JP4631537B2

JP4631537B2 - Sensor circuit of capacitive physical quantity sensor

Info

Publication number: JP4631537B2
Application number: JP2005149634A
Authority: JP
Inventors: 幹生杉木; 勇二沓名; 貴男鶴原
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2005-05-23
Filing date: 2005-05-23
Publication date: 2011-02-16
Anticipated expiration: 2025-05-23
Also published as: JP2006329665A

Description

本発明は、容量式のセンシング部から送られる容量で示された検出信号を電圧値にＣ−Ｖ変換するチャージアンプ回路を備えた容量式物理量センサのセンサ回路に関するものである。 The present invention relates to a sensor circuit of a capacitive physical quantity sensor including a charge amplifier circuit that CV converts a detection signal indicated by a capacitance sent from a capacitive sensing unit into a voltage value.

従来より、ジャイロセンサ等のように左右一対の振動子が備えられた容量式物理量センサが知られている。この容量式物理量センサに用いられるセンサ回路では、例えば、各振動子それぞれの容量で示された検出信号をチャージアンプ回路で電圧変換させたのち、差動増幅回路によって電圧変換後のそれぞれの検出信号の差動出力を得て、その後、同期検波回路等やローパスフィルタおよび零点・感度温度特性調整回路を通過させることでセンサ出力を得ている（非特許文献１参照）。 Conventionally, a capacitive physical quantity sensor provided with a pair of left and right vibrators such as a gyro sensor is known. In the sensor circuit used in this capacitance type physical quantity sensor, for example, the detection signal indicated by the capacitance of each vibrator is converted by the charge amplifier circuit, and then each detection signal after voltage conversion by the differential amplifier circuit is performed. After that, the sensor output is obtained by passing through a synchronous detection circuit or the like, a low-pass filter, and a zero / sensitivity temperature characteristic adjustment circuit (see Non-Patent Document 1).

このような容量式物理量センサに備えられるチャージアンプ回路を構成するためには、高抵抗なフィードバック抵抗が必要となる。このため、チャージアンプ回路が作り込まれるＩＣ内にフィードバック抵抗を構成するＭＯＳ抵抗を形成し、このＭＯＳ抵抗を使用して高抵抗を作り出している。 In order to configure a charge amplifier circuit provided in such a capacitive physical quantity sensor, a high resistance feedback resistor is required. For this reason, a MOS resistor constituting a feedback resistor is formed in an IC in which a charge amplifier circuit is formed, and a high resistance is created using this MOS resistor.

図５は、従来のチャージアンプ回路の回路図である。この図に示されるように、検出信号が反転入力端子に入力され、基準電圧が非反転入力端子に入力されるオペアンプＪ１と、このオペアンプＪ１の出力端子と反転入力端子との間に接続されたコンデンサＪ２とが備えられている。そして、このコンデンサＪ２に対して並列的にＭＯＳ抵抗Ｊ３が備えられた構成となっている。 FIG. 5 is a circuit diagram of a conventional charge amplifier circuit. As shown in this figure, an operational amplifier J1 in which a detection signal is input to an inverting input terminal and a reference voltage is input to a non-inverting input terminal is connected between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier J1. Capacitor J2 is provided. A MOS resistor J3 is provided in parallel with the capacitor J2.

ＭＯＳ抵抗Ｊ３は、コンデンサＪ２に対して並列的に接続された２つのＭＯＳトランジスタＪ４、Ｊ５と、これら各ＭＯＳトランジスタＪ４、Ｊ５の間に接続されたコンデンサＪ６と、ＭＯＳトランジスタＪ４、Ｊ５と互いのゲートが接続されたＭＯＳトランジスタＪ７と、定電流値を変化させられる定電流源Ｊ８とを備えて構成されている。そして、コンデンサＪ６とＭＯＳトランジスタＪ７のドレインには、オペアンプＪ１における非反転入力端子に入力される基準電圧が印加されている。 The MOS resistor J3 includes two MOS transistors J4 and J5 connected in parallel to the capacitor J2, a capacitor J6 connected between the MOS transistors J4 and J5, and the MOS transistors J4 and J5. A MOS transistor J7 having a gate connected thereto and a constant current source J8 capable of changing a constant current value are configured. A reference voltage input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier J1 is applied to the drains of the capacitor J6 and the MOS transistor J7.

このように構成されるチャージアンプ回路は、定電流源Ｊ８の引っ張る定電流値を変化させることで、ＭＯＳトランジスタＪ４、Ｊ５およびコンデンサＪ６によって形成される抵抗の抵抗値を変化させることができるため、これにより所望の高抵抗が形成される。
IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS VOL.37 NO.12「Single-Chip Surface Micromachined Integrated Gyroscope With50°/ｈ Allan Deviation」 The charge amplifier circuit configured as described above can change the resistance value of the resistor formed by the MOS transistors J4 and J5 and the capacitor J6 by changing the constant current value pulled by the constant current source J8. Thereby, a desired high resistance is formed.
IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS VOL.37 NO.12 “Single-Chip Surface Micromachined Integrated Gyroscope With50 ° / h Allan Deviation”

上記のように構成される従来の容量式物理量センサのセンサ回路において、センサ回路への電源投入直後に、ＭＯＳ抵抗Ｊ３における２つのＭＯＳトランジスタＪ４、Ｊ５の間の電位を一定状態にするには、ＭＯＳ抵抗Ｊ３を低抵抗状態にするという手法を用いることができる。 In the sensor circuit of the conventional capacitance type physical quantity sensor configured as described above, in order to make the potential between the two MOS transistors J4 and J5 in the MOS resistor J3 constant immediately after turning on the power to the sensor circuit, A technique of bringing the MOS resistance J3 into a low resistance state can be used.

