JP4561518B2 - 交流励磁同期発電機を用いた発電装置とその制御方法。 - Google Patents

Description

本発明は、電力系統へ接続した交流励磁同期発電機を用いた風力発電装置、特に回転子の位置センサが無い発電機を備えた発電装置に関する。

風力発電装置に用いられる交流励磁同期発電機は、電力変換器で回転子巻線をすべり周波数で励磁することで、固定子側に系統周波数と同じ周波数の交流電圧を出力することができ、回転数を可変にできるとともに電力変換器の容量を小さくできる。

交流励磁同期発電機を用いたシステムでは、電力変換器容量が発電機容量に比べて小さい場合が多く、その場合、発電機回転数が所定の範囲内に入ったとき、発電機を系統に同期させて並列させる必要がある。そのため、風力発電装置は風の強弱の影響により、頻繁に停止、起動を行うことになる。

交流励磁同期発電機を用いた風力発電システムの起動は、発電機固定子と系統を接続する開閉器が開の状態から始まり、まず風により風車が回転を始め、次に風車制御装置は発電機の固定子と系統の両者の電圧の振幅と位相を同期させる電圧同期動作を指令する。このとき励磁装置は、回転子の回転数検出器から演算した回転周波数と系統周波数の差の周波数（すべり周波数）で回転子巻線を励磁するので、励磁初期から固定子には系統の周波数とほぼ一致した周波数を作ることができる。固定子と系統電圧の振幅と位相の同期が完了したときに前記開閉器を閉じ、発電機と系統を電気的に接続して、発電機から電力系統に電力を供給する。

なお、特許文献１には、交流励磁同期発電機を備えた可変速揚水発電装置の同期並入が開示されている。

特開２０００−３０８３９８号公報（図１、（００２７）段落から（ ００３５）段落の記載）

前記従来技術では、交流励磁同期発電機が回転位置／回転数センサを備えていない場合には、系統への同期投入前にすべり周波数、すなわち系統周波数と回転周波数の差が演算できないので、系統に並列できない。

本発明の目的は、回転位置／回転数センサを備えていない交流励磁同期発電機を短時間で系統に同期投入できる発電装置を提供することである。

本発明は、交流励磁同期発電機の系統電圧への同期投入のための二次巻線の励磁開始時に、固定周波数で二次巻線の励磁を開始し、その結果現れる系統周波数と異なる固定子電圧の周波数と、系統電圧の周波数との差からすべり周波数を演算して、その後すべり周波数で励磁を開始し、固定子に系統周波数とほぼ一致する周波数の電圧を出力し、その後回転数が変化した場合や位相が異なる場合には位相差を零にするように位相を調整する。

本発明の風力発電装置は、交流励磁同期発電機の系統への同期投入において位置センサが無い場合においても電圧投入が可能にできる。

交流励磁同期発電機を短時間で系統に同期投入するという目的を、最小のセンサ数、かつ簡単な制御方法で実現した。以下本発明の詳細を図面を用いて説明する。

図１は、本実施例の装置構成を示す単線結線図である。まず、発電電力を出力する電気配線および装置について説明する。発電機Ｇenは、二次励磁型の発電機（交流励磁同期発電機）で、発電機Ｇenの回転子は、ギアなどを介して風力発電用の風車１０１に接続されており、風の力を受けて回転する。発電機Ｇenの固定子側の３相交流出力は、外部信号Ｓｇ₁によって開閉可能な例えば電磁接触器ＣＴＴ₁の二次側に接続される。また電磁接触器ＣＴＴ₁の一次側は、電磁接触器ＣＴＴ₂の一次側と遮断器ＢＲの二次側とに接続される。遮断器ＢＲの一次側は電力系に接続される。遮断器ＢＲは、例えば、電流過大で遮断器を開放し電流を遮断する機能を具備し、遮断器ＢＲが投入されると風力発電装置の制御装置に電源が供給される。

また、電磁接触器ＣＴＴ₂の二次側は、デルタ結線されたコンデンサＣｎおよびリアクトルＬｎを介して電力変換器ＣＮＶの交流出力端に接続する。一方、電力変換器ＣＮＶの直流出力端は、直流の平滑コンデンサＣｄを介して電力変換器ＩＮＶの直流出力端子に接続する。電力変換器ＣＮＶと電力変換器ＩＮＶとは、例えば電力半導体スイッチング素子（サイリスタ、ＧＴＯ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴなど）を用いて構成されており、それぞれ、交流を直流に変換または直流を交流に変換する。電力変換器ＩＮＶの交流出力端子は、リアクトルＬｒとコンデンサＣｒとを介して発電機Ｇenの二次側巻線端子に接続される。

