JP4574898B2

JP4574898B2 - モータ駆動装置及び送風機

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Publication number: JP4574898B2
Application number: JP2001196393A
Authority: JP
Inventors: 洋介篠本; 守川久保; 信也西田; 賢至川岸
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2001-06-28
Filing date: 2001-06-28
Publication date: 2010-11-04
Anticipated expiration: 2021-06-28
Also published as: JP2003018878A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＤＣブラシレスモータをインバータにて駆動するモータ駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図１４は、例えば特開昭６３−３１６６８８号公報に示された従来のブラシレス直流モータの駆動装置の回路構成図、図１５はその動作を説明するタイミング図である。図１４において、５０は直流電源、５１はトランジスタＱ１〜Ｑ６で構成されたスイッチング回路、５２はスイッチング回路５１を制御し、メモリ５３、ＣＰＵ５４を有するマイコン、５５ｒ、５５ｓ、５５ｔはモータの巻線、Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３はホールＩＣの検出出力である。
【０００３】
図１５を用いて動作を説明する。トランジスタＱ１〜Ｑ６のオンオフが図１５（ｂ）に示されており、導通角データＴ１２０に対し、モータの速度に応じて加算角データＴを加算し、Ｔ１２０＋Ｔの導通角にてモータを駆動しようとするものである。
【０００４】
また、特開平３−２８４１８８号公報には、上記従来のブラシレス直流モータの駆動装置と同様な技術が示されている（図示せず）。特開平３−２８４１８８号公報で示されているものは、１２０度から１８０度まで任意に通電しようとするものである。
【０００５】
さらに、図１６は特開平１０−６６３７５号公報に示された他の従来のブラシレスＤＣモータの駆動回路の動作タイミング図である。これには、１２０度から１８０度のタイミングを検出するタイミング回路を有し、通電末期のオンデューティーを徐々に低下させて、モータの騒音を低減させる技術が示されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
特開昭６３−３１６６８８号公報に示されている技術は、モータの回転速度に応じて、１２０度の導通角度に加算角度を加算して導通角度を拡大するものである。これにより、モータ騒音をある一定量低減することができるが、モータが機械的共振を有する以上、その共振周波数と一致した場合に、騒音低減の効果を得ることはできない。
【０００７】
また、特開平３−２８４１８８号公報に示されている技術も上記と同様で、モータ騒音をある一定量低減することができるが、モータが機械的共振を有する以上、その共振周波数と一致した場合に、騒音低減の効果を得ることはできない。
【０００８】
さらに、特開昭６３−３１６６８８号公報および特開平３−２８４１８８号公報に示されている技術は、通電角度を増加させて騒音を低減させるものであるが、通電角度を拡大させた場合、拡大によって回転数が上昇するため、低減されるべき回転数とは異なる回転数で動作する可能性がある。
【０００９】
さらに云えば、拡大によって上昇した回転数によって、拡大した通電角度を縮小するように制御されると、回転数が不安定となり、不安定な回転数変動がうなり音となって新たな騒音が発生することもあり得る。
【００１０】
また、特開平１０−６６３７５号公報に示されている技術は、導通角度を１２０度から拡大させて、さらに通電末期のオンデューティーを徐々に低下させてモータ騒音を低減しようとするものであり、この技術を用いれば、前述よりも更に騒音を低減する効果を有するものの通電末期のみではＤＣモータをファンモータとした場合に、抑制レベルの絶対量が高いため、騒音レベルとしては不十分である。
【００１１】
