JP4549162B2 - 無線基地局装置及び無線通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、複数の信号系列を送信する無線端末装置を含み、複数の無線端末装置により空間多重伝送を行う無線基地装置及びそれを利用した無線通信方法に関する。

近年、無線通信の大容量化、高速化の要求が非常な高まりをみせており、有限な周波数資源の有効利用効率を更に向上させる方法の研究がさかんになっている。その一つの方法として、空間領域を利用する手法が注目を集めている。空間領域利用技術のひとつは、アダプティブアレーアンテナ（適応アンテナ）であり、受信信号に乗算する重み付け係数（以下、この重み付け係数を「重み」という。）により振幅と位相を調整することにより、所望方向から到来する信号を強く受信し、干渉波方向に指向性のヌルをむけることで干渉波を抑圧することができ、これによりシステムの通信容量を改善することが可能となる。

また、空間領域を利用した別な技術として、伝搬路における空間的な直交性を利用することで、同一時刻、同一周波数、同一符号の物理チャネルを用いて異なるデータ系列を、（１）異なる端末装置に対して伝送する空間分割多元接続（以下、ＳＤＭＡ）技術、（２）同一の端末装置に対して伝送する空間多重（以下、ＳＤＭ）技術がある。ＳＤＭＡ技術は、非特許文献１等において情報開示されており、端末装置間の空間相関係数が所定値よりも低ければＳＤＭＡが可能であり、無線通信システムのスループット、同時ユーザ収容数を改善することができる。この場合、端末装置から基地局装置への送信時（アップリンク）における基地局装置の受信方法については、例えば非特許文献２において情報開示されており、複数の無線端末装置からの送信系列はＭＭＳＥ(Minimum Mean squared error)、ＭＬ(Maximum Likelihood)、ＳＩＣ(Successive Interference Cancellation)等の手法を用いて分離受信が可能である。

一方、ＳＤＭ技術は、例えば非特許文献３において情報開示されており、送信機及び受信機共に複数のアンテナ素子を備え、アンテナ間での受信信号の相関性が低い伝搬環境下においてＳＤＭ伝送が実現できる。この場合、送信機の備える複数のアンテナから、アンテナ素子毎に同一時刻、同一周波数、同一符号の物理チャネルを用いて異なるデータ系列、異なるデータ系列を送信し、受信機においては受信機の備える複数アンテナでの受信信号から異なるデータ系列を基に分離受信する。これにより、空間多重チャネルを複数用いることで多値変調を用いずに高速化の達成が可能である。ＳＤＭ伝送を行う場合、十分なＳ／Ｎ（信号対雑音比）条件下での送受信機間に多数の散乱体が存在する環境下では、送信機と受信機が同数のアンテナを備えた上で、アンテナ数に比例して通信容量の拡大が可能である。
T.Ohgane et al, "A study on a channel allocation scheme with an adaptive array in SDMA, " IEEE 47th VTC, Page.725-729, vol.2(1997) P.Vandenameele, " A Combined OFDM/SDMA Approach, " IEEE J. on Selected Areas in communications, Vol.18, No.11, Nov. 2000 G.J.Foschini, " Layered space-time architecture for wireless communication in a fading environment when using multi-element antennas," Bell Labs Tech. J., pp.41-59, Autumn 1996

複数の無線端末装置から無線基地局装置にＳＤＭＡ方式で無線通信を行う際に、複数の無線端末装置のうち少なくとも一つが複数の信号系列を送信する無線端末装置を含む場合
、従来のＳＤＭＡの分離受信手法によっても分離受信が可能だが、以下のような課題を生じる。

（１）ＭＭＳＥといった線形分離手法、またはＳＩＣを用いると、それらが時空間符号化を施した送信系列の場合、送信系列毎の分離を優先するため十分なダイバーシチ効果が得られない。

（２）ＳＩＣの場合、逐次的に送信系列毎に復号処理するため、当該無線端末装置の全ての信号系列を処理するまで一次保管用のバッファメモリが必要であり、無線端末装置毎に異なる許容遅延などのＱｏＳ（Quality of Service）への対応が難しくなる。

（３）ＭＬＤを用いる場合、接続する無線端末装置数、及び変調多値数が増大すると、その演算量は指数関数的に増大する。

本発明は上記課題を解決するもので、ダイバーシチ効果及び符号化利得を有効に得ることができ、必要となる一次保管用のバッファメモリ量を低減し、ＱｏＳへの対応を容易にした無線基地局装置及び無線通信方法を提供することを目的とする。

また、送信信号間の相関が高い場合でも、複数の送信信号間の相関を下げる時空間インターリーバや時空間位相回転等の処理による効果を有効利用し、チャネルアロケーション時の制約条件を緩和し、簡易なスケジューラの導入が可能となる無線基地局装置及び無線通信方法を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明は、複数の無線端末装置から空間多重伝送された複数の信号系列を、複数のアンテナを用いて分離受信する無線基地局装置において、複数の無線端末装置のうち少なくとも一つは複数の信号系列を送信する無線端末装置を含み、複数のアンテナによる受信信号から、所望無線端末装置を除く信号系列の成分を除去した所望無線端末装置の受信信号系列を抽出する他ユーザ信号除去手段と、他ユーザ信号除去手段の出力を基に、ユーザ個別に受信処理を行うユーザ個別受信処理手段とを有する。

本発明の無線基地局装置によれば、複数端末装置からの複数の送信系列の分離受信を可能とする無線基地局装置において、時空間符号を施した複数の送信系列に対し、ダイバーシチ効果及び符号化利得を有効に得ることができる。また、従来のＳＩＣを改良することで、必要となる一次保管用のバッファメモリ量を低減し、ＱｏＳへの対応が容易となる効果を有する。また、送信信号間の相関が高い場合でも、複数の送信信号間の相関を下げる時空間インターリーバや時空間位相回転等の処理による効果を有効利用できる。これによりチャネルアロケーション時の制約条件を緩和し、簡易なスケジューラの導入が可能となる効果を有効利用できる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における無線基地局装置の構成を示す図である。以下、本実施の形態においては、複数の無線端末装置から無線基地局装置に向けての送信時（以下、アップリンク）における無線基地局装置の動作について説明する。

図１において、１−１〜１−Ｎｔ（図ではＮｔ＝２の場合を示す。）は無線端末装置、２は無線基地局装置を示す（以下の説明において、無線端末装置を総称する場合は無線端末装置１と記す）。無線基地局装置２において、３は複数（ＮＲ個）のアンテナ、４−１〜４−Ｎｔ（図ではＮｔ＝４の場合を示す。）は複数のアンテナ３で受信されたそれぞれの高周波信号をベースバンド信号に周波数変換しディジタル信号として取り出す受信部（以下の説明において、受信部を総称する場合は受信部４と記す）、５は複数の無線端末装置１−１〜１−Ｎｔを用いて送信される複数の送信系列に対し、ユーザ間の干渉を排除されたユーザ間干渉除去信号を出力する他ユーザ信号分離手段、６−１〜６−Ｎｔ（図ではＮｔ＝２の場合を示す。）はユーザ間干渉除去信号から、ユーザ単位の送信系列に対し受信処理を行うユーザ個別受信処理手段（以下の説明において、ユーザ個別受信処理手段を総称する場合はユーザ個別受信処理手段６と記す）である。以下、図１を用いてその動作を順に説明する。

まず、Ｎｔ個の無線端末装置１−１〜１−Ｎｔは、それぞれアンテナから送信系列を送信する。ここで、第ｎ番目の無線端末装置１−ｎから無線基地局装置２へ送信する離散時刻ｋにおける送信系列をｘ_n（ｋ）と表記する。ｎはＮｔ以下の自然数であり、複数のアンテナ（Ｍ（ｎ）＞１）を用いて複数Ｍ（ｎ）個の送信系列ｘ_n（ｋ）を並列的に送信する場合、送信系列ｘ_n（ｋ）はＭ（ｎ）次元の列ベクトルからなるものとする。

図２は無線端末装置１の詳細な構成を示す図である。図２（ａ）は無線端末装置１がシングルアンテナで送信を行う場合、図２（ｂ）は複数アンテナで送信を行う場合（図では一例としてＭ（ｎ）＝２の場合を示す。）の構成を示す。図２において、データ系列生成手段２０は無線基地局装置２へ送信するデータ系列ｚ_nを生成する。

図２（ａ）のシングルアンテナ送信の場合、データ系列生成手段２０で生成したデータ系列ｚ_nを送信系列ｘ_n（ｋ）と見なし、伝送路符号化手段２２−１により所定の符号化率で誤り訂正符号化を施した後に、インターリーバ２３−１によりインターリービングし、変調手段２４−１により所定の多値変調を用いてビット列をＩＱ平面上の変調シンボルにマッピングしたベースバンド信号とし、送信部２５−１において、ベースバンド信号を周波数変換し帯域制限処理を加え、増幅後に高周波信号としてアンテナから送信する。