図６は、センサ回路への電源投入直後における各部の様子を示したタイミングチャートである。 FIG. 6 is a timing chart showing the state of each part immediately after the power supply to the sensor circuit is turned on.

上記のようにＭＯＳ抵抗Ｊ３を低抵抗状態とする場合、まず、電源の電圧が第１のしきい値Ｖｒｅｆ１を超えており、かつ、センサ回路中の昇圧電源の電圧が第２のしきい値Ｖｒｅｆ２を超えているかがコンパレータ等によって判定される。そして、図６に示されるように、電源の電圧が第１のしきい値Ｖｒｅｆ１を超え、かつ、昇圧電源の電圧も第２のしきい値Ｖｒｅｆ２を超えていると、図示しないカウンタによってカウントが開始され、そのカウント値が所望の値に至ったときに、ＭＯＳ抵抗Ｊ３の抵抗値が低抵抗状態から高抵抗状態に切り替えられるようになっている。具体的には、定電流源Ｊ８で作成する電流Ｉの値を変化させることで、ＭＯＳ抵抗Ｊ３の抵抗値を変えている。 When the MOS resistor J3 is set to the low resistance state as described above, first, the voltage of the power supply exceeds the first threshold value Vref1, and the voltage of the boosted power supply in the sensor circuit is the second threshold value. Whether it exceeds Vref2 is determined by a comparator or the like. Then, as shown in FIG. 6, when the voltage of the power supply exceeds the first threshold value Vref1 and the voltage of the boosted power supply also exceeds the second threshold value Vref2, the counter is not counted. When the count value reaches a desired value, the resistance value of the MOS resistor J3 is switched from the low resistance state to the high resistance state. Specifically, the resistance value of the MOS resistor J3 is changed by changing the value of the current I created by the constant current source J8.

しかしながら、低抵抗状態とは言え、ＭＯＳ抵抗Ｊ３の抵抗値は数Ｍ（メガ）Ω程度あるため、一旦はチャージアンプ回路の出力が安定するまでの時間が短縮化されるとしても、ＭＯＳ抵抗Ｊ３における２つのＭＯＳトランジスタＪ４、Ｊ５の間の電位が変動してしまい、その変動の影響によりチャージアンプ回路の出力が不安定状態に戻ってしまう。このため、結局、チャージアンプ回路の出力が安定な自励状態になるまでの時間が長くなるという問題が発生する。 However, even though the resistance state is low, the resistance value of the MOS resistor J3 is about several M (mega) Ω. Therefore, even if the time until the output of the charge amplifier circuit is stabilized is shortened, the MOS resistor J3 The potential between the two MOS transistors J4 and J5 fluctuates, and the output of the charge amplifier circuit returns to an unstable state due to the fluctuation. As a result, there arises a problem that the time until the output of the charge amplifier circuit becomes a stable self-excited state becomes long.

これに対して、本発明者らは、図６で示したチャージアンプ回路中のオペアンプＪ１の出力端子と反転入力端子との間にスイッチを備え、ＭＯＳ抵抗Ｊ３における２つのＭＯＳトランジスタＪ４、Ｊ５の間の電位を一定状態にするために、スイッチを投入することでオペアンプＪ１の入出力を短絡させる手法を見出した。 On the other hand, the present inventors have a switch between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier J1 in the charge amplifier circuit shown in FIG. 6, and the two MOS transistors J4 and J5 in the MOS resistor J3. In order to make the potential between them constant, a technique was found in which the input and output of the operational amplifier J1 are short-circuited by turning on a switch.

しかしながら、このようにスイッチを投入しただけでは、ＭＯＳ抵抗Ｊ３が高抵抗状態となっているため、チャージアンプ回路中に存在するＲとＣの時定数が大きく、ＭＯＳ抵抗Ｊ３における２つのＭＯＳトランジスタＪ４、Ｊ５の間の電位が安定化するまでに時間が掛かる。 However, since the MOS resistor J3 is in a high resistance state simply by turning on the switch in this way, the time constants of R and C existing in the charge amplifier circuit are large, and the two MOS transistors J4 in the MOS resistor J3. , J5 takes time to stabilize.

このため、スイッチを投入するだけでなく、それと同時にＭＯＳ抵抗Ｊ３を低抵抗状態するという手法についても検討を行った。 For this reason, not only the switch was turned on, but also a method of simultaneously setting the MOS resistance J3 in a low resistance state was examined.

しかしながら、このような手法を採用した場合にも、スイッチを投入すると同時にＭＯＳ抵抗Ｊ３を低抵抗状態から高抵抗状態に戻すと、スイッチがＯＦＦ状態でＭＯＳ抵抗Ｊ３が高抵抗状態となっているため、結局、上述したスイッチを備えずにＭＯＳ抵抗Ｊ３を低抵抗状態から高抵抗状態に切り替える場合と同様の状態となり、チャージアンプ回路の出力が安定な自励状態になるまでの時間が長くなるという問題が発生する。 However, even when such a method is adopted, if the MOS resistor J3 is returned from the low resistance state to the high resistance state at the same time as the switch is turned on, the switch is turned off and the MOS resistor J3 is in the high resistance state. Eventually, the state becomes similar to the case where the MOS resistor J3 is switched from the low resistance state to the high resistance state without providing the above-described switch, and the time until the output of the charge amplifier circuit becomes a stable self-excited state becomes longer. A problem occurs.

本発明は上記点に鑑みて、ＭＯＳ抵抗における２つのＭＯＳトランジスタの間の電位を短時間で安定化できるセンサ回路を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a sensor circuit capable of stabilizing the potential between two MOS transistors in a MOS resistor in a short time.