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたもので、ＤＣブラシレスモータをファンモータとして使用した場合でも、モータからの騒音を大幅に低下させ、実用上問題とならない騒音レベルにまで低下させるモータ駆動装置を得ることを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るモータ駆動装置は、ＤＣブラシレスモータのロータの回転位置に基づいて、インバータにより通電するステータコイルを順に切り換えてモータをＰＷＭ制御にて一定回転数に駆動するモータ駆動装置において、モータのステータコイルへ通電する通電巾を所定の基準巾に対して変化させ、通電巾の変化に伴うモータの回転速度の変動を抑制し所望の回転数になるようにＰＷＭ制御するインバータ制御手段を備えたことを特徴とする。
【００１３】
また、インバータ制御手段は、ステータコイルへ通電する通電位相も所定の基準位相に対して変化させることを特徴とする。
【００１４】
また、所定の基準巾はモータの騒音の絶対レベルに応じて設定されることを特徴とする。
【００１５】
また、所定の基準巾を１２０度とし、通電巾を拡大することを特徴とする。
【００１６】
また、所定の基準巾を１２０度とし、モータの回転速度が高い場合、通電巾を縮小することを特徴とする。
【００１７】
また、所定の基準巾を１３５度又は１５０度とし、通電巾を拡大又は縮小することを特徴とする。
【００１８】
また、インバータ制御手段にてステータコイルへの通電巾を所定の基準巾より拡大させた場合、拡大している期間中のＰＷＭのオンする割合は、拡大期間中でない期間のＰＷＭのオンする割合よりも小さくなるように制御することを特徴とする。
【００１９】
また、インバータ制御手段にてステータコイルへの通電巾を所定の基準巾より拡大させた場合、拡大している期間中のＰＷＭのオンする割合は、立ち上がり時は徐々に大きく、立ち下がり時は徐々に小さく制御し、拡大期間中でない期間のＰＷＭのオンする割合が上限となるよう制御することを特徴とする。
【００２０】
また、拡大している期間中のＰＷＭのオンする割合は、台形状に変化することを特徴とする。
【００２１】
また、拡大している期間中のＰＷＭのオンする割合は、階段状に変化することを特徴とする。
【００２２】
また、インバータ制御手段は、ステータコイルへの通電巾を所定の基準巾に対して前後非対称な割合で変化させることを特徴とする。
【００２３】
また、インバータ制御手段は、通電位相をモータが効率良く駆動される関係に制御することを特徴とする。
【００２４】
また、インバータ制御手段は、所定の基準巾より変化している期間中にモータ音抑制のための消音パルスを出力することを特徴とする。
【００２５】
また、インバータ制御手段は、所定の基準巾より変化している期間中にモータ音抑制のための消音パルスを上側か下側のいずれか一方のスイッチ素子群に出力し、他方のスイッチ素子群へは徐々にＰＷＭのオン割合を変化させることを特徴とする。
【００２６】
この発明に係るモータ駆動装置は、ＤＣブラシレスモータのロータの回転位置に基づいて、インバータにより通電するステータコイルを順に切り換えてモータをＰＷＭ制御にて一定回転数に駆動するモータ駆動装置において、モータの回転速度が該モータの機械共振周波数と一致する場合に、モータのステータコイルへ通電する通電巾を所定の基準巾に対し対して変化させると共に、モータのステータコイルへ通電する通電位相を所定の基準位相に対し変化させ、所望の回転数になるようにＰＷＭ制御するインバータ制御手段を備えたことを特徴とする。
【００２７】
また、インバータ制御手段は、モータの回転速度がモータの機械共振周波数と一致する場合は、ステータコイルへの通電位相を所定の基準位相より進み位相、一致しない場合は所定の基準位相もしくは所定の基準位相より遅れ位相に制御することを特徴とする。
【００２８】
また、インバータ制御手段は、モータの回転速度が該モータの機械共振周波数と一致する場合に、ステータコイルへの通電巾を所定の基準通電巾よりも拡大させて所望の回転数にモータを制御することを特徴とする。
【００２９】
また、モータの機械共振周波数は、モータの固定子、回転子等から構成されるモータ単体だけでなく、モータの固定用支持部材、モータの軸を介して接続され慣性モーメントを有する負荷、負荷にて発生する力の伝達される伝達経路に接触する何れの固有振動数の合成により決まる機械共振周波数であることを特徴とする。
