回路37に起動/停止指令を与える。なお、33〜38は制御回路を構成する。
【0022】
図6は、この発明の実施の形態2による電力変換装置を説明する波形図である。
実施の形態2が実施の形態1と異なる点は、交流電源27から電力を得るためのコンバータ回路(スイッチング素子28、29と、ダイオード30、31及びリアクトル32から構成される)を追加している点である。このコンバータ回路は、ハーフブリッジ型の一般に高力率コンバータと呼ばれている回路であり、交流電源27の電圧位相と同相の正弦波状の入力電流により、直流回路に任意の電力を供給できるものであるが、ここではその動作説明を省略する。
【0023】
次に、このように構成された電力変換装置の動作について説明する。
図5では、交流電源27が正常な場合は、コンバータ回路が直流電源13を充電しつつ、インバータへ電力を供給している。電圧検出器33により、交流電源27の電圧を検出し、停電検出器34により、交流電源27の停電を検出する。コンバータ回路は、システムが運転時に交流電源27が正常である場合のみ動作するよう、運転ロジック36により、起動/停止指令がコンバータ制御回路35に与えられている。交流電源停電時は、コンバータが停止して、インバータによって直流電源13の直流電力を交流電力に変換し、負荷12に電力を供給し続ける。
一方、直流コンデンサ4、5の電圧をバランスさせる制御は、交流電源27の正常/停電に拘らず必要であるが、実施の形態2では、交流電源27の正常時はコンバータによりバランス制御を行い、交流電源27の停電時は、バランス回路によりバランス制御を行っているのが特徴である。運転ロジック38により、バランス回路は、システムが運転時かつコンバータが停止時に動作するよう、起動/停止指令がバランス制御回路37に与えられている。
【0024】
次に、コンバータにより直流コンデンサ4、5のバランス制御を行う原理を、図6を用いて説明する。
交流電源27の電圧をVR、コンバータの入力電流をIRとすると、通常IRは正弦波状の電流に制御されるが、例えば直流分IDを持つIRを流すようコンバータを動作させると、コンバータが交流電源27から得る電力は、図6のPRのようになり、VRが正の半サイクルと負の半サイクルで電力が異なる。正の半サイクルは直流コンデンサ4を充電、負の半サイクルは直流コンデンサ5を充電することになり、コンバータの入力電流IRに直流分IDを持たせることで、直流コンデンサ4、5への充電電力を異なる値にすることができる。即ち、コンバータにより、直流コンデンサ4、5のバランス制御が可能となる。
常時、バランス回路を動作させた場合は、交流電源正常時に全てのスイッチング素子を動作させることになるのに対し、実施の形態2では、交流電源27の正常時はコンバータによりバランス制御を行い、交流電源27の停電時のみバランス回路によりバランス制御を行っているので、交流電源正常時にバランス回路を停止することができ、システムの効率を向上することができる。
【0025】
以上のように、交流電源正常時、停電時ともに直流コンデンサ間のエネルギー転送を任意に制御することが可能なので、負荷12に半波整流回路等の正負非対称負荷が接続された場合でも、直流コンデンサの電圧をバランスさせることができるのに加え、交流電源正常時の効率を向上することができる。
【0026】
実施の形態3.
実施の形態2は、コンバータと直流電源とインバータから構成されるシステムにバランス回路を追加した場合であったが、実施の形態3では、コンバータとバランス回路を共用する構成について説明する。
以下、この発明の実施の形態3を、図7に基づいて説明する。
【0027】
図7は、この発明の実施の形態3による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、4〜13、27〜38は図5におけるものと同一のものである。40は交流電源27とリアクトル32の間に配置されたスイッチ、41はスイッチ40とリアクトル32の接続点と、直流コンデンサ4、5の接続点の間に配置されたスイッチ、42、43はコンバータ制御回路35及びバランス制御回路37の出力を切り替えるスイッチ、44はスイッチ40、41、42、43を制御するスイッチ駆動回路であり、運転ロジック36、38の出力が入力されている。なお、33〜38、42〜44は主回路を制御する制御回路を構成する。
【0028】
実施の形態3が、実施の形態2と異なる点は、交流電源27から電力を得るためのコンバータ回路(スイッチング素子28、29とダイオード30、31及びリアクトル32)を、交流電源27の停電時はスイッチ40、41によりバランス回路として切り替えて使用している点である。
運転ロジック36、38は、実施の形態2と同じく、コンバータ運転、バランス運転を示すロジックであり、このロジック信号がスイッチ駆動回路44に入力される。コンバータ運転時はスイッチ40をオン、スイッチ41をオフし、主回路ではリアクトル32、スイッチング素子28、29及びダイオード30、31をコンバータ回路として接続させ、制御回路ではスイッチ42、スイッチ43をa側とし、コンバータ制御回路35により、スイッチング素子28、29が制御される。
【0029】
コンバータ停止、バランス回路運転時は、スイッチ40をオフ、スイッチ41をオンし、主回路ではリアクトル32、スイッチング素子28、29及びダイオード30、31をバランス回路として接続させ、制御回路では、スイッチ42、43をb側とし、バランス制御回路37により、スイッチング素子28、29が制御される。
【0030】
以上のように、交流電源正常時、停電時ともに直流コンデンサ間のエネルギー転送を任意に制御することが可能なので、負荷12に半波整流回路等の正負非対称負荷が接続された場合でも、直流コンデンサの電圧をバランスさせることができるのに加え、主回路のコンバータ回路をバランス回路と兼用することにより、低コスト化が図れる。
【0031】
実施の形態4.