一方、図２（ｂ）の複数アンテナ送信の場合、データ系列生成手段２０で生成したデータ系列ｚ_nを直並列変換手段（Ｓ／Ｐ変換手段）２１によりＭ（ｎ）個の並列データ列である送信系列ｘ_n（ｋ）に変換する。すなわち、送信系列ｘ_n（ｋ）はＭ（ｎ）個の要素をもつ列ベクトルとして表記される。その後、送信系列毎に、伝送路符号化手段２２−１〜２２−Ｍ（ｎ）、インターリーバ２３−１〜２３−Ｍ（ｎ）、変調手段２４−１〜２４−Ｍ（ｎ）及び送信部２５−１〜２５−Ｍ（ｎ）でシングルアンテナ送信と同様な処理を行う。なお、送信系列よりも多くのアンテナ数を用いて送信することも可能であり、その場合は、所望の指向性を形成する指向性ウエイトを送信系列に対し乗算する方法、または、ＳＴＢＣ（Space Time Block coding）のような時空間符号化を施すことで実現できる。以下では、無線端末装置１で送信に用いられるアンテナ数と送信系列の数が同数である場合を説明する。

続いて、図１を用いて、無線基地局装置２における動作を説明する。なお、以下では、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立後の動作を説明する。Ｎｒ個の複数アンテナ３で受信された高周波信号は、それぞれ受信部４−１〜４−Ｎｒにおいて、図示されていない増幅及び周波数変換後に直交検波され、ＩＱ平面上のベースバンド信号に変換され、さらに、Ａ／Ｄ変換器を用いて複素ディジタル信号で表現される受信信号ｙ（ｋ）として出力する。ここで、ｙ（ｋ）は受信に用いるアンテナ数Ｎｒ個での受信信号を要素として含む列ベクトルである。

ここで、無線端末装置１―ｎからの送信系列ｘ_n（ｋ）に対し、フラットフェージング伝搬環境下において得られる離散時刻ｋにおける無線基地局装置２での受信信号ｙ（ｋ）は（数１）のように示される。（数１）において、Ｈ_nは第ｎ番目の無線端末装置１―ｎの送信系列ｘ_n（ｋ）が受ける伝搬路変動を示し、（無線基地局アンテナ数Ｎｒ）行×（第ｎ番目の無線端末装置１―ｎにおける送信アンテナ数Ｍ（ｎ））列からなる行列であり、そのｉ行ｊ列の行列要素h_ijは、第ｎ番目の無線端末装置１−ｎにおける第ｊ番目の送信アンテナから送信された信号が、無線基地局装置２における第ｉ番目のアンテナで受信される場合に伝搬路による伝搬路変動を示す。また、ｎ（ｋ）は無線基地局装置２のＮｒ個のアンテナで受信時に付加されるＮｒ個の要素をもつ雑音ベクトルを示す。

次に、他ユーザ信号分離手段５は、無線端末装置１−ｎ（ｎはＮｔ以下の自然数）から送信される既知のパイロット信号などを用いて推定された伝搬路変動Ｈ_nに対する伝搬路変動推定値Ｂ_nを用いて、異なる無線端末装置１−ｍ（ｍ≠ｎ）からの他ユーザ信号を分離するユーザ間分離ウエイトを生成し、受信信号ｙ（ｋ）に対し乗算演算を行う。ここで所望の第ｎ番目の無線端末装置１−ｎに対するユーザ間分離ウエイトＷ_nは、（数２）に示すように、所望の第ｎ番目の無線端末装置１−ｎを除く伝搬路変動推定値Ｂ_jから構成される行列Ｇ（ｎ）に対し（ただし、ｊ≠ｎ）、特異値分解を用いて生成する。（数２）における^Hは複素共役転置を行う演算子である。すなわち伝搬路変動推定値Ｇ（ｎ）の左特異行列Ｕを構成する列ベクトル（左特異ベクトル）u_jのうち、所望の第ｎ番目を除く無線端末装置１−ｊがトータルでＭｓ個の送信系列を送信し、受信アンテナ数Ｎｒとする場合に、ｊ＝（Ｍｓ＋１）、・・・・・、Ｎｒの（Ｎｒ−Ｍｓ）個の左特異ベクトルu_jを選択する。（数３）のように、選択された左特異ベクトルu_jを用いてユーザ間分離ウエイト行列Ｗ_nとする。選択された各左特異ベクトルu_jは所望の第ｎ番目の無線端末装置１−ｎからの送信系列ｘ_n（ｋ）を除く送信信号に指向性ヌルを向けるウエイトとなる。なお、ユーザ間分離ウエイトを生成するためには、（全無線端末装置１からの全ての送信系列数）≦（無線基地局数のアンテナ数Ｎｒ）の条件を満たす必要がある。

このように生成されたユーザ間分離ウエイトＷ_nを用いて、無線基地局装置２での受信信号ｙ（ｋ）に対し、（数４）に示すように乗算することで、他の無線端末装置１−ｍからの干渉信号成分を低減した信号ｙ_n（ｋ）を得ることができる。Ｎｔまた、チャネル推定が理想的に行われた場合、（数５）のような関係が得られるため、（数４）は、（数６）に示すように変形することができ、ｙ_n（ｋ）は他の無線端末装置１−ｍからの干渉信号成分が完全に除去された信号となる。すなわち、他ユーザ信号分離手段５は他の無線端末装置１−ｍからの他のユーザによる信号を除去するユーザ信号除去手段として作用する。

次にユーザ個別受信処理手段６は、他ユーザ信号分離信号ｙ_n（ｋ）に対し、ユーザ個別受信処理を行う。図３は第ｎ番目の無線端末装置１−ｎからの送信系列を受信するユーザ個別受信処理手段６−ｎの構成を示す図である。第ｎ番目の無線端末装置１−ｎにおいて、送信系列数Ｍ（ｎ）＝１の場合は図３（ａ）に示す構成により処理を行い、Ｍ（ｎ）＞１の場合は図３（ｂ）に示す構成による処理を行う。なお図３（ｂ）はＭ（ｎ）＝２の場合の例を示している。図３において、３１−１〜３１−Ｍ（ｎ）は信号分離手段、３２−１〜３２−Ｍ（ｎ）は復調手段、３３−１〜３３−Ｍ（ｎ）はデインターリーバ、３４−１〜３４−Ｍ（ｎ）は復号化手段、３５は並直列変換手段（Ｐ／Ｓ変換手段）である。

Ｍ（ｎ）＝１の場合、他ユーザ信号分離信号ｙ_n（ｋ）に対し、復調手段３２は所定の変調方式によるシンボルデータ列からビットデータ列に変換する。デインターリーバ３３は送信側で施されたインターリーブと逆の動作によりビット順を復元する。復号化手段３
４は入力されるビットデータ列に対し誤り訂正符号を施し、送信信号系列を復元する。

Ｍ（ｎ）＞２の場合、他ユーザ信号分離信号ｙ_n（ｋ）は信号分離手段３１により個別の送信系列に分離される。この場合の第ｎ番目の無線端末装置１−ｎからの送信系列ｘ_n（ｋ）に対する受信信号の分離は、（数７）に示すチャネル推定値Ｂ_nにユーザ間分離ウエイトＷ_nを乗算した結果得られるユーザ間分離ウエイト乗算後のチャネル推定値Ｆ_nに基づいて行う。また、分離アルゴリズムは、ＺＦ（Zero Forcing）、ＭＭＳＥ(Minimum Mean Square Error)，ＭＬＤ（Maximum likelihood Detection）等の手法を適用することで実現できる。ここで、ＭＬＤによる分離手法を使う場合、本手法は無線端末装置１−１〜１−Ｎｔ毎に、他無線端末装置からの干渉信号を除去した他ユーザ信号分離信号を用いることから、ＭＬＤの際の信号点候補を削減することができ、現実的なハードウエアでの実現が可能となる。

なお、分離アルゴリズムは、一つの手法を固定的に使用してもよいし、送信系列の変調多値数、受信信号数等に応じて適応的に変更してもよい。例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫといった変調多値数が少ない場合はＭＬＤを適用し、変調多値数が多い１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの場合は、ＭＭＳＥ等の線形手法の適用が考えられる。

ユーザ個別に分離されたそれぞれの信号は、復調手段３２−１〜３２−Ｍ（ｎ）、デインターリーバ３３−１〜３３−Ｍ（ｎ）、復号化手段３４−１〜３４−Ｍ（ｎ）により誤り訂正されたビット列を出力し送信系列を復元する。そして、並直列変換手段（Ｐ／Ｓ変換手段）３５により直列のデータ列系列を再生する。

以上のような動作により、本実施の形態では、当該無線端末装置１からの送信系列が複数である場合、それを一つの単位として、他ユーザ信号の干渉を除去した信号として抽出する。これにより、後続の処理は、ユーザ個別に受信復号処理を適用することが可能となる。従って、送信系列が複数である場合、最終的に並直列変換手段（Ｐ／Ｓ変換手段）３５によりパラレルデータを直列データに変換する必要があるが、本実施の形態では、ユーザ毎に受信復号処理が同時並列に行えるため、並直列変換手段３５への入力データがウエイトされることなく、また、新たに入力データを一次的に保管するバッファメモリを設けることもないため、データ処理遅延を小さくし、またメモリ増によるハードウエア増加を抑えることができる。

