JP4556458B2 - 車両 - Google Patents

Description

この発明は、電圧変換装置およびそれを備えた車両に関し、特に、交流−交流変換を行なうマトリックスコンバータを用いた電圧変換装置およびそれを備えた車両に関する。

近年ますます高まりつつある省エネ・環境問題を背景に、ハイブリッド自動車（Ｈｙｂｒｉｄ Ｖｅｈｉｃｌｅ）および電気自動車（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ）が大きく注目されており、ハイブリッド自動車は、既に実用化されている。

ハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。すなわち、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換された交流電圧によりモータを回転させることによって動力源を得るものである。また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。

このようなハイブリッド自動車においては、エンジンの動力を用いて直流電源を充電するための発電機が搭載されている。そこで、ハイブリッド自動車において、発電機によって発電される電力をさらに商用電源として利用したいというニーズが存在している。すなわち、キャンプ時など周囲に商用電源設備が存在しない場合や停電時などの商用電源として、ハイブリッド自動車を利用するというものである。

一方、逆に、外部の商用電源からハイブリッド自動車に電力を供給したいというニーズも存在する。すなわち、エンジンの動力を用いて発電機により発電することができるが、エンジンをかけることなく、外部の商用電源を用いて直流電源を充電したり、車内で電気機器を利用可能にするというものである。

そして、このようなハイブリッド自動車の利用方法は、ハイブリッド自動車の商品価値を高めるものである。

上記のようなニーズに答え得る技術として、特開平９−５６００７号公報は、電動発電機（モータジェネレータ）と、電動発電機によって発電された電力を蓄積し、かつ、電動発電機を駆動するためのバッテリと、バッテリから出力される直流電圧を商用交流電圧に変換する専用インバータと、その専用インバータに接続されるコンセントとを備えるハイブリッド自動車を開示する（特許文献１参照）。

この特開平９−５６００７号公報に記載されたハイブリッド自動車によると、電動発電機により発電されてバッテリに蓄積された電力を商用交流電圧に変換してコンセントから出力することができる。また、外部商用電源を用いてバッテリを充電することもできる。
特開平９−５６００７号公報 特表２００２−５３４０５０号公報 特開２０００−２７８８０８号公報 特開２００２−３７４６０４号公報

しかしながら、特開平９−５６００７号公報に開示されたハイブリッド自動車では、モータジェネレータによって発電される３相交流電圧を商用交流電圧に変換して出力する場合、一度直流に変換する必要がある。したがって、このハイブリッド自動車では、モータジェネレータによって発電された３相交流電圧が商用交流電圧に変換されて出力されるまでにインバータを２つ介する必要があるところ、発電された３相交流電圧を商用交流電圧に直接変換できれば、電力変換効率の向上が期待できる。

また、特開平９−５６００７号公報に開示された電気システムのように、モータジェネレータによって発電された交流電圧を一旦直流に変換し、再度交流に変換して出力するシステムの場合、その直流部にリアクトルやコンデンサを備えるのが一般的であり、その分装置の小型化が阻害され、さらに、リアクトルが発生する騒音の問題も発生する。

ここで、３相交流電源から出力される所定の３相交流電圧を任意の電圧および周波数からなる３相交流電圧に直接変換する電圧変換装置としてマトリックスコンバータが知られている。マトリックスコンバータは、従来の交流−交流変換装置が備えていた直流部におけるリアクトルやコンデンサを備えていないため小型であり、また、リアクトルが発生する騒音の問題も発生しない。このため、特に装置の小型化や静粛性が要求される自動車においては、電力変換装置としてのマトリックスコンバータに対する期待は高い。

また、特開平９−５６００７号公報に開示されたハイブリッド自動車では、外部から入力される商用交流電圧を昇圧する昇圧コンバータなどを有さない限り、商用電源電圧以上にバッテリを充電することはできない。

そこで、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、多相交流電圧を所望の電圧および周波数からなる単相交流電圧に直接変換するマトリックスコンバータを用いた電圧変換装置を提供することである。

また、この発明の別の目的は、多相交流電圧を所望の電圧および周波数からなる単相交流電圧に直接変換するマトリックスコンバータを用いた電圧変換装置を備えた車両を提供することである。

また、この発明の別の目的は、多相交流回転機によって発電される多相交流電圧を単相交流電圧に直接変換して出力可能であり、かつ、昇圧コンバータなどを別途備えることなく外部の単相交流電源からバッテリを充電可能な車両を提供することである。

この発明によれば、電圧変換装置は、ｍ相（ｍは２以上の自然数）交流電圧を受け、その受けたｍ相交流電圧を単相交流電圧に変換して出力するマトリックスコンバータと、マトリックスコンバータの動作を制御する制御装置とを備える。

好ましくは、マトリックスコンバータは、ｍ相交流電圧の各相電圧をそれぞれ受けるｍ本の第１の電源ラインと、単相交流電圧を線間電圧として出力する２本の第２の電源ラインと、ｍ本の第１の電源ラインと２本の第２の電源ラインとの間にそれぞれ設けられ、各々が制御装置からの制御信号に応じてスイッチング動作を行なうｍ×２個の双方向スイッチング素子とを含む。

好ましくは、制御装置は、所定のタイミングにおいて、ｍ相交流電圧のうち最大相電圧および最小相電圧をそれぞれ受ける第１および第２の電源ラインを選択し、その選択した第１および第２の電源ラインと単相交流電圧を線間電圧として出力する第３および第４の電源ラインとの間にそれぞれ設けられる各双方向スイッチング素子が所定のデューティ比で動作するようにマトリックスコンバータを制御し、マトリックスコンバータは、制御装置からの制御信号に応じて、第１および第２の電源ラインにそれぞれ受ける最大相電圧および最小相電圧の電圧差を単相交流電圧に変換して第３および第４の電源ラインへ出力する。

好ましくは、制御装置は、そのときに出力すべき単相交流電圧の符号に応じて、選択した第１の電源ラインと第３または第４の電源ラインとの間に設けられる第１のスイッチング素子、および選択した第２の電源ラインと第４または第３の電源ラインとの間に設けられる第２のスイッチング素子が所定のデューティ比で動作し、かつ、その他のスイッチング素子がオフするようにマトリックスコンバータを制御する。

好ましくは、制御装置は、最大相電圧および最小相電圧の電圧差がそのときに出力すべき単相交流電圧の絶対値以下であるとき、マトリックスコンバータの制御を停止する。

好ましくは、制御装置は、最大相電圧および最小相電圧の電圧差とそのときに出力すべき単相交流電圧の電圧値とに基づいて所定のデューティ比を演算し、その演算された所定のデューティ比で第１および第２のスイッチング素子が動作するようにマトリックスコンバータを制御する。

好ましくは、制御装置は、最大相電圧および最小相電圧の電圧差とそのときに出力すべき単相交流電圧の絶対値との比を所定のデューティ比として演算する。

また、この発明によれば、車両は、ｍ相交流電圧を発電するｍ相交流回転機と、ｍ相交流回転機に接続され、ｍ相交流回転機によって発電されたｍ相交流電圧を受ける上述したいずれかの電圧変換装置とを備える。

また、この発明によれば、車両は、直流電源と、ｍ相交流電圧を発電するｍ相交流回転機と、直流電源とｍ相交流回転機との間に設けられるインバータと、ｍ相交流回転機をインバータと接続する電力ラインに接続される上述したいずれかの電圧変換装置と、電圧変換装置に接続され、単相交流電圧を入出力するためのコンセントユニットとを備え、コンセントユニットから入力される単相交流電圧が、電力ラインを介してマトリックスコンバータに接続されるｍ相交流回転機のコイルとマトリックスコンバータとを用いて昇圧されるように、制御装置は、マトリックスコンバータの動作をさらに制御し、直流電源は、ｍ相交流回転機のコイルとマトリックスコンバータとを用いて昇圧された昇圧電圧によって充電される。

好ましくは、制御装置は、コンセントユニットから入力される単相交流電圧が所定値よりも小さいとき、マトリックスコンバータの制御を停止する。

好ましくは、車両は、ｍ相交流回転機の回転位置を検出する回転位置センサをさらに備え、制御装置は、コンセントユニットから入力される単相交流電圧を用いて直流電源を充電するとき、回転位置センサによって検出されるｍ相交流回転機の回転位置に基づいて、ｍ相交流回転機に対してｄ軸電流のみを発生させる電圧パターンとなるようにマトリックスコンバータを制御する。

好ましくは、制御装置は、コンセントユニットから入力される単相交流電圧を用いて直流電源を充電するとき、ｍ相交流回転機に右回りの回転磁界と左回りの回転磁界とを交互に発生させる電圧パターンとなるようにマトリックスコンバータを制御する。