次に、発電電力を制御するための配線および装置について説明する。遮断器ＢＲの二次側の３相電圧と３相電流とは、それぞれ電圧センサＰＴｓ、電流センサＣＴｓによりその値が低電圧の信号Ｖｓ、Ｉｓに変換されて制御装置ＣＴＲＬに入力される。また、電磁接触器ＣＴＴ₁の二次側、すなわち電磁接触器ＣＴＴ₁と発電機固定子との間の電圧と電流は、それぞれ電圧センサＰＴｇおよび電流センサＣＴｋにより低電圧の信号ＶｇおよびＩ₁に変換されて、制御装置ＣＴＲＬに入力される。電磁接触器ＣＴＴ₂の二次側、すなわち電磁接触器ＣＴＴ₂と電力変換器ＣＮＶとの間の３相電流は、電流センサＣＴｎでその値を低電圧の信号Ｉｎに変換し、制御装置ＣＴＲＬに入力される。電力変換器ＣＮＶと、電力変換器ＩＮＶの直流部に接続された平滑コンデンサＣｄの電圧は、電圧センサにより低電圧の信号Ｅdcに変換されて制御装置ＣＴＲＬに入力される。また、風車コントローラＷＴＣＴＲＬは、制御装置ＣＴＲＬに起動、停止などの各種指令値を送ったり、風車の状態量を検出する機能を備える。

次に、図２と図３とを用いて制御装置ＣＴＲＬの機能を説明する。制御装置ＣＴＲＬは、電磁接触器ＣＴＴ₁、ＣＴＴ₂を、それぞれ信号Ｓｇ₁、Ｓｇ₂で制御する。また、制御装置ＣＴＲＬは、電力半導体スイッチング素子を備えた電力変換器ＩＮＶ、ＣＮＶのそれぞれを駆動制御するパルス信号Ｐulse_inv、Ｐulse_cnvを出力する。

電力変換器ＣＮＶは、発電機Ｇenが電磁接触器ＣＴＴ₁を介して電力系統に接続される前、すなわち風力発電装置の起動中から、平滑コンデンサＣｄの直流電圧Ｅdcを一定に制御する。このため、電力変換器ＣＮＶは直流電圧制御および系統無効電力零（力率１）制御を実施する。ここで、電力変換器ＩＮＶが平滑コンデンサＣｄのエネルギーを消費し、直流電圧が低下すれば、電力変換器ＣＮＶの直流電圧制御は交流電力を使用して平滑コンデンサＣｄを充電して直流電圧Ｅdcを一定に保つように動作する。逆に電力変換器ＩＮＶが平滑コンデンサＣｄ充電して直流電圧Ｅdcが上昇する場合には電力変換器ＣＮＶの直流電圧制御は直流電力を交流電力に変換して放電し、直流電圧Ｅdcを一定に保つように動作する。

図２を用いて、電力変換器ＣＮＶの制御について説明する。交流電圧検出値Ｖｓは、位相検出器ＴＨＤＥＴと３相２相変換器３２trsに入力される。位相検出器ＴＨＤＥＴは、系統の電圧に追従する位相信号ＴＨｓを、例えば位相同期ループ（ＰＬＬ：Phase Locked Loop）方式で演算し、この位相信号ＴＨｓを３相２相座標変換器３２dqtrsおよび２相３相座標変換器ｄｑ２３trsに出力する。直流電圧指令値Ｅrefと直流電圧検出値Ｅdcは直流電圧調整器ＤＣＡＶＲ（例えば比例積分制御器により構成）に入力される。直流電圧調整器ＤＣＡＶＲは、入力された指令値Ｅrefと検出値Ｅdcの偏差が零になるように出力のｄ軸電流指令値（有効分電流指令値）Ｉdnstrを調整し、電流調整器１−ＡＣＲに出力する。

３相２相座標変換器３２dqtrsは入力された電流センサＣＴｎからの信号Ｉｎを（数１）式に示した変換式を用いて、ｄ軸電流検出値Ｉdn（有効分電流）とｑ軸電流検出値Ｉqn（無効分電流）を演算し、ｄ軸電流検出値Ｉdnを電流調整器１−ＡＣＲに、ｑ軸電流検出値Ｉqnを電流調整器２−ＡＣＲに出力する。

電流調整器１−ＡＣＲは、ｄ軸電流指令値Ｉdnstrとｄ軸電流検出値Ｉdnの偏差を零にするように出力のｄ軸電圧指令値Ｖdn₀を調整し、加算器３０１に出力する。同様に、電流調整器２−ＡＣＲは、ｑ軸電流指令値（＝０）とｑ軸電流検出値Ｉqnの偏差を零にするように出力のｑ軸電圧指令値Ｖqn₀を調整し、加算器３０２に出力する。ここで前電流調整器１−ＡＣＲ、２−ＡＣＲは、例えば比例積分制御器により構成できる。

３相２相変換器３２trsは入力された電圧センサＰＴｓからの信号Ｖｓから（数２）式に示した変換式を用いて、α成分Ｖｓαとβ成分Ｖｓβを演算し、さらに（数３）式を用いてｄ軸電圧検出値（系統電圧ベクトルに一致する位相成分）Ｖdsとｑ軸電圧検出値（前記ｄ軸電圧検出値Ｖdsと直交する成分）Ｖqsを演算し、それぞれを加算器３０１、３０２に出力する。