実施の形態1は、直流電源とインバータのシステムにバランス回路を追加しているが、実施の形態4ではそのバランス回路の制御方式について説明する。
以下、この発明の実施の形態4を、図8及び図9に基づいて説明する。
【0032】
図8は、この発明の実施の形態4による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、4〜13、21〜25は図1におけるものと同一のものである。46は直流コンデンサ4の電圧V1と直流コンデンサ5の電圧V2を検出する電圧検出回路、47は電圧V1と電圧V2が入力される加減算器、48は加減算器47の出力を増幅する電圧制御回路である。49は鋸歯状波の搬送波を発生する搬送波発生回路、50は搬送波発生回路49の発生する搬送波と電圧制御回路48の出力を比較する比較器、51は反転回路、52はスイッチング素子21、22をオン/オフ制御するドライブ回路である。
図9は、この発明の実施の形態4による電力変換装置を説明する波形図である。
【0033】
次いで、動作について説明する。
電圧検出回路46は、直流コンデンサ4の電圧V1と直流コンデンサ5の電圧V2を検出し、加減算器47でアンバランス電圧ΔV(=V1−V2)を求め、これを電圧制御回路48にて増幅する。搬送波発生回路49の発生する図9に示すような搬送波と、電圧制御回路48の出力信号を比較器50により比較して、図9に示す1、0の信号を出力する。比較器50の出力をドライブ回路52に入力し、図9に示すようにスイッチング素子21、22をオン/オフ制御する。
このように構成することにより、アンバランス電圧のフィードバック制御系が構成され、アンバランス電圧がゼロになるまで、スイッチング素子21、22のオン時間が調整される。
【0034】
以上のように、アンバランス電圧を増幅して直接スイッチング素子21、22のスイッチングを制御することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロにすることができる。
【0035】
実施の形態5.
実施の形態4は、アンバランス電圧の増幅信号によりスイッチング素子21、22のスイッチングを制御していたが、実施の形態5では、リアクトル25の電流制御マイナーループを、アンバランス電圧のフィードバック制御系に追加している。
以下、この発明の実施の形態5を、図10に基づいて説明する。
【0036】
図10は、この発明の実施の形態5による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、4〜13、21〜25、46〜52は図8におけるものと同一のものである。
54はリアクトル25に流れる電流を検出する電流センサ、55は電圧制御回路48の出力が入力されるリミッタ回路、56は電流センサ54の出力とリミッタ回路55の出力が入力される加減算器、57は加減算器56の出力を増幅して、比較器50に入力する電流制御回路である。
【0037】
次に、動作について説明する。
実施の形態5では、電圧制御回路48のアンバランス電圧ΔVを増幅した出力信号を、リアクトル25の電流指令として用いる。即ち、電圧制御回路48はアンバランス電圧ΔVをゼロにするために、リアクトル25に流すべき電流指令を出力する。リミッタ回路55は、スイッチング素子21、22とダイオード23、24及びリアクトル25の定格値内に電流指令を制限する。リミッタ回路55で制限された電流指令と、電流センサ54が検出した電流値との誤差を加減算器56にて求め、これを電流制御回路57にて増幅し、比較器50に入力する。比較器50からスイッチング素子21、22までの構成は、実施の形態4と同様である。
このように構成することにより、アンバランスΔVをゼロにするためにバランス回路が出力すべき電流指令が求められ、電流制御マイナーループにより、この電流指令にリアクトル25の電流が追従するので、アンバランス電圧をゼロに制御することができる。
【0038】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロ制御することができるのに加え、スイッチング素子21、22と、ダイオード23、24及びリアクトル25に流れる電流を定格値内に制限することができる。
【0039】
実施の形態6.