好ましくは、単相交流電圧は、商用交流電圧である。

この発明による電圧変換装置においては、マトリックスコンバータによってｍ相交流電圧が一旦直流に変換されることなく単相交流電圧に直接変換される。

したがって、この発明によれば、電力変換効率が向上する。また、単相交流電圧を出力するための専用インバータや、従来の交流−交流変換装置が備えていたリアクトルやコンデンサが不要となるので、電圧変換装置を小型化できる。さらに、リアクトルによる騒音も無くなるので静粛性が向上する。

また、この発明による車両においては、ｍ相交流回転機をインバータと接続するｍ本の電力ラインに接続されるマトリックスコンバータによって、ｍ相交流回転機によって発電されたｍ相交流電圧が一旦直流に変換されることなく単相交流電圧に直接変換されてコンセントユニットから外部へ出力される。また、コンセントユニットから入力される単相交流電圧がマトリックスコンバータおよびｍ相交流回転機のコイルを用いて昇圧され、その昇圧された昇圧電圧によってバッテリが充電される。

したがって、この発明によれば、従来の交流−交流変換装置が備えていたリアクトルやコンデンサが不要であり、さらに、外部の単相交流電圧を用いて高電圧の車載バッテリを充電するための昇圧コンバータも不要であるので、車両を小型化できる。また、リアクトルによる騒音も無くなるので車両の静粛性が向上する。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

図１は、この発明による電圧変換装置が搭載された車両の一例として示されるハイブリッド自動車の構成を示す概略図である。

図１を参照して、ハイブリッド自動車１０は、バッテリ１２と、パワーコントロールユニット（Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ、以下「ＰＣＵ」と称する。）１４と、動力出力装置１６と、ディファレンシャルギア（Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ Ｇｅａｒ、以下「ＤＧ」と称する。）１８と、前輪２０Ｒ，２０Ｌと、後輪２２Ｒ，２２Ｌと、フロントシート２４Ｒ，２４Ｌと、リアシート２６とを備える。

バッテリ１２は、たとえば、リアシート２６の後方に配設される。ＰＣＵ１４は、たとえば、フロントシート２４Ｒ，２４Ｌの下部に位置するフロア下領域に配設される。動力出力装置１６は、たとえば、ダッシュボード２８の前方のエンジンルームに配設される。そして、ＰＣＵ１４は、バッテリ１２および動力出力装置１６と電気的に接続される。動力出力装置１６は、ＤＧ１８と連結される。

直流電源であるバッテリ１２は、たとえば、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなり、直流電圧をＰＣＵ１４へ供給するとともに、ＰＣＵ１４からの直流電圧によって充電される。

ＰＣＵ１４は、バッテリ１２から受ける直流電圧を昇圧し、その昇圧された直流電圧を交流電圧に変換して動力出力装置１６に含まれるモータジェネレータ（図示せず、以下同じ。）を駆動制御する。また、ＰＣＵ１４は、動力出力装置１６に含まれるモータジェネレータが発電した交流電圧を直流電圧に変換してバッテリ１２を充電する。

さらに、ＰＣＵ１４は、動力出力装置１６に含まれるモータジェネレータが発電した交流電圧を商用交流電圧に変換して商用交流電源として出力することができる。また、さらに、ＰＣＵ１４は、外部から商用交流電圧を受け、その受けた商用交流電圧を昇圧してバッテリ１２を充電することができる。このＰＣＵ１４の構成については、後ほど詳しく説明する。

動力出力装置１６は、エンジン（図示せず、以下同じ。）および／またはモータジェネレータによる動力をＤＧ１８へ出力する。また、動力出力装置１６は、前輪２０Ｒ，２０Ｌの回転力によって発電し、その発電された電力をＰＣＵ１４に供給する。さらに、動力出力装置１６は、エンジンの動力を用いてモータジェネレータによって電力を発電し、その発電された電力をＰＣＵ１４に供給する。

ＤＧ１８は、動力出力装置１６から受ける動力を前輪２０Ｒ，２０Ｌに伝達するとともに、前輪２０Ｒ，２０Ｌの回転力を動力出力装置１６に伝達する。

図２は、図１に示したＰＣＵ１４の主要部の構成を示す回路図である。

図２を参照して、ＰＣＵ１４は、コンバータ３２と、インバータ３４，３６と、マトリックスコンバータ３８と、制御装置４０と、コンセントユニットＡＣＵと、電圧センサ４２〜４６と、制御コントローラ４８と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、抵抗Ｒと、電源ラインＬ１，Ｌ２と、接地ラインＬ３と、Ｕ相ラインＬＵ１，ＬＵ２と、Ｖ相ラインＬＶ１，ＬＶ２と、Ｗ相ラインＬＷ１，ＬＷ２とを含む。

インバータ３４に接続されるモータジェネレータＭＧ１およびインバータ３６に接続されるモータジェネレータＭＧ２は、図１に示した動力出力装置１６に含まれる。モータジェネレータＭＧ１は、３相交流同期電動発電機であって、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相ラインＬＵ１，ＬＶ１，ＬＷ１に接続され、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相ラインＬＵ１，ＬＶ１，ＬＷ１から受ける交流電力によって駆動力を発生する。また、モータジェネレータＭＧ１は、動力出力装置１６に含まれるエンジン（図示せず、以下同じ。）からの動力を交流電力に変換し、その変換した交流電力をＵ，Ｖ，Ｗ各相ラインＬＵ１，ＬＶ１，ＬＷ１へ出力する。

さらに、モータジェネレータＭＧ１は、マトリックスコンバータ３８とともに、外部から入力される商用交流電圧を昇圧する昇圧コンバータとしても機能する。すなわち、モータジェネレータＭＧ１は、内部に含まれるコイルを用いて、マトリックスコンバータ３８から供給される電流を磁場エネルギーとして蓄積することによってマトリックスコンバータ３８から受ける電圧を昇圧し、マトリックスコンバータ３８がオフされたタイミングに同期して、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相ラインＬＵ１，ＬＶ１，ＬＷ１にその昇圧した電圧を出力する。そして、この昇圧電圧を用いてバッテリ１２が充電される。

モータジェネレータＭＧ２は、３相交流同期電動機であって、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相ラインＬＵ２，ＬＶ２，ＬＷ２に接続される。モータジェネレータＭＧ２は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相ラインＬＵ２，ＬＶ２，ＬＷ２から受ける交流電力によって駆動力を発生する。なお、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２には、その回転位置を検出するための回転位置センサ５０，５２が設けられている。

コンバータ３２は、パワートランジスタＱ１１，Ｑ１２と、ダイオードＤ１１，Ｄ１２と、リアクトルＬとからなる。パワートランジスタＱ１１，Ｑ１２は、電源ラインＬ２と接地ラインＬ３との間に直列に接続され、制御装置４０からの制御信号をベースに受ける。各パワートランジスタＱ１１，Ｑ１２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すようにダイオードＤ１１，Ｄ１２がそれぞれ接続される。

リアクトルＬは、バッテリ１２の正極と接続される電源ラインＬ１に一端が接続され、パワートランジスタＱ１のエミッタとパワートランジスタＱ２のコレクタとの接続点に他端が接続される。そして、リアクトルＬは、パワートランジスタＱ１２のスイッチング動作に応じてコイルに流される電流を磁場エネルギーとして蓄積することによってバッテリ１２からの直流電圧を昇圧し、その昇圧された直流電圧をパワートランジスタＱ１２がオフされたタイミングに同期してダイオードＤ１１を介して電源ラインＬ２に供給する。

このコンバータ３２は、制御装置４０からの制御信号に基づいて、バッテリ１２から受ける直流電圧を昇圧して電源ラインＬ２に供給する。また、コンバータ３２は、インバータ３４から受ける直流電圧を降圧してバッテリ１２を充電する。

コンデンサＣ１は、電源ラインＬ１と接地ラインＬ３との間に接続され、電圧変動に起因するバッテリ１２およびコンバータ３２に対しての影響を低減する。

インバータ３４は、Ｕ相アーム３４１、Ｖ相アーム３４２およびＷ相アーム３４３からなる。Ｕ相アーム３４１、Ｖ相アーム３４２およびＷ相アーム３４３は、電源ラインＬ２と接地ラインＬ３との間に並列に接続される。Ｕ相アーム３４１は、直列に接続されたパワートランジスタＱ２１，Ｑ２２からなり、Ｖ相アーム３４２は、直列に接続されたパワートランジスタＱ２３，Ｑ２４からなり、Ｗ相アーム３４３は、直列に接続されたパワートランジスタＱ２５，Ｑ２６からなる。また、各パワートランジスタＱ２１〜Ｑ２６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ２１〜Ｄ２６がそれぞれ接続されている。

そして、各相アームにおける各パワートランジスタの接続点は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相ラインＬＵ１，ＬＶ１，ＬＷ１を介してモータジェネレータＭＧ１の各相コイルの反中性点側にそれぞれ接続されている。