加算器３０１は、ｄ軸電圧指令値Ｖdn₀とｄ軸電圧検出値Ｖdsを加算して２相３相座標変換器ｄｑ２３trsに出力する。同様に加算器３０２は、ｑ軸電圧指令値Ｖqn₀とｑ軸電圧検出値Ｖqsを加算して２相３相座標変換器ｄｑ２３trsに出力する。２相３相座標変換器ｄｑ２３trsは、位相信号ＴＨｓと、前記各加算器の結果Ｖdn、Ｖqnを入力し、（数４）式および（数５）式に示した変換式により電圧指令値Ｖun、Ｖvn、Ｖwnを演算し、ＰＷＭ演算器ＰＷＭｎに出力する。

ＰＷＭ演算器ＰＷＭｎは、入力された電圧指令Ｖun、Ｖvn、Ｖwnからパルス幅変調（ＰＷＭ）方式により電力変換器ＣＮＶを構成するｎ個の電力半導体素子をオン・オフするゲート信号Ｐulse_cnvを演算し、電力変換器ＣＮＶに出力する。

次に、電力変換器ＩＮＶの制御について図２を用いて説明する。電力演算器ＰＱＣＡＬは、システム電流を検出する電流センサＣＴｓが出力する信号Ｉｓを前記（数１）式に示す変換により検出した、系統電圧のＵ相ベクトルと同じ向きであるｄ軸電流Ｉdsと、系統電圧のＵ相ベクトルと直交するｑ軸電流Ｉqsと、前記ｄ軸電圧検出値Ｖdsと、ｑ軸電圧検出値Ｖqsとを入力し、（数６）式により、システムの有効電力Ｐｓと無効電力Ｑｓを演算する。

有効電力調整器ＡＰＲは、有効電力Ｐｓと風力発電装置の出力電力指令Ｐrefを入力し、出力電力指令値Ｐrefと前記有効電力Ｐｓとの偏差を零にする有効電流指令値Ｉｑ₀を出力する。ここでは、有効電力指令Ｐrefの例で説明するが、トルク指令を代りに用いる場合は、トルク指令に発電機の回転数を乗じて有効電力指令に変換して制御すればよい。

無効電力調整器ＡＱＲは、無効電力Ｑｓと風力発電装置の出力電力指令Ｑrefを入力し、出力電力指令値Ｑrefと前記無効電力Ｑｓとの偏差を零にする励磁電流指令値Ｉｄ₀を出力する。ここで有効電力調整器ＡＰＲ、無効電力調整器ＡＱＲは、例えば比例積分器により構成できる。

前記有効電力調整器ＡＰＲ、無効電力調整器ＡＱＲの各出力の有効電流指令値Ｉｑ₀および励磁電流指令値Ｉｄ₀は切り換え器ＳＷに入力される。切り換え器ＳＷは前記有効電力調整器ＡＰＲ、無効電力調整器ＡＱＲの出力を使用するか、または、トルク電流指令値に零を励磁電流指令値に電圧調整器の出力を使用するかを決定する。ここで、切り換え器ＳＷは電磁接触器ＣＴＴ₁が投入される前、すなわち発電機固定子電圧を系統電圧に同期させる電圧同期運転時には、後者、すなわちトルク電流指令値に零、励磁電流指令値に電圧調整器の出力を使用し、電磁接触器ＣＴＴ₁を投入してからは前者、すなわち各電力調整器の出力を選択する。

次に電圧調整器ＡＶＲについて図３を用いて説明する。電圧調整器ＡＶＲは、発電機固定子電圧Ｖｇの振幅値Ｖgpkをフィードバック値とし、系統電圧を検出する電圧センサＰＴｓが出力する信号Ｖｓの振幅値にフィルタＦＩＬを通した値を指令値Ｖsrefとして入力し、前記発電機固定子電圧Ｖｇの振幅値と前記指令値Ｖsrefの偏差を零にする励磁電流指令値Ｉｄ₁を切り換え器ＳＷに出力する。ここで電圧調整器ＡＶＲは、例えば比例積分制御器により構成できる。この電圧調整器ＡＶＲは、電磁接触器ＣＴＴ₁が開状態で動作させ、系統電圧の振幅値に発電機Ｇenの固定子電圧の振幅値を一致させるため、電力変換器ＩＮＶから発電機Ｇenの二次側に流す励磁電流指令値を演算する働きをもつ。

３相２相座標変換器３２dqtrsは入力された電流Ｉｒおよびロータの位相ＴＨｒから（数７）式に示した変換式を用いて、ｄ軸電流検出値Ｉdr（励磁電流成分）とｑ軸電流検出値Ｉqr（トルク電流成分）を演算し、ｄ軸電流検出値Ｉdrを電流調整器４−ＡＣＲに、ｑ軸電流検出値Ｉqrを電流調整器３−ＡＣＲに出力する。