実施の形態6では、実施の形態5の電流指令に、直流コンデンサ4、5からインバータ回路へ流れる電流のアンバランス分のフィードフォワードを追加している。
以下、この発明の実施の形態6を、図11に基づいて説明する。
【0040】
図11は、この発明の実施の形態6による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、4〜13、21〜25、46〜57は図10におけるものと同一のものである。
59は直流コンデンサ4からインバータ回路へ流れる電流を検出する電流センサ、60は直流コンデンサ5からインバータ回路へ流れる電流を検出する電流センサ、61は電流センサ59及び電流センサ60の検出電流の差を求める加減算器、62は加減算器61の出力からインバータ回路のスイッチング成分を除去するフィルタ、63はフィルタ62の出力が入力される増幅回路、64は増幅回路63の出力と電圧制御回路48の出力を加算し、リミッタ回路55に出力する加算器である。
【0041】
次に、動作について説明する。
実施の形態6では、直流コンデンサ4、5からインバータ回路へ流れる電流を、電流センサ59、60で検出し、電流センサ59及び電流センサ60の検出電流の差を加減算器61で求め、フィルタ62にてインバータ回路によるスイッチング成分を除去する。フィルタ62の出力信号は直流コンデンサ4、5からインバータ回路へ流れるアンバランス電流であり、定常的にはこの電流をバランス回路が供給しなければ、アンバランス電圧をゼロにすることができない。従って、フィルタ62の出力信号を、増幅回路63でリアクトル25に流すべき電流値に換算し、電圧制御回路48の出力と加算器64にて加算し、これをリミッタ回路55にて制限し、電流指令としている。
【0042】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することができるのに加え、スイッチング素子21、22とダイオード23、24及びリアクトル25に流れる電流を定格値内に制限し、直流コンデンサのアンバランス電流をフィードフォワードしているので、アンバランス電圧を高速に制御することができる。
【0043】
実施の形態7.
実施の形態6では、直流コンデンサのアンバランス電流を直接検出していたが、実施の形態7では、インバータの出力側から求めている点が異なっている。
以下、この発明の実施の形態7を、図12に基づいて説明する。
【0044】
図12は、この発明の実施の形態7による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、4〜13、21〜25、46〜64は図11におけるものと同一のものである。66は負荷12に流れる電流を検出する電流センサ、67は負荷12の電圧を検出する電圧検出回路である。68、69はリミッタ回路で、電圧検出回路67の出力が入力され、負荷電圧の正側瞬時値、負側瞬時値をそれぞれ検出する。70、71はそれぞれリミッタ回路68、69の出力と、電流センサ66によって検出された負荷電流検出値とを乗算する乗算器、72、73はそれぞれ乗算器70、71の出力を平均化するフィルタ、74はフィルタ72、73の出力の差を求める加減算器で、その出力をフィルタ62に入力する。
【0045】
次に、動作について説明する。
実施の形態7では、電圧検出回路67により、負荷12の電圧を検出し、リミッタ回路68、69により負荷電圧の正側瞬時値、負側瞬時値をそれぞれ検出する。負荷電圧は正弦波状であるので、リミッタ68は正の半サイクル波形、リミッタ69は負の半サイクル波形を出力する。また、電流センサ66によって検出された負荷電流検出値とリミッタ回路68、69の出力を乗算器70、71にて乗算することにより、負荷電圧の正側半サイクル期間での電力瞬時値、負側半サイクル期間での電力瞬時値を求める。これをそれぞれフィルタ72、73にて平均化し、この差を加減算器74にて求める。加減算器74の出力は、負荷電力の正負アンバランス分であり、これは直流コンデンサのアンバランス電流に相当した値である。これを電流マイナーループへのフィードフォワード信号としている。
負荷側の電圧及び電流を検出するセンサは、通常インバータの制御を行う上で必要となるため、直流コンデンサのアンバランス電流に相当する値を、特に新たにセンサを追加することなく検出することができる。
【0046】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することができるのに加え、スイッチング素子21、22とダイオード23、24及びリアクトル25に流れる電流を定格値内に制限し、インバータ制御にて用いるセンサ信号を流用して直流コンデンサのアンバランス電流をフィードフォワードしているので、低コストにてアンバランス電圧を高速に制御することができる。
【0047】
実施の形態8.