このインバータ３４は、制御装置４０からの制御信号に基づいて、電源ラインＬ２から受ける直流電圧を交流電圧に変換してＵ，Ｖ，Ｗ各相ラインＬＵ１，ＬＶ１，ＬＷ１へ出力する。また、インバータ３４は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相ラインＬＵ１，ＬＶ１，ＬＷ１から受ける交流電圧を直流電圧に整流して電源ラインＬ２に供給する。

インバータ３６は、Ｕ相アーム３６１、Ｖ相アーム３６２およびＷ相アーム３６３からなる。Ｕ相アーム３６１、Ｖ相アーム３６２およびＷ相アーム３６３は、電源ラインＬ２と接地ラインＬ３との間に並列に接続される。Ｕ相アーム３６１は、直列に接続されたパワートランジスタＱ３１，Ｑ３２からなり、Ｖ相アーム３６２は、直列に接続されたパワートランジスタＱ３３，Ｑ３４からなり、Ｗ相アーム３６３は、直列に接続されたパワートランジスタＱ３５，Ｑ３６からなる。また、各パワートランジスタＱ３１〜Ｑ３６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ３１〜Ｄ３６がそれぞれ接続されている。

そして、インバータ３６においても、各相アームにおける各パワートランジスタの接続点は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相ラインＬＵ２，ＬＶ２，ＬＷ２を介してモータジェネレータＭＧ２の各相コイルの反中性点側にそれぞれ接続されている。

このインバータ３６は、制御装置４０からの制御信号に基づいて、電源ラインＬ２から受ける直流電圧を交流電圧に変換してＵ，Ｖ，Ｗ各相ラインＬＵ２，ＬＶ２，ＬＷ２へ出力する。

コンデンサＣ２は、電源ラインＬ２と接地ラインＬ３との間に接続され、電圧変動に起因するインバータ３４，３６およびコンバータ３２に対しての影響を低減する。抵抗Ｒは、電源ラインＬ２と接地ラインＬ３との間に接続される放電抵抗である。

マトリックスコンバータ３８は、双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＣｂと、電源ラインＬＡ〜ＬＣ，Ｌａ，Ｌｂとからなる。

電源ラインＬＡ〜ＬＣは、インバータ３４のＵ相ラインＬＵ１，Ｖ相ラインＬＶ１，Ｗ相ラインＬＷ１にそれぞれ接続される。電源ラインＬａ，Ｌｂは、後述するコンセントユニットＡＣＵに接続される。

双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＣｂは、２行３列の行列状に配置される。双方向スイッチング素子ＳＡａは、電源ラインＬＡと電源ラインＬａとの間に接続され、双方向スイッチング素子ＳＢａは、電源ラインＬＢと電源ラインＬａとの間に接続され、双方向スイッチング素子ＳＣａは、電源ラインＬＣと電源ラインＬａとの間に接続される。また、双方向スイッチング素子ＳＡｂは、電源ラインＬＡと電源ラインＬｂとの間に接続され、双方向スイッチング素子ＳＢｂは、電源ラインＬＢと電源ラインＬｂとの間に接続され、双方向スイッチング素子ＳＣｂは、電源ラインＬＣと電源ラインＬｂとの間に接続される。

そして、双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＣｂの各々は、制御装置４０から受ける制御指令に応じてスイッチング動作を行ない、オン状態のときは、対応する２つの電源ライン間で双方向に電流を通流することができる。また、双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＣｂの各々は、オフ状態のときは、対応する２つの電源ラインを電気的に分離する。

このマトリックスコンバータ３８は、モータジェネレータＭＧ１によって発電されたＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧ＶＡ，ＶＢ，ＶＣをそれぞれ電源ラインＬＡ〜ＬＣに受け、その受けた各相電圧ＶＡ，ＶＢ，ＶＣを用いて商用交流電圧Ｖａｂを生成する。すなわち、マトリックスコンバータ３８は、従来の３相全波整流インバータ方式のように３相交流を一旦直流に整流せずに、３相交流電圧から単相の商用交流電圧Ｖａｂを直接生成する。ここで、商用交流電圧Ｖａｂは、電源ラインＬａの電圧Ｖａと電源ラインＬｂの電圧Ｖｂとの電圧差として電源ラインＬａ，Ｌｂに出力される。

マトリックスコンバータ３８は、制御装置４０から制御信号を受け、その制御信号に応じて双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＣｂのスイッチング動作を行なうことによって、各相電圧ＶＡ，ＶＢ，ＶＣを商用交流電圧Ｖａｂに変換し、その変換した商用交流電圧Ｖａｂを電源ラインＬａ，Ｌｂへ出力する。

また、マトリックスコンバータ３８は、外部からコンセントユニットＡＣＵに入力される商用交流電圧を電源ラインＬａ，Ｌｂの電圧差として電源ラインＬａ，Ｌｂに受け、その受けた商用交流電圧をモータジェネレータＭＧ１の各相コイルを用いて昇圧し、その昇圧した昇圧電圧をインバータ３４に供給する。このとき、マトリックスコンバータ３８は、モータジェネレータＭＧ１に駆動力を発生させないように、モータジェネレータＭＧ１に対してｄ軸電流のみを発生させる電圧パターンを生成してモータジェネレータＭＧ１へ出力する。なお、このマトリックスコンバータ３８の具体的なスイッチング動作については、後ほど詳しく説明する。

コンセントユニットＡＣＵは、マトリックスコンバータ３８によって電源ラインＬａ，Ｌｂ間に発生される商用交流電圧Ｖａｂを受けて外部へ出力し、または、外部から商用交流電圧を受けて電源ラインＬａ，Ｌｂに供給するための入出力ソケットである。

電圧センサ４２は、電源ラインＬ１と接地ラインＬ３との電圧差すなわちバッテリ１２の端子間電圧を検出し、その検出値を制御装置４０へ出力する。電圧センサ４４は、電源ラインＬａと電源ラインＬｂとの電圧差を検出し、その検出値を制御装置４０へ出力する。また、電圧センサ４６は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相ラインＬＵ１，ＬＶ１，ＬＷ１におけるＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧ＶＡ，ＶＢ，ＶＣをそれぞれ検出し、その検出値を制御装置４０へ出力する。

制御コントローラ４８は、バッテリ１２の基準電圧Ｖｒｅｆと電圧センサ４２によって検出されたバッテリ１２の検出電圧との偏差を受け、その偏差を速やかに０とするためのフィードバック制御信号を生成して制御装置４０へ出力する。

制御装置４０は、バッテリ１２の端子間電圧の検出値を電圧センサ４２から受け、バッテリ１２からの直流電圧を昇圧して電源ラインＬ２に供給する昇圧動作をコンバータ３２に行なわせるため、コンバータ３２におけるパワートランジスタＱ１２のスイッチング動作を制御する。また、制御装置４０は、インバータ３４から電源ラインＬ２に供給される直流電圧をバッテリ電圧に降圧してバッテリ１２を充電するため、コンバータ３２におけるパワートランジスタＱ１１のスイッチング動作を制御する。

さらに、制御装置４０は、バッテリ１２から供給される電力に基づいてモータトルク指令に応じたトルクをモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２に発生させるため、インバータ３４，３６におけるパワートランジスタＱ２１〜Ｑ２６，Ｑ３１〜Ｑ３６のスイッチング動作を制御する。また、さらに、制御装置４０は、モータジェネレータＭＧ１によって発生された交流電力を直流電力に変換してバッテリ１２を充電するため、インバータ３４におけるパワートランジスタＱ２１〜Ｑ２６のスイッチング動作を制御する。

また、さらに、制御装置４０は、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相電圧ＶＡ，ＶＢ，ＶＣの検出値を電圧センサ４６から受け、モータジェネレータＭＧ１によって発生された３相交流電圧を商用交流電圧Ｖａｂに変換してコンセントユニットＡＣＵに供給するため、マトリックスコンバータ３８における双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＣｂのスイッチング動作を制御する。

また、さらに、制御装置４０は、コンセントユニットＡＣＵから入力される商用交流電圧の検出値を電圧センサ４４から受け、入力された商用交流電圧を昇圧してバッテリ１２を充電するため、マトリックスコンバータ３８における双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＣｂのスイッチング動作を制御する。ここで、制御装置４０は、モータジェネレータＭＧ１の電気角θ１をモータジェネレータＭＧ１の回転位置センサ５０から受け、その電気角θ１を用いてモータジェネレータＭＧ１に対してｄ軸電流のみを発生させる電圧パターンが生成されるように双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＣｂのスイッチング動作を制御する。

なお、上記において、マトリックスコンバータ３８および制御装置４０は、「電圧変換装置」を構成する。

このＰＣＵ１４においては、コンバータ３２は、バッテリ１２からの直流電圧を昇圧して電源ラインＬ２に供給する。インバータ３４，３６は、電源ラインＬ２から受ける直流電圧を交流電圧に変換してモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２をそれぞれ駆動する。また、インバータ３４は、モータジェネレータＭＧ１によって発電された交流電圧を直流電圧に整流して電源ラインＬ２に供給し、コンバータ３２は、電源ラインＬ２からの直流電圧を降圧してバッテリ１２に供給する。