電流調整器４−ＡＣＲは、ｄ軸電流指令値Ｉｄ₁またはＩｄ₀とｄ軸電流検出値Ｉdrの偏差を零にするように出力のｄ軸電圧指令値Ｖdrを調整する。同様に、電流調整器３−ＡＣＲは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ₁またはＩｑ₀とｑ軸電流検出値Ｉqrの偏差を零にするように出力のｑ軸電圧指令値Ｖqrを調整する。ここで電流調整器３−ＡＣＲ、４−ＡＣＲは例えば比例積分器により構成できる。

ｄ軸電圧指令値Ｖdrとｑ軸電圧指令値Ｖqrは２相３相座標変換器ｄｑ２３trsに入力され、２相３相座標変換器ｄｑ２３trsは、位相信号ＴＨｒと、前記各入力値から、（数８）式および（数９）式に示した変換式により電圧指令値Ｖur、Ｖvr、Ｖwrを演算し、ＰＷＭ演算器ＰＷＭｒに出力する。

ＰＷＭ演算器ＰＷＭｒは、入力された電圧指令Ｖur、Ｖvr、Ｖwrからパルス幅変調（ＰＷＭ）方式により前記電力変換器ＩＮＶを構成するｍ個の電力半導体素子をオン・オフするゲート信号Ｐulse_invを演算し、電力変換器ＩＮＶに出力する。

次に、図３を用いて同期制御器ＳＹＮＣについて説明する。図３に示す同期制御器ＳＹＮＣは系統電圧Ｖｓを３相２相変換して得られるＶαとＶβと、発電機Ｇenの固定子電圧Ｖｇの一相分、図３ではＵ相電圧Ｖguを入力する。同期制御器ＳＹＮＣは大別して２つの機能を持つ。一つは固定子電圧Ｖｇの振幅値を系統電圧の振幅値に合わせるための電圧指令値を演算する機能、二つ目は固定子電圧Ｖｇの位相を系統電圧の位相に合わせるための位相補正値ＬＴＨを演算する機能である。図３に示す同期制御器ＳＹＮＣは、まず電圧振幅値を合わせ、その後電圧位相を調整するように動作する。

電圧振幅を同期させるために、ＶαとＶβの２乗和平方根から系統電圧の振幅値Ｖspkを演算し、演算した振幅値Ｖspkに一次遅れフィルタＦＩＬなどでリップル分を除いて電圧調整器ＡＶＲの電圧指令値Ｖsrefとして用いる。本実施例では、固定子電圧Ｖｇは一相分しか検出していないためＵ相電圧Ｖguの振幅値を求めるために、例えば、系統周波数（５０／６０Ｈｚ）で一周期の期間の最大値を振幅値として用い、電圧調整器ＡＶＲのフィードバック値Ｖgpkに用いるとともに、振幅同期判定器ＣＭＰＰＫにも使用する。振幅同期判定器ＣＭＰＰＫは、電圧指令値Ｖsrefと系統電圧の振幅値Ｖgpkとを比較し、その差がある所定以内にある場合、例えば振幅値Ｖgpkが電圧指令値Ｖsrefの９０％〜１１０％、好ましくは９５％〜１０５％の値である場合に振幅同期フラグＦＬＧ＿ＶＧを“１”にセットし、それ以外の場合には“０”を出力する。

同期制御器ＳＹＮＣの位相同期機能は、振幅同期フラグＦＬＧ＿ＶＧが“１”になっている間、すなわち電圧指令値Ｖsrefと系統電圧の振幅値Ｖgpkとが概略一致しているときに動作する。前記系統電圧のα項Ｖαは、系統電圧のＵ相に一致するため、このＶαと固定子電圧のＵ相電圧Ｖguの位相を一致させるため、その差分を利用する。

いま、系統電圧の振幅値Ｖgpkと固定子電圧の振幅が一致しているものとし、系統電圧の角周波数をω₀、固定子電圧の角周波数ω₁とし、位相差をｄＴＨ、時間をｔとすると、その差分の絶対値ＡＢＳＤＶは、絶対値演算器ａｂｓにて（数１０）式により演算される。

ここで、励磁位相ＴＨｒは、系統電圧の位相ＴＨｓから回転位相ＴＨを減じた値に相当するので、回転位相ＴＨが正しく求まり励磁位相ＴＨｒが正しく計算されれば、電力変換器ＩＮＶが励磁位相ＴＨｒの位相で励磁すると、固定子角周波数ω₁は、系統電圧の角周波数ω₀にほぼ等しくなる。（数１０）式は、電圧振幅が一致していれば、（数１１）式で書き直すことができる。

ここで、角度変換器は、（数１１）式の最大値を系統周波数の一周期の間検出し、さらに系統電圧の振幅値Ｖgpkで除算して規格化し、位相差演算値ＤＴＨを（数１２）式で演算して出力する。

