JP4569701B2 - ガス濃度検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、車載エンジンの排ガス等を被検出ガスとし、同ガス中の特定成分のガス濃度を検出するガス濃度検出装置に関するものである。

この種のガス濃度検出装置は、例えば、車載エンジンより排出される排ガスを被検出ガスとして同ガス中の酸素濃度（空燃比：Ａ／Ｆ）を検出する空燃比検出装置として具体化されている。この空燃比の検出結果はエンジンＥＣＵ等により構成される空燃比制御システムに用いられ、空燃比をストイキ（理論空燃比）近傍でフィードバック制御するストイキ燃焼制御や、同空燃比を所定のリーン領域でフィードバック制御するリーン燃焼制御等が実現されるようになっている。また近年では、排ガス規制や異常検出規制（ＯＢＤ）が益々強化されつつあり、ストイキ制御等の制御性向上が望まれる他、空燃比制御範囲に相当するリーン領域だけでなく大気状態にまで空燃比検出範囲を拡張させる必要が生じている。例えば、ＯＢＤ対応（排ガス規制に関わる部品の排ガスが悪化する故障検出）として、エンジンの所定運転状態での燃焼カット時（排ガスが大気相当）にセンサの目詰まり等の劣化（センサのガス電流低下）を検出する必要がある。また、排ガスエミッションの改善と共に、燃費の向上を図ることも重要であり、エンジン高負荷時のリッチ状態をフィードバック制御することも重要になってきている。

更に、排気系にＮＯｘ吸蔵還元型触媒を実装したリーン燃焼エンジンでは、リーン燃焼に伴い同触媒に多量のＮＯｘが吸蔵され、次第にＮＯｘ吸蔵能力が低下する。これに加え、燃料中には硫黄が含まれていることから、ＮＯｘ吸蔵還元型触媒が硫黄被毒される。そのため、触媒のＮＯｘ吸蔵能力の回復や硫黄被毒再生を図るべく、リッチ領域でのリッチ空燃比制御が実施されるようになっている。これらの実情から、上記空燃比制御システムでは、空燃比検出範囲を拡張して広域の空燃比検出を可能とし、更に同範囲内における空燃比の検出精度を高めることが強く要望されている。

空燃比を検出するための、いわゆるＡ／Ｆセンサ（酸素濃度センサ）としては従来より、コップ型構造を有するＡ／Ｆセンサと積層型構造を有するＡ／Ｆセンサとが知られている。それらのセンサ構造を簡単に説明すれば、コップ型Ａ／Ｆセンサでは、固体電解質が断面Ｕ字状をなすコップ型に成形され、その固体電解質の内外表面に一対の電極が設置されると共に外側に拡散層が設けられてセンサ素子が構成されている。また、固体電解質の中空部には棒状のヒータが配設されており、このヒータの発熱によりセンサ素子全体が加熱され活性状態に保持される構成となっている。なお、固体電解質の中空部は大気ダクトを構成する。

他方、積層型Ａ／Ｆセンサでは、固体電解質及び拡散層が細長い板状に成形されており、更に大気ダクトを形成する絶縁層を含め、これらが各々積層されてセンサ素子が構成されている。固体電解質には一対の電極が対向配置され、絶縁層にはヒータが埋設されている。

上述したコップ型Ａ／Ｆセンサと積層型Ａ／Ｆセンサとを構造面から比較すると、コップ型Ａ／Ｆセンサでは、活性化のために加熱されるセンサ素子の体積（マス）が比較的大きくなる。そのため、冷間始動時において活性完了までに要する時間が長くなり、早期活性化が困難になるという問題や、素子の活性化に要するヒータ消費電力が大きくなるという問題が生じる。これに対し、積層型Ａ／Ｆセンサでは、センサ素子にヒータが一体化できることや、センサ素子の体積が縮小化できること等から早期活性化が実現できる。また、ヒータの消費電力が削減できるという利点も得られるようになる。こうした理由などから、センサ構造の改善が図られる中でコップ型Ａ／Ｆセンサから積層型Ａ／Ｆセンサへの移行が進みつつある。

積層型Ａ／Ｆセンサの場合、素子全体の小型化が実現されることに伴い大気ダクトの容積も小さくなる。この場合、大気ダクトの小型化に伴い、センサ素子に流れる電流（素子電流）を小さくする必要が生じる。つまり、排ガスがリッチの時には、大気ダクト側から排ガス側に酸素がくみ出されるが、その際素子電流が大きいとそれだけ酸素の移動量が大きくなり大気ダクトの大型化が強いられる。故に、小型化の実現のためには素子電流を小さくする必要がある。具体的には、電極を小さくしたり、拡散層の律速を大きくしたりして（例えば同拡散層の気孔率を小さくする）、素子電流を小さくすることが考えられる。

次に、Ａ／Ｆセンサによる電流検出のための回路構成について説明する。図１６は、従来のセンサ制御回路を示す電気的構成図である。

図１６において、センサ素子１５０の正側端子（＋端子）にはオペアンプ１５１及び電流検出抵抗１５２を介して基準電圧電源１５３が接続され、同センサ素子１５０の負側端子（−端子）にはオペアンプ１５４を介して印加電圧制御回路１５５が接続されている。この場合、電流検出抵抗１５２の一端のＡ点は基準電圧Ｖｆと同じ電圧に保持される。素子電流は電流検出抵抗１５２を介して流れ、素子電流に応じてＢ点電圧が変化する。例えばリーンの場合、センサ素子１５０の＋端子から同−端子に電流が流れるためＢ点電圧が上昇し、リッチの場合、センサ素子１５０の−端子から＋端子に電流が流れるためＢ点電圧が低下する。印加電圧制御回路１５５はＢ点電圧に応じてセンサ素子１５０への印加電圧（すなわちＤ点電圧）を制御する。また、Ｂ点電圧は、Ａ／Ｆ出力としてオペアンプ１５６を介して図示しないマイクロコンピュータ等へ出力される。

一方で、センサ素子１５０を所定の活性状態に保つには、当該素子の交流インピーダンスＺａｃを目標値に保持する必要があり、インピーダンスＺａｃの検出値と目標値との偏差に応じてヒータの通電が制御される。この場合、印加電圧制御回路１５５によりＤ点電圧を交流的に変化させ、その際のＤ点電圧変化量ΔＶと、Ｂ点電圧変化量を電流検出抵抗１５２の抵抗値で割った電流変化量ΔＩとによりインピーダンスＺａｃを検出するようにしている（Ｚａｃ＝ΔＶ／ΔＩ）。

ここで、上述したコップ型Ａ／Ｆセンサと積層型Ａ／Ｆセンサとについて、上記図１６の回路構成を参照しつつ各々のセンサ特性と空燃比の検出分解能の違いとを説明する。なお、Ａ／Ｆセンサの空燃比検出範囲はＡ／Ｆ＝１１（以下、Ａ／Ｆ１１と記す）から大気状態までとしている。

先ずコップ型Ａ／Ｆセンサについて、具体的な数値条件は以下の通りである。すなわち、「大気時の素子電流：２５ｍＡ、Ａ／Ｆ１１時の素子電流：−１３ｍＡ、交流インピーダンスＺａｃ：２２Ω、直流内部抵抗Ｒｉ：３０Ω、Ｚａｃ検出時の電圧変化：±０．３Ｖ、電流検出抵抗：６３Ω、基準電圧：２．５Ｖ」としている。かかる場合、ストイキ状態では、Ｂ点電圧はＡ点電圧と同じ２．５Ｖとなる。また、オペアンプ１５６を介して出力されるＡ／Ｆ出力（Ｂ点電圧）は、大気時、Ａ／Ｆ１１時においてそれぞれ以下の数値を示す。
出力（大気）＝２．５Ｖ＋６３Ω×２５ｍＡ＝４．０７５Ｖ
出力（Ａ／Ｆ１１）＝２．５Ｖ＋６３Ω×（−１３ｍＡ）＝１．６８１Ｖ
Ａ／Ｆ出力は、マイクロコンピュータ等において通常１０〜１２ｂｉｔのＡ／Ｄ変換器を介して取り込まれ、例えば１０ｂｉｔＡ／Ｄを用いた場合のＡ／Ｆ１１〜大気の検出分解能を計算すると次のようになる。
（４．０７５−１．６８１）／５Ｖ×１０２４＝４９０
また、ストイキ近傍の１Ａ／Ｆ相当の電流変化が２ｍＡであれば、その検出分解能は次のようになる。
２ｍＡ×６３Ω／５Ｖ×１０２４＝２５
また、インピーダンス検出時にはＤ点電圧が正負両側に所定幅で変化されるが、大気時、Ａ／Ｆ１１時には、Ｄ点電圧の正側変化に伴いＢ点電圧がそれぞれ以下の数値を示す。
Ｂ点電圧＝４．０７５Ｖ＋６３Ω×（０．３Ｖ／２２Ω）＝４．９３４Ｖ
Ｂ点電圧＝１．６８１Ｖ＋６３Ω×（０．３Ｖ／２２Ω）＝２．５４Ｖ
これに対し、Ｄ点電圧の負側変化に際してはＢ点電圧が負側に変化し、そのＢ点電圧の最小値は以下のようになる（Ａ／Ｆ１１時が最小）。
Ｂ点電圧＝１．６８１Ｖ＋６３Ω×（−０．３Ｖ／２２Ω）＝０．８２２Ｖ
上記の各数値によれば、インピーダンス検出時にＤ点電圧を正負両側に変化させてもその際のＢ点電圧がＡ／Ｄ変換器の作動電圧範囲内（０〜５Ｖ）に収まる。要するに、適正なるインピーダンス検出が実施できるよう設計がなされていることが分かる。