さらに、このＰＣＵ１４においては、マトリックスコンバータ３８は、モータジェネレータＭＧ１によって発電された３相交流電圧を商用交流電圧Ｖａｂに変換してコンセントユニットＡＣＵへ出力し、コンセントユニットＡＣＵから商用交流電圧を出力することができる。また、さらに、マトリックスコンバータ３８は、コンセントユニットＡＣＵから入力される商用交流電圧を受け、モータジェネレータＭＧ１のコイルを用いてその受けた商用交流電圧を昇圧する。そして、その昇圧された昇圧電圧は、インバータ３４によって整流され、コンバータ３２を介してバッテリ１２に充電される。

すなわち、このＰＣＵ１４においては、モータジェネレータＭＧ１のＵ，Ｖ，Ｗ各相ラインＬＵ１，ＬＶ１，ＬＷ１に接続されるマトリックスコンバータ３８を備えることによって、商用交流電圧を生成し、また、外部から受ける商用交流電源によってバッテリ１２を充電する電源システムが構築される。

図３は、図２に示したマトリックスコンバータ３８における双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＣｂの構成を示す回路図である。

図３を参照して、双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＣｂの各々は、パワートランジスタ６２，６４と、ダイオード６６，６８とからなる。パワートランジスタ６２，６４は、たとえば、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）からなる。

パワートランジスタ６２は、コレクタが端子７０に接続され、ダイオード６６のアノードにエミッタが接続され、制御装置４０からの制御信号ＣＳをベースに受ける。ダイオード６６は、パワートランジスタ６２のエミッタにアノードが接続され、カソードが端子７２に接続される。

また、パワートランジスタ６４は、コレクタが端子７２に接続され、ダイオード６８のアノードにエミッタが接続され、制御装置４０からの制御信号ＣＳをベースに受ける。ダイオード６８は、パワートランジスタ６４のエミッタにアノードが接続され、カソードが端子７０に接続される。

そして、パワートランジスタ６２とダイオード６６との接続点は、パワートランジスタ６４とダイオード６８との接続点と接続される。端子７０，７２は、対応する２つの電源ラインにそれぞれ接続される。

この双方向スイッチング素子においては、制御信号ＣＳが活性化されると、パワートランジスタ６２がオンし、パワートランジスタ６２およびダイオード６６を介して端子７０から端子７２へ電流を流すことができる。また、制御信号ＣＳが活性化されると、パワートランジスタ６４もオンし、パワートランジスタ６４およびダイオード６８を介して端子７２から端子７０へも電流を流すことができる。

したがって、制御信号ＣＳが活性化されたとき、端子７２よりも端子７０の方が高電圧のときは、パワートランジスタ６２およびダイオード６６を介して端子７０から端子７２へ電流が流れる。なお、ダイオード６８には逆バイアスがかかるので、パワートランジスタ６４に逆方向の電流は流れない。また、制御信号ＣＳが活性化されたとき、端子７０よりも端子７２の方が高電圧のときは、パワートランジスタ６４およびダイオード６８を介して端子７２から端子７０へ電流が流れる。なお、ダイオード６６には逆バイアスがかかるので、パワートランジスタ６２に逆方向の電流は流れない。

図４は、図２に示したマトリックスコンバータ３８における双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＣｂの他の構成を示す回路図である。

図４を参照して、双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＣｂの各々は、パワートランジスタ７４，７６からなる。パワートランジスタ７４，７６は、逆阻止機能付きＩＧＢＴからなる。この逆阻止機能付きＩＧＢＴは、素子に逆方向の電圧がかけられても十分な耐圧を有するものである。

パワートランジスタ７４は、コレクタおよびエミッタがそれぞれ端子７０，７２に接続され、制御装置４０からの制御信号ＣＳをベースに受ける。パワートランジスタ７６は、コレクタおよびエミッタがそれぞれ端子７２，７０に接続され、制御装置４０からの制御信号ＣＳをベースに受ける。

この双方向スイッチング素子においては、制御信号ＣＳが活性化されると、パワートランジスタ７４，７６がいずれもオンする。したがって、制御信号ＣＳが活性化されたとき、端子７２よりも端子７０の方が高電圧のときは、パワートランジスタ７４を介して端子７０から端子７２へ電流が流れる。なお、パワートランジスタ７６には逆バイアスがかかるが、パワートランジスタ７６は、逆耐圧を有するので、素子が破壊されることはない。また、制御信号ＣＳが活性化されたとき、端子７０よりも端子７２の方が高電圧のときは、パワートランジスタ７６を介して端子７２から端子７０へ電流が流れる。なお、パワートランジスタ７４には逆バイアスがかかるが、パワートランジスタ７４も、逆耐圧を有するので、素子が破壊されることはない。

図５は、図２に示したマトリックスコンバータ３８によって商用交流電圧Ｖａｂが生成される際の制御装置４０の動作を説明するためのフローチャートである。

図５を参照して、制御装置４０は、所定のサンプリングタイミングになると、電圧センサ４６によって検出されたＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧ＶＡ，ＶＢ，ＶＣを電圧センサ４６から受ける（ステップＳ１）。そして、制御装置４０は、検出されたＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧ＶＡ，ＶＢ，ＶＣから最大電圧Ｖｍａｘおよび最小電圧Ｖｍｉｎを下式によって算出する（ステップＳ２）。

ここで、ｍａｘ（ＶＡ，ＶＢ，ＶＣ）は、ＶＡ，ＶＢ，ＶＣのうちの最大値を表し、ｍｉｎ（ＶＡ，ＶＢ，ＶＣ）は、ＶＡ，ＶＢ，ＶＣのうちの最小値を表す。

最大電圧Ｖｍａｘおよび最小電圧Ｖｍｉｎが算出されると、制御装置４０は、最大電圧Ｖｍａｘと最小電圧Ｖｍｉｎとの電圧差が、このタイミングで出力すべき商用交流電圧Ｖａｂの絶対値よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ３）。最大電圧Ｖｍａｘと最小電圧Ｖｍｉｎとの電圧差が出力すべき商用交流電圧Ｖａｂの絶対値以下であると判定されたときは、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相電圧ＶＡ，ＶＢ，ＶＣから商用交流電圧Ｖａｂを生成できないので、制御装置４０は、処理を終了する。

ステップＳ３において、最大電圧Ｖｍａｘと最小電圧Ｖｍｉｎとの電圧差が出力すべき商用交流電圧Ｖａｂよりも大きいと判定されると、制御装置４０は、最大電圧Ｖｍａｘと最小電圧Ｖｍｉｎとの電圧差から商用交流電圧Ｖａｂを双方向スイッチング素子によって生成するためのデューティ比ｍを算出する（ステップＳ４）。ここで、デューティ比ｍは、下式によって算出される。

デューティ比ｍが算出されると、制御装置４０は、双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＣｂの各々のデューティ比Ｍを決定する。制御装置４０は、出力する商用交流電圧Ｖａｂが正値であるか否かを判定し（ステップＳ５）、Ｖａｂが正値のとき、デューティ比Ｍを下式によって決定する（ステップＳ６）。

ここで、Ｍ［Ｘｙ］は、双方向スイッチング素子ＳＸｙ（ＸはＡ，Ｂ，Ｃのいずれかであり、ｙはａ，ｂのいずれかである。）のデューティ比を表す。また、δ（ＶＸ）は“Ｘ”を表し、たとえば、Ｖｍａｘ＝ＶＡのとき、δ（Ｖｍａｘ）は“Ａ”となる。

なお、（４）式によってデューティ比Ｍが決定される双方向スイッチング素子以外の双方向スイッチング素子は、デューティ比を０（スイッチをオフ）とする。

一方、ステップＳ３において、Ｖａｂが０以下であると判定されると、制御装置４０は、デューティ比Ｍを下式によって決定する（ステップＳ７）。

なお、（５）式によってデューティ比Ｍが決定される双方向スイッチング素子以外の双方向スイッチング素子は、デューティ比を０とする。

そして、スイッチングする双方向スイッチング素子のデューティ比Ｍが決定されると、制御装置４０は、所定のキャリア周期の間、対応する双方向スイッチング素子へデューティ比Ｍの制御信号を出力する（ステップＳ８）。

これにより、出力すべき商用交流電圧Ｖａｂが正値のときは、最大電圧の電源ラインから電源ラインＬａに電流が流れ、外部負荷に供給された電流は、電源ラインＬｂから最小電圧の電源ラインに流されてモータジェネレータＭＧ１に還流される。一方、出力すべき商用交流電圧Ｖａｂが０以下のときは、最大電圧の電源ラインから電源ラインＬｂに電流が流れ、外部負荷に供給された電流は、電源ラインＬａから最小電圧の電源ラインに流されてモータジェネレータＭＧ１に還流される。そして、電流を流す双方向スイッチング素子は、デューティ比ｍでスイッチング動作を行なうので、最大電圧Ｖｍａｘと最小電圧Ｖｍｉｎとの電圧差から所望の商用交流電圧Ｖａｂが生成される。