また、（数１２）式は、位相差ｄＴＨが小さい時には、（数１３）式で近似できる。

この様にして得られたＤＴＨは、電圧振幅が一致しているときは誤差が小さいが、一致していないときは誤差を持つため、誤差が生じても位相が同期するように、系統電圧のα項Ｖαがゼロクロスの時の固定子電圧のＵ相電圧Ｖguの符号を判定してＤＴＨにその符号を乗算器２０２で乗算する。乗算器２０２の出力が位相差であるが、この位相差をそのまま位相補正値ＬＴＨとして出力すると発電機の固定子電圧の位相が急激に変化するので、位相差検出値ＤＴＨを、リミッタと積分器２０１とを経由させて位相補正値ＬＴＨとして出力する。すなわち、入力をまずリミッタＬＭＴで制限し、その値を積分器２０１により積分していくため、固定子電圧の位相急変を防止できる。さらに同期が成功したときの積分の値を二回目以降の運転時の初期値として用いることができる。

図３で検出位相差ＤＴＨが０を中心とする所定の範囲内、例えば＋５°〜−５°にあるとき、位相同期判定器ＣＭＰＴＨはＦＬＧ＿ＴＨを“１”、それ以外では“０”を出力する。時限付加器ＤＬＹは、位相同期判定器ＣＭＰＴＨの出力ＦＬＧ＿ＴＨの“１”が連続して所定の時間経過するのを待ってから、図２のシステム制御器ＳＹＳに同期信号ＳＹＮを送る。システム制御器ＳＹＳは、同期信号ＳＹＮを受け取ると、前記切り換え器ＳＷおよび電磁接触器ＣＴＴ₁を動作させる信号Ｓｇ₀、Ｓｇ₁を出力する。

図４から図７を用いて図２の回転位相検出器ＲＯＴＤＥＴの詳細を説明する。これらの図では図１と同じものには同じ符号を使用している。図４は交流励磁同期機Ｇenの等価回路である。この等価回路の電圧方程式は（数１４）式、（数１５）式で表され、発電機の電気的な周波数ω_rと系統電圧の周波数ω₀と発電機のすべりｓには（数１６）式の関係がある。

図４および（数１４）式、（数１５）式で、記号の上に「・」がついているものはベクトルを表し、ダッシュ「′」がついているものは一次側換算値を表している。また、Ｌ₁は一次側漏れインダクタンス、Ｒ₁は一次抵抗、Ｌ₂は二次側漏れインダクタンス、Ｒ₂は二次抵抗、ＲMは無負荷損抵抗、ＬMは励磁インダクタンス、Ｅ₀は誘導起電力、Ｉ₀は励磁電流、ω₀は出力周波数、ωｓ（＝ω₀×ｓ）はすべり周波数である。すべり周波数ωｓを求めることにより、回転子位置を推定することが可能になる。（数１４）式及び（数１５）式から誘起電圧Ｅ₀を消去すると、（数１７）式を得る。

更に（数１７）式を変形すると、（数１８）式のようにすべりｓを求めることができる。

この（数１８）式の分母のベクトル（実軸成分と虚軸成分）と、分子のベクトル（実軸成分と虚軸成分）とが一致したとき、すべりが求まるので、分母と分子のベクトルの位相誤差分を零にするように、現在設定されているすべり周波数ωｓを補正すれば、回転位置センサが無くても、すべり周波数ωｓを常に演算できる。この（数１８）式を用いたすべり周波数の推定演算を、以下電圧ベクトル方式と呼ぶ。

図５は、グラフの横軸が回転数、縦軸が電圧または出力電力を示す。二次励磁発電機では、図５のように系統周波数と回転周波数が一致する同期周波数ω₀（すべりｓ＝０）で二次側の電圧が零に、すなわち電力変換器ＣＮＶの出力端の電圧Ｖ₂をほぼ零かつ周波数をゼロに制御するので、（数１８）式の分子の示すベクトルの大きさが小さくなり、発電機定数などの誤差によりすべりｓの推定が誤差を持ちやすく制御がうまくできない。従って、（数１８）式を用いたベクトルによる位相推定ができない領域が存在する。このような場合、二次側の有効分・無効分電流と、一次側の電力とを用いた位相誤差推定を用いる。

一次の有効分電流Ｉ₁ｄと二次の有効分電流は、有効電力に関する成分で、二次の有効分電流の一次換算値Ｉdr′と一次の有効分電流Ｉ₁ｄは一致する。すなわち（数１９）式で表される。

また、一次の無効分電流Ｉ₁ｑと二次の無効分電流は無効電力に関する成分で、二次の無効分電流Ｉqr′から励磁分Ｉ₀を除いた、すなわち固定子側に出力される無効電力相当分の二次側電流の一次換算値Ｉqr₂′は、一次の無効分電流Ｉ₁ｑと一致する。すなわち（数２０）式で表される。