一方、積層型Ａ／Ｆセンサの場合は、前述の通り素子電流の低減が図られており、素子電流がコップ型Ａ／Ｆセンサの約１／１０になっている。その具体的な数値条件は以下の通りである。すなわち、「大気時の素子電流：２．５ｍＡ、Ａ／Ｆ１１時の素子電流：−１．３ｍＡ、交流インピーダンスＺａｃ：２８Ω、直流内部抵抗Ｒｉ：６０Ω、Ｚａｃ検出時の電圧変化：±０．３Ｖ、電流検出抵抗：１８５Ω、基準電圧：２．５Ｖ」としている。かかる場合、ストイキ状態では、Ｂ点電圧はＡ点電圧と同じ２．５Ｖとなる。また、オペアンプ１５６を介して出力されるＡ／Ｆ出力（Ｂ点電圧）は、大気時、Ａ／Ｆ１１時においてそれぞれ以下の数値を示す。
出力（大気）＝２．５Ｖ＋１８５Ω×２．５ｍＡ＝２．９６２５Ｖ
出力（Ａ／Ｆ１１）＝２．５Ｖ＋１８５Ω×（−１．３ｍＡ）＝２．２５９５Ｖ
この積層型Ａ／Ｆセンサにおいても、インピーダンス検出時にＢ点電圧、Ｄ点電圧が正常に計測され、適正なるインピーダンス検出が実施できるよう設計がなされている。因みに、インピーダンス検出時のＢ点、Ｄ点の各電圧値を上記コップ型Ａ／Ｆセンサと同様に計算すると、Ｄ点電圧を０．３Ｖの幅で正側変化させる際、
大気状態ではＢ点電圧＝４．９４４６Ｖ、
Ａ／Ｆ１１ではＢ点電圧＝４．２４１６Ｖ
となる。また、Ｄ点電圧を０．３Ｖの幅で負側変化させる際、Ｂ点電圧の最小値＝０．２７７Ｖとなる（Ａ／Ｆ１１時が最小）。

積層型Ａ／Ｆセンサにおいて、例えば１０ｂｉｔＡ／Ｄを用いた場合のＡ／Ｆ１１〜大気の検出分解能を計算すると次のようになる。
（２．９６２５−２．２５９５）／５Ｖ×１０２４＝１４４
従って、コップ型Ａ／Ｆセンサに比べて約０．３倍（１４４／４９０＝０．２９４）の分解能しか無い。

また、ストイキ近傍の１Ａ／Ｆ相当の電流変化が０．２ｍＡであれば、その検出分解能は次のようになる。
０．２ｍＡ×１８５Ω／５Ｖ×１０２４＝７
これもコップ型Ａ／Ｆセンサに比べて約０．３倍（７／２５＝０．２８）の分解能しか無い。

ここで、コップ型Ａ／Ｆセンサに比べて積層型Ａ／Ｆセンサの検出精度が低下する理由を以下に説明する。

前述の通り積層型Ａ／Ｆセンサでは、素子電流がコップ型Ａ／Ｆセンサの約１／１０まで低減されることから、空燃比検出範囲をＡ／Ｆ１１〜大気とした場合、この空燃比検出範囲に対応する素子電流範囲は、コップ型Ａ／Ｆセンサでは３８ｍＡ（−１３〜２５ｍＡ）となり、積層型Ａ／Ｆセンサでは３．８ｍＡ（−１．３〜２．５ｍＡ）となる。また、インピーダンス検出時における交流電流は、コップ型Ａ／Ｆセンサでは１３．６ｍＡ（＝０．３Ｖ／２２Ω）となり、積層型Ａ／Ｆセンサでは１０．７ｍＡ（＝０．３Ｖ／２８Ω）となる。この場合、Ａ／Ｆ検出時の素子電流に対するインピーダンス検出電流の比率は、コップ型Ａ／Ｆセンサでは３５．８％（１３．６ｍＡ／３８ｍＡ＝０．３５８）となるのに対し、積層型Ａ／Ｆセンサでは２８１．６％（１０．７ｍＡ／３．８ｍＡ＝２．８１６）となる。

つまり、積層型Ａ／Ｆセンサでは、Ａ／Ｆ検出時の素子電流に対するインピーダンス検出電流の比率が格段に大きくなっている。その結果、素子電流を検出する電流検出抵抗の抵抗値が相対的に小さくなってしまい、Ａ／Ｆの検出分解能が低下するという問題が生じる。

因みに、積層型Ａ／Ｆセンサについてセンサ素子の直流内部抵抗（交流インピーダンスも同様）を大きくすれば、インピーダンス検出電流が小さくなり、Ａ／Ｆ検出時の素子電流に対するインピーダンス検出電流の比率が小さくなるが、センサ素子の直流内部抵抗を大きくするとセンサ特性（図３の特性参照）が変わり、印加電圧制御が望み通りに行えなくなる等の問題が生ずる。故に、現実にはセンサ素子の直流内部抵抗はほぼ一定にしておくのが望ましい。

ところで、広域な空燃比検出範囲が要求される前提でその検出精度を向上させるための従来技術として、特許文献１（特開平１１−３７９７１号公報）のガス濃度検出装置が提案されている。図１７には、上記特許文献１にかかるセンサ制御回路の構成を示す。

前記図１６との相違点のみを説明すると、図１７では、電流検出抵抗として２つの抵抗１６１，１６２が直列に接続され、図のＢ点、Ｃ点の何れかがスイッチ１６３を介して選択的にオペアンプ１５６に接続されるようになっている。この場合、その都度のＡ／Ｆ値に応じてスイッチ１６３が切り換えられる。具体的には、例えば大気時にはスイッチ１６３がＣ点側に切り換えられ、抵抗１６１により素子電流が計測されてその計測結果がオペアンプ１５６を介して出力される。また、ストイキ時にはスイッチ１６３がＢ点側に切り換えられ、抵抗１６１及び抵抗１６２により素子電流が計測されてその計測結果がオペアンプ１５６を介して出力される。

上記構成により、広域な空燃比検出範囲で検出精度が確保され、特にストイキ近傍の検出精度が向上するものとなっていた。

しかしながら、図１７の構成であっても、積層型Ａ／Ｆセンサを用いる場合に素子電流が小さくなると、やはりＡ／Ｆ検出時の素子電流に対するインピーダンス検出電流の比率が格段に大きくなる。故に、Ａ／Ｆの検出分解能が低下するという問題が生じる。従って、素子電流が小さくなる場合における検出精度の低下の問題は未だ残る懸案事項であった。

特開平１１−３７９７１号公報

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、所望とするガス濃度検出範囲においてガス濃度の検出精度を向上させることができるガス濃度検出装置を提供することである。

本発明のガス濃度検出装置では前提として、センサ素子への電圧印加時に当該素子に流れる電流が電流検出抵抗により計測され、該計測された信号がＡ／Ｄ変換器にてＡ／Ｄ変換される。また、Ａ／Ｄ変換後の前記信号に基づいてガス濃度演算が実施される。そして特に請求項１に記載の発明では、ガス濃度の全検出範囲内に複数の検出範囲が設定されており、電流検出抵抗により計測された信号が、少なくとも１つの検出範囲では所定の増幅率を有する増幅器にて増幅された後、Ａ／Ｄ変換器に対して出力される。また、他の検出範囲では増幅器を介さずにＡ／Ｄ変換器に対して出力される。

要するに、ガス濃度が同じ場合であっても、計測された信号が増幅されることでＡ／Ｄ変換器に入力される信号レベルが正側又は負側に拡張される。そのため、ガス濃度の検出分解能を上げることができる。また、複数の検出範囲のうち何れかの検出範囲に対応して増幅器が設けられており、個別の検出範囲に最適な増幅処理を行わせることができる。その結果、所望とするガス濃度検出範囲においてその検出精度を向上させることができるようになる。

上記請求項１のガス濃度検出装置には、素子抵抗の検出手段が併せ設けられている。すなわち、前記センサ素子の印加電圧又は電流を交流的に変化させ、その時の電流又は電圧の変化量を前記電流検出抵抗により計測してセンサ素子の抵抗値を検出するようにしている。

本発明は、素子電流が比較的小さいガス濃度センサを用いる場合に特に有益なものであり、例えば積層型構造のガス濃度センサを用いる場合に望ましい効果が得られる。具体的には、前記センサ素子は、ガス濃度検出時の素子電流に対して素子抵抗検出時における電流変化が大きいものであるとしている。つまり、素子電流が小さければ、前記電流検出抵抗を素子抵抗検出用としても兼用する場合等において、ガス濃度検出時の素子電流に対して素子抵抗検出時における電流変化が大きくなるといった電流アンバランスが生じる。本発明によれば、電流のアンバランスが生じても高精度なガス濃度検出が可能となる。
また、請求項１に記載の発明では、前記電流検出抵抗の第１端子に固定の基準電圧を印加しておき、センサ素子の印加電圧又は電流を交流的に変化させた時に電流検出抵抗の第２端子の電圧値を計測して素子抵抗値を検出することとしている。そして、前記増幅器と電流検出抵抗の第２端子との間に、その両者間を開放又は閉鎖するためのスイッチ手段を設けている。つまり、素子抵抗値の検出に際し、センサ素子の印加電圧又は電流を交流的に変化させると、それが原因で増幅器の出力である信号が不用意に変化し、ガス濃度検出に悪影響が及ぶおそれがある。これに対し、上述の通り増幅器と電流検出抵抗の第２端子との間にスイッチ手段を設けることにより、ガス濃度検出に対する悪影響が排除できる。

請求項２に記載の発明では、前記複数の検出範囲として比較的広い第１検出範囲と比較的狭い第２検出範囲とが設定されている。そして、第１検出範囲に対応する広範囲出力が増幅器を介さずに出力され、第２検出範囲に対応する狭範囲出力が増幅器を介して出力される。この場合、特に第２検出範囲においてガス濃度の検出精度（検出分解能）を向上させることができる。