なお、制御装置４０は、モータジェネレータＭＧ１から出力されるＵ，Ｖ，Ｗ各相電圧ＶＡ，ＶＢ，ＶＣを所定のサンプリング周期ごとに検出し、所定のキャリア周期における各双方向スイッチング素子のデューティ比Ｍを決定するが、サンプリング周期は、デューティ比を決定するための周期であり、キャリア周期は、決定されたデューティ比で双方向スイッチング素子のスイッチングが行なわれる周期であって、両周期は、同じである必要はない。一般に、キャリア周期は、サンプリング周期よりも短く設定される。

図６は、図２に示したマトリックスコンバータ３８によって商用交流電圧Ｖａｂが生成される際のマトリックスコンバータ３８の動作の一例を説明するための動作波形図である。

図６を参照して、期間ｔＣは、キャリア周期を表し、マトリックスコンバータ３８は、このキャリア周期の期間、制御装置４０によって決定されたデューティ比Ｍでスイッチング動作を行なう。また、ここでは、デューティ比を算出するサンプリング周期は、キャリア周期と同じとするが、上述したように、サンプリング周期は、キャリア周期と必ずしも同じである必要はない。

時刻ｔ１において、Ｕ相電圧ＶＡ＝９０Ｖ、Ｖ相電圧ＶＢ＝−１０Ｖ、Ｗ相電圧ＶＣ＝５０Ｖであったとすると、制御装置４０は、（１），（２）式により最大電圧Ｖｍａｘ＝ＶＡ＝９０Ｖ、および最小電圧Ｖｍｉｎ＝ＶＢ＝−１０Ｖを算出する。そして、この時刻ｔ１において出力すべき出力電圧Ｖａｂが３０Ｖであるとすると、制御装置４０は、（３）式によりデューティ比ｍ＝３０Ｖ／（９０Ｖ−（−１０Ｖ））＝０．３を算出する。

そして、制御装置４０は、（４）式によって、双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＢｂのデューティ比を０．３、その他の双方向スイッチング素子のデューティ比を０と決定し、時刻ｔ１〜ｔ２のキャリア周期ｔＣ内において各双方向スイッチング素子が上記のデューティ比でスイッチング動作を行なうようにマトリックスコンバータ３８へ制御信号を出力する。そうすると、双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＢｂは、制御装置４０からの制御信号に応じて、時刻ｔ１〜ｔ２のキャリア周期ｔＣに対して０．３の割合でオンし、このタイミングにおける所望の商用交流電圧Ｖ（３０Ｖ）が生成される。

図７は、図６に示したフローチャートにおける時刻ｔ１〜ｔ２の電流の流れを示した回路図である。なお、コンセントユニットＡＣＵには、このＰＣＵ１４から商用交流電力の供給を受ける外部機器が接続されているとする。また、図７では、図２に示したインバータ３６およびモータジェネレータＭＧ２については、図示を省略している。

図７を参照して、双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＢｂがオンし、その他の双方向スイッチング素子ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＣａ，ＳＣｂはオフしている。そうすると、モータジェネレータＭＧ１において最大電圧を発生しているＵ相コイルから電流が出力され、その出力された電流は、電源ラインＬＡ、双方向スイッチング素子ＳＡａおよび電源ラインＬａを介してコンセントユニットＡＣＵに供給される。そして、コンセントユニットＡＣＵに接続された外部機器に電流が流れ、その電流は、電源ラインＬｂ、双方向スイッチング素子ＳＢｂおよび電源ラインＬＢを介して、モータジェネレータＭＧ１において最小電圧を発生しているＶ相コイルに還流される。

再び図６を参照して、次のサンプリングタイミングである時刻ｔ２において、Ｕ相電圧ＶＡ＝３０Ｖ、Ｖ相電圧ＶＢ＝−４０Ｖ、Ｗ相電圧ＶＣ＝４０Ｖであったとすると、制御装置４０は、（１），（２）式により最大電圧Ｖｍａｘ＝ＶＣ＝４０Ｖ、および最小電圧Ｖｍｉｎ＝ＶＢ＝−４０Ｖを算出する。そして、この時刻ｔ２において出力すべき出力電圧Ｖａｂが４０Ｖであるとすると、制御装置４０は、（３）式によりデューティ比ｍ＝４０Ｖ／（４０Ｖ−（−４０Ｖ））＝０．５を算出する。

そして、制御装置４０は、（４）式によって、双方向スイッチング素子ＳＣａ，ＳＢｂのデューティ比を０．５、その他の双方向スイッチング素子のデューティ比を０と決定し、時刻ｔ２〜ｔ３のキャリア周期ｔＣ内において各双方向スイッチング素子が上記のデューティ比でスイッチング動作を行なうようにマトリックスコンバータ３８へ制御信号を出力する。そうすると、双方向スイッチング素子ＳＣａ，ＳＢｂは、制御装置４０からの制御信号に応じて、時刻ｔ２〜ｔ３のキャリア周期ｔＣに対して０．５の割合でオンし、このタイミングにおける所望の商用交流電圧Ｖ（４０Ｖ）が生成される。

図８は、図６に示したフローチャートにおける時刻ｔ２〜ｔ３の電流の流れを示した回路図である。なお、この図８でも、図２に示したインバータ３６およびモータジェネレータＭＧ２については、図示を省略している。

図８を参照して、双方向スイッチング素子ＳＣａ，ＳＢｂがオンし、その他の双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＣｂはオフしている。そうすると、モータジェネレータＭＧ１において最大電圧を発生しているＷ相コイルから電流が出力され、その出力された電流は、電源ラインＬＣ、双方向スイッチング素子ＳＣａおよび電源ラインＬａを介してコンセントユニットＡＣＵに供給される。そして、コンセントユニットＡＣＵに接続された外部機器に電流が流れ、その電流は、電源ラインＬｂ、双方向スイッチング素子ＳＢｂおよび電源ラインＬＢを介して、モータジェネレータＭＧ１において最小電圧を発生しているＶ相コイルに還流される。

なお、再び図６を参照して、この図６では、双方向スイッチング素子は、キャリア周期内の最初にオンされるが、双方向スイッチング素子がオンするタイミングは、必ずしもキャリア周期内の最初である必要はない。双方向スイッチング素子のオンタイミングは、たとえば、キャリア周期内の後半であったり、キャリア周期内の前半と後半とに分けるなどしてもよい。

図９は、図２に示した実施の形態１における制御装置４０において、外部から入力された商用交流電圧を昇圧する昇圧機能を説明するための機能ブロック図である。

図９を参照して、制御装置４０は、電圧演算部８２と、デューティ比演算部８４と、スイッチング制御部８６とからなる。電圧演算部８２は、モータジェネレータＭＧ１の電気角θ１をモータジェネレータＭＧ１の回転位置センサ５０から受け、その電気角θ１におけるＵ，Ｖ，Ｗ各相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを演算する。Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、下式（６）によって算出される。

ここで、Ｒａは、モータパラメータであり、ｉｄは、モータジェネレータＭＧ１に流れる電流値である。

デューティ比演算部８４は、電圧演算部８２によって算出されたＵ，Ｖ，Ｗ各相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを電圧演算部８２から受け、電圧センサ４４によって検出された商用交流電圧Ｖａｂを電圧センサ４４から受ける。そして、デューティ比演算部８４は、検出された商用交流電圧Ｖａｂの大きさが所定電圧Ｖｌｏｗ（Ｖｌｏｗ＞０）よりも大きいとき、モータジェネレータＭＧ１に対してｄ軸電流のみを発生させるためのデューティ比Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗを下式（７）〜（１３）によって演算する。

ここで、Ｖ＊は、所望のバッテリ電圧を表わし、ｔＣは、キャリア周期を表わす。

上記において、検出された商用交流電圧Ｖａｂの大きさが所定電圧Ｖｌｏｗよりも大きいときに限りデューティ比の演算を行なうのは、商用交流電圧Ｖａｂの大きさが所定電圧Ｖｌｏｗ以下であると、デューティ比を１（常時スイッチをオン）としても所望のバッテリ電圧Ｖ＊まで昇圧することができないからである。

上記の（９）〜（１３）式の考え方は、以下のとおりである。すなわち、（９）式によって、（８）式により算出された最小電圧Ｖｍｉｎから所望のバッテリ電圧Ｖ＊まで昇圧するための最大デューティ比Ｄ＊が算出される。そして、（１０）式によって、モータジェネレータＭＧ１に対してｄ軸電流のみを発生させるための各相の電圧比が算出され、（１１）〜（１３）式において、（１０）式により算出された電圧比を（９）式により算出される最大デューティ比Ｄ＊に掛け合わせることによって、所望の昇圧を達成し、かつ、モータジェネレータＭＧ１に対してｄ軸電流のみしか発生させない電圧パターンを発生させるためのデューティ比Ｄｕ，Ｄｖ，Ｄｗが算出される。