固定子電流Ｉ₁は、電力変換器ＣＮＶの出力電流Ｉｒと、システム電流Ｉｓからキルヒホッフの法則から求めてもよい。また、励磁電流Ｉ₀は、発電機の電気的特性の一つで、仕様書などから与えられる。また、一次（固定子）の有効分電流Ｉｄ₁と固定子の有効電力Ｐは比例し、一次（固定子）の無効分電流Ｉｑ₁と固定子の無効電力Ｑは比例するので、（数２１）式が成り立つ。

従って、Ｐ、Ｑが示すベクトルと、Ｉdr′、Ｉqr₂′が示すベクトルの向きは一致する。ところが、回転子の周波数推定値に誤差があると、二次の各ｄ軸、ｑ軸成分を求める座標変換の回転位相が誤差Δφをもち、（数２１）式が成り立たなくなる。すなわち、回転子の位相推定値が実際よりも誤差分Δφ進んでいると、（数２２）式に示すようになる。

従って、（数２２）式に示す、ＰとＱのベクトルが、Ｉdr′、Ｉqr₂′が示すベクトルと一致、すなわち（数２１）式の関係になるように、回転周波数推定値あるいは励磁周波数推定値を補正すればよいことになる。この（数２１）式、（数２２）式を用いたすべり周波数の推定演算を、以下電力ベクトル方式と呼ぶ。この電力ベクトル方式は、一次の電力が小さい場合電力のベクトルが小さくなり、誤差を含み易いので前記した発電機定数を用いる（数１８）式を用いた電圧ベクトルを用いた方式との併用で、運転領域をカバーさせる。

図６は、電圧ベクトル方式と電力ベクトル方式の運転領域を示す。例えば、発電機固定子が系統に連系した状態で、図６に示すように出力電力が小さい領域Ａ、すなわち同期速度ω₀の出力有効電力Ｐ₀の１０％以下、好ましくは５％以下で、回転数が同期速度ω₀の７５％以下と同期速度ω₀の１２５％以上、好ましくは回転数が同期速度ω₀の９０％以下と同期速度ω₀の１１０％以上では、（数１８）式による電圧ベクトル方式を用いて発電機回転周波数を推定し、出力電力が大きい領域Ｂでは（数２１）式、（数２２）式による電力ベクトル方式を用いる。また、同期速度近傍で出力電力が小さくなる領域Ｃでは、起動や、出力を絞って停止をする動作を避ける。これら運転方法により、発電機固定子が系統に連系した状態で発電機回転周波数と回転子の位置を推定し、発電運転が安定にできる。

図７は、（数１８）式による前記電圧ベクトル方式と（数２１）式、（数２２）式による前記電力ベクトル方式を実現する、回転位相検出器ＲＯＴＤＥＴの構成を示している。回転位相検出器ＲＯＴＤＥＴに電力系統電圧Ｖｓ、一次側電流Ｉ₁、二次側励磁電圧Ｖｒ、二次側電流Ｉｒを入力することによりすべりｓを推定できる。ここでは、二次側励磁電圧Ｖｒを用いてすべりｓを求める方法を説明したが、二次側励磁電圧Ｖｒの代りに電力変換器ＩＮＶの電圧指令値Ｖur、Ｖvr、Ｖwrを用いても良い。

まず、（数１８）式による前記電圧ベクトル方式による回転位置推定による、推定誤差の求め方を説明する。図７において、周波数演算器ＦＣＡＬ₁により求めた系統電圧Ｖｓの周波数ω₀と、発電機の抵抗やインダクタンスなどの前記定数から、（数１８）式の分母のベクトル（実軸成分と虚軸成分）を、ベクトル演算器ＶＣＴＣＡＬ₁で演算し、また（数１８）式の分子のベクトル（実軸成分と虚軸成分）を、ベクトル演算器ＶＣＴＣＡＬ₂で演算する。それぞれのベクトルから、角度（実軸を０度とした場合のベクトルの位相）を角度演算器ＴＨＣＡＬ₁とＴＨＣＡＬ₂のそれぞれで計算し、角度の差分ＴＨＥＲＲ₁を減算器３０５にて演算する。

次に、（数２１）式、（数２２）式による前記電力ベクトル方式を用いた回転位置推定による、推定誤差の求め方を説明する。図７において、系統電圧Ｖｓ、一次側電流Ｉ₁から電力演算器ＰＱＣＡＬにより有効電力Ｐ、無効電力Ｑを求める。位相演算器ＴＨＣＡＬ₃は、有効電力と無効電力の（数２３）式に示すベクトルＰ＋ｊＱの位相を演算し、電力ベクトル位相ＴＨＰＱを減算器３０５に出力する。

また、二次電流Ｉｒの有効電流成分一次換算値Ｉdr′、無効電流成分一次換算値Ｉqr′から励磁電流分Ｉ₀を除いた（数２４）式に示すベクトルの位相を演算し、電流ベクトル位相ＴＨＩ₂を減算器３０５に出力する。