請求項３に記載の発明では、前記複数の検出範囲としてガス濃度の全検出範囲とその一部である特定範囲とが設定されている。そして、全検出範囲に対応する広範囲出力が増幅器を介さずに出力され、特定範囲に対応する狭範囲出力が増幅器を介して出力される。この場合、特に特定範囲においてガス濃度の検出精度（検出分解能）を向上させることができる。

また、請求項４に記載の発明では、前記センサ素子は、板状の固体電解質と、それに積層された拡散層及び絶縁層と、酸素基準室とを有する積層型素子であるとしている。この積層型のセンサ素子では、酸素基準室（或いは大気ダクト）を設置するためのスペース上の制約が大きく、酸素基準室として確保できる体積が小さくなるために必然的に素子電流が小さくなるが、やはり電流のアンバランスが生じても高精度なガス濃度検出が可能となる。

本発明のガス濃度センサは、請求項５に記載したように、燃焼ガスの空燃比を広域に検出可能なセンサ素子を有するものであると良い。具体的には、例えばリッチ〜大気状態の広域で空燃比を検出可能とする。この場合、所望とする空燃比検出範囲にて空燃比の検出精度を向上させることができる。

上記請求項３は特定範囲においてガス濃度の検出精度（検出分解能）を向上させるものであるが、この場合、請求項６に記載したように、前記特定範囲は、理論空燃比（ストイキ）を含む範囲に設定されると良い。これにより、ストイキ及びその近傍の空燃比の検出精度が向上し、ひいては高精度なストイキ制御が実現できる。

また、請求項７に記載の発明では、前記センサ素子は、被検出ガス中の酸素を出し入れするポンプセルと、同被検出ガスの酸素濃度に応じた信号を出力する酸素検知セルとを積層してなる積層型素子であり、酸素検知セルの出力信号が所定値になるようにポンプセルを制御するようにしている。かかる構成のセンサ素子であっても、やはり素子電流の低電流化により電流アンバランスの事態が生じ得るが、かかる状況にあっても高精度なガス濃度検出が可能となる。

上記請求項７の場合、請求項８に記載したように、前記酸素検知セルの内部抵抗を電圧に変換する構成を有するものとしたり、請求項９に記載したように、前記ガス濃度センサは、燃焼ガスの空燃比を広域に検出可能な空燃比センサとしたりしても良い。なお、空燃比センサとしては、例えばリッチ〜大気状態の広域で空燃比を検出可能とするものとし、所望とする空燃比検出範囲にて空燃比の検出精度を向上させるようにする。

その他に、ガス濃度センサは、請求項１０に記載したように、固体電解質にて形成された複数のセルを有し、そのうち第１セルでは被検出ガス中の酸素を排出又はくみ出し、第２セルでは酸素排出後のガスから特定成分のガス濃度を検出するものであると良い。このガス濃度センサは、例えば排ガス中のＮＯｘ濃度を検出するＮＯｘセンサとして具体化されるものであり、本発明の適用によりＮＯｘ濃度の検出精度が向上する。

また、請求項１１に記載の発明では、前記増幅器の正負各入力端子に前記電流検出抵抗の両端子の電圧をそれぞれ入力する構成を有し、該増幅器の帰還電流経路には帰還電流吸収のためのオペアンプを設置している。つまり、増幅器の帰還電流経路に帰還電流が流れると、それが原因で電流検出抵抗により計測される信号が不用意に変化し、ガス濃度検出に悪影響が及ぶおそれがある。これに対し、上述の通り帰還電流吸収のためのオペアンプを設けることにより、ガス濃度検出に対する悪影響が排除できる。

またより望ましくは、請求項１２に記載したように、前記増幅器と前記スイッチ手段との間に、当該スイッチ手段の開放時（ＯＦＦ時）にその直前の電圧レベルを保持するためのコンデンサを接続すると良い。これにより、素子抵抗値の検出時にあっても適正なガス濃度出力（実際にはスイッチ開放直前の信号）が得られるようになる。

上記の通り大小異なる増幅率を有する増幅器を用いセンサ信号を検出範囲毎に増幅処理する場合、増幅率の大きい増幅器ではその出力がＡ／Ｄ変換器の作動電圧範囲を越え、Ａ／Ｄ変換器のラッチアップが懸念される。この場合、Ａ／Ｄ変換器の保護を図るには、増幅器の出力（すなわちＡ／Ｄ入力）をＡ／Ｄ変換器の最大作動電圧付近で制限するのが望ましい。そこで、請求項１３に記載の発明では、前記増幅器の出力部に、前記増幅器の出力を前記Ａ／Ｄ変換器の最大作動電圧付近で制限するクランプ回路が設けられている。これにより、Ａ／Ｄ変換器の保護を図ることができる。

前記クランプ回路として具体的には、請求項１４に記載したように、前記増幅器の出力経路から前記Ａ／Ｄ変換器の最大作動電圧相当の定電圧源に対して順方向に接続されたダイオードを有すると良い。この場合、定電圧源（Ａ／Ｄ変換器の最大作動電圧相当）に対してダイオードの電圧低下分だけ加算した電圧値で増幅器の出力が制限される。

又は、請求項１５に記載したように、前記クランプ回路は、エミッタ端子が前記増幅器の出力経路に接続されると共にベース端子が基準電圧源に接続されたｐｎｐ型トランジスタを有し、当該トランジスタのベース入力電圧を、前記Ａ／Ｄ変換器の最大作動電圧相当の定電圧源からベース−エミッタ間の電圧降下分だけ減算した電圧値とすると良い。この場合、トランジスタのベース入力電圧が、定電圧源（Ａ／Ｄ変換器の最大作動電圧相当）からベース−エミッタ間の電圧降下分だけ減算した電圧値であれば、エミッタ端子の電圧値はＡ／Ｄ変換器の最大作動電圧相当の電圧値になり、増幅器の出力が当該最大作動電圧相当の電圧値付近で制限される。

発明の実施の形態における空燃比検出装置を示す構成図である。 Ａ／Ｆセンサの構成を示す断面図である。 Ａ／Ｆセンサの出力特性を示す図である。 素子電流とＡ／Ｆ値との関係を示す図である。 別のセンサ制御回路の構成を示す回路図である。 別のセンサ制御回路の構成を示す回路図である。 第２の実施の形態におけるセンサ制御回路の構成を示す回路図である。 第３の実施の形態におけるセンサ制御回路の構成を示す回路図である。 第４の実施の形態におけるセンサ制御回路の構成を示す回路図である。 別のセンサ制御回路の構成を示す回路図ある。 別のセンサ制御回路の構成を示す回路図ある。 別のＡ／Ｆセンサの構成を示す断面図である。 センサ制御回路の構成を示す回路図ある。 センサ制御回路の構成を示す回路図ある。 別のＡ／Ｆセンサの構成を示す断面図である。 従来技術におけるセンサ制御回路の構成を示す回路図ある。 従来技術におけるセンサ制御回路の構成を示す回路図ある。

（第１の実施の形態）
以下、本発明のガス濃度検出装置を具体化した第１の実施の形態を図面に従って説明する。本実施の形態では、車載エンジンより排出される排ガス（燃焼ガス）を被検出ガスとして同ガス中の酸素濃度（空燃比：Ａ／Ｆ）を検出する空燃比検出装置を具体化しており、空燃比の検出結果はエンジンＥＣＵ等により構成される空燃比制御システムに用いられる。空燃比制御システムでは、空燃比をストイキ近傍でフィードバック制御するストイキ燃焼制御や、同空燃比を所定のリーン領域でフィードバック制御するリーン燃焼制御等が適宜実現される。また本実施の形態では、近年又は将来の排ガス規制や異常検出規制（ＯＢＤ）に対応する広域の空燃比検出や、排気系に設置されたＮＯｘ吸蔵還元型触媒の吸蔵ＮＯｘ放出、硫黄被毒再生等の制御を実施すべく、リッチ域（例えばＡ／Ｆ１１）から大気状態までの広い範囲で空燃比を検出可能としている。

先ずはじめに、Ａ／Ｆセンサの構成を図２を用いて説明する。本Ａ／Ｆセンサは積層型構造のセンサ素子１０を有し、図２にはセンサ素子１０の断面構成を示す。実際には当該センサ素子１０は図２の紙面直交方向に延びる長尺状をなし、素子全体がハウジングや素子カバー内に収容される構成となっている。

センサ素子１０は、固体電解質１１、拡散抵抗層１２、遮蔽層１３及び絶縁層１４を有し、これらが図の上下に積層されて構成されている。同素子の周囲には図示しない保護層が設けられている。長方形板状の固体電解質１１は部分安定化ジルコニア製のシートであり、その固体電解質１１を挟んで上下一対の電極１５，１６が対向配置されている。拡散抵抗層１２は電極１５へ排ガスを導入するための多孔質シートからなり、遮蔽層１３は排ガスの透過を抑制するための緻密層からなる。これら各層１２，１３は何れも、アルミナ、スピネル、ジルコニア等のセラミックスをシート成形法等により成形したものであるが、ポロシティの平均孔径及び気孔率の違いによりガス透過率が相違するものとなっている。

絶縁層１４はアルミナ等の高熱伝導性セラミックスからなり、電極１６に対面する部位には大気ダクト１７が形成されている。また、同絶縁層１４にはヒータ１８が埋設されている。ヒータ１８は、バッテリ電源からの通電により発熱する線状の発熱体よりなり、その発熱により素子全体を加熱する。

上記センサ素子１０において、その周囲の排ガスは拡散抵抗層１２の側方部位から導入されて電極１５に達する。排ガスがリーンの場合、排ガス中の酸素が電極１５で分解され、電極１６より大気ダクト１７に排出される。また、排ガスがリッチの場合、逆に大気ダクト１７内の酸素が電極１６で分解され、電極１５より排気側に排出される。