実施の形態4では、電圧アンバランスが無い場合でも、スイッチング素子21とスイッチング素子22を必ずオン/オフすることになるが、実施の形態8では電圧制御回路の出力極性により、必要な素子のみオン/オフする構成としている。
以下、この発明の実施の形態8を、図13、図14に基づいて説明する。
【0048】
図13は、この発明の実施の形態8による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、4〜13、21〜25、46〜49、52は図8におけるものと同一のものである。50a、50bは比較器、76は搬送時発生回路49の出力する搬送波C1を−1倍してC2とする反転器、77は電圧制御回路48の出力信号Rの極性を検出する極性判別回路、78は極性判別回路77の出力によって制御されるスイッチである。
図14は、この発明の実施の形態8による電力変換装置を説明する波形図である。
【0049】
次に、動作について説明する。
電圧制御回路48は、アンバランス電圧ΔVを増幅した信号Rを出力する。この信号Rは直流コンデンサ4の電圧V1を低下させるときは正に、直流コンデンサ5の電圧V2を低下させるときは負になるため、信号Rの極性を極性判別回路77にて検出し、Rが正の時はスイッチ78をスイッチング素子21を駆動するように動作させ、Rが負の時はスイッチ78をスイッチング素子22を駆動するように動作させる。
スイッチ78には、スイッチング素子21駆動用の比較器50aと、スイッチング素子22駆動用の比較器50bが接続されている。比較器50aには、図14に示す鋸歯状波C1が搬送波発生回路49から入力される。ここで、電圧制御回路48の出力信号Rが正の時は、比較器50aの出力が図14に示すように1、0と変化する。この信号が1の時にスイッチング素子21をオン、0の時にオフに駆動する。また、比較器50bには、鋸歯状波C1を反転器7bにて−1倍した図14に示すC2が、搬送波として入力される。ここで、電圧制御回路48の出力信号Rが負の時は、比較器50bの出力が、図14に示すように1、0と変化する。この信号が1の時にスイッチング素子22をオン、0の時にオフに駆動する。
【0050】
実施の形態4では、スイッチング素子21とスイッチング素子22が、鋸歯状波1サイクルの間に必ずオン/オフしていたのに対し、実施の形態8では、直流コンデンサ4の電圧V1を低下させるときは、スイッチング素子21のみがスイッチングを行い、スイッチング素子22はオフのままである。逆に、直流コンデンサ5の電圧V2を低下させるときは、スイッチング素子22のみがスイッチングを行い、スイッチング素子21はオフのままである。
【0051】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することができるのに加え、スイッチング素子21、22のスイッチング回数を低減し、効率をよくすることができる。
【0052】
実施の形態9.
実施の形態5では、電圧アンバランスが無い場合でもスイッチング素子21とスイッチング素子22を必ずオン/オフ制御していたが、実施の形態9では電流指令値の極性により、必要なスイッチング素子のみオン/オフする構成としている。
以下、この発明の実施の形態9を、図15に基づいて説明する。
【0053】
図15は、この発明の実施の形態9による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、4〜13、21〜25、46〜49、52、54〜57は図10におけるものと、50a、50b、76〜78は図13におけるものとそれぞれ同一のものである。極性判別回路77の入力は、リミッタ回路55の出力から得ている。
【0054】
次に、動作について説明する。
実施の形態9では、リミッタ回路55は、アンバランス電圧ΔVを補正するために、リアクトル25に流すべき電流値を出力する。この電流指令値が正(図15の電流センサ54に示した極性)の場合は、スイッチング素子21のみオン/オフ制御を行うことにより、電流を制御できる。逆に電流指令値が負の場合は、スイッチング素子22のみオン/オフ制御を行うことにより、電流を制御できる。従って、電流指令値の極性を、極性判別回路77にて検出し、スイッチ78を動作させている。比較器50a、50b、搬送波発生回路49、反転器76については、実施の形態8と同様に動作する。
【0055】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することができるのに加え、スイッチング素子21、22と、ダイオード23、24及びリアクトル25に流れる電流を定格値内に制限することができ、さらに、スイッチング素子21、22のスイッチング回数を低減し、効率を高くすることができる。
【0056】
実施の形態10.