【００３０】
また、インバータ制御手段は、モータの極対数Ｐ、モータ回転速度ｆ［Ｈｚ］、機械共振周波数Ｎ［Ｈｚ］としたとき、Ｎ＝２ｎ・Ｐ・ｆ（ｎ＝１，２，…の整数）の場合に、モータの回転速度がモータの機械共振周波数と一致したと判断することを特徴とする。
【００３１】
この発明に係る送風機は、請求項１乃至１９のいずれかに記載のモータ駆動装置を、ファンモータの駆動装置として用いたことを特徴とする。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
実施の形態１．
図１乃至１１は実施の形態１を示す図で、図１はモータ駆動装置の構成を示す回路ブロック図、図２は動作波形図、図３，４はモータ模式図図５は動作波形図、図６はモータ模式図、図７は位相角度差を示す波形図、図８乃至１１はＰＷＭのイメージ波形図である。
図１において、１はスイッチ素子１ａ〜１ｆを有するインバータ、２はコンデンサ、３はＤＣブラシレスモータであるところのモータ、４はモータ３の回転子の磁極位置を検出するホールセンサ、５はインバータ１を制御するマイコンである。
【００３３】
次に動作について説明する。図１に示されるインバータ１は、モータ３を駆動するため、ステータの相を順次切り換えて制御する。モータ３は図２に示すように、インバータ１を構成している６個のスイッチ素子１ａ〜１ｆのうち、２個だけがオンする。図２において、Ｈｉがオン、Ｌｏがオフを示し、上段の数値はモータ３のロータ位置における電気角度を示す。
【００３４】
図２のように、インバータ１を制御してモータ３を駆動する通電方式は、一般的に１２０度矩形波通電と呼ばれるものであり、広く知られる技術である。この１２０度通電方式は、１２０度毎に通電する相が切り替わるため、モータ３にトルクリップルが発生し、モータ３より電磁騒音が発生する。
【００３５】
モータ３を送風機向けのファンモータとして使用する場合、この電磁騒音が非常に耳障りな音となる。本発明はこの電磁騒音を抑制するための技術である。
【００３６】
図３に示すように、例えば、ロータの位置角度が０から３０度の場合、１ｅと１ｄがオンしているため、Ｗ相からＶ相へ電流が流れる。３０度から６０度の場合、１ａと１ｄがオンしているため、図４に示すようにＵ相からＶ相へ電流が流れる。
【００３７】
以上のように、１２０度通電方式は、３相のうちの２相に電流が流れ、残る１相には電流は流れない。モータ３は電流が流れることによってトルクが発生するが、このように電流が切れることによって、この期間中にトルクが発生しなくなる。よって、トルクにリップルが生じ、生じたトルクリップルから騒音が発生する。
【００３８】
そこで、通電する通電巾を１２０度から拡大することによって、相電流が流れない期間を少なくし、トルクリップルを低減しようとするのが、通電巾の拡大の意味するところである。図５に示される網掛け部が、拡大する通電巾の期間である。図５から解るように、拡大期間中はオンするスイッチ素子が２個から３個に増加しており、０度から６０度区間の通電巾の拡大期間中は、図６に示す通りＵ相およびＷ相からＶ相へ向かって電流が流れる。
【００３９】
図５に示されるＨｕ、Ｈｖ、Ｈｗはホールセンサ４の出力であるが、通電巾を拡大した場合としない場合において、ホールセンサ４の出力と通電角度との関係は、ピーク位相の位置関係が変わらないことが望ましい。図５における通電角度のピークは、Ｕ相の場合、９０度および２７０度の位置である。
【００４０】
さらに、図７に通電巾が１２０度である場合の位相関係図を示す。１ａ−ｆｗが図２における１ａに対し進み位相を、１ａ−ｄｅが遅れ位相を示す。１２０度通電の場合、進み位相及び遅れ位相を図７に示すように、ピークの位相角度で設定しても何ら変わりはない。しかしながら、エッジで位相関係を設定する場合において、通電巾を変更する際には、変更された通電巾に応じて変更しなければ、通電位相を一定に制御することができなくなる。ピーク角度の位相関係で制御していれば、通電巾を変更に関わらず、通電位相角度の制御ができ、制御を変更することなく実現可能である。
【００４１】