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明では、チャージアンプ回路（３１、３２）に、検知信号が反転入力端子に入力されると共に所定の基準電圧が非反転入力端子に入力されるオペアンプ（４１）と、オペアンプ（４１）の反転入力端子と出力端子との間に接続された第１コンデンサ（４２）と、第１コンデンサ（４２）に対して並列接続され、低抵抗状態と高抵抗状態との抵抗値の切替えが行えるように構成されたＭＯＳ抵抗（４３）と、第１コンデンサ（４２）に対して並列接続され、外部から入力されるリフレッシュ信号によってオンされるように構成されたスイッチ（４９）とを備える。そして、電源の電圧と第１のしきい値（Ｖｒｅｆ１）とを比較すると共に、昇圧電源の電圧と第２のしきい値（Ｖｒｅｆ２）とを比較し、さらに、ＭＯＳ抵抗（４３）の抵抗値の切替えを制御する制御部（６０）を備え、制御部（６０）にて、電源投入直後には、スイッチ（４９）をＯＮさせると共にＭＯＳ抵抗（４３）を低抵抗状態とし、電源の電圧が第１のしきい値（Ｖｒｅｆ１）を超え、かつ、昇圧電源の電圧が第２のしきい値（Ｖｒｅｆ２）を超えたときに、スイッチ（４９）をＯＦＦさせ、次いで、ＭＯＳ抵抗（４３）を低抵抗状態から高抵抗状態に切替えるようになっていることを特徴としている。 In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, the detection signal is input to the inverting input terminal and the predetermined reference voltage is input to the non-inverting input terminal in the charge amplifier circuit (31, 32). The operational amplifier (41), the first capacitor (42) connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier (41), and the first capacitor (42) connected in parallel, A MOS resistor (43) configured to be able to switch the resistance value between the high resistance state and the first capacitor (42) are connected in parallel and are turned on by a refresh signal input from the outside. Switch (49). Then, the voltage of the power supply is compared with the first threshold value (Vref1), the voltage of the boosted power supply is compared with the second threshold value (Vref2), and the resistance value of the MOS resistor (43) is further compared. The control unit (60) controls the switching of the switch, and immediately after the power is turned on by the control unit (60), the switch (49) is turned on and the MOS resistor (43) is set in the low resistance state so that the voltage of the power source When the first threshold value (Vref1) is exceeded and the voltage of the boost power supply exceeds the second threshold value (Vref2), the switch (49) is turned off, and then the MOS resistor (43) is turned on. It is characterized by switching from a low resistance state to a high resistance state.

このように、センサ回路への電源投入直後に、スイッチ（４９）をＯＮさせると共に、ＭＯＳ抵抗（４３）を低抵抗状態にしている。そして、電源の電圧が第１のしきい値（Ｖｒｅｆ１）を超え、かつ、昇圧電源の電圧が第２しきい値（Ｖｒｅｆ２）を超えると、スイッチ（４９）をＯＦＦするようにしている。このように、ＭＯＳ抵抗（４３）が低抵抗状態とされている状態でスイッチ（４９）をＯＦＦさせるようにしているため、チャージアンプ回路（３１、３２）の出力が安定するまでの時間が短縮化される。
Thus, immediately after the sensor circuit is powered on, the switch (49) is turned on and the MOS resistor (43) is in a low resistance state. When the power supply voltage exceeds the first threshold value (Vref1) and the boosted power supply voltage exceeds the second threshold value (Vref2), the switch (49) is turned off. As described above, since the switch (49) is turned off while the MOS resistor (43) is in the low resistance state, the time until the output of the charge amplifier circuit (31, 32) is stabilized is set. It is shortened.

そして、その後、スイッチ（４９）がＯＦＦされてから例えば所定時間後にＭＯＳ抵抗（４３）の抵抗値が低抵抗状態から高抵抗状態に切替えられるようにしている。これにより、２つのＭＯＳトランジスタの間の電位の変動を抑制でき、チャージアンプ回路（２１、３１、３２）の出力が安定な自励状態になるまでの時間を短くすることが可能となる。 Then, after the switch (49) is turned off, the resistance value of the MOS resistor (43) is switched from the low resistance state to the high resistance state, for example, after a predetermined time. As a result, the potential fluctuation between the two MOS transistors can be suppressed, and the time until the output of the charge amplifier circuit (21, 31, 32) becomes a stable self-excited state can be shortened.

例えば、ＭＯＳ抵抗（４３）としては、請求項２に示されるように、第１コンデンサ（４２）に対して並列接続された第１、第２ＭＯＳトランジスタ（４４、４５）と、第１、第２ＭＯＳトランジスタ（４４、４５）の間に接続された第２コンデンサ（４６）と、第１、第２ＭＯＳトランジスタ（４４、４５）と互いのゲートが接続された第３ＭＯＳトランジスタ（４７）と、第３ＭＯＳトランジスタ（４７）のソース−ドレイン間に流れる電流を制御する定電流源（４８）とを備えた構成のものが採用される。 For example, as the MOS resistor (43), as shown in claim 2, the first and second MOS transistors (44, 45) connected in parallel to the first capacitor (42), and the first and second MOS transistors A second capacitor (46) connected between the transistors (44, 45), a first MOS transistor (44, 45), a third MOS transistor (47) connected to each other gate, and a third MOS transistor A configuration having a constant current source (48) for controlling the current flowing between the source and drain of (47) is employed.

この場合、制御部（６０）は、定電流源（４８）の定電流値を制御することでＭＯＳ抵抗（４３）の抵抗値の切替えを行うことになる。 In this case, the control unit (60) switches the resistance value of the MOS resistor (43) by controlling the constant current value of the constant current source (48).

なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。 In addition, the code | symbol in the bracket | parenthesis of each said means shows the correspondence with the specific means as described in embodiment mentioned later.