実施の形態4では、電圧アンバランスが無い場合でもスイッチング素子21とスイッチング素子22を必ずオン/オフ制御していたが、実施の形態10では電圧アンバランスの極性により、必要な素子のみ直接オン/オフ制御を行う構成としている。
以下、実施の形態10を、図16に基づいて説明する。
【0057】
図16は、この発明の実施の形態10による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、4〜13、21〜25、46、47、52は図8におけるものと同一のものである。80はスイッチング素子21またはスイッチング素子22を駆動させるためのオン/オフのパターンを発生するパルス発生回路、81は電圧アンバランスΔVである加減算器47の出力が正の場合は1を、負の場合は−1を出力する量子化器、82は量子化器81の出力に応じて動作するスイッチで、量子化器81の出力が1のときは、スイッチング素子21を駆動するように、また、量子化器81の出力が−1のときは、スイッチング素子22を駆動するように切り替えられる。
【0058】
次に、動作について説明する。
実施の形態10では、量子化器81にてアンバランス電圧ΔVが正の場合は1を、負の場合は−1を得る。パルス発生回路80はスイッチング素子21またはスイッチング素子22を駆動させるためのオン/オフのパターンを発生しており、量子化器81の出力に応じて、スイッチ82が動作し、パルス発生回路80のパルスが電圧アンバランスを無くする方向のスイッチング素子へ送られ、スイッチング素子21のみあるいはスイッチング素子22のみがスイッチングを行う。
【0059】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することができるのに加え、スイッチング素子21、22のスイッチング回数を低減し、効率をよくすることができるのに加えて、制御回路をシンプルに構成できる。
【0060】
実施の形態11.
実施の形態10では、電圧アンバランスの極性により、スイッチング素子を必ずスイッチングしていたが、実施の形態11は、電圧アンバランスに許容値を設定して、許容値の範囲内ならスイッチング素子を共にオフするようにしている。
図17は、この発明の実施の形態11による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、4〜13、21〜25、46、47、52、80は、図16におけるものと同一のものである。83は電圧アンバランスΔVである加減算器47の出力を受けて1、0、−1の3値を出力する量子化器、84は量子化器83の出力に応じて動作するスイッチで、量子化器83の出力が1のときはスイッチング素子21を駆動するように、また量子化器83の出力が−1のときはスイッチング素子22を駆動するように、切り替えられる。
【0061】
次に、動作について説明する。
実施の形態10では、電圧アンバランスの極性により、スイッチング素子221あるいはスイッチング素子22のどちらかを必ずスイッチングしていたが、電圧アンバランスの許容値が設定できる場合は、量子化器83の出力を1、0、−1の3値とし、電圧アンバランスが許容値内の場合は0を出力し、スイッチ84にてスイッチング素子21、22を共にオフとする。
【0062】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することができるのに加え、実施の形態10よりもスイッチング素子21、22のスイッチング回数をさらに低減し、効率をよくすることができるのに加えて、制御回路をシンプルに構成できる。
【0063】
実施の形態12.
実施の形態11では、パルス発生回路の発生するパターンは、1パターンのみであったが、実施の形態12は、二つのパターンを発生させ、使い分けるようにしている。
図18は、この発明の実施の形態12による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、4〜13、21〜25、46、47、52、83、84は図17におけるものと同一のものである。85は、スイッチング素子21またはスイッチング素子22を駆動するためのオン/オフのパターンを発生する、パルス数の多いパルス発生回路、86はスイッチング素子21またはスイッチング素子22を駆動するためのオン/オフのパターンを発生する、パルス数の少ないパルス発生回路である。
87は、加減算器47の出力を入力し、電圧アンバランスが設定値を超えたことを判定する判定器、88は判定器87の出力により、パルス発生回路85またはパルス発生回路86の出力を切り替えるスイッチである。
【0064】
次に、動作について説明する。
実施の形態11では、パルス発生回路が1パターンしかないが、実施の形態12では、電圧アンバランスが大きくなり設定値を超えたことを判定器87にて判定し、電圧アンバランス大の時は、パルス数の多いパルス発生回路85の出力をスイッチ88で選択し、電圧アンバランス小の時は、パルス数の少ないパルス発生回路86の出力をスイッチ88にて選択する。
【0065】
以上のように構成することにより、直流コンデンサ間のアンバランス電圧をゼロに制御することができるのに加え、スイッチング素子21、22のスイッチング回数をさらに低減し、効率をよくすることができるのに加えて、実施の形態11よりも高速に応答させることができる。
【0066】
実施の形態13.