また、受信特性としても、本構成は、現実的なハードウエア規模で従来手法（ＺＦ、ＭＭＳＥ）よりも良好な特性を得ることができる。すなわち、他ユーザ信号分離手段５にかわり、従来のＺＦ，ＭＭＳＥといった線形処理により一括分離処理を用いる場合、当該無線端末装置１からの送信系列が複数であっても、当該無線端末装置１毎の送信系列を取り出すことが可能であるが、ＳＴＢＣ（Space Time Block Coding）、ＳＴＴＣ(Space Time
Trellis Coding)といった時空間符号を施している場合、同じ無線端末装置１からの複数の送信系列が含まれる場合、それらを分離受信する受信ウエイトを形成する性質から、アンテナ自由度を干渉抑圧のために使用してしまい、ダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を損ねる。一方、本実施の形態では他無線端末装置１からの干渉を排除した信号を用いることで時空間復号が可能であるためにダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を得ることができる。また、他ユーザ信号分離手段５にかわり、従来のＭＬＤに基づく一括分離処理を導入することも可能であるが、その場合、本実施の形態よりも受信特性は優れるが、
全ての無線端末装置１―１〜Ｎｔからの送信系列に対しＭＬＤ処理を行うと、ＭＬＤによる処理量は、送信系列数とその変調多値数に対し指数関数的に増大するため、現実的なハードウエアの実現が困難となる。

なお、本実施の形態では、ユーザ個別受信処理手段６を、接続する無線端末装置数Ｎｔ分設けているが、送信系列のＱｏＳに基づき適当な指標（送信系列の許容遅延量、データ種別等）を設け、受信処理を行う優先度を無線端末装置１毎に設定して、逐次的にユーザ個別受信処理手段６への入力を切り替える構成でも可能である。これにより、ユーザ個別受信処理手段６を、接続する無線端末装置１より少ない数にでき、ユーザによっては、伝送データを復元するまでの処理遅延が大きくなるが、無線基地局装置２の構成を簡易化する効果が得られる。

（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２におけるアップリンクにおける無線基地局装置２ａの構成を示す図である。図４において、図１の無線基地局装置２の構成と異なる部分は、受信部４の出力以降の構成であり、以下では異なる動作部分を主に説明する。

Ｎｔ個の無線端末装置１−１〜１−Ｎｔがそれぞれアンテナから送信系列を送信するまでの動作は実施の形態１と同様であり、その説明を省略する。

無線基地局装置２ａにおいて、図示されていない複数（Ｎｒ個）のアンテナ３で得られた高周波信号を受信部４−１〜４−Ｎｒで出力を得るまでは実施の形態１における図１の無線基地局装置２と同様である。受信部４−１〜４−Ｎｒは複素ディジタル信号で表現される受信信号ｙ（ｋ）を出力する。ここで、ｙ（ｋ）は受信に用いるアンテナ数Ｎｒ個での受信信号を要素として含む列ベクトルである。ここで、無線端末装置１−ｎからの送信系列ｘ_n（ｋ）に対し、実施の形態１と同様にフラットフェージング伝搬環境下において得られる離散時刻ｋにおける無線基地局装置２ａでの受信信号ｙ（ｋ）は（数１）のように示される。また、Ｈ_nは第ｎ番目の無線端末装置１―ｎの送信系列ｘ_n（ｋ）が受ける伝搬路変動を示し、（無線基地局アンテナ数Ｎｒ）行×（第ｎ番目の無線端末装置１−ｎにおける送信アンテナ数Ｍ（ｎ））列からなる行列であり、そのｉ行ｊ列の行列要素h_ijは、第ｎ番目の無線端末装置１−ｎにおける第ｊ番目の送信アンテナから送信された信号が、無線基地局装置２ａにおける第ｉ番目のアンテナで受信される場合に伝搬路による伝搬路変動を示す。また、ｎ（ｋ）は無線基地局装置２ａのＮｒ個のアンテナで受信時に付加されるＮｒ個の要素をもつ雑音ベクトルを示す。なお、送信系列ｘ_n（ｋ）はＭ（ｎ）個の要素をもつ列ベクトルで構成される。

受信部４の出力に対して、（Ｎｔ−１）個の受信処理手段４０−１〜４０−（Ｎｔ−１）及び、１つのユーザ個別受信処理手段６をシーケンシャルに接続することで、送信されたデータ系列を復号する。図５は、第ｓ番目の受信処理手段４０−ｓの詳細な構成を示す図である。図５において、第ｓ番目の受信処理手段４０−ｓは、他ユーザ信号分離手段５０−ｓ、ユーザ個別受信処理手段６−ｓ及び干渉キャンセル手段５１−ｓから構成され、各手段の出力において、復号順を決定する所定の評価基準に従って、複数の無線端末装置１からの送信系列毎に復号を行う。ここで、ｓ＝１〜（Ｎｔ−１）である。以下図４及び図５を用いて、その動作を順に説明する。

（１）ｓ＝１の処理：
第１番目の受信処理手段４０−１に、受信部４からの出力が入力され、さらに、他ユーザ信号分離手段５０−１に入力される。他ユーザ信号分離手段５０−１において、無線端末装置１―ｎから送信される既知のパイロット信号などを用いて推定された離散時刻ｋでの伝搬路変動Ｈ_nに対する伝搬路変動推定値Ｂ_nを用いて、異なる無線端末装置１からの他
ユーザ信号を分離するユーザ間分離ウエイトを生成し、受信信号ｙ（ｋ）に対し乗算を行う。ここで、実施の形態１と異なる動作は、所定の評価基準を用いて複数の無線端末装置から特定の無線端末装置１−ｎからの送信系列のみを分離受信を行う点である。

所定の評価基準により優先的に復号する送信系列が第ｎ番目の無線端末装置１−ｎである場合、第ｎ番目の無線端末装置１−ｎの送信系列ｘ_n（ｋ）以外の送信系列成分を除去するユーザ間分離ウエイトＷ_nを生成する。ここで所望の第ｎ番目の無線端末装置１−ｎに対するユーザ間分離ウエイトＷ_nは、（数２）に示すように、所望の第ｎ番目の無線端末装置１−ｎを除く伝搬路変動推定値Ｂ_j（ｋ）から構成される行列Ｇ（ｎ）に対し（ただし、ｊ≠ｎ）、特異値分解を用いて生成する。すなわち伝搬路変動推定値Ｇ（ｎ）の左特異行列Ｕを構成する左特異ベクトルu_jのうち、所望の第ｎ番目を除く無線端末装置１がトータルでＭｓ個の送信系列を送信し、受信アンテナ数Ｎｒrとする場合に、ｊ＝（Ｍｓ＋１）、・・・・・、Ｎｒの（Ｎｒ−Ｍｓ）個の左特異値ベクトルu_jを選択する。（数３）のように、選択された列ベクトルu_jを用いてユーザ間分離ウエイト行列Ｗ_nとする。選択された各左特異ベクトルu_jは所望の第ｎ番目の無線端末装置１−ｎからの送信系列ｘ_n（ｋ）を除く送信信号に指向性ヌルを向けるウエイトとなる。なお、ユーザ間分離ウエイトを生成するためには、（全無線端末装置からの全ての送信系列数）≦（無線基地局数のアンテナ数Ｎｒ）の条件を満たす必要がある。

このように生成されたユーザ間分離ウエイトＷ_nを用いて、無線基地局装置２での受信信号ｙ（ｋ）に対し、（数８）に示すように乗算することで、他の無線端末装置１からの干渉信号分を低減した信号ｙ_n（ｔ）を得ることができる。ここで、ｎはＮｔ以下の自然数である。また、チャネル推定が理想的に行われた場合、（数５）のような関係が得られるため、（数８）は、（数９）に示すように変形することができ、ｙ_n（ｔ）は他の無線端末装置からの干渉信号成分が完全に除去された信号となる。

次にユーザ個別受信処理手段６−１は、他ユーザ信号分離信号ｙ_n（ｋ）に対し、第ｎ番目の無線端末装置の送信系列数がＭ（ｎ）＝１の場合、または、Ｍ（ｎ）＞２の場合に応じて、実施の形態１と同様な動作によりユーザ個別受信処理を行い、送信されたデータ系列を復元する。

干渉キャンセル手段５１−ｓは、復元された第ｎ番目のデータ系列を用いて再度、送信系列と同様な符号化処理、変調を加えたベースバンド信号を生成し、チャネル推定値を用いて受信信号から、復号した第ｎ番目の無線端末装置の送信系列ｘ_n（ｋ）による成分を除去する。図６は干渉キャンセル手段５１−ｓの構成を示す図である。図６において、６０−ｓは復号したデータ系列から送信系列と同様な符号化処理、変調を加えたベースバンド信号を生成する信号生成手段、６１−ｓは、信号生成手段の出力に対しチャネル推定値を用いて受信信号として受けたチャネル変動を付加するチャネル変動付加手段、６２−ｓは受信信号からチャネル変動付加手段の出力を用いて復号した第ｎ番目の無線端末装置１−ｎの送信系列ｘ_n（ｋ）を除去する信号除去手段である。以下、図６における動作を説
明する。