ここで、進み位相と遅れ位相との関連であるが、進み位相で制御した方が、通常モータ３の効率が高い。しかしながら、通電巾が１２０度である場合、電流の切れ方が急峻でその場合に発生するトルクリップルが大きく、騒音が大きくなる傾向がある。遅れ位相の場合、電流がモータ３のインダクタンス成分によって遅れが大きくなり、電流が緩やかに切れるため、騒音が小さくなる傾向がある。
【００４２】
しかしながら、効率は高く運転する方が良いため、効率と騒音を比較しつつ通電する位相を決定する必要がある。また、通電巾がトルクリップルを低減するため、通電巾によっても通電位相は可変する方がより高効率の運転が可能になる。
例えば、１２０度通電している場合、３０度の位相から１５０度までの１２０度区間にＵ相を通電するとする。この３０度から１５０度の角度は、モータの回転子の位置で決まるもので、現実的には、ホールセンサ４の出力から算出される角度になる。ここで、進み位相角度の制御というのは、例えば１２０度通電での１０度進みであれば、２０度から１４０度の回転子の位置角度中にＵ相を通電することを言い、１５０度通電での１０度進みは５度から１５５度で通電する。通電巾を拡大した場合に、通電位相を同じ１０度ではなく、他の値、例えば１５度進み等にし、通電巾の変更に伴い、通電位相角度も変更することを指す。
【００４３】
このように位相差の位置関係を保ちつつ、通電巾を拡大する際に、ＰＷＭが一定であるとモータ３の回転速度は上昇する。通電巾の拡大に伴い速度が上昇するので、ＰＷＭを低下させて回転速度を所定の速度にするようマイコン５のインバータ制御手段にて制御される。
【００４４】
この場合、回転速度と通電巾との制御が、干渉してハンチングをおこす危険があるため、本発明のように回転数を一定に保つようＰＷＭによる速度制御を行う必要がある。
【００４５】
また、図５では、１２０度通電を基準の通電巾として記述されているが、基準の通電巾は１２０度に限ったことではなく１３５度が基準で通電巾でも何ら問題はない。モータ３の騒音の絶対レベルに応じて基準の通電巾は設定されるものであり、基準が１３５度として、通電巾が縮小しても構わない。
【００４６】
回転速度が高い場合、モータ３へ流れる電流が大きくなり、モータ３のインダクタンス成分のため、通電巾が広くなくてもトルクリップルが抑制されることがある。この場合は、逆に縮小しても構わない。また、縮小することによって、インバータ１での動作が低減されるため、インバータ１の発熱が抑制される利点も有する。
【００４７】
図５に従い、通電巾の拡大方法について説明する。拡大期間中も拡大期間外も当然のことながらＰＷＭ制御されている。そのＰＷＭのオンの割合であるオンデューティーは、同一値でも構わないが、拡大する意味合いは、トルクリップル低減であるため、モータ３に流れる電流の時間変化率（ｄｉ／ｄｔ）が緩やかな方がトルクリップルも小さい。
【００４８】
そこで、図８に出力する相電圧のＰＷＭのオンデューティーのイメージ図を示す。拡大期間中において、立ち上がり時は徐々にオンデューティーを大きくし、立ち下がり時は徐々にオンデューティーを小さくするようにＰＷＭを制御する。
図８に示すようにＰＷＭのデューティーが台形状に変化することによって、通電巾拡大以上の低騒音効果を有することになる。
【００４９】
また、上記のように徐々にＰＷＭのオンデューティーを可変することは非常に高速制御を要求し、コストアップに繋がる。さらに、モータ３が高速回転時は、高周波数によるＰＷＭを実施しなければ、台形状にならない。その為、滑らかに台形状に可変せず、階段状にでも徐々に可変することで、上記と同様な効果を奏することができる。また、モータ３がファンモータのようにインダクタンス成分が大きいモータである場合、階段状でも台形状と同様な効果がある。
【００５０】
次に、図５では拡大する期間は、拡大しない場合に対し、前後対称に拡大している。これは、モータ３の固定子の通電位相における位相と回転子の磁極位置における位相との関係を同一に保つ方がモータ３を効率よく運転できるからであり、先に述べたとおり、ピーク値における位相関係で制御していれば、位相を一致させやすい為である。
【００５１】
しかしながら、前後対称に拡大せず、モータ３の特性に関わるが、拡大する部分を図９の矢印に示すように前後非対称にすることによって低騒音化できることもある。この場合、位相関係をモータ３が効率良く駆動される関係に制御しつつ行うことで、効率面は悪化させず、更なる低騒音化を実現できる。
【００５２】