実施の形態13は、電圧アンバランス制御の故障を検出できるように構成したものである。
図19は、この発明の実施の形態13による電力変換装置を示すブロック図である。
図において、4〜13、21〜25、46〜52は図8におけるものと同一のものである。89は加減算器47の出力である電圧アンバランスΔVが故障検出レベルを逸脱しているか否かを判定する判定器、90は遅延回路である。
【0067】
実施の形態13は、電圧アンバランス制御の故障を検出するもので、加減算器47の出力である電圧アンバランスΔVを、判定器89にて故障検出レベルを逸脱しているか判定し、制御応答以上の遅延を有する遅延回路90を介して検出することができる。すなわち、判定器89による故障の判定が、遅延回路90によって設定された時限以上に及ぶとき故障と判定する。
【0068】
なお、以上の実施の形態1〜実施の形態13の説明では、インバータ回路またはコンバータ回路を単相にて説明しているが、ハーフブリッジ回路をそれぞれ三相分用いた三相出力型または三相入力型にも、直流コンデンサの電圧バランス制御を応用することができる。
【0069】
【発明の効果】
この発明は、以上説明したように構成されているので、以下に示すような効果を奏する。
【0070】
第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源と、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、交流電源の供給する交流電圧を直流電圧に変換して二つの直流電圧源に出力する第二の電力変換回路と、第一の直列接続点が二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、第二の電力変換回路は、第一の直列接続点が二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するように二つの直流電圧源に直流電力を出力するものであり、バランス回路は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、第二の電力変換回路は、二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第三の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第三の直列接続点と交流電源との間に接続されたリアクトルによって構成され、入力される交流電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力電力を制御して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するものであり、第二の電力変換回路とバランス回路は、いずれか一方が動作するように構成されているので、正負非対称な負荷が接続された場合でも、正常時には第二の電力変換回路により、第二の電力変換回路が停止時にはバランス回路により、直流電圧の中点を形成することができる。
【0071】
また、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、二つの直流電圧源と並列に接続される直列に接続された二つのスイッチング素子と、このスイッチング素子の直列接続点に一端を接続されたリアクトルによって構成されるコンバータ回路を備え、交流電源が正常時は、コンバータ回路のリアクトルの他端を交流電源に接続し、交流電源の供給する交流電圧を直流電圧に変換して二つの直流電圧源に出力し、入力される交流電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力電力を制御して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成することで、第二の電力変換回路としての機能を果たし、交流電源が停止時は、コンバータ回路のリアクトルの他端を第一の直列接続点に切り替えて接続して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成することで、バランス回路としての機能を果たすので、バランス回路と第二の電力変換回路は共用されるように構成され、切換えられて使用されるので、低コスト化が図れる。
【0072】
さらに、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源と、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、第一の直列接続点が直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、バランス回路は二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成し、さらにバランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されるので、正負非対称な負荷が接続された場合でも、直流電圧の中点を形成することができると共に二つの直流電圧源の電圧をバランスさせると共にリアクトルに流れる電流を制御することができる。
【0073】
また、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源と、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、第一の直列接続点が直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、バランス回路は二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成し、さらにバランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、二つの直流電圧源から第一の電力変換回路に流れる電流の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されるので、正負非対称な負荷が接続された場合でも、直流電圧の中点を形成することができると共に二つの直流電圧源の電圧を高速にバランスさせると共にリアクトルに流れる電流を制御することができる。
【0074】
また、第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源と、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、第一の直列接続点が直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、バランス回路は二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成し、さらにバランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、負荷電力の正負サイクルの差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されるので、正負非対称な負荷が接続された場合でも、直流電圧の中点を形成することができると共に二つの直流電圧源の電圧を高速にバランスさせると共にリアクトルに流れる電流を制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 この発明の実施の形態1による電力変換装置を示す回路図である。
【図2】 この発明の実施の形態1による電力変換装置の動作説明図である。
【図3】 この発明の実施の形態1による電力変換装置の動作説明図である。
【図4】 この発明の実施の形態1による電力変換装置の動作を説明する波形図である。
【図5】 この発明の実施の形態2による電力変換装置を示すブロック図である。
【図6】 この発明の実施の形態2による電力変換装置を説明する波形図である。
【図7】 この発明の実施の形態3による電力変換装置を示すブロック図である。
【図8】 この発明の実施の形態4による電力変換装置を示すブロック図である。
【図9】 この発明の実施の形態4による電力変換装置を説明する波形図である。
【図10】 この発明の実施の形態5による電力変換装置を示すブロック図である。
【図11】 この発明の実施の形態6による電力変換装置を示すブロック図である。
【図12】 この発明の実施の形態7による電力変換装置を示すブロック図である。
【図13】 この発明の実施の形態8による電力変換装置を示すブロック図である。