信号生成手段６０−ｓは、ユーザ個別受信処理手段６−ｓの出力である復号したデータ系列から送信系列と同様な符号化処理、変調を加えたベースバンド信号を生成する。具体的な構成は実施の形態１における説明で用いた無線端末装置１における送信系列生成における、伝送路符号化手段２２、インターリーバ２３、変調手段２４を用いて変調処理が加えられた再生ベースバンド信号g_n（ｋ）を出力する。複数のアンテナ（Ｍ（ｎ）＞１）を用いて複数Ｍ（ｎ）個の送信系列ｘ_n（ｋ）が並列的に送信された場合、ｇ_n（ｋ）はＭ（ｎ）次元の列ベクトルからなるものとする。

次にチャネル変動付加手段６１−ｓは、各無線端末装置１から送信される既知のパイロット信号などを用いて推定された離散時刻ｋでの伝搬路変動Ｈ_nに対する伝搬路変動推定値Ｂ_nを用いて、受信信号として受けたチャネル変動を付加し、信号除去手段６２−ｓにおいて、受信信号ｙ（ｋ）から減算処理を行い、第１番目の干渉除去信号ｒ₁（ｋ）を出力する。すなわち、（数１０）に示す演算処理を行う。ここで得られる第１番目の干渉除去信号ｒ₁（ｋ）は、復号が正しく行えており、かつ、チャネル推定が理想的に行えている場合、第ｎ番目の無線端末装置の送信系列ｘ_n（ｋ）による信号成分が完全に除去された信号となる。

（２）Ｎｔ＞ｓ＞１の処理：
第ｓ番目の受信処理手段４０−ｓに、第（ｓ−１）番目の干渉除去信号ｒ_s-1（ｋ）が入力され、さらに、他ユーザ信号分離手段５０−ｓに入力される。他ユーザ信号分離手段５０−ｓにおいて、所定の評価基準により優先的に復号する送信系列を決定し、ｓ＝１の場合と同様に、第ｎ_s番目の無線端末装置１−ｎ_sの送信系列ｘ_ns（ｋ）以外の送信系列成分を除去するユーザ間分離ウエイトＷ_nsを生成する。

各無線端末装置１から送信される既知のパイロット信号などを用いて推定された離散時刻ｋでの伝搬路変動Ｈ_nに対する伝搬路変動推定値Ｂ_nを用いて、異なる無線端末装置１からの他ユーザ信号を分離するユーザ間分離ウエイトを生成し、第（ｓ−１）番目の干渉除去信号ｒ_s-1（ｋ）に対し乗算演算を行う。ここで所望の第ｎ_s番目の無線端末装置１―ｎ_sに対するユーザ間分離ウエイトＷ_nsは、（数１１）に示すように、所望の第ｎ_s番目の無線端末装置１−ｎ_s及び第１番目から第（ｓ−１）番目の受信処理手段４０−１〜４０−（ｓ−１）により除去された無線端末装置１からの送信系列を除く伝搬路変動推定値Ｂ_jから構成される行列Ｇ（ｎ_s）に対し（ただし、ｊ≠ｎ、ｎ₂、・・・・・ ｎ_s-1）、特異値分解を用いて生成する。すなわち伝搬路変動推定値Ｇ（ｎ_s）の左特異行列Ｕを構成する左特異ベクトルu_jのうち、所望の第ｎ_s番目の無線端末装置、及び第１番目から第（ｓ−１）番目の受信処理手段４０−１〜４０−（ｓ−１）で除去された無線端末装置からの送信系列を除いた、トータルでＭｓ個の送信系列を送信し、受信アンテナ数Ｎｒとする場合に、ｊ＝（Ｍｓ＋１）、・・・・・、Ｎｒの（Ｎｒ−Ｍｓ）個の左特異ベクトルu_jを選択する。（数１２）のように、選択された左特異ベクトルu_jを用いてユーザ間分離ウエイト行列Ｗ_nsとする。

生成されたユーザ間分離ウエイトＷ_nsを用いて、第（ｓ−１）番目の干渉除去信号ｒ_s-1（ｋ）に対し、（数１３）に示すように乗算することで、所望以外の無線端末装置１からの干渉信号分を低減した信号ｙ_ns（ｔ）を得ることができる。チャネル推定が理想的に行われた場合、（数５）のような関係が得られるため、（数１３）は、（数１４）に示すように変形することができ、ｙ_ns（ｔ）は他の無線端末装置１からの干渉信号成分が除去された信号となる。

次にユーザ個別受信処理手段６−ｓは、他ユーザ信号分離信号ｙ_ns（ｋ）に対し、第ｎ_s番目の無線端末装置の送信系列数がＭ（ｎ_s）＝１の場合、または、Ｍ（ｎ_s）＞２の場合に応じて、実施の形態１において、図２を用いて説明したものと同様な動作によりユーザ個別受信処理を行い、送信されたデータ系列を復元する。

干渉キャンセル手段５１−ｓは、復元された第ｎ_s番目のデータ系列を用いて再度、送信系列と同様な符号化処理、変調を加えたベースバンド信号を生成し、チャネル推定値を用いて受信信号から、復号した第ｎ_s番目の無線端末装置の送信系列ｘ_ns（ｋ）による成分を除去する。図６において、信号生成手段６０−ｓは、ユーザ個別受信処理手段６−ｓの出力である復号したデータ系列から送信系列と同様な符号化処理、変調を加えたベースバンド信号を生成する。具体的な構成は実施の形態１における説明で用いた無線端末装置１における送信系列生成における、伝送路符号化手段２２、インターリーバ２３、変調手段２４を用いて変調処理が加えられた再生ベースバンド信号g_ns（ｋ）を出力する。複数のアンテナ（Ｍ（ｎ_s）＞１）を用いて複数Ｍ（ｎ_s）個の送信系列ｘ_n（ｋ）が並列的に
送信された場合、ｇ_ns（ｋ）はＭ（ｎ_s）次元の列ベクトルからなるものとする。

次にチャネル変動付加手段６１−１は、各無線端末装置１から送信される既知のパイロット信号などを用いて推定された離散時刻ｋでの伝搬路変動Ｈ_nsに対する伝搬路変動推定値Ｂ_nsを用いて、受信信号として受けたチャネル変動を付加し、信号除去手段６２−ｓにおいて、第（ｓ−１）番目の干渉除去信号ｒ_s（ｋ）から減算処理を行い、第ｓ番目の干渉除去信号ｒ_s（ｋ）を出力する。すなわち、（数１５）に示す演算処理を行う。ここで得られる第ｓ番目の干渉除去信号ｒ_s（ｋ）は、復号が正しく行えており、かつ、チャネル推定が理想的に行えている場合、第ｎ_s番目の無線端末装置の送信系列ｘ_ns（ｋ）による信号成分が除去された信号となる。

（３）上記の動作をｓ＝（Ｎｔ−１）まで繰り返す。その結果、第（Ｎｔ―１）番目の受信処理手段４０−（Ｎｔ−１）の動作により第（Ｎｔ−１）番目の干渉除去信号ｒ_s（ｋ）を抽出することができ、この出力に対して、実施の形態１と同様にユーザ個別受信処理手段６ａを用いて、最後に残った第Ｎｔ番目の無線端末装置１の受信データ系列を得ることができる。

なお、第ｓ番目の受信処理手段４０−ｓにおいて、優先的に復号される送信系列を決定する評価基準としては以下のような方法がある。また、受信品質及びＱｏＳを組合せたものを評価指標としても良い。

（１）受信品質による評価基準：
第ｎ番目の無線端末装置１−ｎからの送信系列ｘ_n（ｋ）に対する受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＲを評価基準Ｑｎとする。このような場合、（数１６）に示す評価基準Ｑｎにより受信ＳＮＲによる評価基準とすることができ、この場合、Ｑｎが大きい順に優先的に復号する。ただし、trace(X)は行列Ｘの固有和を算出する演算子である。ＳＩＲ評価の場合は、チャネル推定時に用いるパイロット信号の、推定値に対する分散を評価する手法の適用が可能である。

本実施の形態は、逐次型干渉キャンセラ構成であるため、復号誤りが生じた場合、後段の受信処理手段にその悪影響が伝搬される特性をもつ、従って受信品質が良好な送信系列を優先的に復号する方が特性向上する。従って、ＳＴＢＣ、ＳＴＴＣなどの時空間符号を施している場合はダイバーシチ効果による受信品質の向上が見込まれるため、その優先順位を高く設定する方法でもよい。

（２）ＱｏＳに基づく評価基準：
第ｎ番目の無線端末装置からの送信系列ｘ_n（ｋ）の、ＱｏＳに基づき適当な指標（送信系列の許容遅延量、データ種別等）を設け、受信処理を行う優先度を無線端末装置１毎
に設定伝送遅延に対する許容遅延量を評価基準とする。