さらに、図１０に示すように、拡大期間中にＰＷＭを出力するのではなく、消音パルスを出力する。これにより、マイコンの処理能力を軽減することができる。この消音パルスは、モータ３から発生する騒音成分を打ち消すような音が発生するように出力するものである。図１０では、拡大期間となる後半部分にしか出力されていないが、前後で出力しても同等、もしくはそれ以上の効果を有することは言うまでもない。また、前半だけであっても問題がないことも言うまでもない。
【００５３】
図１１は、図１０における消音パルスと図８における台形状のＰＷＭを組み合わせたものである。矩形波駆動の場合、上側アーム（図１における１ａ、１ｃ、１ｅ）か、もしくは下側アーム（図１における１ｂ、１ｄ、１ｆ）のいずれか一方をＰＷＭすれば、上下アーム全てをＰＷＭしたことと同義になることが一般的に知られている。
【００５４】
図１１は、片側のみをＰＷＭする技術を考慮したもので、片側のみのＰＷＭの場合、ＰＷＭを重畳されているアーム側の拡大期間中は台形状にＰＷＭを制御できるが、重畳されていないアーム側はＰＷＭされている素子が１個となるため、拡大期間中のＰＷＭ制御ができなくなる。従って、ＰＷＭを重畳しているアーム側は台形状に、重畳していないアーム側は消音パルスを出力することで、低騒音駆動するよう回転数制御する。
【００５５】
この場合、上下アームで出力する電圧が変化してしまうため、速度を制御しなければ、回転数のハンチングが発生し、矩形波とは異なる周波数の騒音が発生してしまう可能性があるが、本発明では、所望の回転数に制御しつつ通電巾の拡大化を実施して低騒音化を図るため、上記のような問題は発生せず、低騒音化を実現できる。
【００５６】
実施の形態２．
図１２，１３は実施の形態２を示す図で、図１２はモータ駆動装置の構成を示す回路ブロック図、図１３は空気調和機の室内機の斜視図である。
図１２において、６はモータの回転子による逆起電圧を検出する位置検出部であり、他は図１と同様である。図１ではホールセンサ４による位置検出、図１２では逆起電圧による位置検出を回転子位置検出方式として用いているが、これらは本発明に対して本質的な問題ではなく、どちらでも何ら問題になるものではない。図１が逆起電圧による位置検出、図１２がホールセンサ４による位置検出であっても同等である。
【００５７】
実施の形態１では、モータ３の回転速度に応じて通電巾や通電位相を制御していたが、本実施の形態では、モータ３やそれに接続されている機械共振周波数によって、通電巾や通電位相を可変しようとするものである。
【００５８】
図１３に示すように、空気調和機の室内機１０にモータ３が取り付けられ、図示されていないがモータ３を固定する支持部材がモータ３を固定している。モータ３はファンモータであるため、ファン１１にモータ軸１２を介して接続されている。ファン１１が回転することによって、吹き出し口１３より送風され、ダンパー１４にて風向を調整する。
【００５９】
以上のように、ファンモータはモータ３自身が有する固定子と回転子などの固有周波数だけでなく、接続されている各々の部材の固有周波数や、モータ軸１２とファン１１とのねじれ共振、風路と風量による共鳴などとの合成で機械共振周波数が決まる。
【００６０】
ここで、機械共振周波数と加振源であるモータ３の周波数が一致すると、加振力が弱くとも大きな振動が発生し騒音となり、電気的な制御で如何に加振力を低下させても騒音レベルを低下させることは難しい。
【００６１】
これらの機械共振周波数は、元々、製品毎ではあるが明らかになっているため、その領域のモータ３の回転速度をジャンプさせ、モータ３の回転周波数が機械共振周波数と一致しないように制御してことは、一般的に知られる方法である。
【００６２】
しかしながら、省エネルギー性を追求すると、機械共振周波数を飛ばすことは、省エネと相反するものとなる。それは、機械共振と一致しなければ低い周波数でモータ３を運転でき、エネルギー消費量が小さくて済むところを、騒音のため回転数を飛ばすことで高い周波数でモータ３を動作させ、エネルギー消費量を増加させてしまうためである。
【００６３】
本発明は、機械共振周波数と周波数ジャンプさせるのではなく、加振源となるモータの発生振動周波数レベルを変え機械共振周波数と一致しない周波数へ振動のピーク周波数を変えるため、通電巾や通電位相を可変させ、周波数ジャンプさせずにモータ３の騒音を低減することを目的としているものである。
【００６４】