【図14】 この発明の実施の形態8による電力変換装置を説明する波形図である。
【図15】 この発明の実施の形態9による電力変換装置を示すブロック図である。
【図16】 この発明の実施の形態10による電力変換装置を示すブロック図である。
【図17】 この発明の実施の形態11による電力変換装置を示すブロック図である。
【図18】 この発明の実施の形態12による電力変換装置を示すブロック図である。
【図19】 この発明の実施の形態13による電力変換装置を示すブロック図である。
【図20】 従来の電力変換装置を示す回路図である。
【図21】 従来の電力変換装置を示す回路図である。
【図22】 従来の電力変換装置の負荷回路図である。
【図23】 従来の電力変換装置の負荷波形図である。
【符号の説明】
4,5 直流コンデンサ、6,7,21,22,28,29 スイッチング素子、
8,9,23,24,30,31 ダイオード、10,25,32 リアクトル、
11 コンデンサ、12 負荷、13 直流電源、27 交流電源、33 電圧検出器、
34 停電検出器、35 コンバータ制御回路、36,38 運転ロジック、
37 バランス制御回路、
40,41,42,43,78,82,84,88 スイッチ、
44 スイッチ駆動回路、46,67 電圧検出回路、48 電圧制御回路、
49 搬送波発生回路、50 比較器、51 反転回路、52 ドライブ回路、
54,59,60,66 電流センサ、55,68,69 リミッタ回路、
47,56,61,74 加減算器、57 電流制御回路、
62,72,73 フィルタ、63 増幅回路、64 加算器、70,71 乗算器、
76 反転器、77 極性判別回路、81,83 量子化器、
80,85,86 パルス発生回路、87,89 判定器、90 遅延回路。
Claims (17)
- 第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路、交流電源の供給する交流電圧を直流電圧に変換して上記二つの直流電圧源に出力する第二の電力変換回路、上記第一の直列接続点が上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するように、二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、上記第二の電力変換回路は、上記第一の直列接続点が上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するように上記二つの直流電圧源に直流電力を出力するものであり、
上記バランス回路は、上記二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、上記第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、
上記第二の電力変換回路は、上記二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第三の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、上記第三の直列接続点と交流電源との間に接続されたリアクトルによって構成され、入力される交流電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力電力を制御して、二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成するものであり、
上記第二の電力変換回路とバランス回路は、いずれか一方が動作するように構成されていることを特徴とする電力変換装置。 - 第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路と、
上記二つの直流電圧源と並列に接続される直列に接続された二つのスイッチング素子と、このスイッチング素子の直列接続点に一端を接続されたリアクトルによって構成されるコンバータ回路を備え、
交流電源が正常時は、上記コンバータ回路のリアクトルの他端を交流電源に接続し、交流電源の供給する交流電圧を直流電圧に変換して上記二つの直流電圧源に出力し、入力される交流電圧の正の半サイクルと負の半サイクルとの出力電力を制御して、上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成することで、第二の電力変換回路としての機能を果たし、
交流電源が停止時は、上記コンバータ回路のリアクトルの他端を上記第一の直列接続点に切り替えて接続して、上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧の中点を形成することで、バランス回路としての機能を果たすことを特徴とする電力変換装置。 - バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差に基づき、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されることを特徴とする請求項1または2記載の電力変換装置。
- バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されることを特徴とする請求項1または2記載の電力変換装置。
- バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、二つの直流電圧源から第一の電力変換回路に流れる電流の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されることを特徴とする請求項1または2記載の電力変換装置。
- バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、負荷電力の正負サイクルの差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されることを特徴とする請求項1または2記載の電力変換装置。
- バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差の極性に応じて、バランス回路を構成するスイッチング素子の一方のみが制御されることを特徴とする請求項3記載の電力変換装置。
- バランス回路の制御に用いられる二つの直流電圧源の電圧の差の極性は、量子化器により2値化され、制御されるスイッチング素子の選択に用いられることを特徴とする請求項7記載の電力変換装置。
- バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差に基づき、上記電圧の差が予め設定された許容値内にあるときを除き、上記許容値外にある上記電圧の差の極性に応じて、バランス回路を構成するスイッチング素子の一方のみが制御されることを特徴とする請求項3記載の電力変換装置。
- バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差が予め設定された設定値を超えたとき、それぞれバランス回路を構成するスイッチング素子をオンオフさせるパルス数の大小の二つのパターンから選択されるパルス数の大のパターンにより制御されることを特徴とする請求項3または請求項7〜請求項9のいずれか1項記載の電力変換装置。
- バランス回路は、電流指令の極性に応じて、バランス回路を構成するスイッチング素子の一方のみが制御されることを特徴とする請求項4〜請求項6のいずれか1項記載の電力変換装置。
- バランス回路は、制御回路によって制御され、上記バランス回路及び制御回路は、二つの直流電圧源の電圧の差が故障レベルを所定時間超えたとき、故障と判定されることを特徴とする請求項3〜請求項11のいずれか1項記載の電力変換装置。
- 第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路、上記第一の直列接続点が上記直流電圧の中点を形成するように、上記二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、
上記バランス回路は、上記二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、上記第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、