以上のような動作により、本実施の形態では、実施の形態１と同様に、当該無線端末装置１からの送信系列が複数である場合、それを一つの単位として、他ユーザ信号の干渉を除去した信号として抽出し送信データ系列を復元していく特徴をもち、実施の形態１と同様に、データ伝送遅延を小さくし、一次的保管用バッファメモリの追加なく実現できる。また、ＳＴＢＣ、ＳＴＴＣといった時空間符号を施している場合、従来のＺＦ，ＭＭＳＥといった線形処理よりも良好な特性を得ることができ、また、ＭＬＤに基づく一括分離処理を導入時には、現実的なハードウエアでの実現が可能となる。また、実施の形態１と異なる部分は、無線端末装置１毎に受信データ系列を復元しそれを受信信号から逐次的に除去していく逐次的干渉キャンセラ（ＳＩＣ）構成である点であり、本構成により、実施の形態１の構成に比べてハードウエア規模は増大するが、受信信号から逐次的に干渉信号成分が除去されていくため、後段の受信処理手段になるにつれ、複数アンテナの自由度を干渉除去から信号品質を高める動作が行えるため、受信品質の改善が図れる効果が得られる。

なお、本実施の形態では逐次的干渉キャンセラ構成であるが、パラレル型の干渉キャンセラ構成にしてもよい。

また、後段の受信処理手段において、すべて干渉除去信号を使わずに、復号すべき送信系列の受信品質が良好な干渉除去信号を選択して、その信号数を削減してもよい。これにより、性能劣化を比較的抑えながら、ハードウエア規模の削減を行うことができる。

（実施の形態３）
図７及び図８は、本発明の実施の形態３におけるアップリンクにおける無線端末装置１ｃ及び無線基地局装置２ｃの構成を示す図である。実施の形態１では、シングルキャリアを用いる伝送方式を用いたが、本実施の形態では、マルチキャリア伝送を行う点が異なるため無線端末装置１ｃ及び無線基地局装置２ｃの構成が異なる。以下では異なる動作部分を主に説明する。

実施の形態１と同様にＮｔ個の無線端末装置１−１〜１−Ｎｔは、それぞれアンテナから送信系列を送信する。ここで、第ｎ番目の無線端末装置１−ｎから無線基地局装置へ送信する離散時刻ｋにおける送信系列ｘ_n（ｋ）と表記する。ここで、ｎはＮｔ以下の自然数であり、複数のアンテナ（Ｍ（ｎ）＞１）を用いて複数Ｍ（ｎ）個の送信系列ｘ_n（ｋ）を並列的に送信する場合、送信系列ｘ_n（ｋ）はＭ（ｎ）次元の列ベクトルからなるものとする。

図７（ａ）、（ｂ）の無線端末装置１ｃはＯＦＤＭ変調を用いたマルチキャリア伝送を行う無線端末装置である。図７（ａ）は無線端末装置１ｃがシングルアンテナで送信を行う場合、図７（ｂ）は複数アンテナで送信を行う場合（図では一例としてＭ（ｎ）＝２の場合を示す。）の構成を示す。データ系列生成手段７０は無線基地局装置２ｃへ送信するデータ系列ｚ_nを生成する。

図７（ａ）において、シングルアンテナ送信の場合、データ系列生成手段７０で生成したデータ系列ｚ_nを送信系列ｘ_n（ｋ）と見なし、伝送路符号化手段７２により所定の符号化率で誤り訂正符号化を施した後に、インターリーバ７３によりインターリービングし、一次変調手段７４により所定の多値変調を用いてビット列をＩＱ平面上の変調シンボルにマッピングしたベースバンド信号とし、ＯＦＤＭ変調手段７５を用いて直並列変換、ＩＦＦＴ変換、並直並列変換、ガードインターバル（ＧＩ）挿入を含むＯＦＤＭ変調を施す。ここでＯＦＤＭ変調及び復調方法に関しては、文献（尾知、“ＯＦＤＭシステム技術とＭ
ＡＴＬＡＢシミュレーション解説“、トリケップス刊）に情報開示されており、ここではその説明を省略する。続いて、送信部７６おいて、ベースバンド信号を周波数変換し帯域制限処理を加え、増幅後に高周波信号としてアンテナ７７から送信する。

図７（ｂ）において、複数アンテナ送信の場合、直並列変換手段７１（Ｓ／Ｐ変換手段）によりデータ系列生成手段７０で生成したデータ系列ｚ_nを、Ｍ（ｎ）個の並列データ列である送信系列ｘ_n（ｋ）に変換する。すなわち、送信系列ｘ_n（ｋ）はＭ（ｎ）個の要素をもつ列ベクトルとして表記される。その後、送信系列毎に、伝送路符号化手段７２−１〜７２−Ｍ（ｎ）、インターリーバ７３−１〜７３−Ｍ（ｎ）、一次変調手段７４−１〜７４−Ｍ（ｎ）、ＯＦＤＭ変調手段７５−１〜７５−Ｍ（ｎ）及び送信部７６−１〜７６−Ｍ（ｎ）はシングルアンテナ送信と同様な処理を行う。なお、送信系列よりも多くのアンテナ数を用いて送信することも可能であり、その場合は、所望の指向性を形成する指向性ウエイトを送信系列に対し乗算する方法、または、ＳＴＢＣのような時空間符号化を施す方法で実現できる。以下では、無線端末装置１ｃで送信に用いられるアンテナ数と、送信系列の数が同数である場合を説明する。

続いて、図８を用いて、無線基地局装置２ｃにおける動作を説明する。なお、以下では、周波数同期、位相同期、シンボル同期確立後の動作を説明する。Ｎｒ個の複数アンテナ８１で受信された高周波信号は、それぞれ受信部８２−１〜８２−Ｎｒにおいて、増幅及び周波数変換後に直交検波され、ＩＱ平面上のベースバンド信号に変換され、さらに、Ａ／Ｄ変換器を用いて複素ディジタル信号で表現される受信信号ｙ（ｋ）として出力する。ここで、ｙ（ｋ）は受信に用いるアンテナ数Ｎｒ個での受信信号を要素として含む列ベクトルである。

ＯＦＤＭ復調手段８３−Ｎｒは、図示されていないＧＩ除去手段、ＦＦＴ手段、直列並列変換手段を含みＯＦＤＭ復調を施し、Ｎｃ個のサブキャリア毎のシンボルデータ系列を出力する。ここで、離散時刻ｋにおける第ｆｓ番目のサブキャリア毎のシンボルデータ系列をＹ（ｋ、ｆｓ）と表記する。なお、Ｙ（ｋ、ｆｓ）は受信に用いるアンテナ数Ｎｒ個で受信された信号を要素として含む列ベクトルである。ただし、ｆｓ＝１〜Ｎｃである。

他ユーザ信号分離手段８４はサブキャリア数に対応するＮｃ個あり、それぞれに対しＮｒ個のアンテナ数のＯＦＤＭ復調手段８３−１〜８３−Ｎｒからの異なるサブキャリア毎のシンボルデータ系列が入力される。ここで、各無線端末装置１からの送信系列における第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列Ｘ_n（ｋ、ｆｓ）と表記すると、伝搬路におけるマルチパスの先行波からの相対的な遅延時間がガードインターバル（ＧＩ）範囲内であれば、周波数選択性フェージング環境をフラットフェージング伝搬環境と等価に扱うことができるため、無線基地局装置２ｃで受信されるサブキャリアデータ系列Ｙ（ｋ、ｆｓ）は（数１７）のように示される。ここで、Ｈ_n（ｆｓ）は、第ｎ番目の無線端末装置１−ｎの第ｆｓ番目のサブキャリアのシンボルデータ系列Ｘ_n（ｋ、ｆｓ）が受ける伝搬路変動を示し、（無線基地局アンテナ数Ｎｒ）行×（第ｎ番目の無線端末装置における送信アンテナ数Ｍ（ｎ））列からなる行列であり、そのｉ行ｊ列の行列要素h_ijは、第ｎ番目の無線端末装置１−ｎにおける第ｊ番目の送信アンテナから送信された信号が、無線基地局装置２ｃにおける第ｉ番目のアンテナで受信される第ｆｓ番目のサブキャリア信号の伝搬路による伝搬路変動を示す。また、ｎ（ｋ）は無線基地局装置のＮｒ個のアンテナで受信時に付加されるＮｒ個の要素をもつ雑音ベクトルを示す。

以下では第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列Ｙ（ｋ、ｆｓ）に対する第ｆｓ番目の他ユーザ信号分離手段８４―ｆｓの動作について説明する。各無線端末装置１ｃから送信される既知のパイロット信号などを用いて推定された第ｆｓ番目のサブキャリア群の伝搬路変動Ｈ_n（ｆｓ）に対する伝搬路変動推定値Ｂ_n（ｆｓ）を用いて、異なる無線端末装置１ｃからの他ユーザ信号を分離するユーザ間分離ウエイトを生成し、第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列Ｙ（ｋ、ｆｓ）に対し乗算演算を行う。ここで所望の第ｎ番目の無線端末装置１−ｎの第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列に対するユーザ間分離ウエイトＷ_n（ｆｓ）は、（数１８）に示すように、所望の第ｎ番目の無線端末装置１−ｎを除く伝搬路変動推定値Ｂ_j（ｆｓ）から構成される行列Ｇ(ｎ、ｆｓ)に対し（ただし、ｊ≠ｎ）、特異値分解を用いて生成する。ここで、^Hは複素共役転置を行う演算子である。すなわち伝搬路変動推定値Ｇ（ｎ、ｆｓ)の左特異行列Ｕを構成する左特異ベクトルu_jのうち、所望の第ｎ番目を除く無線端末装置１がトータルでＭｓ個の送信系列を送信し、受信アンテナ数Ｎｒとする場合に、ｊ＝（Ｍｓ＋１）、・・・・・、Ｎｒの（Ｎｒ−Ｍｓ）個の左特異ベクトルu_jを選択する。（数１９）のように、選択された左特異ベクトルu_jを用いてユーザ間分離ウエイト行列Ｗ_n（ｆｓ）とする。選択された各左特異ベクトルu_jは所望の第ｎ番目の無線端末装置の第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列Ｙ（ｋ、ｆｓ）において送信系列Ｘ_n（ｋ、ｆｓ）を除く送信信号に指向性ヌルを向けるウエイトとなる。なお、ユーザ間分離ウエイトを生成するためには、（全無線端末装置１ｃからの全ての送信系列数）≦（無線基地局数のアンテナ数Ｎｒ）の条件を満たす必要がある。