図７の波形図に示すように、位相角度を制御するが、共振周波数に一致する場合は、進み位相で通電巾をできる限り拡大して制御する。これは、進み位相で制御した方が効率の高い動作点で駆動できるため、モータ３に流れる相電流は小さくて済む。共振に一致しない場合、多少電流が大きくても、トルクリップルの影響を低減させる方が低騒音となるが、共振点と一致する場合は、ちょっとしたトルクリップルでも騒音が発生するため、電流を小さくし、進み位相で制御する方が低騒音となる。
【００６５】
さらに、進み位相角度にて通電巾を拡大することによって、相電流の５次高調波成分を抑制することができる。相電流の５次成分が電流の歪みによる騒音発生に大きな影響が出るため、相電流の５次成分を抑制可能な進み位相角度で通電巾拡大で制御することによって、機械共振周波数に一致してしまう回転数の場合、低騒音化ができる。
【００６６】
但し、機械共振周波数に一致する回転数の場合、通電巾を拡大するだけや位相角度を進み位相角度にするだけでは効果がない。両者とも同時に制御することによって、機械共振周波数に一致する周波数への低騒音化の効果が発揮できるものである。
【００６７】
さらに、機械共振周波数と回転周波数が一致するという条件について説明する。加振源となるモータ３の回転周波数をｆ［Ｈｚ］とすると、ｆの整数倍の電気的周波数でピークとなる振動がモータ３より発生する。前述の通り、モータ３は加振源であるので、発生した振動が外部構造に伝達され、騒音に変換される。その際、構造自身に固有共振周波数と振動が一致するとより大きな騒音になる。
【００６８】
よって、モータ３の回転周波数ｆが共振周波数と一致するというのは、ｆの整数倍のある周波数が共振周波数と一致することを意味するが、ｆの整数倍全てが騒音となるわけではない。本発明は矩形波駆動であるため、モータ３に流れる電流の歪みが振動に成りやすい。
【００６９】
電流の歪み成分は、通常、奇数次が主成分であり、特に、５次、７次成分が主である。この電流の奇数次と回転子の磁束の基本次成分の合成で振動が発生する。よって、電流の奇数次と磁束の１次の合成となる偶数成分の振動が大きい。以上は電気的周波数であるため、モータ３の極対数Ｐを乗算して、２ｎ・Ｐ・ｆの周波数が、機械共振周波数Ｎと一致した場合、前記のような制御を行う。
【００７０】
このように構成されたモータ３とインバータ１、マイコン５のモータ駆動装置を送風機用のモータ駆動装置として使用することによって、安価で高効率のモータ駆動装置を低騒音が要求される送風機用途にも提供することができる。特に、本発明は空気調和機の室内機、室外機、換気扇、空気清浄機、除湿器など空気調和には欠かすことができないファンモータ分野において、騒音面から敬遠されていたＤＣブラシレスモータを採用することを可能にするものである。
【００７１】
【発明の効果】
この発明に係るモータ駆動装置は、モータのステータコイルへ通電する通電巾を所定の基準巾に対して変化させ、通電巾の変化に伴うモータの回転速度の変動を抑制し所望の回転数になるようにＰＷＭ制御するインバータ制御手段を備えたことにより、モータの回転速度の変動を抑制しつつ、トルクリップルを低減させて低騒音化が図れる。
【００７２】
また、インバータ制御手段は、ステータコイルへ通電する通電位相も所定の基準位相に対して変化させることにより、モータ効率と騒音を任意に設定できる。
【００７３】
また、所定の基準巾はモータの騒音の絶対レベルに応じて設定されることにより、騒音の絶対レベルを一定レベル以下にすることができる。
【００７４】
また、所定の基準巾を１２０度とし、通電巾を拡大することにより、トルクリップルを低減させて低騒音化が図れる。
【００７５】
また、所定の基準巾を１２０度とし、モータの回転速度が高い場合、通電巾を縮小することにより、インバータの発熱を低減できる。
【００７６】
また、所定の基準巾を１３５度又は１５０度とし、通電巾を拡大又は縮小することにより、トルクリップルを低減させて低騒音化が図れるか、又はインバータの発熱を低減できる。
【００７７】
また、インバータ制御手段にてステータコイルへの通電巾を所定の基準巾より拡大させた場合、拡大している期間中のＰＷＭのオンする割合は、拡大期間中でない期間のＰＷＭのオンする割合よりも小さくなるように制御することにより、モータの回転速度の変動を低減できる。
【００７８】