スイッチング制御部８６は、マトリックスコンバータ３８のスイッチングパターンを決定し、その決定したスイッチングパターンに基づく制御信号をマトリックスコンバータ３８へ出力する。具体的には、スイッチング制御部８６は、以下のようにしてスイッチングパターンを決定する。

（１）Ｕ相スイッチパターン
商用交流電圧Ｖａｂ×電圧Ｖｕの符号が正のとき、（１１）式によって算出されたデューティ比Ｄｕで双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＢｂ，ＳＣｂをスイッチングさせる。その他の双方向スイッチング素子は、オフとする。

一方、商用交流電圧Ｖａｂ×電圧Ｖｕの符号が負のときは、デューティ比Ｄｕで双方向スイッチング素子ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＣａをスイッチングさせる。その他の双方向スイッチング素子は、オフとする。

（２）Ｖ相スイッチパターン
商用交流電圧Ｖａｂ×電圧Ｖｖの符号が正のとき、（１２）式によって算出されたデューティ比Ｄｖで双方向スイッチング素子ＳＢａ，ＳＣｂ，ＳＡｂをスイッチングさせる。その他の双方向スイッチング素子は、オフとする。

一方、商用交流電圧Ｖａｂ×電圧Ｖｖの符号が負のときは、デューティ比Ｄｖで双方向スイッチング素子ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＡａをスイッチングさせる。その他の双方向スイッチング素子は、オフとする。

（３）Ｗ相スイッチパターン
商用交流電圧Ｖａｂ×電圧Ｖｗの符号が正のとき、（１３）式によって算出されたデューティ比Ｄｗで双方向スイッチング素子ＳＣａ，ＳＡｂ，ＳＢｂをスイッチングさせる。その他の双方向スイッチング素子は、オフとする。

一方、商用交流電圧Ｖａｂ×電圧Ｖｗの符号が負のときは、デューティ比Ｄｗで双方向スイッチング素子ＳＣｂ，ＳＡａ，ＳＢａをスイッチングさせる。その他の双方向スイッチング素子は、オフとする。

そして、スイッチング制御部８６は、キャリア周期ｔＣごとに上記のＵ，Ｖ，Ｗ各相スイッチパターンを繰り返し行なう。これによって、モータジェネレータＭＧ１に対してｄ軸電流のみを発生させることができる。

図１０は、図２に示した実施の形態１における制御装置４０において、外部から入力される商用交流電圧Ｖａｂが昇圧される際のマトリックスコンバータ３８の動作波形図である。

図１０を参照して、時刻ｔ１において、最大電圧Ｖｍａｘ＝Ｖｕ、最小電圧Ｖｍｉｎ＝｜Ｖｗ｜であったとする。また、このときのＵ，Ｖ，Ｗ各相の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの符号は、それぞれ正，負，負であり、商用交流電圧Ｖａｂの符号は、正であったとする。

制御装置４０は、時刻ｔ１〜ｔ３までのキャリア周期ｔＣの期間、デューティ比をＤｕとする。ここで、（１０）式よりｒｕ＝１であるから、デューティ比Ｄｕ＝Ｄ＊×ｔＣとなる。そして、Ｖａｂ×Ｖｕの符号が正であるから、制御装置４０は、デューティ比Ｄｕで双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＢｂ，ＳＣｂをスイッチングさせる。

制御装置４０は、時刻ｔ３〜ｔ６までのキャリア周期ｔＣの期間は、デューティ比をＤｖとする。ここで、（１０）式よりｒｖは１よりも小さいから、デューティ比Ｄｖ＜Ｄ＊×ｔＣとなる。そして、Ｖａｂ×Ｖｖの符号が負であるから、制御装置４０は、デューティ比Ｄｖで双方向スイッチング素子ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＡａをスイッチングさせる。

制御装置４０は、時刻ｔ６〜ｔ９までのキャリア周期ｔＣの期間は、デューティ比をＤｗとする。ここで、（１０）式よりｒｗはｒｖよりもさらに小さく、デューティ比Ｄｗ＜Ｄｖ＜Ｄ＊×ｔＣとなる。そして、Ｖａｂ×Ｖｗの符号が負であるから、制御装置４０は、デューティ比Ｄｗで双方向スイッチング素子ＳＣｂ，ＳＡａ，ＳＢａをスイッチングさせる。

図１１は、図２に示した実施の形態１における制御装置４０において、外部から入力される商用交流電圧が昇圧される際の電流の流れを示した回路図である。なお、図１１では、図１０に示した時刻ｔ１〜ｔ２における電流の流れが一例として示されている。

図１１を参照して、コンセントユニットＡＣＵから商用交流電力が入力され、双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＢｂ，ＳＣｂがオンする。そうすると、電流は、コンセントユニットＡＣＵから電源ラインＬａ、双方向スイッチング素子ＳＡａ、電源ラインＬＡ、Ｕ相ラインＬＵ１、モータジェネレータＭＧ１のＵ相コイルへと流れる。そして、その後、電流は、モータジェネレータＭＧ１の中性点からＶ，Ｗ各相コイルに流れ、Ｖ，Ｗ各相ラインＬＶ１，ＬＷ１、電源ラインＬＢ，ＬＣ、双方向スイッチング素子ＳＢｂ，ＳＣｂ、および電源ラインＬｂを介してコンセントユニットＡＣＵに還流する。

そして、図１０に示した時刻ｔ２において、それまでオンしていた双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＢｂ，ＳＣｂがオフすると、モータジェネレータＭＧ１の各相コイルに蓄積された磁場エネルギーが放出され、インバータ３４のＶ，Ｗ各相上アームのダイオードＤ２３，Ｄ２５を介して電源ラインＬ２に昇圧された昇圧電圧が出力される。この昇圧電圧は、コンバータ３２によってバッテリ１２のバッテリ電圧に降圧され、バッテリ１２が充電される。

なお、再び図１０を参照して、この図１０では、双方向スイッチング素子は、キャリア周期内の最初にオンされているが、双方向スイッチング素子がオンするタイミングは、必ずしもキャリア周期内の最初である必要はない。

以上のように、この実施の形態１によれば、２×３個の双方向スイッチング素子からなるマトリックスコンバータ３８によって、モータジェネレータＭＧ１によって発電された３相交流電圧が一旦直流に変換されることなく商用交流電圧に直接変換されるので、電力変換効率が向上する。また、商用交流電圧を出力するための専用インバータや、従来の交流−交流変換装置が備えていたリアクトルやコンデンサが不要となるので、ハイブリッド自動車１０を小型化できる。さらに、リアクトルによる騒音も無くなるので、ハイブリッド自動車１０の静粛性が向上する。

また、この実施の形態１によれば、コンセントユニットＡＣＵから入力される商用交流電圧がマトリックスコンバータ３８およびモータジェネレータＭＧ１のコイルを用いて昇圧され、その昇圧された昇圧電圧によってバッテリ１２が充電されるので、外部の商用交流電源を用いて商用交流電圧よりも高電圧のバッテリ１２を充電することができる。そして、商用交流電圧よりも高電圧のバッテリ１２を充電するための昇圧コンバータが不要であるので、ハイブリッド自動車１０を小型化できる。

また、この実施の形態１によれば、コンセントユニットＡＣＵから入力される商用交流電圧を用いてバッテリ１２を充電するとき、モータジェネレータＭＧ１に対してｄ軸電流のみを発生させる電圧パターンが生成されるので、モータジェネレータＭＧ１において回転トルクは発生しない。したがって、安全性に十分に配慮した自動車が実現される。

［実施の形態２］
実施の形態１では、外部から入力される商用交流電圧によってバッテリ１２を充電するとき、マトリックスコンバータ３８は、モータジェネレータＭＧ１に駆動力を発生させないように、モータジェネレータＭＧ１に対してｄ軸電流のみを発生させる電圧パターンを出力する。

この実施の形態２では、外部から入力される商用交流電圧によってバッテリ１２を充電するとき、マトリックスコンバータ３８は、モータジェネレータＭＧ１に対して右回りの回転磁界を発生させる電圧パターンと左回りの回転磁界を発生させる電圧パターンとを交互に出力する。これによって、瞬間的にはモータジェネレータＭＧ１に駆動力を発生し得るが、全体的に見ればモータジェネレータＭＧ１に駆動力は発生しない。したがって、この実施の形態２では、実施の形態１では必要であったモータジェネレータＭＧ１の電気角θ１を用いる必要がない。