以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

（第１実施形態）
本発明の一実施形態を適用した容量式物理量センサのセンサ回路のブロック構成を図１に示す。以下、この図を参照して本実施形態におけるセンサ回路について説明する。 (First embodiment)
FIG. 1 shows a block configuration of a sensor circuit of a capacitive physical quantity sensor to which an embodiment of the present invention is applied. Hereinafter, the sensor circuit according to the present embodiment will be described with reference to FIG.

図１に示されるように、振動子１０と、駆動回路２０と、ヨー検出回路３０とが備えられ、これらによりセンサ回路が構成されている。 As shown in FIG. 1, a vibrator 10, a drive circuit 20, and a yaw detection circuit 30 are provided, and a sensor circuit is configured by these.

振動子１０は、センシング手段に相当するもので、駆動用およびヨー検出用のセンサエレメント（図示せず）を備えており、駆動用のセンサエレメントが駆動振動を行っている際にヨーが発生すると、コリオリ力によって一対で構成された検出用のセンサエレメントが振動するようになっている。この振動子１０は、一対の検出用のセンサエレメントそれぞれでの振動に応じた出力（第１、第２検知信号）を発生させると共に、駆動用のセンサエレメントが的確に駆動振動しているかを検出するために駆動振動に応じた出力を発生させるようになっている。 The vibrator 10 corresponds to a sensing means, and includes a sensor element (not shown) for driving and detecting yaw, and when yaw is generated when the driving sensor element is performing driving vibration. The sensor element for detection composed of a pair is vibrated by the Coriolis force. The vibrator 10 generates outputs (first and second detection signals) corresponding to vibrations in each of the pair of detection sensor elements, and detects whether the drive sensor element is accurately driven and vibrated. Therefore, an output corresponding to the drive vibration is generated.

駆動回路２０は、振動子１０における駆動用センサエレメントを振動させるためのものである。この駆動回路２０には、センサ駆動に必要な高電圧（例えば２０Ｖ）を作る昇圧回路２１、チャージアンプ回路２２、位相シフタ２３および振幅一定制御部２４が含まれている。 The drive circuit 20 is for vibrating the drive sensor element in the vibrator 10. The drive circuit 20 includes a booster circuit 21, a charge amplifier circuit 22, a phase shifter 23, and a constant amplitude control unit 24 that generate a high voltage (for example, 20 V) necessary for sensor driving.

昇圧回路２１は、外部から供給される所定の電源の電圧（例えば５V）を昇圧することで振動子１０における駆動用のセンサエレメントを振動させるための電圧（昇圧電源）を形成するもので、駆動用のセンサエレメントを所定振幅かつ所定周波数で駆動するために、電源の電圧を昇圧し、所定の周波数の電圧を駆動信号として駆動用のセンサエレメントに対して出力する。具体的には、チャージアンプ回路２２を介してフィードバックされる駆動信号と振幅一定制御部２４からの信号に基づいて、昇圧回路２１が発生させる駆動信号を調整するようになっている。 The step-up circuit 21 forms a voltage (step-up power supply) for oscillating a driving sensor element in the vibrator 10 by stepping up a voltage (for example, 5 V) of a predetermined power source supplied from the outside. In order to drive the sensor element for driving at a predetermined amplitude and frequency, the voltage of the power source is boosted, and a voltage of the predetermined frequency is output as a driving signal to the driving sensor element. Specifically, the drive signal generated by the booster circuit 21 is adjusted based on the drive signal fed back via the charge amplifier circuit 22 and the signal from the constant amplitude control unit 24.

チャージアンプ回路２２は、振動子１０から、振動子１０における駆動用のセンサエレメントの駆動振動に応じた検知信号（以下、駆動振動検知信号という）を受け取り、それを電圧変換するものである。このチャージアンプ回路２２での電圧変換後の駆動振動検知信号が昇圧回路２１、振幅一定制御部２４および位相シフタ２３に入力されるようになっている。 The charge amplifier circuit 22 receives a detection signal (hereinafter referred to as a drive vibration detection signal) corresponding to the drive vibration of the sensor element for driving in the vibrator 10 from the vibrator 10 and converts it into a voltage. The drive vibration detection signal after voltage conversion in the charge amplifier circuit 22 is input to the booster circuit 21, the constant amplitude control unit 24, and the phase shifter 23.

位相シフタ２３は、駆動信号の位相を調整するためのものである。上記したように昇圧回路２１により駆動振動検知信号に基づいて駆動信号が形成されることになるため、駆動振動検知信号の位相が実際に駆動用のセンサエレメントに出力したい駆動信号の位相とずれている。この位相のズレを修復するために、駆動振動検知信号の位相を調整し、駆動信号の位相に合わせなければならない。このため、位相シフタ２３によって、駆動振動検知信号の位相が補正され、その結果、それに基づいて形成される駆動信号の位相が調整されるようになっている。これにより、駆動信号の周波数がｆｄとされる。 The phase shifter 23 is for adjusting the phase of the drive signal. As described above, since the drive signal is formed by the booster circuit 21 based on the drive vibration detection signal, the phase of the drive vibration detection signal is shifted from the phase of the drive signal that is actually desired to be output to the drive sensor element. Yes. In order to repair this phase shift, the phase of the drive vibration detection signal must be adjusted to match the phase of the drive signal. For this reason, the phase of the drive vibration detection signal is corrected by the phase shifter 23, and as a result, the phase of the drive signal formed based thereon is adjusted. Thereby, the frequency of the drive signal is set to fd.

振幅一定制御部２４は、駆動振動検知信号から現在の駆動用のセンサエレメントの振幅を検知すると共に、その振幅が一定となるように補正するための信号を昇圧回路２１に出力するものである。 The constant amplitude control unit 24 detects the current amplitude of the sensor element for driving from the driving vibration detection signal, and outputs a signal for correcting the amplitude to be constant to the booster circuit 21.