このように生成されたユーザ間分離ウエイトＷ_n（ｆｓ）を用いて、無線基地局装置２ｃでの第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列Ｙ（ｋ、ｆｓ）に対し、（数２０）に示すように乗算することで、他の無線端末装置１ｃからの干渉信号成分を低減したサブキャリアデータ系列Ｙ_n（ｋ、ｆｓ）を得ることができる。ここで、ｎはＮｔ以下の自然数である。また、チャネル推定が理想的に行われた場合、（数２１）のような関係が得られるため、（数２０）は、（数２２）に示すように変形することができ、Ｙ_n（ｋ、ｆｓ）は他の無線端末装置１ｃからの干渉信号成分が完全に除去された信号となる。

次にユーザ個別受信処理手段９１−ｎは、第ｎ番目の無線端末装置のサブキャリア毎（ｆｓ＝１〜Ｎｃ）に得られた他ユーザ信号分離信号Ｙ_n（ｋ、ｆｓ）を一つの単位として、ユーザ個別受信処理を行う。ここで、ｎ＝１〜Ｎｔである。Ｍ（ｎ）が複数の場合と単数の場合で一部異なる構成をとる。

（ａ）Ｍ（ｎ）が複数の場合：
図８における第１番目のユーザ個別受信処理手段９１−１は、Ｍ（ｎ）が複数の場合（Ｍ（ｎ）＝２）を示しており、８５は信号分離手段、８６は一次復調手段、８７は並直列変換手段（Ｐ／Ｓ変換手段）、８８はデインターリーバ、８９は復号化手段、９０は並直列変換手段である。Ｍ（ｎ）が複数の場合、図における一次復調手段８６、並直列変換手段（Ｐ／Ｓ変換手段）８７、デインターリーバ８８、復号化手段８９がそれぞれＭ（ｎ）個の系統が含まれる。

信号分離手段８５は、サブキャリア毎（ｆｓ＝１〜Ｎｃ）に設けられ、それぞれはユーザ信号分離信号Ｙ_n（ｋ、ｆｓ）を入力とする。信号分離手段８５により、個別の送信系列に分離される。この場合の第ｎ番目の無線端末装置１ｃ−ｎからの第ｆｓ番目のサブキャリアデータ送信系列Ｘ_n（ｋ、ｆｓ）に対する受信信号の分離は、（数２３）に示すチャネル推定値Ｂ_n（ｆｓ）にユーザ間分離ウエイトＷ_nを乗算した結果得られるユーザ間分離ウエイト乗算後のチャネル推定値Ｆ_n（ｆｓ）に基づいて行う。また、分離アルゴリズ
ムは、ＺＦ、ＭＭＳＥ，ＭＬＤ（Maximum likelihood Detection）等の手法を適用することで実現できる。ここで、ＭＬＤによる分離手法を使う場合、本手法は無線端末装置毎に、他無線端末装置からの干渉信号を除去した信号であるため、ＭＬＤの際の信号点候補を削減することができるため、現実的なハードウエアでの実現が可能となる。なお、分離アルゴリズムは、一つの手法を固定的に使用してもよいし、送信系列の変調多値数、受信信号数等に応じて適応的に変更してもよい。例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫといった変調多値数が少ない場合はＭＬＤを適用し、変調多値数が多い１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの場合は、ＭＭＳＥ等の線形手法の適用が考えられる。

ユーザ個別に分離されたそれぞれの信号は、一次復調手段８６−１〜８６−Ｍ（ｎ）によりサブキャリア毎にシンボルデータ列を変調に用いたマッピング情報を基にビットデータ列に変換され、並直列変換手段（Ｐ／Ｓ変換手段）８７−１〜８７−Ｍ（ｎ）により、並列なサブキャリアデータを直列のビートデータ列に変換される。デインターリーバ８８−１〜８８−Ｍ（ｎ）は送信側で施されたインターリーブと逆の動作によりビット順を復元する。復号化手段８９−１〜８９−Ｍ（ｎ）は入力されるビットデータ列に対し誤り訂正符号を施し、送信信号系列を復元する。そして、並直列変換手段（Ｐ／Ｓ変換手段）９０により直列のデータ列系列を再生する。

（ｂ）Ｍ（ｎ）＝１の場合：
１系統の一次復調手段８６、並直列変換手段（Ｐ／Ｓ変換手段）８７、デインターリーバ８８、復号化手段８９が、それぞれシリアルに接続される構成をとり、送信信号系列を復元する。それぞれの動作は、Ｍ（ｎ）＞１の場合と同様であり説明を省略する。

以上のような動作により、本実施の形態では、実施の形態１をマルチキャリア伝送に適用したものであり、複数の無線端末装置１ｃがマルチキャリア伝送を用いてＳＤＭＡ接続する場合の無線基地局装置１ｃの動作を説明しており、具体的には当該無線端末装置１ｃからの送信系列が複数である場合、サブキャリア毎に、それを一つの単位として、他ユーザ信号の干渉を除去した信号として抽出することで後続の処理は、ユーザ個別に受信復号処理を適用することが可能となる。これにより、実施の形態１の効果に加え、本実施の形態では次のような特徴をもつ。すなわち、サブキャリア毎の信号分離手段８５及び一次復調手段８６は、当該無線端末装置１ｃのみの送信信号成分を含むため、一次復調手段８６による処理が同時並列に行え、並直列変換手段（Ｐ／Ｓ変換手段）８７への入力データ及び並直列変換手段（Ｐ／Ｓ変換手段）９０への入力データがウエイトされることがなく、また、新たに入力データを一次的に保管するバッファメモリを設けることもないため、データ処理遅延を小さくし、またメモリ増によるハードウエア規模の増加を抑えることができる。

また、受信特性としても、本構成は、現実的なハードウエア規模で従来手法（ＺＦ、ＭＭＳＥ）よりも良好な特性を得ることができる。すなわち、他ユーザ信号分離手段８４にかわり、従来のＺＦ，ＭＭＳＥといった線形処理により一括分離処理を用いる場合、実施の形態のように、当該無線端末装置１ｃからの送信系列が複数であっても、当該無線端末装置１ｃ毎の送信系列を取り出すことが可能であるが、ＳＴＢＣ、ＳＴＣといった時空間符号を施している場合、同じ無線端末装置１ｃからの複数の送信系列が含まれる場合、それらを分離受信する受信ウエイトを形成する性質から、アンテナ自由度を干渉抑圧ために
使用するため、ダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を損ねる。

一方、本実施の形態では他無線端末装置からの干渉を排除した信号を用いることで時空間復号が可能であるためにダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を得ることができる。また、マルチキャリア伝送を利用して、異なるサブキャリアと異なる送信アンテナを用いてＳＦＢＣ（Space frequency block coding）といった周波数―空間符号の適用も可能であるが、この場合も同様に、従来のＺＦ，ＭＭＳＥといった線形処理により一括分離処理を用いる場合、同じ無線端末装置からの複数の送信系列が含まれる場合、それらを分離受信する受信ウエイトを形成する性質から、アンテナ自由度を干渉抑圧ために使用するため、ダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を損ねる。一方、本実施の形態では他無線端末装置からの干渉を排除した信号を用いることで時空間復号が可能であるためにダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を得ることができる。また、他ユーザ信号分離手段５にかわり、従来のＭＬＤに基づく一括分離処理を導入することも可能であるが、その場合、本実施の形態よりも受信特性は優れるが、全ての無線端末装置１―１〜Ｎｔからの送信系列に対しＭＬＤ処理を行うと、ＭＬＤによる処理量は、送信系列数とその変調多値数に対し指数関数的に増大するため、現実的なハードウエアの実現が困難となる。

なお、本実施の形態では、ユーザ個別受信処理手段９１を接続する無線端末装置数分設けているが、送信系列のＱｏＳに基づき適当な指標（送信系列の許容遅延量、データ種別等）を設け、受信処理を行う優先度を無線端末装置１ｃ毎に設定する逐次的にユーザ個別受信処理手段９１への入力を切り替える構成でも可能である。この場合、ユーザ個別受信処理手段９１を、接続する無線端末装置より少ない数にできる。この場合、ユーザによっては、伝送データを復元するまでの処理遅延が大きくなるが、無線基地局装置２ｃの構成を簡易化する効果が得られる。