実施の形態２におけるハイブリッド自動車およびＰＣＵの全体構成は、図１および図２に示した実施の形態１の構成と同じである。そして、実施の形態２におけるＰＣＵは、実施の形態１におけるＰＣＵ１４の制御装置４０において、外部から入力された商用交流電圧を昇圧する昇圧機能がＰＣＵ１４と異なるのみで、その他の機能はＰＣＵ１４と同じである。

図１２は、実施の形態２における制御装置４０Ａにおいて、外部から入力された商用交流電圧を昇圧する昇圧機能を説明するための機能ブロック図である。

図１２を参照して、制御装置４０Ａは、デューティ比演算部９２と、スイッチング制御部９４とからなる。デューティ比演算部９２は、電圧センサ４４によって検出された商用交流電圧Ｖａｂを電圧センサ４４から受ける。そして、デューティ比演算部９２は、検出された商用交流電圧Ｖａｂの大きさが所定電圧Ｖｌｏｗ（Ｖｌｏｗ＞０）よりも大きいとき、下式（１４）〜（１６）によってデューティ比Ｄを演算する。

ここで、Ｖ＊は、所望のバッテリ電圧を表わし、ｔＣは、キャリア周期を表わす。そして、上記において、検出された商用交流電圧Ｖａｂの大きさが所定電圧Ｖｌｏｗよりも大きいときに限りデューティ比の演算を行なうのは、実施の形態１で述べたとおりである。

上記の（１４）〜（１６）式の考え方は、以下のとおりである。すなわち、（１４）式によって、所定電圧Ｖｌｏｗから所望のバッテリ電圧Ｖ＊まで昇圧するための最大デューティ比Ｄ＊が算出される。そして、（１５）式によって、所定電圧Ｖｌｏｗと商用交流電圧Ｖａｂとの電圧比ｒが算出され、（１６）式において、（１５）式により算出された電圧比ｒを（１４）式により算出される最大デューティ比Ｄ＊に掛け合わせることによって、所望の昇圧を達成するためのデューティ比Ｄが算出される。

スイッチング制御部９４は、マトリックスコンバータ３８のスイッチングパターンを決定し、その決定したスイッチングパターンに基づく制御信号をマトリックスコンバータ３８へ出力する。具体的には、スイッチング制御部９４は、以下のようにしてスイッチングパターンを決定する。

（１）右回りスイッチパターン
商用交流電圧Ｖａｂの符号が正のとき、（１６）式によって算出されたデューティ比Ｄで、下記の（ｉ）〜（ｉｉｉ）の各々の組合せからなる双方向スイッチング素子をキャリア周期ｔＣごとに（ｉ）〜（ｉｉｉ）の順にスイッチングさせる。
（ｉ）双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＢｂ
（ｉｉ）双方向スイッチング素子ＳＢａ，ＳＣｂ
（ｉｉｉ）双方向スイッチング素子ＳＣａ，ＳＡｂ
一方、商用交流電圧Ｖａｂの符号が負のときは、デューティ比Ｄで、下記の（ｉｖ）〜（ｖｉ）の各々の組合せからなる双方向スイッチング素子をキャリア周期ｔＣごとに（ｉｖ）〜（ｖｉ）の順にスイッチングさせる。
（ｉｖ）双方向スイッチング素子ＳＡｂ，ＳＢａ
（ｖ）双方向スイッチング素子ＳＢｂ，ＳＣａ
（ｖｉ）双方向スイッチング素子ＳＣｂ，ＳＡａ
これによって、モータジェネレータＭＧ１を電気角にして右回りに１回転させる電圧パターンを発生させることができる。

（２）左回りスイッチパターン
商用交流電圧Ｖａｂの符号が正のとき、デューティ比Ｄで、下記の（ｖｉｉ）〜（ｉｘ）の各々の組合せからなる双方向スイッチング素子をキャリア周期ｔＣごとに（ｖｉｉ）〜（ｉｘ）の順にスイッチングさせる。
（ｖｉｉ）双方向スイッチング素子ＳＢａ，ＳＡｂ
（ｖｉｉｉ）双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＣｂ
（ｉｘ）双方向スイッチング素子ＳＣａ，ＳＢｂ
一方、商用交流電圧Ｖａｂの符号が負のときは、デューティ比Ｄで、下記の（ｘ）〜（ｘｉｉ）の各々の組合せからなる双方向スイッチング素子をキャリア周期ｔＣごとに（ｘ）〜（ｘｉｉ）の順にスイッチングさせる。
（ｘ）双方向スイッチング素子ＳＢｂ，ＳＡａ
（ｘｉ）双方向スイッチング素子ＳＡｂ，ＳＣａ
（ｘｉｉ）双方向スイッチング素子ＳＣｂ，ＳＢａ
これによって、モータジェネレータＭＧ１を電気角にして左回りに１回転させる電圧パターンを発生させることができる。

そして、スイッチング制御部９４は、上記の右回りスイッチパターンと左回りスイッチパターンとを交互に繰り返し行なう。

図１３は、実施の形態２における制御装置４０Ａにおいて、外部から入力される商用交流電圧Ｖａｂが昇圧される際のマトリックスコンバータ３８の動作波形図である。ここで、この図１３では、商用交流電圧Ｖａｂが正であるタイミングの動作波形が代表的に示されている。

図１３を参照して、制御装置４０Ａは、時刻ｔ１〜ｔ１０までの３キャリア周期の期間、上述した右回りスイッチパターンによってマトリックスコンバータ３８の各双方向スイッチング素子をスイッチングさせる。すなわち、商用交流電圧Ｖａｂは正であるので、制御装置４０Ａは、時刻ｔ１〜ｔ４までのキャリア周期ｔＣの期間、デューティ比Ｄで双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＢｂをスイッチングさせる。そして、制御装置４０Ａは、時刻ｔ４〜ｔ７までのキャリア周期ｔＣの期間、デューティ比Ｄで双方向スイッチング素子ＳＢａ，ＳＣｂをスイッチングさせる。さらに、制御装置４０Ａは、時刻ｔ７〜ｔ１０までのキャリア周期ｔＣの期間、デューティ比Ｄで双方向スイッチング素子ＳＣａ，ＳＡｂをスイッチングさせる。

続いて、制御装置４０Ａは、時刻ｔ１０〜ｔ１９までの３キャリア周期の期間、上述した左回りスイッチパターンによってマトリックスコンバータ３８の各双方向スイッチング素子をスイッチングさせる。すなわち、商用交流電圧Ｖａｂは正であるので、制御装置４０Ａは、時刻ｔ１０〜ｔ１３までのキャリア周期ｔＣの期間、デューティ比Ｄで双方向スイッチング素子ＳＢａ，ＳＡｂをスイッチングさせる。そして、制御装置４０Ａは、時刻ｔ１３〜ｔ１６までのキャリア周期ｔＣの期間、デューティ比Ｄで双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＣｂをスイッチングさせる。さらに、制御装置４０Ａは、時刻ｔ１６〜ｔ１９までのキャリア周期ｔＣの期間、デューティ比Ｄで双方向スイッチング素子ＳＣａ，ＳＢｂをスイッチングさせる。

図１４は、実施の形態２における制御装置４０Ａにおいて、外部から入力される商用交流電圧が昇圧される際の電流の流れを示した回路図である。なお、図１４では、図１３に示した時刻ｔ１〜ｔ２における電流の流れが一例として示されている。

図１４を参照して、コンセントユニットＡＣＵから商用交流電力が入力され、双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＢｂがオンする。そうすると、電流は、コンセントユニットＡＣＵから電源ラインＬａ、双方向スイッチング素子ＳＡａ、電源ラインＬＡ、Ｕ相ラインＬＵ１、モータジェネレータＭＧ１のＵ相コイルへと流れる。そして、その後、電流は、モータジェネレータＭＧ１の中性点からＶ相コイルに流れ、Ｖ相ラインＬＶ１、電源ラインＬＢ、双方向スイッチング素子ＳＢｂ、および電源ラインＬｂを介してコンセントユニットＡＣＵに還流する。

そして、図１３に示した時刻ｔ２において、それまでオンしていた双方向スイッチング素子ＳＡａ，ＳＢｂがオフすると、モータジェネレータＭＧ１のＵ，Ｖ各相コイルに蓄積された磁場エネルギーが放出され、インバータ３４のＶ相上アームのダイオードＤ２３を介して電源ラインＬ２に昇圧された昇圧電圧が出力される。この昇圧電圧は、コンバータ３２によってバッテリ１２のバッテリ電圧に降圧され、バッテリ１２が充電される。

なお、再び図１３を参照して、この図１３でも、双方向スイッチング素子は、キャリア周期内の最初にオンされているが、双方向スイッチング素子がオンするタイミングは、必ずしもキャリア周期内の最初である必要はない。