図３は、Ａ／Ｆセンサの電圧−電流特性（Ｖ−Ｉ特性）を示す図面である。図３において、Ｖ軸（横軸）に平行な直線部分はセンサ素子１０の素子電流（限界電流）を特定する限界電流域であって、この素子電流の増減は空燃比の増減（すなわち、リーン・リッチの程度）に対応している。つまり、空燃比がリーン側になるほど素子電流は増大し、空燃比がリッチ側になるほど素子電流は減少する。なお、図中のＬＸ１は、センサ素子１０への印加電圧を決定するための印加電圧直線（印加電圧特性）を表しており、その傾きは概ね抵抗支配域（限界電流域よりも低電圧側の傾き部分）に一致している。

特に本実施の形態では、Ａ／Ｆ１１〜大気の広域を空燃比検出範囲としており、Ａ／Ｆ１１では素子電流が−１．３ｍＡ、大気状態では素子電流が２．５ｍＡとなっている。これらの数値は、コップ型構造のＡ／Ｆセンサと比較してほぼ１／１０である。

また、図４は、横軸をＡ／Ｆ、縦軸を素子電流Ｉとした時の両者の関係を示す図面である。同図によれば、Ａ／Ｆがリーン側に移行するほど単位Ａ／Ｆ相当の電流変化（図示の特性の傾き）が小さくなるのが分かる。なお、ストイキ（Ａ／Ｆ＝１４．５）近傍では１Ａ／Ｆ相当の電流変化が０．２ｍＡであり、これもコップ型構造のＡ／Ｆセンサと比較してほぼ１／１０となっている。

次に、本発明の主要部たるセンサ制御系の構成を図１を参照しながら説明する。そのセンサ制御系にはマイクロコンピュータ（以下、マイコンと略す）２０とセンサ制御回路３０とが設けられ、これらによりＡ／Ｆセンサ（センサ素子１０）の検出結果に基づきＡ／Ｆの検出やセンサ素子１０のインピーダンス（素子インピーダンスＺａｃ）の検出が実施される。

図１において、マイコン２０は、ＣＰＵ、各種メモリ、Ａ／Ｄ変換器、Ｉ／Ｏポート等を備える周知の論理演算回路にて構成されており、後述するセンサ制御回路３０により検出した電流信号（アナログ信号）をＡ／Ｄ変換器を介して取り込み、Ａ／Ｆ値の演算や素子インピーダンスＺａｃの演算を適宜実施する。なお、Ａ／Ｄ変換器は例えば１０ｂｉｔ分解能を有するものであり、その作動電圧範囲は０〜５Ｖである。同マイコン２０により演算されたＡ／Ｆ値は、例えば図示しないエンジンＥＣＵに出力され、空燃比フィードバック制御等に使用される。

また、センサ制御回路３０において、センサ素子１０の正側端子（＋端子）にはオペアンプ３１及び電流検出抵抗３２を介して基準電圧電源３３が接続され、同センサ素子１０の負側端子（−端子）にはオペアンプ３４を介して印加電圧制御回路３５が接続されている。この場合、電流検出抵抗３２の一端のＡ点（第１端子）は基準電圧Ｖｆと同じ電圧に保持される。素子電流は電流検出抵抗３２を介して流れ、素子電流に応じてＢ点（第２端子）の電圧が変化する。例えば排ガスがリーンの場合、センサ素子１０の＋端子から同−端子に電流が流れるためＢ点電圧が上昇し、リッチの場合、センサ素子１０の−端子から同＋端子に電流が流れるためＢ点電圧が低下する。印加電圧制御回路３５では、Ｂ点電圧をモニタすると共にその電圧値に応じてセンサ素子１０に印加すべき電圧を決定（例えば、図３の印加電圧直線ＬＸ１に基づき決定）し、オペアンプ３４を介してＤ点電圧を制御する。但し、ストイキ近傍のみでＡ／Ｆ検出を行う場合、印加電圧固定とすることも可能である。

また、電流検出抵抗３２の両端のＡ点及びＢ点には、増幅器を構成するオペアンプ（差動増幅器）３６，３７がそれぞれ接続されており、これらオペアンプ３６，３７の出力ＯＰ１，ＯＰ２がマイコン２０のＡ／Ｄ０，Ａ／Ｄ１に入力される。オペアンプ３６，３７は並列な関係を有し、オペアンプ３６の増幅率は５倍、オペアンプ３７の増幅率は１５倍となっている。なお、オペアンプ３６，３７はバッテリ駆動される。上記オペアンプ３６，３７の出力ＯＰ１，ＯＰ２（センサ素子１０の電流信号）はＡ／Ｆ検出のためのＡ／Ｆ検出信号であり、マイコン２０は、取り込んだ各Ａ／Ｄ値に基づきＡ／Ｆ値を演算する。つまり本実施の形態では、センサ制御回路３０からマイコン２０に対して２系統のＡ／Ｆ検出信号が出力される構成となっている。

ここで、オペアンプ３６は「第１増幅器」に相当し、該オペアンプ３６の出力ＯＰ１により空燃比の全検出範囲（例えばＡ／Ｆ１１〜大気）についてＡ／Ｆ検出が可能となるよう構成されている。また、オペアンプ３７は「第２増幅器」に相当し、該オペアンプ３７の出力ＯＰ２により空燃比の全検出範囲のうちストイキを含む特定範囲（例えばＡ／Ｆ１２〜Ａ／Ｆ２２）についてＡ／Ｆ検出が可能となる構成されている。以下の説明では、出力ＯＰ１を広範囲検出信号、出力ＯＰ２をストイキ検出信号とも言う。なお、前者が「広範囲出力」に相当し、後者が「狭範囲出力」に相当する。但しその検証については後述する。

一方、マイコン２０は、センサ素子１０への印加電圧を一時的に交流的に変化させる旨指令し、その際の電流変化量に基づき素子インピーダンスＺａｃを検出する構成となっている。より具体的には、インピーダンス検出に際し、印加電圧制御回路３５がマイコン２０からの指令を受け、センサ素子１０への印加電圧（図のＤ点電圧）を所定幅（例えば０．３Ｖ）で正負両側に変化させる。このとき、マイコン２０は、Ｄ点の電圧変化をＡ／Ｄ３を通じて入力する。また、Ｄ点の電圧変化に伴いその都度の素子インピーダンスに応じてＢ点電圧が変化し、マイコン２０は、Ｂ点の電圧変化をＡ／Ｄ２を通じて入力する。かかる場合、マイコン２０は、Ｄ点電圧（Ａ／Ｄ３入力）の変化量ΔＶと、Ｂ点電圧（Ａ／Ｄ２入力）の変化量を電流検出抵抗３２の抵抗値で割った電流変化量ΔＩとから素子インピーダンスＺａｃを演算する（Ｚａｃ＝ΔＶ／ΔＩ）。なお、インピーダンス検出に際し、センサ素子１０に流す電流を交流的に変化させ、その際の電流又は電圧の変化量から素子インピーダンスＺａｃを演算する構成とすることも可能である。

インピーダンス検出は所定の周期で（すなわち所定時間毎に）実施され、その実施のタイミングがマイコン２０から印加電圧制御回路３５に対して指令される。また、マイコン２０は、素子インピーダンスＺａｃが所定の目標値に保持されるようヒータ１８への通電を制御する。これにより、センサ素子１０が所定の活性状態に保持されるようになる。

次に、上記構成のセンサ制御回路３０についてＡ／Ｆの検出分解能を検証する。Ａ／Ｆセンサの空燃比検出範囲はＡ／Ｆ１１〜大気であり、センサ素子１０及びセンサ制御回路３０の具体的な数値条件は以下の通りである。すなわち、「大気時の素子電流：２．５ｍＡ、Ａ／Ｆ１１時の素子電流：−１．３ｍＡ、Ａ／Ｆ１２時の素子電流：−０．７９ｍＡ、Ａ／Ｆ２２時の素子電流：０．８８４ｍＡ、交流インピーダンスＺａｃ：２８Ω、Ｚａｃ検出時の電圧変化：±０．３Ｖ、電流検出抵抗：１８５Ω、基準電圧：２．５Ｖ」としている。なお、オペアンプ３６，３７は単電源で作動し、５Ｖクランプされているため０〜５Ｖ以外は出力しない構成となっている。

かかる場合、オペアンプ３６はＡ／Ｆ１１〜大気を検出範囲とするものであり、その出力ＯＰ１は、大気時、Ａ／Ｆ１１時においてそれぞれ以下の数値を示す。
ＯＰ１＝２．５Ｖ＋１８５Ω×２．５ｍＡ×５倍＝４．８１２５Ｖ
ＯＰ１＝２．５Ｖ＋１８５Ω×（−１．３ｍＡ）×５倍＝１．２９７５Ｖ
一方、オペアンプ３７はＡ／Ｆ１２〜Ａ／Ｆ２２を検出範囲とするものであり、その出力ＯＰ２は、Ａ／Ｆ２２時、Ａ／Ｆ１１時においてそれぞれ以下の数値を示す。
ＯＰ２＝２．５Ｖ＋１８５Ω×０．８８４ｍＡ×１５倍＝４．９５３１Ｖ
ＯＰ２＝２．５Ｖ＋１８５Ω×（−０．７９ｍＡ）×１５倍＝０．３０７７５Ｖ
以上から、オペアンプ３６の出力ＯＰ１は、Ａ／Ｆ１１〜大気の空燃比検出範囲でＡ／Ｄ変換器（図１のＡ／Ｄ０）の作動電圧範囲内（０〜５Ｖ）に収まり、広範囲の空燃比検出範囲において適正なる信号出力が実現できる。また、オペアンプ３７の出力ＯＰ２は、Ａ／Ｆ１１〜Ａ／Ｆ２２の空燃比検出範囲でＡ／Ｄ変換器（図１のＡ／Ｄ１）の作動電圧範囲内（０〜５Ｖ）に収まり、ストイキを中心とする特定の空燃比検出範囲において適正なる信号出力が実現できる。