減算器３０５は、位相ＴＨＰＱからＴＨＩ₂を減算し、角度の差分ＴＨＥＲＲ₂を減算器３０５で演算する。電圧ベクトルの位相誤差ＴＨＥＲＲ₁と、電力ベクトルによる位相誤差ＴＨＥＲＲ₂は、切替器ＳＷＴＨに入力される。切替器ＳＷＴＨは、図６の説明で述べたように、一次側の電力が大きい場合（領域Ｂ）は電力ベクトルによる位相誤差ＴＨＥＲＲ₂を選択し、一次側の電力が小さい場合（領域Ａ）は、電圧ベクトルの位相誤差ＴＨＥＲＲ₁を選択する。また、運転状態が領域Ｃにならないように電力指令や、起動停止時のタイミング（回転数が領域Ｃの範囲では起動停止しない）などを風車コントローラＷＴＣＴＲＬで制御する。

角度の差分ＴＨＥＲＲ₁またはＴＨＥＲＲ₂をゼロにすれば正しいすべりが求まるので、比例積分調整器のフィードバック値に前記角度誤差ＴＨＥＲＲを用い、目標値にはゼロを設定する。これにより現在設定されているすべり周波数ωｓに対する誤差分が前記比例積分調整器の出力から得られるので、これを現在設定されているすべり周波数ωｓに加算器３０４にて加算する。加算器３０４の出力のすべり周波数ωｓ′が補正されたすべり周波数となるので、これを積分することで位相信号ＲＴＨを演算する。

位相信号ＲＴＨと同期制御器ＳＹＮＣの出力位相信号ＬＴＨは図２中の加算器３０３で加算されて位相信号ＴＨとなり、位相信号ＴＨは前記位相信号ＴＨｓと共に励磁位相演算器ＳＬＤＥＴに入力される。前記励磁位相演算器ＳＬＤＥＴは、前記位相信号ＴＨとＴＨｓを加算し、回転子の電気角周波数の位相信号ＴＨｒを出力する。

図８は、図２および図３による電圧同期に至るまでの動作波形を示している。図８で、運転開始時（時刻ｔ＝０以前）では、電磁接触器ＣＴＴ₁は開いており、電力変換器ＣＮＶのみが動作している状態である。その後、時刻ｔ＝０からｔ＝ｔ₂では系統電圧の振幅と位相を同期する位相同期の動作を行うために電力変換器ＩＮＶが励磁電流を回転子に供給し、系統電圧と固定子電圧がおおむね一致、例えば系統電圧の９０％から１１０％、好ましくは９５％から１０５％の固定子電圧になった時刻ｔ＝ｔ₂の時点で、電磁接触器ＣＴＴ₁を閉じる。

電圧位相同期の開始において、例えば０Ｈｚの固定周波数で励磁電流を供給すると、固定子の電圧には回転周波数が現れる。固定子電圧の零クロスなどにより周波数を検知すると、回転数がわかるので、固定子電圧を系統の周波数と同じ５０Ｈｚまたは６０Ｈｚとするための励磁周波数が求められる。

求めた励磁周波数で電力変換器ＩＮＶが励磁電流を供給すると、固定子電圧は系統周波数とほぼ同じ周波数、例えば９５％から１０５％の範囲の周波数とすることができる。励磁周波数が求まったあとは、位相同期検出器により、位相誤差分（図３のＤＴＨ₁）は励磁位相に加算されるため系統周波数に同期できる。つまり、最初の励磁周波数は、制御装置が任意に決めた所定の値を用い、次にその結果観測できる固定子電圧の周波数から回転数を求めて、固定子電圧の周波数を系統周波数に一致させる、大きく分けて二段階の動作になる。位相差がおおむね一致して同期判定フラグＳＹＮが出力されると、システム制御器ＳＹＳは制御切り換え信号Ｓｇ₀を切り換え器ＳＷに送るとともに、電磁接触器ＣＴＴ₁に閉指令を出力する。

このように、回転位置センサが無い場合、最初に回転数が不明であるため、励磁開始時の回転数を観測して初期の励磁周波数を決定するため、励磁開始したときの励磁周波数はある任意の固定値（実施例では０Ｈｚ）として運転を開始する。これにより位置センサが無くても初期の回転周波数を検知でき、すべり周波数での励磁が可能になる。従って、回転位置センサがなくても系統に同期投入する運転が実現できる効果がある。

また、交流励磁同期発電機の回転位置センサを不要とする制御装置が、その特性上運転が難しい、同期速度で電力出力が小さい領域で、起動や電力絞り停止を行うことを避けることで、発電装置として安定に運転が可能になる。起動停止が難しい（前記領域Ｃ）で指令を出力しなくても、特に風力発電では回転数は風により変わるので、システムとして問題ない。

以上、系統に同期投入する場合を説明したが、逆に系統から開列する場合には、交流励磁同期発電機が同期速度ω₀以外の回転数で電磁接触器ＣＴＴ１を開にして切り離し（解列）、その後、電力変換器ＩＮＶ、ＣＯＮＶによる励磁を停止すればよい。