また、インバータ制御手段にてステータコイルへの通電巾を所定の基準巾より拡大させた場合、拡大している期間中のＰＷＭのオンする割合は、立ち上がり時は徐々に大きく、立ち下がり時は徐々に小さく制御し、拡大期間中でない期間のＰＷＭのオンする割合が上限となるよう制御することにより、トルクリップルを低減させて低騒音化が図れる。
【００７９】
また、拡大している期間中のＰＷＭのオンする割合は、台形状に変化することにより、通電巾拡大以上の低騒音化が図れる。
【００８０】
また、拡大している期間中のＰＷＭのオンする割合は、階段状に変化することにより、台形状に変化する場合とと同様な効果を奏することができる。特に、モータがファンモータのようにインダクタンス成分が大きいモータである場合、階段状でも台形状と同様な効果がある。
【００８１】
また、インバータ制御手段は、ステータコイルへの通電巾を所定の基準巾に対して前後非対称な割合で変化させることにより、通電位相の制御と同等の効果を奏する。
【００８２】
また、インバータ制御手段は、通電位相をモータが効率良く駆動される関係に制御することにより、効率を悪化させずに、更なる低騒音化が図れる。
【００８３】
また、インバータ制御手段は、所定の基準巾より変化している期間中にモータ音抑制のための消音パルスを出力することにより、マイコンの処理能力を軽減することができる。
【００８４】
また、インバータ制御手段は、所定の基準巾より変化している期間中にモータ音抑制のための消音パルスを上側か下側のいずれか一方のスイッチ素子群に出力し、他方のスイッチ素子群へは徐々にＰＷＭのオン割合を変化させることにより、マイコンの処理能力を軽減することができる。
【００８５】
この発明に係るモータ駆動装置は、モータの回転速度がモータの機械共振周波数と一致する場合に、モータのステータコイルへ通電する通電巾を所定の基準巾に対し対して変化させると共に、モータのステータコイルへ通電する通電位相を所定の基準位相に対し変化させ、所望の回転数になるようにＰＷＭ制御するインバータ制御手段を備えたことにより、共振周波数をとばすことなく、低騒音化が図れる。
【００８６】
また、インバータ制御手段は、モータの回転速度がモータの機械共振周波数と一致する場合は、ステータコイルへの通電位相を所定の基準位相より進み位相、一致しない場合は所定の基準位相もしくは所定の基準位相より遅れ位相に制御することにより、相電流を小さくして、トルクリップルが低減して低騒音化が図れる。
【００８７】
また、インバータ制御手段は、モータの回転速度が該モータの機械共振周波数と一致する場合に、ステータコイルへの通電巾を所定の基準通電巾よりも拡大させて所望の回転数にモータを制御することにより、相電流の５次高調波成分を低減できる。
【００８８】
また、モータの機械共振周波数は、モータの固定子、回転子等から構成されるモータ単体だけでなく、モータの固定用支持部材、モータの軸を介して接続され慣性モーメントを有する負荷、負荷にて発生する力の伝達される伝達経路に接触する何れの固有振動数の合成により決まる機械共振周波数であることにより、モータ周辺部材の共振を抑制できる。
【００８９】
また、インバータ制御手段は、モータの極対数Ｐ、モータ回転速度ｆ［Ｈｚ］、機械共振周波数Ｎ［Ｈｚ］としたとき、Ｎ＝２ｎ・Ｐ・ｆ（ｎ＝１，２，…の整数）の場合に、モータの回転速度がモータの機械共振周波数と一致したと判断することにより、共振周波数を特定してマイコンの処理能力を軽減できる。
【００９０】
この発明に係る送風機は、請求項１乃至１９のいずれかに記載のモータ駆動装置を、ファンモータの駆動装置として用いたことにより、低騒音の送風機が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態１を示す図で、モータ駆動装置の構成を示す回路ブロック図である。
【図２】実施の形態１を示す図で、動作波形図である。
【図３】実施の形態１を示す図で、モータ模式図である。
【図４】実施の形態１を示す図で、モータ模式図である。
【図５】実施の形態１を示す図で、動作波形図である。
【図６】実施の形態１を示す図で、モータ模式図である。
【図７】実施の形態１を示す図で、位相角度差を示す波形図である。
【図８】実施の形態１を示す図で、ＰＷＭのイメージ波形図である。
【図９】実施の形態１を示す図で、ＰＷＭのイメージ波形図である。
【図１０】実施の形態１を示す図で、ＰＷＭのイメージ波形図である。
【図１１】実施の形態１を示す図で、ＰＷＭのイメージ波形図である。