以上の数値条件の下、１０ｂｉｔＡ／Ｄを用いた場合のＡ／Ｆ１１〜大気の検出分解能を計算すると次のようになる。
（４．８１２５−１．２９７５）／５Ｖ×１０２４＝７２０
この場合、従来技術（図１６の回路構成）と比較して５倍の分解能（７２０／１４４＝５）が得られることとなる。

また、ストイキ近傍の１Ａ／Ｆ相当の電流変化が０．２ｍＡであれば、その検出分解能は次のようになる。
０．２ｍＡ×１８５Ω×１５倍／５Ｖ×１０２４＝１１４
この場合、１ＬＳＢ当たり０．００９Ａ／Ｆとなり、ストイキ近傍の高精度制御の要求（例えば、０．０１Ａ／Ｆ以下の分解能）を満足することができる。

因みに、上述の通りインピーダンス検出時には、図１のＢ点電圧の変化量とＤ点電圧の変化量とから素子インピーダンスＺａｃが演算されるが、その際にも各点の電圧がＡ／Ｄ変換器（図１のＡ／Ｄ２，Ａ／Ｄ３）の作動電圧範囲内（０〜５Ｖ）に収まるよう設計がなされている。つまり、大気でのインピーダンス検出時、Ａ／Ｆ１１でのインピーダンス検出時には、Ｄ点電圧の正側変化に伴いＢ点電圧がそれぞれ以下の数値を示し、それはＡ／Ｄ変換器の最大作動電圧以下となっている。
Ｂ点電圧＝２．９６２５Ｖ＋１８５Ω×（０．３Ｖ／２８Ω）＝４．９４４６Ｖ
Ｂ点電圧＝２．２５９５Ｖ＋１８５Ω×（０．３Ｖ／２８Ω）＝４．２４１６Ｖ
これに対し、Ｄ点電圧の負側変化に伴いＢ点電圧が負側に変化し、そのＢ点電圧の最小値は以下の数値を示す（Ａ／Ｆ１１時が最小）。
Ｂ点電圧＝２．２５９５Ｖ＋１８５Ω×（−０．３Ｖ／２８Ω）＝０．２７７４Ｖ
上記の各数値によれば、インピーダンス検出時にＤ点電圧を正負両側に変化させてもその際のＢ点電圧がＡ／Ｄ変換器の作動電圧範囲内（０〜５Ｖ）に収まり、適正なるインピーダンス検出が実施できることが分かる。

以上詳述した本実施の形態によれば、以下に示す効果が得られる。

電流検出抵抗３２により計測された電流信号が、複数の検出範囲毎に設けられ且つ各自に所定の増幅率を有するオペアンプ３６，３７にて増幅された後、マイコン２０（Ａ／Ｄ変換器）に対して出力されるので、同じ空燃比を検出する場合であっても、Ａ／Ｄ変換器に入力される信号レベルが正側又は負側に拡張され、空燃比の検出分解能を上げることができる。また、空燃比の検出範囲毎にオペアンプ３６，３７が設けられるため、個別の検出範囲に最適な増幅処理を行わせることができる。その結果、所望とする広域の空燃比検出範囲（高リーン、高リッチを含む範囲）においてその検出精度を向上させることができるようになる。このとき、個別の検出範囲について精度の差別化を任意に図ることもできる。

本実施の形態の空燃比検出装置は、積層型Ａ／Ｆセンサを用いる場合に特に有益となる。つまり、積層型構造のセンサ素子１０は、Ａ／Ｆ検出時の素子電流に対してインピーダンス検出時における電流変化が大きいため、電流のアンバランスを生じるが、かかる場合であっても上述の通り所望とする空燃比検出範囲においてその検出精度を向上させることができるようになる。

また、空燃比の全検出範囲（Ａ／Ｆ１１〜大気）の一部である特定範囲（Ａ／Ｆ１２〜Ａ／Ｆ２２）に関して、オペアンプ３７の増幅率を大きくしたため、特に特定範囲において空燃比の検出精度（検出分解能）を向上させることができる。すなわち、特定範囲はストイキを含む範囲に設定されるため、ストイキ及びその近傍の空燃比の検出精度が向上し、ひいては高精度なストイキ制御が実現できる。

上記の如く増幅率１５倍のオペアンプ３７を用いる場合、その出力ＯＰ２は、大気時、Ａ／Ｆ１１時のそれぞれにおいて、
ＯＰ２＝２．５Ｖ＋１８５Ω×２．５ｍＡ×１５倍＝９．４３７５Ｖ
ＯＰ２＝２．５Ｖ＋１８５Ω×（−１．３ｍＡ）×１５倍＝−１．１０７５Ｖとなり、Ａ／Ｄ変換器の作動電圧範囲である０〜５Ｖの範囲を超えてしまう。また、車載バッテリ（単電源）での回路動作では負の電圧を出力できない。しかしながら、上記の通りＡ／Ｆ検出信号を２系統で出力する構成としたことから、一方のオペアンプ３７の出力ＯＰ２で検出不可能となる空燃比検出範囲については他方のオペアンプ３６の出力ＯＰ１で検出し、結果として所望とする全検出範囲についてＡ／Ｆ検出が実現できる。

上記図１の構成を図５，図６の如く変更することも可能である。なお図５，図６にはセンサ制御回路３０の構成を一部変更した回路構成を示すが、便宜上図１と重複するマイコン２０やＢ点電圧、Ｄ点電圧のＡ／Ｄ取り込みに関する構成などを省略している（以下同様）。

要するに、上記図１の構成では、オペアンプ３６，３７において電流検出抵抗３２の両端のＡ点，Ｂ点の電圧差を増幅したが、図５の構成では、同オペアンプ３６，３７において基準電圧ＶｆとＢ点電圧との電圧差を増幅する。つまり、Ａ点電圧は基準電圧Ｖｆと同一であるため、基準電圧Ｖｆをオペアンプ３８を介して各オペアンプ３６，３７に入力する構成とする。

上記図１の構成では、オペアンプ３６，３７の帰還がＡ点になるためにオペアンプ３６，３７の帰還電流が電流検出抵抗３２に流れ、空燃比検出に誤差が生じるおそれがあるが、図５の構成では、オペアンプ３６，３７の帰還電流経路に帰還電流吸収のためのオペアンプ３８が設置されており、空燃比検出に対する悪影響が排除できる。すなわち、空燃比検出精度が維持できる。なお、一般的に基準電圧Ｖｆは２つの抵抗の分圧で生成される場合が多く、オペアンプ３６，３７からの帰還電流が流れて基準電圧Ｖｆの変化が生じてしまうため、このＶｆ変化を防止するにはオペアンプ３８が必要となるが、基準電圧Ｖｆがシンク／ソースできる場合にはオペアンプ３８は必要無い。

また、図６では、電流検出抵抗３２のＢ点端子（第２端子）から各オペアンプ３６，３７への経路にスイッチ手段としてのスイッチ３９を配置し、インピーダンス検出時にスイッチ３９をＯＦＦする構成としている。つまり、インピーダンス検出に際し、センサ素子１０への印加電圧を交流的に変化させると電流検出抵抗３２に流れる電流が変化し、それが原因でオペアンプ３６，３７の出力である電流信号が不用意に変化して空燃比検出に悪影響が及ぶおそれがある。これに対し、上述の通りスイッチ３９を設けることにより、空燃比検出に対する悪影響が排除できる。

この場合、図示の如くコンデンサ４０を設け、スイッチ３９のＯＦＦ時にその直前の電流信号レベル、すなわちインピーダンス検出直前の電流信号レベルを保持する構成としても良い。これにより、素子インピーダンスＺａｃの検出時にあっても適正な空燃比出力（実際にはスイッチＯＦＦ直前の電流信号）が得られるようになる。

（第２の実施の形態）
本発明の第２の実施の形態について、上記第１の実施の形態との相違点を中心に以下に説明する。

上記図１の構成では、Ａ／Ｆ検出信号を２系統で出力すべくオペアンプ３６，３７を並設したが、本実施の形態における図７の構成では、同じくＡ／Ｆ検出信号を２系統で出力するものの、オペアンプを一方の出力系統にのみ設ける。詳しくは、図７において、Ａ／Ｆ検出信号を出力する２系統のうち、広範囲検出信号（前記図１のＡ／Ｄ０入力に相当）はオペアンプを介さずに出力するのに対し、ストイキ検出信号（前記図１のＡ／Ｄ１入力に相当）はオペアンプ４１を介して出力する。オペアンプ４１の増幅率は１５倍である。
図７のセンサ制御回路３０についてＡ／Ｆの検出分解能を検証する。Ａ／Ｆセンサの空燃比検出範囲は第１の実施の形態と同様にＡ／Ｆ１１〜大気であり、その他センサ素子１０及びセンサ制御回路３０の具体的な数値条件も第１の実施の形態と同様である（前述の条件参照）。

かかる場合、広範囲検出信号はＢ点電圧として出力され、当該Ｂ点電圧は、大気時、Ａ／Ｆ１１時にそれぞれ以下の数値を示す。
Ｂ点電圧＝２．５Ｖ＋１８５Ω×２．５ｍＡ＝２．９６２５Ｖ
Ｂ点電圧＝２．５Ｖ＋１８５Ω×（−１．３ｍＡ）＝２．２５９５Ｖ
一方、オペアンプ４１はＡ／Ｆ１２〜Ａ／Ｆ２２を検出範囲とするものであり、ストイキ検出信号（図のＯＰ３）は、Ａ／Ｆ２２時、Ａ／Ｆ１１時においてそれぞれ以下の数値を示す。
ＯＰ３＝２．５Ｖ＋１８５Ω×０．８８４ｍＡ×１５倍＝４．９５３１Ｖ
ＯＰ３＝２．５Ｖ＋１８５Ω×（−０．７９ｍＡ）×１５倍＝０．３０７７５Ｖ
以上から、広範囲検出信号は、Ａ／Ｆ１１〜大気の空燃比検出範囲でＡ／Ｄ変換器（図１のＡ／Ｄ０）の作動電圧範囲内（０〜５Ｖ）に収まり、広範囲の空燃比検出範囲において適正なる信号出力が実現できる。また、ストイキ検出信号（オペアンプ４１の出力）は、Ａ／Ｆ１１〜Ａ／Ｆ２２の空燃比検出範囲でＡ／Ｄ変換器（図１のＡ／Ｄ１）の作動電圧範囲内（０〜５Ｖ）に収まり、ストイキを中心とする特定の空燃比検出範囲において適正なる信号出力が実現できる。