（実施の形態４）
図９は、本発明の実施の形態４における無線基地局装置２ｄの構成を示す図である。実施の形態１では、シングルキャリアを用いる伝送方式を用いたが、本実施の形態では、マルチキャリア伝送を行う点が異なり、また、実施の形態３における図８の無線基地局装置２ｃの構成と異なる部分は、ＯＦＤＭ復調手段８３の出力以降の構成であり、以下では異なる動作部分を主に説明する。

Ｎｔ個の無線端末装置１−１〜１−Ｎｔがそれぞれアンテナから送信系列を送信するまでの動作は実施の形態３と同様であり、その説明を省略する。ここで、第ｎ番目の無線端末装置１−ｎから無線基地局装置２ｄへ送信する離散時刻ｋにおける送信系列ｘ_n（ｋ）と表記する。ここで、ｎはＮｔ以下の自然数であり、複数のアンテナ（Ｍ（ｎ）＞１）を用いて複数Ｍ（ｎ）個の送信系列ｘ_n（ｋ）を並列的に送信する場合、送信系列ｘ_n（ｋ）はＭ（ｎ）次元の列ベクトルからなるものとする。

無線基地局装置２ｄにおいて、図示されていない複数（Ｎｒ個）のアンテナ８１で得られた高周波信号を受信部８２−１〜８２−Ｎｒ及びＯＦＤＭ復調手段８３で出力を得るまでは実施の形態１における図８の無線基地局装置２ｃと同様である。ここでＯＦＤＭ復調手段８３の出力は、Ｎｃ個のサブキャリア毎のシンボルデータ系列であり、離散時刻ｋにおける第ｆｓ番目のサブキャリア毎のシンボルデータ系列をＹ（ｋ、ｆｓ）と表記する。なお、Ｙ（ｋ、ｆｓ）は受信に用いるアンテナ数Ｎｒ個で受信された信号を要素として含む列ベクトルである。ただし、ｆｓ＝１〜Ｎｃである。

ＯＦＤＭ復調手段８３−１〜８３−Ｎｒの出力に対して、（Ｎｔ−１）個の受信処理手段９５−１〜９５−（Ｎｔ−１）及び、１つのユーザ個別受信処理手段９１ａをシーケンシャルに接続することで、送信されたデータ系列を復号する。

図１０は、第ｓ番目の受信処理手段９５−ｓの詳細な構成を示す図である。図１０において、第ｓ番目の受信処理手段９５−ｓは、他ユーザ信号分離手段９６−（ｓ−１）〜９６−（ｓ−Ｎｃ）、ユーザ個別受信処理手段９１−ｓ及び干渉キャンセル手段９７−ｓから構成され、各手段の出力において、復号順を決定する所定の評価基準に従って、複数の無線端末装置１ｃからの送信系列毎に復号を行う。ここで、ｓ＝１〜（Ｎｔ−１）である。以下図９及び図１０を用いて、その動作を順に説明する。

（１）ｓ＝１の処理：
第１番目の受信処理手段９５−１に、ＯＦＤＭ復調手段８３−１〜８３−Ｎｒからの出力Ｙ（ｋ、ｆｓ）が入力され、さらに、それらの内、第ｆｓ番目のサブキャリア群は他ユーザ信号分離手段９６−１−ｆｓに入力される。ここで、ｆｓは１からＮｃの自然数である。他ユーザ信号分離手段９６−１−１〜９６−１−Ｎｃにおいて、各無線端末装置１から送信される既知のパイロット信号などを用いて推定された離散時刻ｋでの第ｆｓ番目のサブキャリア群の伝搬路変動Ｈ_n（ｆｓ）に対する伝搬路変動推定値Ｂ_n（ｆｓ）を用いて、異なる無線端末装置１ｃからの他ユーザ信号を分離するユーザ間分離ウエイトＷ_n（ｆｓ）を生成し、第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列Ｙ（ｋ、ｆｓ）に対し乗算を行う。ここで、実施の形態３と異なる動作は、所定の評価基準を用いて複数の無線端末装置１ｃから特定の無線端末装置１ｃからの送信系列のみを分離受信を行う点である。

所定の評価基準により優先的に復号する送信系列が第ｎ番目の無線端末装置１ｃ−ｎである場合、第ｎ番目の無線端末装置１ｃ−ｎからの送信系列における第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列Ｘ_n（ｋ、ｆｓ）以外の送信系列成分を除去するユーザ間分離ウエイトＷ_n（ｆｓ）を生成する。ここで所望の第ｎ番目の無線端末装置１ｃ−ｎの第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列に対するユーザ間分離ウエイトＷ_n（ｆｓ）は、（数１８）に示すように、所望の第ｎ番目の無線端末装置の第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列を除く伝搬路変動推定値Ｂ_j（ｆｓ）から構成される行列Ｇ（ｎ，ｆｓ）に対し（ただし、ｊ≠ｎ）、特異値分解を用いて生成する。すなわち伝搬路変動推定値Ｇ（ｎ，ｆｓ）の左特異行列Ｕを構成する左特異ベクトルu_jのうち、所望の第ｎ番目を除く無線端末装置１ｃがトータルでＭｓ個の送信系列を送信し、受信アンテナ数Ｎｒとする場合に、ｊ＝（Ｍｓ＋１）、・・・・・、Ｎｒの（Ｎｒ−Ｍｓ）個の左特異ベクトルu_jを選択する。（数１９）のように、選択された左特異ベクトルu_jを用いてユーザ間分離ウエイト行列Ｗ_n（ｆｓ）とする。選択された各左特異ベクトルu_jは所望の第ｎ番目の無線端末装置の第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列からの送信系列Ｘ_n（ｋ、ｆｓ）を除く送信信号に指向性ヌルを向けるウエイトとなる。なお、ユーザ間分離ウエイトを生成するためには、（全無線端末装置１ｃからの全ての送信系列数）≦（無線基地局数のアンテナ数Ｎｒ）の条件を満たす必要がある。

このように生成されたユーザ間分離ウエイトＷ_n（ｆｓ）を用いて、第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列Ｙ（ｋ、ｆｓ）に対し、（数２４）に示すように乗算することで、他の無線端末装置からの干渉信号分を低減した信号Ｙ_n（ｋ、ｆｓ）を得ることができる。ここで、ｎはＮｔ以下の自然数である。また、チャネル推定が理想的に行われた場合、（数２１）のような関係が得られるため、（数２４）は、（数２５）に示すように変形することができ、Ｙ_n（ｋ、ｆｓ）は他の無線端末装置１ｃからの干渉信号成分が完全に除去された信号となる。

次にユーザ個別受信処理手段９１―１は、他ユーザ信号分離信号Ｙ_n（ｋ、ｆｓ）に対し、第ｎ番目の無線端末装置の送信系列数がＭ（ｎ）＝１の場合、または、Ｍ（ｎ）＞２の場合に応じて、実施の形態３と同様な動作によりユーザ個別受信処理を行い、送信されたデータ系列を復元する。

干渉キャンセル手段９７−１は、復元された第ｎ番目のデータ系列を用いて再度、送信系列と同様な符号化処理、変調を加えたサブキャリアデータ系列を生成し、チャネル推定値を用いて受信信号から、復号した第ｎ番目の無線端末装置１ｃ−ｎのサブキャリアデータ系列Ｘ_n（ｋ、ｆｓ）による成分を除去する。図１１は干渉キャンセル手段９７−ｓの構成を示す図である。図１１において、９８−ｓは復号したデータ系列から送信系列と同様な符号化処理、変調を加えたサブキャリアデータ系列を生成する信号生成手段、９９−ｓは、信号生成手段の出力に対しサブキャリア毎のチャネル推定値Ｂ_n（ｆｓ）を用いて受信信号として受けたチャネル変動を付加するチャネル変動付加手段、１００−Ｓは受信信号からチャネル変動付加手段９９−Ｓの出力を用いて復号した第ｎ番目の無線端末装置のサブキャリアデータ系列Ｘ_n（ｋ、ｆｓ）による成分を除去する信号除去手段である。以下、図１１における動作（ｓ＝１）を説明する。

信号生成手段９８−１は、ユーザ個別受信処理手段９１−１の出力である復号したデータ系列から送信系列と同様な符号化処理、一次変調を加えたサブキャリアデータ系列を生成する。具体的な構成は実施の形態３における説明で用いた無線端末装置１ｃにおける送信系列生成における、伝送路符号化手段７２、インターリーバ７３、一次変調手段７４を用いて変調処理が加えられたサブキャリアデータ系列g_n（ｋ、ｆｓ）を出力する。複数のアンテナ（Ｍ（ｎ）＞１）を用いて複数Ｍ（ｎ）個の送信系列ｘ_n（ｋ）が並列的に送信された場合、ｇ_n（ｋ、ｆｓ）はＭ（ｎ）次元の列ベクトルからなるものとする。