また、ヨー検出回路３０は、振動子１０の検出信号に基づいてセンサ出力を得るためのものである。このヨー検出回路３０には、２つのチャージアンプ回路３１、３２と、差動増幅回路３３と、同期検波回路３４、ＬＰＦ３５および０点・感度温特調整回路３６が備えられている。 The yaw detection circuit 30 is for obtaining a sensor output based on the detection signal of the vibrator 10. The yaw detection circuit 30 includes two charge amplifier circuits 31, 32, a differential amplifier circuit 33, a synchronous detection circuit 34, an LPF 35, and a zero point / sensitivity temperature special adjustment circuit 36.

２つのチャージアンプ回路３１、３２は、一対の振動子１０それぞれから、検出用センサエレメントに対してヨーが加わったときに発生する振動に応じた検知信号（以下、ヨー検知信号という）を受け取り、それを電圧変換するものである。これら各チャージアンプでの電圧変換後のヨー検知信号が差動増幅回路３３に入力されるようになっている。 The two charge amplifier circuits 31 and 32 receive a detection signal (hereinafter referred to as a yaw detection signal) corresponding to vibration generated when yaw is applied to the detection sensor element from each of the pair of vibrators 10. The voltage is converted. The yaw detection signal after voltage conversion by each of these charge amplifiers is input to the differential amplifier circuit 33.

差動増幅回路３３は、各チャージアンプ回路３１、３２で電圧変化されたヨー検知信号の差動出力を発生させるものである。この差動増幅回路３３の差動出力が同期検波回路３４に入力されるようになっている。この差動増幅回路３３の差動出力は、直流成分となる所定のオフセット電圧を含む交流信号となる。 The differential amplifier circuit 33 generates a differential output of the yaw detection signal whose voltage has been changed by the charge amplifier circuits 31 and 32. The differential output of the differential amplifier circuit 33 is input to the synchronous detection circuit 34. The differential output of the differential amplifier circuit 33 becomes an AC signal including a predetermined offset voltage that becomes a DC component.

同期検波回路３４は、位相シフタ２３によって調整された位相に基づいて、差動増幅回路３３の差動出力から周波数ｆｄと同期する成分を通過させ、ＬＰＦ３５に出力するものである。 The synchronous detection circuit 34 passes a component synchronized with the frequency fd from the differential output of the differential amplifier circuit 33 based on the phase adjusted by the phase shifter 23, and outputs it to the LPF 35.

ＬＰＦ３５は、同期検波回路３４を通過後の信号のうち、所定周波数以下の成分のみを抽出するものである。 The LPF 35 extracts only components having a predetermined frequency or less from the signal after passing through the synchronous detection circuit 34.

０点・感度温特調整回路３６は、ＬＰＦ３５を通過した後の信号にも、出力オフセットや感度の温度特性が含まれていることから、それを調整するものであり、この０点・感度温特調整回路３６で調整された後の信号がセンサ出力として用いられる。 The zero point / sensitivity temperature special adjustment circuit 36 adjusts the signal after passing through the LPF 35 because the output offset and sensitivity temperature characteristics are also included. The signal after being adjusted by the special adjustment circuit 36 is used as a sensor output.

次に、駆動回路２０と、ヨー検出回路３０とに備えられた上記チャージアンプ回路２２、３１、３２の具体的な構成について説明する。図２は、これらチャージアンプ回路２２、３１、３２の回路図を示したものである。なお、これらチャージアンプ回路２２、３１、３２は、すべて同様の回路構成となっている。 Next, specific configurations of the charge amplifier circuits 22, 31, and 32 provided in the drive circuit 20 and the yaw detection circuit 30 will be described. FIG. 2 shows a circuit diagram of these charge amplifier circuits 22, 31, and 32. The charge amplifier circuits 22, 31, and 32 all have the same circuit configuration.

図２に示されるように、チャージアンプ回路２２、３１、３２には、検出信号が反転入力端子に入力され、基準電圧が非反転入力端子に入力されるオペアンプ４１と、このオペアンプの出力端子と反転入力端子との間に接続されたコンデンサ４２とが備えられている。そして、このコンデンサ４２に対して並列的にフィードバック抵抗を構成するＭＯＳ抵抗４３が備えられた構成となっている。 As shown in FIG. 2, in the charge amplifier circuits 22, 31, and 32, an operational amplifier 41 in which a detection signal is input to an inverting input terminal and a reference voltage is input to a non-inverting input terminal, and an output terminal of the operational amplifier A capacitor 42 connected between the inverting input terminal is provided. A MOS resistor 43 that constitutes a feedback resistor is provided in parallel with the capacitor 42.

ＭＯＳ抵抗４３は、コンデンサ４２に対して並列的に接続された２つのＭＯＳトランジスタ４４、４５と、これら各ＭＯＳトランジスタ４４、４５の間に接続されたコンデンサ４６と、ＭＯＳトランジスタ４４、４５と互いのゲートが接続されたＭＯＳトランジスタ４７と、定電流値を変化させられる定電流源４８とを備えて構成されている。そして、コンデンサ４６とＭＯＳトランジスタ４７のドレインには、オペアンプ４１における非反転入力端子に入力される基準電圧が印加されている。 The MOS resistor 43 includes two MOS transistors 44 and 45 connected in parallel to the capacitor 42, a capacitor 46 connected between the MOS transistors 44 and 45, and the MOS transistors 44 and 45. A MOS transistor 47 having a gate connected thereto and a constant current source 48 capable of changing a constant current value are provided. The reference voltage input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 41 is applied to the capacitor 46 and the drain of the MOS transistor 47.