上記の数値条件の下、１０ｂｉｔＡ／Ｄを用いた場合のＡ／Ｆ１１〜大気の検出分解能を計算すると次のようになる。
（２．９６２５−２．２５９５）／５Ｖ×１０２４＝１４４
また、ストイキ近傍の１Ａ／Ｆ相当の電流変化が０．２ｍＡであれば、その検出分解能は次のようになる。
０．２ｍＡ×１８５Ω×１５倍／５Ｖ×１０２４＝１１４
この場合、１ＬＳＢ当たり０．００９Ａ／Ｆとなり、ストイキ近傍の高精度制御の要求（例えば、０．０１Ａ／Ｆ以下の分解能）を満足することができる。

本実施の形態の場合、広範囲検出信号については従来技術（図１６の回路構成）と同等の検出精度になるものの、広域の空燃比検出は可能となる。また、この広範囲検出信号と分けて設けたストイキ検出信号については十分な検出精度が確保できる。

なお、インピーダンス検出に関しては、便宜上図示は省略しているが、既述の説明と同様に図７のＢ点電圧の変化量とＤ点電圧の変化量とから素子インピーダンスＺａｃが演算される。その際、各点の電圧がＡ／Ｄ変換器（図１のＡ／Ｄ２，Ａ／Ｄ３）の作動電圧範囲内（０〜５Ｖ）に収まるよう設計がなされており、適正なるインピーダンス検出が実施できることに変わりない。

上記図７のセンサ制御回路３０においても、既述した第１の実施の形態における図５や図６の構成を採用することが可能である。つまり、図５の構成を採用し、オペアンプ４１において基準電圧ＶｆとＢ点電圧との電圧差を増幅する構成としたり、図６の構成を採用し、電流検出抵抗３２のＢ点端子からＡ／Ｆ検出（広範囲検出、ストイキ検出）に至る経路の途中にスイッチとコンデンサとを配置し、インピーダンス検出時において電流検出抵抗３２に流れる電流が変化する際、その電流変化が不用意に出力されるのを防止したりしても良い。

（第３の実施の形態）
本発明の第３の実施の形態について、上記第１の実施の形態との相違点を中心に以下に説明する。本実施の形態における図８の構成では、広範囲のＡ／Ｆ検出信号をオペアンプ４２を介して１系統で出力する構成としている。オペアンプ４２の増幅率は５倍である。

図８のセンサ制御回路３０についてＡ／Ｆの検出分解能を検証する。Ａ／Ｆセンサの空燃比検出範囲は第１の実施の形態と同様にＡ／Ｆ１１〜大気であり、その他センサ素子１０及びセンサ制御回路３０の具体的な数値条件も第１の実施の形態と同様である（前述の条件参照）。かかる場合、Ａ／Ｆ検出信号（図のＯＰ４）は、大気時、Ａ／Ｆ１１時にそれぞれ以下の数値を示す。
ＯＰ４＝２．５Ｖ＋１８５Ω×２．５ｍＡ×５倍＝４．８１２５Ｖ
ＯＰ４＝２．５Ｖ＋１８５Ω×（−１．３ｍＡ）×５倍＝１．２９７５Ｖ
上記の数値条件の下、１０ｂｉｔＡ／Ｄを用いた場合のＡ／Ｆ１１〜大気の検出分解能を計算すると次のようになる。
（４．８１２５−１．２９７５）／５Ｖ×１０２４＝７２０
この場合、従来技術（図１６の回路構成）と比較して５倍の分解能（７２０／１４４＝５）が得られることとなる。

また、ストイキ近傍の１Ａ／Ｆ相当の電流変化が０．２ｍＡであれば、その検出分解能は次のようになる。
０．２ｍＡ×１８５Ω×５倍／５Ｖ×１０２４＝３７
この場合、１ＬＳＢ当たり０．０３Ａ／Ｆとなり、ストイキ近傍の制御制御が幾分低下するものの、従来技術（図１６の回路構成）よりも検出分解能の向上が見込まれる。

本実施の形態によれば、空燃比の検出分解能を上げることができ、広域な空燃比検出範囲（Ａ／Ｆ１１〜大気の範囲）において適正なる信号出力が実現できる。

なお、インピーダンス検出に関しては、便宜上図示は省略しているが、既述の説明と同様に図８のＢ点電圧の変化量とＤ点電圧の変化量とから素子インピーダンスＺａｃが演算される。その際、各点の電圧がＡ／Ｄ変換器（図１のＡ／Ｄ２，Ａ／Ｄ３）の作動電圧範囲内（０〜５Ｖ）に収まるよう設計がなされており、適正なるインピーダンス検出が実施できることに変わりない。

上記図８のセンサ制御回路３０においても、既述した第１の実施の形態における図５や図６の構成を採用することが可能である。つまり、図５の構成を採用し、オペアンプ４２において基準電圧ＶｆとＢ点電圧との電圧差を増幅する構成としたり、図６の構成を採用し、電流検出抵抗３２のＢ点端子からオペアンプ４２に至る経路の途中にスイッチとコンデンサとを配置し、インピーダンス検出時において電流検出抵抗３２に流れる電流が変化する際、その電流変化が不用意に出力されるのを防止したりしても良い。

（第４の実施の形態）
上記第１〜第３の実施の形態では何れも、電流検出抵抗３２をセンサ素子１０の＋端子側に設けると共に印加電圧制御回路３５を同−端子側に設けた事例について説明したが、本実施の形態ではこれを逆にし、電流検出抵抗３２をセンサ素子１０の−端子側に設けると共に印加電圧制御回路３５を同＋端子側に設けた構成とする。図９には、上記図１の構成についての変形例を示す。図示及び詳細な説明は割愛するが、本実施の形態と同様の回路構成（センサ素子の＋−を逆にした構成）は勿論図７や図８の構成にも適用できる。説明の便宜上、図９では各構成部品に同一符号を付している。

図９において、Ａ／Ｆ検出時の印加電圧やインピーダンス検出時の交流電圧変化は、オペアンプ３４を介してセンサ素子１０の＋端子に与えられる。排ガスがリーンの場合、電流検出抵抗３２にはＤ→Ｅの向きに電流が流れ、Ｅ点電圧がＤ点電圧よりも低くなる。また、リッチの場合、逆にＥ→Ｄの向きに電流が流れ、Ｅ点電圧がＤ点電圧よりも高くなる。その結果、空燃比に対する電位論理は逆になり、オペアンプ３６，３７の帰還電流がＥ点に流れる。この場合、帰還電流がオペアンプ３１で吸収されるため、電流検出抵抗３２を流れる電流に影響が及ぶことはない。故に、図５や図６のように帰還電流吸収用のオペアンプ（図のオペアンプ３８）を別途設ける必要がなく、回路が簡素化できることになる。

上記図９のセンサ制御回路３０において、電流検出抵抗３２のＥ点端子からオペアンプ３６，３７に至る経路の途中にスイッチとコンデンサとを配置し、インピーダンス検出時において電流検出抵抗３２に流れる電流が変化する際、その電流変化が不用意に出力されるのを防止したりしても良い。

なお、本発明は上記実施の形態の記載内容に限定されず、例えば次のように実施してもよい。

上記図１や図７等の構成では、オペアンプを介してＡ／Ｄ変換器の作動電圧範囲を超える電圧（５Ｖ以上）が出力される場合が考えられる。具体的には、増幅率を１５倍とするオペアンプ３７，４１では、その出力がＡ／Ｄ変換器の作動電圧範囲を越え、Ａ／Ｄ変換器のラッチアップが懸念される。この場合、Ａ／Ｄ変換器の保護を図るには、オペアンプの出力（すなわちＡ／Ｄ入力）をＡ／Ｄ変換器の最大作動電圧付近で制限するのが望ましい。そこで、Ａ／Ｄ変換器の保護を図るべく、Ａ／Ｆ検出信号の出力部に５Ｖクランプ回路を設置した構成を以下に説明する。

図１０に示す構成では、オペアンプ３６，３７の出力部にそれぞれクランプ回路５１，５２が設けられている。クランプ回路５１はダイオード５１ａ，５１ｂ及び抵抗５１ｃよりなり、クランプ回路５２はダイオード５２ａ，５２ｂ及び抵抗５２ｃよりなる。より具体的には、クランプ回路５１では、オペアンプ３６の出力経路上のＰ点に、定電圧Ｖｃｃ（５Ｖ）に対して順方向にダイオード５１ａが接続されており、ダイオード５１ａの電圧降下が０．７Ｖであるとすれば図のＰ点が最大「５Ｖ＋０．７Ｖ」で保持される。なお、定電圧Ｖｃｃは、Ａ／Ｄ変換器の最大作動電圧相当の定電圧源に相当する。他方のクランプ回路５２も同様である。故に、オペアンプ３６，３７の出力がＡ／Ｄ変換器の最大作動電圧付近で制限される。