【図１２】実施の形態２を示す図で、モータ駆動装置の構成を示す回路ブロック図である。
【図１３】実施の形態２を示す図で、空気調和機の室内機の斜視図である。
【図１４】従来のブラシレス直流モータの駆動装置の回路構成図である。
【図１５】従来のブラシレス直流モータの駆動装置の動作波形図である。
【図１６】他の従来のブラシレスＤＣモータの駆動回路の動作タイミング図である。
【符号の説明】
１インバータ、２コンデンサ、３モータ、４ホールセンサ、５マイコン、６位置検出部。

Claims

ＤＣ（Direct Current）ブラシレスモータのロータの回転位置に基づいて、インバータにより通電するステータコイルを順に切り換えて前記モータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御にて一定回転数に駆動するモータ駆動装置において、
前記モータのステータコイルへ通電する通電巾を所定の基準巾に対して変化させ、通電巾の変化に伴う前記モータの回転速度の変動を抑制し所望の回転数になるようにＰＷＭ制御するインバータ制御手段を備え、
前記インバータ制御手段は、所定の基準巾より変化している期間中にモータ音抑制のためのパルスを出力することを特徴とするモータ駆動装置。
ＤＣ（Direct Current）ブラシレスモータのロータの回転位置に基づいて、インバータにより通電するステータコイルを順に切り換えて前記モータをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御にて一定回転数に駆動するモータ駆動装置において、
前記モータのステータコイルへ通電する通電巾を所定の基準巾に対して変化させ、通電巾の変化に伴う前記モータの回転速度の変動を抑制し所望の回転数になるようにＰＷＭ制御するインバータ制御手段を備え、
前記インバータ制御手段は、所定の基準巾より変化している期間中にモータ音抑制のためのパルスを上側か下側のいずれか一方のスイッチ素子群に出力し、他方のスイッチ素子群へは徐々にＰＷＭのオン割合を変化させることを特徴とするモータ駆動装置。
前記インバータ制御手段は、ステータコイルへ通電する通電位相も所定の基準位相に対して変化させることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のモータ駆動装置。
ＤＣブラシレスモータのロータの回転位置に基づいて、インバータにより通電するステータコイルを順に切り換えて前記モータをＰＷＭ制御にて一定回転数に駆動するモータ駆動装置において、
前記モータの回転速度が該モータの機械共振周波数と一致する場合に、前記モータのステータコイルへ通電する通電巾を所定の基準巾に対し対して変化させると共に、前記モータのステータコイルへ通電する通電位相を所定の基準位相に対し変化させ、所望の回転数になるようにＰＷＭ制御するインバータ制御手段を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
前記インバータ制御手段は、前記モータの回転速度が該モータの機械共振周波数と一致する場合は、ステータコイルへの通電位相を所定の基準位相より進み位相、一致しない場合は所定の基準位相もしくは所定の基準位相より遅れ位相に制御することを特徴とする請求項４記載のモータ駆動装置。
前記インバータ制御手段は、前記モータの回転速度が該モータの機械共振周波数と一致する場合に、ステータコイルへの通電巾を所定の基準通電巾よりも拡大させて所望の回転数に前記モータを制御することを特徴とする請求項５記載のモータ駆動装置。
前記モータの機械共振周波数は、モータの固定子、回転子等から構成されるモータ単体だけでなく、モータの固定用支持部材、モータの軸を介して接続され慣性モーメントを有する負荷、前記負荷にて発生する力の伝達される伝達経路に接触する何れの固有振動数の合成により決まる機械共振周波数であることを特徴とする請求項４乃至６のいずれかに記載のモータ駆動装置。
前記インバータ制御手段は、前記モータの極対数Ｐ、モータ回転速度ｆ［Ｈｚ］、機械共振周波数Ｎ［Ｈｚ］としたとき、
Ｎ＝２ｎ・Ｐ・ｆ（ｎ＝１，２，…の整数）
の場合に、前記モータの回転速度が該モータの機械共振周波数と一致したと判断することを特徴とする請求項４記載のモータ駆動装置。
請求項１乃至８のいずれかに記載のモータ駆動装置を、ファンモータの駆動装置として用いたことを特徴とする送風機。