さらに、本実施形態のチャージアンプ回路２２、３１、３２には、コンデンサ４２と並列的にスイッチ４９が備えられている。このスイッチ４９は、チャージアンプ回路２２、３１、３２の外部からのＯＮ／ＯＦＦ信号によって駆動されるようになっており、ＯＮ／ＯＦＦ信号がＯＮさせることを示す内容であった場合にＯＮするようになっている。 Furthermore, the charge amplifier circuits 22, 31, and 32 of this embodiment are provided with a switch 49 in parallel with the capacitor 42. The switch 49 is driven by an ON / OFF signal from the outside of the charge amplifier circuits 22, 31, 32, and is turned on when the ON / OFF signal indicates that it is turned ON. It has become.

また、本実施形態の容量式物理量センサのセンサ回路には、図３に示すように、制御部６０が備えられている。この制御部６０は、スイッチのＯＮ／ＯＦＦ信号を発生させたり、定電流源４８の定電流値を設定したりなど、センサ回路に用いられる各種制御信号を出力するものである。 In addition, the sensor circuit of the capacitive physical quantity sensor of this embodiment includes a control unit 60 as shown in FIG. The control unit 60 outputs various control signals used in the sensor circuit, such as generating a switch ON / OFF signal and setting a constant current value of the constant current source 48.

例えば、制御部６０は、図３に示されるように、各チャージアンプ回路２２、３１、３２中のMOS抵抗４３における２つのMOSトランジスタ４４，４５の間の電位を安定状態にするために、電源の電圧を第１しきい値Ｖｒｅｆ１と比較するコンパレータ６１と、昇圧回路２０で形成される昇圧電源の電圧を第２のしきい値Ｖｒｅｆ２と比較するコンパレータ６２からの出力信号を受け取るようになっている。そして、電源の電圧が第１のしきい値Ｖｒｅｆ１を超えているような状況下において、昇圧電源の電圧が第２のしきい値Ｖｒｅｆ２を超えた場合に、制御部６０に備えられたカウンタにてカウントが開始され、所定期間経過後にスイッチ４９をＯＦＦさせることを示すＯＮ／ＯＦＦ信号が出力されるようになっており、それまでの間はスイッチ４９をＯＮさせることを示すＯＮ／ＯＦＦ信号が出力されるようになっている。 For example, as shown in FIG. 3, the control unit 60 supplies a power source to stabilize the potential between the two MOS transistors 44 and 45 in the MOS resistor 43 in each of the charge amplifier circuits 22, 31, and 32. An output signal is received from the comparator 61 that compares the first voltage Vref1 with the first threshold value Vref1 and the comparator 62 that compares the voltage of the boost power supply formed by the booster circuit 20 with the second threshold value Vref2. Yes. When the voltage of the boosted power supply exceeds the second threshold value Vref2 in a situation where the voltage of the power supply exceeds the first threshold value Vref1, the counter provided in the control unit 60 The count is started, and an ON / OFF signal indicating that the switch 49 is turned OFF after a predetermined period has elapsed is output. Until then, an ON / OFF signal indicating that the switch 49 is turned ON is output. It is output.

以上のような構造により、容量式物理量センサのセンサ回路が構成されている。このような構成のセンサ回路において、各チャージアンプ回路２２、３１、３２は、以下のように動作するようになっている。 The sensor circuit of the capacitive physical quantity sensor is configured by the above structure. In the sensor circuit having such a configuration, each of the charge amplifier circuits 22, 31, and 32 operates as follows.

まず、チャージアンプ回路２２、３１、３２は、電源投入時には、定電流源４８にてＭＯＳトランジスタ４７から電流Ｉが引っ張られ、ＭＯＳトランジスタ４４、４５がオンされる。そして、定電流源４８の引っ張る定電流値を変化させることで、ＭＯＳトランジスタ４４、４５およびコンデンサ４６によって形成される抵抗の抵抗値を変化させられ、ＭＯＳ抵抗４３で構成されるフィードバック抵抗が所望の高抵抗とされる。 First, in the charge amplifier circuits 22, 31, and 32, when the power is turned on, the constant current source 48 pulls the current I from the MOS transistor 47, and the MOS transistors 44 and 45 are turned on. Then, by changing the constant current value pulled by the constant current source 48, the resistance value of the resistor formed by the MOS transistors 44 and 45 and the capacitor 46 can be changed. High resistance.

一方、制御部６０から各チャージアンプ回路２２、３１、３２にＯＮ／ＯＦＦ信号が入力されると、ＯＮ／ＯＦＦ信号に示される内容に応じてスイッチ４９のＯＮ、ＯＦＦが切り替えられる。 On the other hand, when an ON / OFF signal is input from the control unit 60 to each of the charge amplifier circuits 22, 31, 32, the switch 49 is switched ON / OFF according to the content indicated by the ON / OFF signal.

すなわち、ＯＮ／ＯＦＦ信号がスイッチ４９をＯＮさせることを示していた場合には、それによってスイッチ４９がＯＮとなり、オペアンプ４１にてバッファ（ボルテージホロワ）回路を構成することになる。また、ＯＮ／ＯＦＦ信号がスイッチ４９をＯＦＦさせることを示した場合には、それによってスイッチ４９がＯＦＦになり、ＭＯＳ抵抗４３による高抵抗がオペアンプ４１の出力端子と反転入力端子との間に備えられた回路が構成される。 In other words, when the ON / OFF signal indicates that the switch 49 is turned ON, the switch 49 is turned ON, and the operational amplifier 41 forms a buffer (voltage follower) circuit. When the ON / OFF signal indicates that the switch 49 is turned OFF, the switch 49 is turned OFF, and a high resistance by the MOS resistor 43 is provided between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier 41. Circuit is configured.