また、図１１に示す構成では、オペアンプ３６，３７の出力部にそれぞれクランプ回路５３，５４が設けられている。クランプ回路５３はｐｎｐ型トランジスタ５３ａ、ダイオード５３ｂ及び抵抗５３ｃ，５３ｄよりなり、クランプ回路５４はｐｎｐ型トランジスタ５４ａ、ダイオード５４ｂ及び抵抗５４ｃ，５４ｄよりなる。より具体的には、クランプ回路５３では、トランジスタ５３ａのエミッタ端子がオペアンプ３６の出力経路上のＱ点に接続されると共に、同ベース端子が定電圧Ｖｃｃ（５Ｖ）、ダイオード５３ｂ及び抵抗５３ｃよりなる基準電圧源に接続されている。この場合、定電圧Ｖｃｃ（５Ｖ）に対して逆方向にダイオード５３ｂが接続されており、ダイオード５３ｂの電圧降下が０．７Ｖであるとすればトランジスタ５３ａのベース入力電圧が４．３Ｖで保持される。また、トランジスタ５３ａのエミッタ−ベース間の電圧降下が０．７Ｖであるとすれば図のＱ点がほぼ５Ｖで保持される。他方のクランプ回路５４も同様である。故に、オペアンプ３６，３７の出力がＡ／Ｄ変換器の最大作動電圧付近で制限される。

上記実施の形態では、空燃比の全検出範囲（Ａ／Ｆ１１〜大気）と特定範囲（Ａ／Ｆ１２〜Ａ／Ｆ２２）との２つの検出範囲を設定し、それら各検出範囲について空燃比の検出精度を高める構成としたが、３つ以上の検出範囲を設定し各検出範囲について空燃比の検出精度を高めるようにすることも可能である。また、広義には上記の各範囲に限られず、比較的広い第１検出範囲と比較的狭い第２検出範囲とを設定しておき、増幅率ｍの第１増幅器により第１検出範囲に対応する広範囲出力を取得し、増幅率ｎ（ｎ＞ｍ）の第２増幅器により第２検出範囲に対応する狭範囲出力を取得する構成とすることも可能である。

その他、空燃比の全検出範囲を複数に縦割り区分して各々を複数の検出範囲として設定することも可能である。例えば、Ａ／Ｆ１１〜大気を全検出範囲とする場合において、Ａ／Ｆ１１〜Ａ／Ｆ２２の検出範囲とＡ／Ｆ２２〜大気の検出範囲とをそれぞれ設定する。この場合、複数の検出範囲は離れて設けられても良いし、一部重複して設けられても良い。かかる構成にあっても、上記各実施の形態の適用により同様の効果が得られる。

上記各実施の形態では、電流検出抵抗３２により計測した電流変化量から素子インピーダンスを算出する構成としたが、電流検出抵抗３２によらず電流変化量（又は電圧変化量）を計測して素子インピーダンスを算出する構成とすることも可能である。また、インピーダンス検出を要件としないガス濃度検出装置としての実施も可能である。

上記実施の形態では、図２のセンサ素子構造を有するＡ／Ｆセンサについて説明してきたが、他のセンサ素子構造を有するＡ／Ｆセンサに適用することも可能である。例えば、図１２に示すセンサ素子６０では、２層の固体電解質６１，６２を有しており、一方の固体電解質６１には一対の電極６３，６４が対向配置され、他方の固体電解質６２には一対の電極６５，６６が対向配置されている。なお、電極６３〜６５は図の左右対象に２カ所に見えるが、それらは紙面の前後何れかの部位で連結された同一部材である。本センサ素子６０では、固体電解質６１及び電極６３，６４によりポンプセル７１が構成され、固体電解質６２及び電極６５，６６により酸素検知セル７２が構成されている。センサ素子６０が積層構造を有することは、前述のセンサ素子１０と同じである。図１２において、符号６７はガス導入孔、符号６８は多孔質拡散層、符号６９は大気ダクト、符号７０はヒータである。

酸素検知セル７２の電極６６の電位は比較器８２の−入力端子に入力され、同比較器８２の＋入力端子には比較電圧Ｖｒｅｆが入力される。ポンプセル７１の電極６３と比較器８２の出力との間には電流検出抵抗８３が接続されており、その電流検出抵抗８３の両端子のＡ点及びＢ点がセンサ出力として取り出されるようになっている。

上記センサ素子構造のＡ／Ｆセンサにおいて、酸素検知セル７２は、排ガスがストイキに対してリーンかリッチかに応じて２値（０Ｖ又は０．９Ｖ）の起電力出力を発生する。例えばリーンである場合、酸素検知セル７２の起電力出力が小さくなり、比較器８２の出力（図のＢ点電圧）が上昇する。故に、電流検出抵抗８３にはＢ→Ａの向きに電流が流れる。また逆に、リッチである場合、酸素検知セル７２の起電力出力が大きくなり、比較器８２の出力（図のＢ点電圧）が低下する。故に、電流検出抵抗８３にはＡ→Ｂの向きに電流が流れる。なお、酸素検知セル７２は、一般に起電力セル、酸素濃度検出セルとも称される。

図１３は、上記図１２のセンサ素子構造を有するＡ／Ｆセンサについてセンサ制御回路８０の構成を示す回路図である。図１３において、ポンプセル７１及び酸素検知セル７２の共通端子には基準電圧電源８１が接続されている。また、これら各セル７１，７２を通じてオペアンプ８２及び電流検出抵抗８３を有する閉回路が構成されており、オペアンプ８２の非反転端子（＋端子）には比較電圧Ｖｒｅｆ（０．４５Ｖ）を生成する比較電圧生成回路８４が接続されている。リーン時にはＢ→Ａの向きに電流検出抵抗８３に電流が流れ、逆にリッチ時にはＡ→Ｂの向きに電流検出抵抗８３に電流が流れることは前述した通りである。かかる場合、酸素検知セル７２の出力電圧が所定値になるようポンプセル７１がフィードバック制御されるようになっている（但し、フィードバック制御回路については既に種々公開されておりここでは図示及び詳細な説明を省略する）。

また、電流検出抵抗８３の両端子Ａ点、Ｂ点には、増幅率５倍のオペアンプ８５と増幅率１５倍のオペアンプ８６とがそれぞれ接続されている。この場合、オペアンプ８５は「第１増幅器」に相当し、該オペアンプ８５の出力により空燃比の全検出範囲（例えばＡ／Ｆ１１〜大気）についてＡ／Ｆ検出が可能となる。また、オペアンプ８６は「第２増幅器」に相当し、該オペアンプ８６の出力により空燃比の全検出範囲のうちストイキを含む特定範囲（例えばＡ／Ｆ１２〜Ａ／Ｆ２２）についてＡ／Ｆ検出が可能となる。オペアンプ８５の出力が「広範囲出力」に相当し、オペアンプ８６の出力が「狭範囲出力」に相当する。

上記図１３の構成においても、既述した優れた効果を奏する。すなわち、空燃比の検出範囲毎にオペアンプ８５，８６が設けられるため、個別の検出範囲に最適な増幅処理を行わせることができる。その結果、所望とする広域の空燃比検出範囲（高リーン、高リッチを含む範囲）においてその検出精度を向上させることができるようになる。また、特にストイキ及びその近傍の空燃比の検出精度が向上し、ひいては高精度なストイキ制御が実現できる。

上記図１３のセンサ制御回路８０では、電流検出抵抗８３の両端子のＡ点、Ｂ点は何れも固定されず変動するが、以下の図１４に示すセンサ制御回路９０では電流検出抵抗の一方の端子を固定できる構成を提案する。

図１４において、ポンプセル７１及び酸素検知セル７２の共通端子にはオペアンプ９３を通じて基準電圧Ｖｆ１と同等の電圧（例えば３Ｖ）が印加される。つまり、図のＢ点電圧は３Ｖ固定となる。また、酸素検知セル７２を通じてフィードバック回路９１及び電流検出抵抗９２を有する閉回路が構成されている。フィードバック回路９１内の基準電圧Ｖｆ２は例えば２．５５Ｖである。

センサ制御回路９０の動作をリッチ時を例に説明する。リッチ時には、酸素検知セル７２の起電力により図のＣ１点が３．４５Ｖに上がるため、フィードバック回路９１内のＣ２点の電位が下がる。すると、フィードバック回路９１の出力、すなわちＡ点電圧が上昇する。つまり、リッチ時にはＡ→Ｂの向きに電流検出抵抗８３に電流が流れる。逆に、リーン時にはＢ→Ａの向きに電流検出抵抗８３に電流が流れる。

また、電流検出抵抗９２の両端子Ａ点、Ｂ点には、増幅率５倍のオペアンプ９４と増幅率１５倍のオペアンプ９５とがそれぞれ接続されている。この場合、オペアンプ９４は「第１増幅器」に相当し、該オペアンプ９４の出力により空燃比の全検出範囲（例えばＡ／Ｆ１１〜大気）についてＡ／Ｆ検出が可能となる。また、オペアンプ９５は「第２増幅器」に相当し、該オペアンプ９５の出力により空燃比の全検出範囲のうちストイキを含む特定範囲（例えばＡ／Ｆ１２〜Ａ／Ｆ２２）についてＡ／Ｆ検出が可能となる。オペアンプ９４の出力が「広範囲出力」に相当し、オペアンプ９５の出力が「狭範囲出力」に相当する。

上記図１４の構成においても、既述した優れた効果を奏する。すなわち、所望とする広域の空燃比検出範囲（高リーン、高リッチを含む範囲）においてその検出精度を向上させることができるようになる。また、特にストイキ及びその近傍の空燃比の検出精度が向上し、ひいては高精度なストイキ制御が実現できる。図１３及び図１４の構成においては、上述した第２〜第４の実施の形態等が適宜適用できる。

その他に、図１５に示すセンサ素子構造であっても良い。図１５のセンサ素子１００では、３層の固体電解質１０１，１０２，１０３を有し、固体電解質１０１には一対の電極１０４，１０５が対向配置され、固体電解質１０２には一対の電極１０６，１０７が対向配置されている。本センサ素子１００では、固体電解質１０１及び電極１０４，１０５によりポンプセル１１１が構成され、固体電解質１０２及び電極１０６，１０７により酸素検知セル１１２が構成されている。また、固体電解質１０３は、酸素基準室１０８を確保するための壁材を構成している。センサ素子１００が積層構造を有することは、前述のセンサ素子１０等と同じである。図１５において、符号１０９は多孔質拡散層、符号１１０はガス検出室である。なお、酸素検知セル１１２は、前記図１２の酸素検知セル７２と同様、一般に起電力セル、酸素濃度検出セルとも称される。