さらに上記バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されることを特徴とする電力変換装置。 - 第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路、上記第一の直列接続点が上記直流電圧の中点を形成するように、上記二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、
上記バランス回路は、上記二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、上記第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、
さらに上記バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、二つの直流電圧源から第一の電力変換回路に流れる電流の差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されることを特徴とする電力変換装置。 - 第一の直列接続点を介して直列に接続された二つの直流電圧源、この二つの直流電圧源に並列に接続されると共に第二の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子によって構成され、上記二つの直流電圧源の供給する直流電圧を交流電圧に変換して、第一の直列接続点と第二の直列接続点との間に接続された負荷に供給する第一の電力変換回路、上記第一の直列接続点が上記直流電圧の中点を形成するように、上記二つの直流電圧源の電圧をバランスさせるバランス回路を備え、
上記バランス回路は、上記二つの直流電圧源と並列に接続されると共に第四の直列接続点を介して直列に接続された二つのスイッチング素子と、上記第四の直列接続点と第一の直列接続点との間に接続されたリアクトルによって構成され、
さらに上記バランス回路は、二つの直流電圧源の電圧の差と、負荷電力の正負サイクルの差に基づき形成されるリアクトルに流れる電流を制御する電流指令により、バランス回路を構成するスイッチング素子が制御されることを特徴とする電力変換装置。 - バランス回路は、電流指令の極性に応じて、バランス回路を構成するスイッチング素子の一方のみが制御されることを特徴とする請求項13〜請求項15のいずれか1項記載の電力変換装置。
- バランス回路は、制御回路によって制御され、上記バランス回路及び制御回路は、二つの直流電圧源の電圧の差が故障レベルを所定時間超えたとき、故障と判定されることを特徴とする請求項13〜請求項16のいずれか1項記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000002074A JP4712148B2 (ja) | 2000-01-11 | 2000-01-11 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000002074A JP4712148B2 (ja) | 2000-01-11 | 2000-01-11 | 電力変換装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001197757A JP2001197757A (ja) | 2001-07-19 |
JP4712148B2 true JP4712148B2 (ja) | 2011-06-29 |
Family
ID=18531222
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000002074A Expired - Lifetime JP4712148B2 (ja) | 2000-01-11 | 2000-01-11 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4712148B2 (ja) |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005261053A (ja) * | 2004-03-10 | 2005-09-22 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 無停電電源装置 |
JP5110960B2 (ja) * | 2007-05-15 | 2012-12-26 | 新電元工業株式会社 | 系統連系インバータ装置 |
DE102011076512A1 (de) * | 2011-05-26 | 2012-11-29 | Beckhoff Automation Gmbh | Zweiquadrantensteller |
JP2013162538A (ja) * | 2012-02-01 | 2013-08-19 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
JP6087531B2 (ja) * | 2012-08-06 | 2017-03-01 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
JP6048928B2 (ja) | 2012-10-23 | 2016-12-21 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | 電力変換装置 |
JP6156575B2 (ja) * | 2014-03-18 | 2017-07-05 | 日本電気株式会社 | パワーコンディショナおよびその制御方法 |
US9973077B2 (en) | 2014-08-27 | 2018-05-15 | Schneider Electric It Corporation | Delta conversion rectifier |
CN106159992B (zh) * | 2015-04-28 | 2019-02-12 | 台达电子企业管理(上海)有限公司 | 电力供应系统及电力变换装置 |
US9685881B2 (en) * | 2015-06-04 | 2017-06-20 | Schneider Electric It Corporation | AC-DC rectifier system |
JP7561060B2 (ja) | 2021-02-26 | 2024-10-03 | パナソニック株式会社 | 電力変換システム |
CN114070064B (zh) * | 2021-11-30 | 2024-04-12 | 阳光电源股份有限公司 | 一种功率变换器及其应用系统 |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0880055A (ja) * | 1994-08-31 | 1996-03-22 | Toshiba Corp | インバータ装置 |
JP2865022B2 (ja) * | 1995-06-16 | 1999-03-08 | サンケン電気株式会社 | 直流変換装置 |
JP3656694B2 (ja) * | 1996-10-14 | 2005-06-08 | 富士電機ホールディングス株式会社 | 電力変換装置 |
-
2000
- 2000-01-11 JP JP2000002074A patent/JP4712148B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2001197757A (ja) | 2001-07-19 |
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Legal Events
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A711 | Notification of change in applicant |
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A621 | Written request for application examination |
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A977 | Report on retrieval |
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A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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