したがって、チャージアンプ回路２２、３１、３２は、センサ回路への電源投入直後には、ＯＮ／ＯＦＦ信号によるスイッチ４９のＯＮ、ＯＦＦの切替え、および、上述したＭＯＳ抵抗４３の抵抗値変化に基づいて、次のような動作が行われる。図４を参照して、この動作について説明する。 Therefore, the charge amplifier circuits 22, 31, and 32 are based on ON / OFF switching of the switch 49 by the ON / OFF signal and the change in the resistance value of the MOS resistor 43 described above immediately after the power is supplied to the sensor circuit. The following operations are performed. This operation will be described with reference to FIG.

図４は、この動作中におけるセンサ回路の各部の様子を示したタイミングチャートである。この図に示されるように、電源投入直後には、電源の電圧が第１のしきい値Ｖｒｅｆ１を超えておらず、かつ、昇圧回路２０で形成される昇圧電源の電圧も第２のしきい値Ｖｒｅｆ２を超えていない。この状態の時に、まず、定電流源４８の定電流値を調整することでＭＯＳ抵抗４３が低抵抗状態にされると共に、スイッチ４９がＯＮされる。これにより、オペアンプ４１にてバッファ回路が構成される。 FIG. 4 is a timing chart showing the state of each part of the sensor circuit during this operation. As shown in this figure, immediately after the power is turned on, the voltage of the power supply does not exceed the first threshold value Vref1, and the voltage of the boosted power supply formed by the booster circuit 20 is also the second threshold. The value Vref2 is not exceeded. In this state, first, by adjusting the constant current value of the constant current source 48, the MOS resistor 43 is brought into a low resistance state and the switch 49 is turned on. Thereby, the operational amplifier 41 constitutes a buffer circuit.

次に、電源の電圧が第１のしきい値Ｖｒｅｆ１を超え、かつ、昇圧電源の電圧が第２のしきい値Ｖｒｅｆ２を超えると、その時点から制御部６０におけるカウンタでのカウントが開始される。続いて、カウンタでのカウント値が所定値に至り、カウンタでのカウント開始から所定時間が経過すると、まず、制御部６０からスイッチ４９をＯＦＦさせることを示すＯＮ／ＯＦＦ信号が出力され、スイッチ４９がＯＦＦされる。このとき、まだＭＯＳ抵抗４３が低抵抗状態とされているため、チャージアンプ回路２２、３１、３２の出力が安定するまでの時間が短縮化される。 Next, when the voltage of the power supply exceeds the first threshold value Vref1 and the voltage of the boosted power supply exceeds the second threshold value Vref2, counting by the counter in the control unit 60 is started from that point. . Subsequently, when the count value in the counter reaches a predetermined value and a predetermined time has elapsed from the start of counting in the counter, first, an ON / OFF signal indicating that the switch 49 is turned off is output from the control unit 60, and the switch 49 Is turned off. At this time, since the MOS resistor 43 is still in the low resistance state, the time until the outputs of the charge amplifier circuits 22, 31, 32 are stabilized is shortened.

そして、チャージアンプ回路２２、３１、３２の出力が安定化したことを見計らって、例えば制御部６０に備えられたカウンタによってカウントされることで、スイッチ４９がＯＦＦされてから所定時間後にＭＯＳ抵抗４３の抵抗値を低抵抗状態から高抵抗状態に切替えられる。このように、チャージアンプ回路２２、３１、３２の出力が安定化したことを見計らってＭＯＳ抵抗４３の抵抗値を低抵抗状態から高抵抗状態に切替えることで、ＭＯＳ抵抗４３における２つのＭＯＳトランジスタ４４、４５の間の電位の変動を抑制でき、チャージアンプ回路２１、３１、３２の出力が安定な自励状態になるまでの時間を短くすることが可能となる。 Then, in anticipation that the outputs of the charge amplifier circuits 22, 31, 32 are stabilized, the MOS resistor 43 is counted a predetermined time after the switch 49 is turned off, for example, by being counted by a counter provided in the control unit 60. Can be switched from the low resistance state to the high resistance state. In this way, the two MOS transistors 44 in the MOS resistor 43 are switched by switching the resistance value of the MOS resistor 43 from the low resistance state to the high resistance state in anticipation that the outputs of the charge amplifier circuits 22, 31, 32 are stabilized. , 45 can be suppressed, and the time until the outputs of the charge amplifier circuits 21, 31, 32 are in a stable self-excited state can be shortened.

以上説明したように、本実施形態では、オペアンプ４１の反転入力端子と出力端子との間に接続されるコンデンサ４２に対し、スイッチ４９を並列接続し、このスイッチ４９をＯＮさせることで、オペアンプ４１にてバッファ回路が構成される構造としている。 As described above, in this embodiment, the switch 49 is connected in parallel to the capacitor 42 connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 41, and the operational amplifier 41 is turned on by turning on the switch 49. The buffer circuit is configured as shown in FIG.

そして、センサ回路への電源投入直後に、まずスイッチ４９をＯＮさせると共に、ＭＯＳ抵抗４３を低抵抗状態にし、電源の電圧が第１のしきい値Ｖｒｅｆ１を超え、かつ、昇圧電源の電圧が第２しきい値Ｖｒｅｆ２を超えたときに、スイッチ４９をＯＦＦし、その後、ＭＯＳ抵抗４３を低抵抗状態から高抵抗状態に切替えるようにしている。 Immediately after the power supply to the sensor circuit is turned on, the switch 49 is first turned ON, the MOS resistor 43 is set to a low resistance state, the power supply voltage exceeds the first threshold value Vref1, and the boost power supply voltage is When the threshold value Vref2 is exceeded, the switch 49 is turned OFF, and then the MOS resistor 43 is switched from the low resistance state to the high resistance state.