酸素検知セル１１２の電極１０７の電位は比較器１１３の−入力端子に入力され、同比較器１１３の＋入力端子には比較電圧Ｖｒｅｆが入力される。ポンプセル１１１の電極１０４と比較器１１３の出力との間には電流検出抵抗１１４が接続されており、その電流検出抵抗１１４の両端子のＡ点及びＢ点がセンサ出力として取り出されるようになっている。この場合、リーン時にはＢ→Ａの向きに電流検出抵抗１１４に電流が流れ、逆にリッチ時にはＡ→Ｂの向きに電流検出抵抗１１４に電流が流れる。センサ制御回路に関する構成は既述の通りであり、その説明は省略する。

前記図１２や図１５で説明した２セル構造のセンサ素子においては、酸素検知セルの印加電圧を適宜操作することにより、当該酸素検知セルの内部抵抗を検出する構成とすることが可能である。すなわち、定期的な内部抵抗検出期間において、酸素検知セルに所定の計測電流を流すことにより酸素検知セルの内部抵抗値に対応する電圧変化を生じさせ、その電圧変化量を計測する。これにより、酸素検知セルの内部抵抗が電圧に変換されて出力できるようになっている。より具体的には、所定時間毎に、酸素検知セルにて生じる内部起電力と逆極性の一定電流（抵抗値計測用電流）を所定時間、酸素検知セルに流し、その際の酸素検知セルの両端の電圧変化量を計測する。かかる場合、酸素検知セルだけでなくポンプセルにも同様に逆極性の一定電流を流すようにすることにより、酸素検知セルだけでなくポンプセルの内部抵抗も同時に検出できる。なお、前記逆極性の一定電流を流した後には、これとは更に逆の極性（例えば抵抗値計測用電流が負極性であれば、正極性）の一定電流を所定時間流すようにし、濃度検出可能な状態への早期復帰を図るようにしても良い。

また、酸素検知セルに対して、一定周波数（例えば数ｋＨｚ程度）の交流パルスを印加し、その際の酸素検知セルの端子電圧変化をモニタする構成とする。かかる場合、酸素検知セルの端子電圧変化は酸素検知セルの内部抵抗値に対応していることから、やはり酸素検知セルの内部抵抗が検出できる。

酸素濃度を検出対象とするＡ／Ｆセンサ以外にも、他のガス濃度を検出対象とするガス濃度センサにも本発明が適用できる。例えば、複合型のガス濃度センサは、固体電解質にて形成された複数のセルを有し、そのうち第１セル（ポンプセル）では被検出ガス中の酸素を排出又はくみ出すと共に酸素濃度を検出し、第２セル（センサセル）では酸素排出後のガスから特定成分のガス濃度を検出する。このガス濃度センサは、例えば排ガス中のＮＯｘ濃度を検出するＮＯｘセンサとして具体化されるものであり、本発明の適用によりＮＯｘ濃度の検出精度が向上する。また、上記第１セル、第２セルに加え、酸素排出後の残留酸素濃度を検出するための第３セル（モニタセル、若しくは第２ポンプセル）等の複数のセルを有するガス濃度センサであっても良い。

ＮＯｘ濃度を検出可能とする他に、特定成分のガス濃度としてＨＣ濃度やＣＯ濃度を検出可能とするガス濃度センサにも適用できる。この場合、ポンプセルにて被検出ガス中の余剰酸素を排出し、センサセルにて余剰酸素排出後のガスからＨＣやＣＯを分解してＨＣ濃度やＣＯ濃度を検出する。更に、自動車用以外のガス濃度検出装置に用いることや、排ガス以外のガスを被検出ガスとすることも可能である。

１０…センサ素子、
１１…固体電解質、
１２…拡散層、
１４…絶縁層、
１７…大気ダクト、
２０…マイコン、
３０…センサ制御回路、
３２…電流検出抵抗、
３６，３７…オペアンプ、
３９…スイッチ、
４０…コンデンサ、
４１，４２…オペアンプ、
５１〜５４…クランプ回路、
５１ａ，５２ａ…ダイオード、
５３ａ，５４ａ…ｐｎｐトランジスタ、
６０…センサ素子、
６１，６２…固体電解質、
６９…大気ダクト、
７１…ポンプセル、
７２…酸素検知セル、
８０…センサ制御回路、
８３…電流検出抵抗、
８５，８６…オペアンプ、
９０…センサ制御回路、
９２…電流検出抵抗、
９４，９５…オペアンプ、
１００…センサ素子、
１０１，１０２…固体電解質、
１０８…酸素基準室、
１１１…ポンプセル、
１１２…酸素検知セル。

Claims (15)

1. 固体電解質よりなるセンサ素子を有し被検出ガス中の特定成分のガス濃度を広域に検出可能なガス濃度センサと、センサ素子への電圧印加時に当該素子に流れる電流を計測するための電流検出抵抗と、該電流検出抵抗により計測した信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器とを備え、Ａ／Ｄ変換後の前記信号に基づいてガス濃度演算を実施するとともに、前記電流検出抵抗の第１端子に固定の基準電圧を印加しておき、前記センサ素子の印加電圧又は電流を交流的に変化させた時に前記電流検出抵抗の第２端子の電圧値を計測してセンサ素子の抵抗値を検出する一方、前記センサ素子が、ガス濃度検出時の素子電流に対して素子抵抗検出時における電流変化が大きいものであるガス濃度検出装置において、
   ガス濃度の全検出範囲内に複数の検出範囲を設定しておき、前記電流検出抵抗により計測した信号を、少なくとも１つの検出範囲では所定の増幅率を有する増幅器にて増幅した後前記Ａ／Ｄ変換器に対して出力し、他の検出範囲では増幅器を介さずに前記Ａ／Ｄ変換器に対して出力するものとし、
   前記増幅器と前記電流検出抵抗の第２端子との間に、その両者間を開放又は閉鎖するためのスイッチ手段を設けたことを特徴とするガス濃度検出装置。
2. 前記複数の検出範囲として比較的広い第１検出範囲と比較的狭い第２検出範囲とを設定し、前記第１検出範囲に対応する広範囲出力を増幅器を介さずに出力すると共に、前記第２検出範囲に対応する狭範囲出力を増幅器を介して出力する請求項１記載のガス濃度検出装置。
3. 前記複数の検出範囲としてガス濃度の全検出範囲とその一部である特定範囲とを設定し、前記全検出範囲に対応する広範囲出力を増幅器を介さずに出力すると共に、前記特定範囲に対応する狭範囲出力を増幅器を介して出力する請求項１記載のガス濃度検出装置。
4. 前記センサ素子は、板状の固体電解質と、それに積層された拡散層及び絶縁層と、酸素基準室とを有する積層型素子である請求項１乃至３の何れかに記載のガス濃度検出装置。
5. 前記ガス濃度センサは、燃焼ガスの空燃比を広域に検出可能なセンサ素子を有するものである請求項１乃至４の何れかに記載のガス濃度検出装置。
6. 前記ガス濃度センサは、燃焼ガスの空燃比を広域に検出可能なセンサ素子を有するものであって、前記特定範囲は、理論空燃比を含む範囲に設定される請求項３記載のガス濃度検出装置。
7. 前記センサ素子は、被検出ガス中の酸素を出し入れするポンプセルと、同被検出ガスの酸素濃度に応じた信号を出力する酸素検知セルとを積層してなる積層型素子であり、酸素検知セルの出力信号が所定値になるようにポンプセルを制御するようにした請求項１乃至３の何れかに記載のガス濃度検出装置。
8. 前記酸素検知セルの内部抵抗を電圧に変換する構成を有する請求項７記載のガス濃度検出装置。
9. 前記ガス濃度センサは、燃焼ガスの空燃比を広域に検出可能な空燃比センサである請求項８記載のガス濃度検出装置。
10. 前記ガス濃度センサは、固体電解質にて形成された複数のセルを有し、そのうち第１セルでは被検出ガス中の酸素を排出又はくみ出し、第２セルでは酸素排出後のガスから特定成分のガス濃度を検出するものである請求項１乃至４の何れかに記載のガス濃度検出装置。
11. 前記増幅器の正負各入力端子に前記電流検出抵抗の両端子の電圧をそれぞれ入力する構成を有し、該増幅器の帰還電流経路には帰還電流吸収のためのオペアンプを設置した請求項１乃至１０の何れかに記載のガス濃度検出装置。
12. 請求項１乃至１１の何れかに記載のガス濃度検出装置において、前記増幅器と前記スイッチ手段との間に、当該スイッチ手段の開放時にその直前の電圧レベルを保持するためのコンデンサを接続したガス濃度検出装置。
13. 前記増幅器の出力部には、前記増幅器の出力を前記Ａ／Ｄ変換器の最大作動電圧付近で制限するクランプ回路が設けられている請求項１乃至１２の何れかに記載のガス濃度検出装置。
14. 請求項１３に記載のガス濃度検出装置において、前記クランプ回路は、前記増幅器の出力経路から前記Ａ／Ｄ変換器の最大作動電圧相当の定電圧源に対して順方向に接続されたダイオードを有するガス濃度検出装置。
15. 請求項１３に記載のガス濃度検出装置において、前記クランプ回路は、エミッタ端子が前記増幅器の出力経路に接続されると共にベース端子が基準電圧源に接続されたｐｎｐ型トランジスタを有し、当該トランジスタのベース入力電圧を、前記Ａ／Ｄ変換器の最大作動電圧相当の定電圧源からベース−エミッタ間の電圧降下分だけ減算した電圧値としたガス濃度検出装置。

Images