なお、本実施例では風力発電の場合を説明したが、本発明は二次励磁型の発電機／電動機を系統に連系できるので、風力発電の他、水力発電、フライホイール発電、エンジン発電機、などの各種用途の発電機にも適用できる。

実施例１の風力発電装置の回路構成の説明図である。 実施例１の制御装置ＣＴＲＬの制御ブロック図である。 実施例１の同期制御器ＳＹＮＣの制御ブロック図である。 交流励磁同期発電機の等価回路の説明図である。 交流励磁同期発電機の回転子電圧、固定子電力の説明図である。 実施例１の励磁制御方式切り替えの領域の説明図である。 実施例１の回転位相検出器ＲＯＴＤＥＴの説明図である。 実施例１の電圧位相同期の動作の説明図である。

符号の説明

１０１…風車、２０１…積分器、２０２…乗算器、３０１、３０２、３０３、３０４…加算器、３０５…減算器、ＢＲ…遮断器、Ｃｄ…平滑コンデンサ、ＣＮＶ…電力変換器、ＣＴｋ、ＣＴｎ、ＣＴｒ、ＣＴｓ…電流センサ、ＣＴＲＬ…制御装置、ＣＴＴ₁、ＣＴＴ₂…電磁接触器、Ｇen…二次励磁発電機、ＩＮＶ…電力変換器、ＰＴｇ、ＰＴｓ…電圧センサ、ＲＯＴＤＥＴ…回転位相検出器、ＳＹＮＣ…同期制御器。

Claims (9)

1. 交流励磁同期発電機と、該交流励磁同期発電機の固定子側に配置した系統連系用の開閉手段と、前記交流励磁同期発電機の二次巻線に接続する可変周波数の交流を印加する励磁手段と、前記開閉手段と励磁手段とを制御する制御手段と、前記開閉手段の系統側の電圧を検出する手段と、前記開閉手段の固定子側の電圧を検出する手段とを備えた発電装置において、
   前記制御手段が、前記開閉手段が開の場合に、二次側から所定の周波数で励磁して発生する固定子側電圧の周波数と、系統電圧検出値から求まる系統電圧の周波数と、二次側の励磁周波数とから、発電機のすべり周波数を演算し、前記二次側から励磁する周波数を演算したすべり周波数に一致させる手段を備えることを特徴とする発電装置。
2. 請求項１に記載の発電装置において、前記制御手段が、二次側からの励磁周波数を零Ｈｚで励磁を開始することを特徴とする発電装置。
3. 請求項１に記載の発電装置において、前記制御手段が、二次側を前記すべり周波数で励磁して発生する固定子の電圧の振幅を、系統電圧の振幅に一致するように、励磁電流を変化させる手段を備えることを特徴とする発電装置。
4. 請求項１に記載の発電装置において、前記制御手段が、二次側を前記すべり周波数で励磁して発生する固定子の電圧の位相を、系統電圧の位相に一致するように、励磁周波数を変化させる手段を備えることを特徴とする発電装置。
5. 請求項１に記載の発電装置において、前記制御手段が、系統電圧と固定子の電圧の周波数と、位相と、振幅とが、所定の範囲の値になった場合に、前記開閉手段を閉じる手段を備えることを特徴とする発電装置。
6. 請求項５に記載の発電装置において、前記制御手段が、発電機の回転数が系統に同期する同期速度以外で前記開閉手段を閉じて系統に接続する手段を備えることを特徴とする交流励磁同期発電機を用いた発電装置。
7. 交流励磁同期発電機と、該交流励磁同期発電機の固定子側に配置した系統連系用の開閉手段と、前記交流励磁同期発電機の二次巻線に接続する可変周波数の交流を印加する励磁手段と、前記開閉手段と励磁手段とを制御する制御手段と、前記開閉手段の系統側の電圧を検出する手段と、前記開閉手段の固定子側の電圧を検出する手段と、前記交流励磁同期発電機の二次巻線側の電流を検出する手段と、前記交流励磁同期発電機の二次巻線側の電圧を検出する手段とを備えた発電装置において、
   前記制御手段が、前記開閉手段が開の場合に、前記系統側の電圧の検出値と、前記固定子側の電流の検出値と、前記二次巻線側の電圧の検出値と、前記二次巻線側の電流の検出値とを入力して、発電機のすべり周波数を演算する回転位相検出手段と、前記励磁手段の周波数を演算したすべり周波数に一致させる手段とを備えることを特徴とする発電装置。
8. 請求項７に記載の発電装置において、前記励磁手段が、第１の電力変換器と第２の電力変換器と、該第１の電力変換器の直流側と第２の電力変換器の直流側との間に配置したコンデンサとを備えていることを特徴とする発電装置。
9. 請求項７に記載の発電装置において、前記交流励磁同期発電機の回転子が風車で駆動されることを特徴とする発電装置。

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