これにより、チャージアンプ回路２２、３１、３２の出力が安定するまでの時間を短縮化することが可能となる。 Thereby, it is possible to shorten the time until the outputs of the charge amplifier circuits 22, 31, and 32 are stabilized.

（他の実施形態）
上記実施形態では、Ｃ−Ｖ変換を行うチャージアンプ回路２２、３１、３２が備えられたセンサ回路として、ジャイロセンサを例に挙げて説明したが、容量値によって検出信号を発生する容量式物理量センサであれば、他のセンサに関しても本発明を適用することが可能である。 (Other embodiments)
In the above embodiment, the gyro sensor has been described as an example of the sensor circuit including the charge amplifier circuits 22, 31, and 32 that perform CV conversion. However, a capacitive physical quantity sensor that generates a detection signal based on a capacitance value If so, the present invention can be applied to other sensors.

また、上記実施形態では、１つの制御部６０にて、ＭＯＳ抵抗４３の抵抗値の切替えや定電流源４８の定電流値の制御を行うようにしているが、必ずしも１つの制御部６０によって行わなければならない訳ではない。すなわち、制御部が複数あっても構わない。 In the above-described embodiment, the single control unit 60 switches the resistance value of the MOS resistor 43 and controls the constant current value of the constant current source 48. It doesn't have to be. That is, there may be a plurality of control units.

本発明の第１実施形態における容量式物理量センサのセンサ回路の回路図である。It is a circuit diagram of a sensor circuit of a capacity type physical quantity sensor in a 1st embodiment of the present invention. 図１に示すセンサ回路に備えられるチャージアンプ回路の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of a charge amplifier circuit provided in the sensor circuit shown in FIG. 1. 図１に示すセンサ回路の制御部の構成を示した回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a control unit of the sensor circuit illustrated in FIG. 1. 図１に示すセンサ回路への電源投入直後における各部の様子を示したタイミングチャートである。FIG. 2 is a timing chart showing the state of each part immediately after turning on the power to the sensor circuit shown in FIG. 1. FIG. 従来のセンサ回路に備えられたチャージアンプ回路の回路図である。It is a circuit diagram of the charge amplifier circuit with which the conventional sensor circuit was equipped. 図５に示すセンサ回路への電源投入直後における各部の様子を示したタイミングチャートである。6 is a timing chart showing the state of each part immediately after power-on to the sensor circuit shown in FIG. 5.

Explanation of symbols

１０…振動子、２０…駆動回路、２２…チャージアンプ回路、３０…ヨー検出回路、
３１、３２…チャージアンプ回路、４１…オペアンプ、４２…コンデンサ、
４３…ＭＯＳ抵抗、４４、４５…ＭＯＳトランジスタ、４６…コンデンサ、
４７…ＭＯＳトランジスタ、４８…定電流源、４９…スイッチ、５０…基板、
６０…制御部、６１、６２…コンパレータ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Vibrator, 20 ... Drive circuit, 22 ... Charge amplifier circuit, 30 ... Yaw detection circuit,
31, 32 ... Charge amplifier circuit, 41 ... Operational amplifier, 42 ... Capacitor,
43 ... MOS resistor, 44, 45 ... MOS transistor, 46 ... capacitor,
47 ... MOS transistor, 48 ... constant current source, 49 ... switch, 50 ... substrate,
60: Control unit, 61, 62: Comparator.

Claims

A sensing unit (10) for outputting a detection signal indicated by a capacitance value corresponding to a physical quantity;
A step-up circuit (21) that forms a step-up power source that serves as a driving power source for the sensing unit (10) based on the voltage of the power source;
A charge amplifier circuit (31, 32) for converting the detection signal into a voltage;
Based on the output of the charge amplifier circuit (31, 32), a signal serving as a sensor output is generated,
In the charge amplifier circuit (31, 32),
An operational amplifier (41) in which the detection signal is input to the inverting input terminal and a predetermined reference voltage is input to the non-inverting input terminal;
A first capacitor (42) connected between an inverting input terminal and an output terminal of the operational amplifier (41);
A MOS resistor (43) connected in parallel to the first capacitor (42) and configured to switch a resistance value between a low resistance state and a high resistance state;
A sensor of a capacitive physical quantity sensor comprising a switch (49) connected in parallel to the first capacitor (42) and configured to be able to be switched ON / OFF by a signal from the control unit (60). A circuit,
The voltage of the power supply is compared with the first threshold value (Vref1), the voltage of the boosted power supply is compared with the second threshold value (Vref2), and the resistance of the MOS resistor (43) is further compared. A control unit (60) for controlling switching of values;
The control unit (60)
Immediately after the power is turned on, the switch (49) is turned on and the MOS resistor (43) is set to a low resistance state.
When the voltage of the power supply exceeds the first threshold value (Vref1) and the voltage of the boosted power supply exceeds the second threshold value (Vref2), the switch (49) is turned off. ,
Next, a sensor circuit of a capacitive physical quantity sensor, wherein the MOS resistor (43) is switched from a low resistance state to a high resistance state.

The MOS resistor (43) is
First and second MOS transistors (44, 45) connected in parallel to the first capacitor (42);
A second capacitor (46) connected between the first and second MOS transistors (44, 45);
The first and second MOS transistors (44, 45), a third MOS transistor (47) whose gates are connected to each other, and a constant current source for controlling the current flowing between the source and drain of the third MOS transistor (47) ( 48) and
The controller (60) controls the ON / OFF of the switch (49) and the resistance value of the MOS resistor (43) by controlling the constant current value of the constant current source (48). capacitive sensor circuit of the physical quantity sensor according to claim 1, wherein it has a function of performing switching to the.