以上のように、この実施の形態２によれば、コンセントユニットＡＣＵから入力される商用交流電圧を用いてバッテリ１２を充電するとき、モータジェネレータＭＧ１に対して右回りの回転磁界を発生させる電圧パターンと左回りの回転磁界を発生させる電圧パターンとが交互に生成されるので、モータジェネレータＭＧ１において全体的な回転トルクは発生しない。したがって、安全性に十分に配慮した車両が実現される。また、モータジェネレータＭＧ１の回転位置をセンサによって検出することなく、上記電圧パターンを生成することができる。

なお、上記の各実施の形態においては、この発明による電圧変換装置が搭載される車両としてハイブリッド自動車の場合を代表的に例示して説明したが、この発明の適用範囲は、ハイブリッド自動車に限られるものではない。一般に、発電可能な多相交流回転機にこの発明による電圧変換装置を接続することによって商用交流電圧を生成することができ、また、多相交流回転機によって充電されるバッテリが備えられるときは、商用交流電源を用いて商用交流電圧よりも高電圧にバッテリを充電することができる。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明による電圧変換装置が搭載された車両の一例として示されるハイブリッド自動車の構成を示す概略図である。 図１に示すＰＣＵの主要部の構成を示す回路図である。 図２に示すマトリックスコンバータにおける双方向スイッチング素子の構成を示す回路図である。 図２に示すマトリックスコンバータにおける双方向スイッチング素子の他の構成を示す回路図である。 図２に示すマトリックスコンバータによって商用交流電圧が生成される際の制御装置の動作を説明するためのフローチャートである。 図２に示すマトリックスコンバータによって商用交流電圧が生成される際のマトリックスコンバータの動作の一例を説明するための動作波形図である。 図６に示すフローチャートにおける時刻ｔ１〜ｔ２の電流の流れを示した回路図である。 図６に示すフローチャートにおける時刻ｔ２〜ｔ３の電流の流れを示した回路図である。 図２に示す実施の形態１における制御装置において、外部から入力された商用交流電圧を昇圧する昇圧機能を説明するための機能ブロック図である。 図２に示す実施の形態１における制御装置において、外部から入力される商用交流電圧が昇圧される際のマトリックスコンバータの動作波形図である。 図２に示す実施の形態１における制御装置において、外部から入力される商用交流電圧が昇圧される際の電流の流れを示した回路図である。 実施の形態２における制御装置において、外部から入力された商用交流電圧を昇圧する昇圧機能を説明するための機能ブロック図である。 実施の形態２における制御装置において、外部から入力される商用交流電圧が昇圧される際のマトリックスコンバータの動作波形図である。 実施の形態２における制御装置において、外部から入力される商用交流電圧が昇圧される際の電流の流れを示した回路図である。

符号の説明

１０ ハイブリッド自動車、１２ バッテリ、１４ ＰＣＵ、１６ 動力出力装置、１８ ＤＧ、２０Ｒ，２０Ｌ 前輪、２２Ｒ，２２Ｌ 後輪、２４Ｒ，２４Ｌ フロントシート、２６ リアシート、２８ ダッシュボード、３２ コンバータ、３４，３６ インバータ、３８ マトリックスコンバータ、４０，４０Ａ 制御装置、４２〜４６ 電圧センサ、４８ 制御コントローラ、５０，５２ 回転位置センサ、６２，６４，７４，７６，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１〜Ｑ２６，Ｑ３１〜Ｑ３６ パワートランジスタ、６６，６８，Ｄ２１〜Ｄ２６，Ｄ３１〜Ｄ３６ ダイオード、７０，７２ 端子、８２ 電圧演算部、８４，９２ デューティ比演算部、８６，９４ スイッチング制御部、３４１，３６１ Ｕ相アーム、３４２，３６２ Ｖ相アーム、３４３，３６３ Ｗ相アーム、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、Ｌ１，Ｌ２，ＬＡ〜ＬＣ，Ｌａ，Ｌｂ 電源ライン、Ｌ３ 接地ライン、ＬＵ１，ＬＵ２ Ｕ相ライン、ＬＶ１，ＬＶ２ Ｖ相ライン、ＬＷ１，ＬＷ２ Ｗ相ライン、ＭＧ１，ＭＧ２ モータジェネレータ、ＡＣＵ コンセントユニット、Ｌ リアクトル、ＳＡａ，ＳＡｂ，ＳＢａ，ＳＢｂ，ＳＣａ，ＳＣｂ 双方向スイッチング素子。

Claims (11)

1. 直流電源と、
   ｍ相（ｍは２以上の自然数）交流電圧を発電するｍ相交流回転機と、
   前記直流電源と前記ｍ相交流回転機との間に設けられるインバータと、
   前記ｍ相交流回転機を前記インバータと接続する電力ラインに接続される電圧変換装置と、
   前記電圧変換装置に接続され、単相交流電圧を入出力するためのコンセントユニットとを備え、
   前記電圧変換装置は、
   ｍ相交流電圧を受け、その受けたｍ相交流電圧を単相交流電圧に変換して出力するマトリックスコンバータと、
   前記マトリックスコンバータの動作を制御する制御装置とを含み、
   前記コンセントユニットから入力される単相交流電圧が、前記電力ラインを介して前記マトリックスコンバータに接続される前記ｍ相交流回転機のコイルと前記マトリックスコンバータとを用いて昇圧されるように、前記制御装置は、前記マトリックスコンバータの動作をさらに制御し、
   前記直流電源は、前記ｍ相交流回転機のコイルと前記マトリックスコンバータとを用いて昇圧された昇圧電圧によって充電される、車両。
2. 前記制御装置は、前記コンセントユニットから入力される単相交流電圧が所定値よりも小さいとき、前記マトリックスコンバータの制御を停止する、請求項１に記載の車両。
3. 前記ｍ相交流回転機の回転位置を検出する回転位置センサをさらに備え、
   前記制御装置は、前記コンセントユニットから入力される単相交流電圧を用いて前記直流電源を充電するとき、前記回転位置センサによって検出される前記ｍ相交流回転機の回転位置に基づいて、前記ｍ相交流回転機に対してｄ軸電流のみを発生させる電圧パターンとなるように前記マトリックスコンバータを制御する、請求項１または請求項２に記載の車両。
4. 前記制御装置は、前記コンセントユニットから入力される単相交流電圧を用いて前記直流電源を充電するとき、前記ｍ相交流回転機に右回りの回転磁界と左回りの回転磁界とを交互に発生させる電圧パターンとなるように前記マトリックスコンバータを制御する、請求項１または請求項２に記載の車両。
5. 前記単相交流電圧は、商用交流電圧である、請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の車両。
6. 前記マトリックスコンバータは、
   前記ｍ相交流電圧の各相電圧をそれぞれ受けるｍ本の第１の電源ラインと、
   前記単相交流電圧を線間電圧として出力する２本の第２の電源ラインと、
   前記ｍ本の第１の電源ラインと前記２本の第２の電源ラインとの間にそれぞれ設けられ、各々が前記制御装置からの制御信号に応じてスイッチング動作を行なうｍ×２個の双方向スイッチング素子とを含む、請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の車両。
7. 前記制御装置は、所定のタイミングにおいて、前記ｍ相交流電圧のうち最大相電圧および最小相電圧をそれぞれ受ける第１および第２の電源ラインを選択し、その選択した第１および第２の電源ラインと前記単相交流電圧を線間電圧として出力する第３および第４の電源ラインとの間にそれぞれ設けられる各双方向スイッチング素子が所定のデューティ比で動作するように前記マトリックスコンバータを制御し、
   前記マトリックスコンバータは、前記制御装置からの制御信号に応じて、前記第１および第２の電源ラインにそれぞれ受ける前記最大相電圧および前記最小相電圧の電圧差を前記単相交流電圧に変換して前記第３および第４の電源ラインへ出力する、請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の車両。
8. 前記制御装置は、そのときに出力すべき前記単相交流電圧の符号に応じて、前記選択した第１の電源ラインと前記第３または第４の電源ラインとの間に設けられる第１のスイッチング素子、および前記選択した第２の電源ラインと前記第４または第３の電源ラインとの間に設けられる第２のスイッチング素子が前記所定のデューティ比で動作し、かつ、その他のスイッチング素子がオフするように前記マトリックスコンバータを制御する、請求項７に記載の車両。
9. 前記制御装置は、前記最大相電圧および前記最小相電圧の電圧差とそのときに出力すべき前記単相交流電圧の電圧値とに基づいて前記所定のデューティ比を演算し、その演算された所定のデューティ比で前記第１および第２のスイッチング素子が動作するように前記マトリックスコンバータを制御する、請求項８に記載の車両。
10. 前記制御装置は、前記最大相電圧および前記最小相電圧の電圧差とそのときに出力すべき前記単相交流電圧の絶対値との比を前記所定のデューティ比として演算する、請求項９に記載の車両。
11. 前記制御装置は、前記最大相電圧および前記最小相電圧の電圧差がそのときに出力すべき前記単相交流電圧の絶対値以下であるとき、前記マトリックスコンバータの制御を停止する、請求項７から請求項１０のいずれか１項に記載の車両。

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