次にチャネル変動付加手段９９−１は、各無線端末装置１ｃから送信される既知のパイロット信号などを用いて推定された離散時刻ｋでの伝搬路変動Ｈ_n（ｆｓ）に対する伝搬路変動推定値Ｂ_n（ｆｓ）を用いて、受信信号として受けたチャネル変動を付加し、信号除去手段１００−１において、第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列Ｙ（ｋ、ｆｓ）から減算処理を行い、第１番目の干渉除去信号ｒ₁（ｋ、ｆｓ）を出力する。すなわち、（数２６）に示す演算処理を行う。ここで得られる第１番目の干渉除去信号ｒ₁（ｋ、ｆｓ）は、復号が正しく行えており、かつ、チャネル推定が理想的に行えている場合、第ｎ番目の無線端末装置のサブキャリアデータ系列Ｘ_n（ｋ、ｆｓ）による信号成分が除去された信号となる。これらの動作をすべてのｆｓ＝１〜Ｎｃに対して行う。

（２）Ｎｔ＞ｓ＞１の処理：
第ｓ番目の受信処理手段９５−ｓに、第（ｓ−１）番目の干渉除去信号ｒ_s-1（ｋ、ｆｓ）が入力され、それらの内、第ｆｓ番目のサブキャリア群は他ユーザ信号分離手段９６−（１―ｆｓ）に入力される。ここで、ｆｓは１からＮｃまでの自然数である。他ユーザ信号分離手段９６−（ｓ−１）〜９６−（ｓ−Ｎｃ）において、所定の評価基準により優先的に復号する送信系列を決定し、ｓ＝１の場合と同様に、第ｎ_s番目の無線端末装置１ｃ−ｎ_sの第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列Ｘ_ns（ｋ、ｆｓ）以外の送信系列成分を除去するユーザ間分離ウエイトＷ_ns（ｆｓ）を生成する。

各無線端末装置１ｃ−ｎ_sから送信される既知のパイロット信号などを用いて推定された離散時刻ｋでの第ｆｓ番目のサブキャリア群の伝搬路変動Ｈ_n（ｆｓ）に対する伝搬路変動推定値Ｂ_n（ｆｓ）を用いて、異なる無線端末装置１ｃからの他ユーザ信号を分離するユーザ間分離ウエイトを生成し、第（ｓ−１）番目の干渉除去信号ｒ_s-1（ｋ、ｆｓ）に対し乗算演算を行う。ここで所望の第ｎ_s番目の無線端末装置１ｃ−ｎ_sに対するユーザ間分離ウエイトＷ_nsは、（数２７）に示すように、所望の第ｎ_s番目の無線端末装置及び第１番目から第（ｓ−１）番目の受信処理手段９５−１〜９５−（ｓ−１）により除去された無線端末装置１ｃからの送信系列を除く伝搬路変動推定値Ｂ_j（ｆｓ）から構成される行列Ｇ（n_s、ｆｓ）に対し（ただし、ｊ≠ｎ、ｎ2、・・・・・、ｎ_s-1）、特異値分解を用いて生成する。すなわち伝搬路変動推定値Ｇ（ｎ_s、ｆｓ）の左特異行列Ｕを構成する左特異ベクトルu_jのうち、所望の第n_s番目の無線端末装置１ｃ―ｎ_s、及び第１番目から第（ｓ−１）番目の受信処理手段９６−１〜９６−（ｓ−１）で除去された無線端末装置１ｃからの送信系列を除いた、トータルでＭｓ個の送信系列を送信し、受信アンテナ数Ｎrとする場合に、ｊ＝（Ｍｓ＋１）、・・・・・、Ｎｒの（Ｎｒ−Ｍｓ）個の左特異ベクトルu_jを選択する。（数２８）のように、選択された左特異ベクトルu_jを用いてユーザ間分離ウエイト行列Ｗ_ns（ｆｓ）とする。

生成されたユーザ間分離ウエイトＷ_ns（ｆｓ）を用いて、第（ｓ−１）番目の干渉除去
信号ｒ_s-1（ｋ、ｆｓ）に対し、（数２９）に示すように乗算することで、所望以外の無線端末装置１ｃからの干渉信号分を低減した第ｆｓ番目のサブキャリアデータ系列Ｙ（ｋ、ｆｓ）を得ることができる。チャネル推定が理想的に行われた場合、（数２１）のような関係が得られるため、（数２９）は、（数３０）に示すように変形することができ、Ｙ（ｋ、ｆｓ）は他の無線端末装置からの干渉信号成分が完全に除去された信号となる。

次にユーザ個別受信処理手段９１―ｓは、他ユーザ信号分離信号Ｙ（ｋ、ｆｓ）に対し、第ｎ_s番目の無線端末装置の送信系列数がＭ（ｎ_s）＝１の場合、または、Ｍ（ｎ_s）＞２の場合に応じて、実施の形態３において、図８を用いて説明したものと同様な動作によりユーザ個別受信処理を行い、送信されたデータ系列を復元する。

干渉キャンセル手段９７−ｓは、復元された第ｎ_s番目のデータ系列を用いて再度、送信系列と同様な符号化処理、一次変調を加えたサブキャリア信号を生成し、チャネル推定値を用いて受信信号から、復号した第ｎ_s番目の無線端末装置の送信系列Ｘ_ns（ｋ、ｆｓ）による成分を除去する。

図１１に具体的な構成を示しており、信号生成手段９８−ｓは、ユーザ個別受信処理手段９１−ｓの出力である復号したデータ系列から送信系列と同様な符号化処理、一次変調を加えたサブキャリア信号を生成する。具体的な構成は実施の形態３における説明で用いた無線端末装置１ｃにおける送信系列生成における、伝送路符号化手段７２、インターリーバ７３、一次変調手段７４を用いて変調処理が加えられたサブキャリアデータ系列g_ns（ｋ、ｆｓ）を出力する。複数のアンテナ（Ｍ（ｎ_s）＞１）を用いて複数Ｍ（ｎ_s）Ｍ）ｎ_s）個の送信系列ｘ_n（ｋ）が並列的に送信された場合、ｇ_ns（ｋ、ｆｓ）はＭ（ｎ）次元の左特異ベクトルからなるものとする。次にチャネル変動付加手段９９−１は、各無線端末装置１ｃ−ｎ_sから送信される既知のパイロット信号などを用いて推定された離散時刻ｋでの伝搬路変動Ｈ_ns（ｆｓ）に対する伝搬路変動推定値Ｂ_ns（ｆｓ）を用いて、受信信号として受けたチャネル変動を付加し、信号除去手段１００−ｓにおいて、第ｓ−１番目の干渉除去信号ｒ_s（ｋ、ｆｓ）から対応するサブキャリア信号毎に減算処理を行い、第ｓ番目の干渉除去信号ｒ_s（ｋ、ｆｓ）を出力する。すなわち、（数３１）に示す演算処理を行う。ここで得られる第ｓ番目の干渉除去信号ｒ_s（ｋ、ｆｓ）は、復号が正しく行えており、かつ、チャネル推定が理想的に行えている場合、第ｎ_s番目の無線端末装置の送信系列ｘ_ns（ｋ）による信号成分が除去された信号となる。これらの動作をすべてのｆｓ＝１〜Ｎｃに対して行う。

（３）上記の動作をｓ＝（Ｎｔ−１）まで繰り返す。その結果、第（Ｎｔ−１）番目の受信処理手段の動作により第（Ｎｔ−１）番目の干渉除去信号ｒ_s（ｋ、ｆｓ）を抽出することができ、この出力に対して、実施の形態３と同様にユーザ個別受信処理手段９１ａを用いて、最後に残った第Ｎｔ番目の無線端末装置１ｃの受信データ系列を得ることができる。

なお、受信処理手段９５−ｓにおいて、優先的に復号される送信系列を決定する評価基準としては以下のような方法がある。また、受信品質及びＱｏＳの両者を組合せたものを評価指標としても良い。

（１）受信品質による評価基準：
第ｎ番目の無線端末装置１ｃ−ｎからの送信系列ｘ_n（ｋ）に対する平均的なサブキャリア信号の受信ＳＮＲまたは受信ＳＩＲを評価基準Ｑｎとする。このような場合、（数３２）に示す評価基準Ｑｎにより受信ＳＮＲによる評価基準とすることができ、この場合、Ｑｎが大きい順に優先的に復号する。ただし、trace(X)は行列Ｘの固有和を算出する演算子である。ＳＩＲ評価の場合は、チャネル推定時に用いるパイロット信号の、推定値に対する分散を評価する手法の適用が可能である。

本実施の形態では、逐次型干渉キャンセラ構成であるため、復号誤りが生じた場合、後段の受信処理手段にその悪影響が伝搬される特性をもつ、従って受信品質が良好な送信系列を優先的に復号する方が特性向上する。従って、ＳＴＢＣ、ＳＴＴＣなどの時空間符号を施しているは送信ダイバーシチ効果による受信品質の向上が見込まれるため、その優先順位を高く設定する方法でもよい。

（２）ＱｏＳに基づく評価基準：
第ｎ番目の無線端末装置１ｃ−ｎからの送信系列ｘ_n（ｋ）の、ＱｏＳに基づき適当な指標（送信系列の許容遅延量、データ種別等）を設け、受信処理を行う優先度を無線端末装置１ｃ毎に設定伝送遅延に対する許容遅延量を評価基準とする。

以上のような動作により、本実施の形態では、実施の形態１と同様に、当該無線端末装置１ｃからの送信系列が複数である場合、それを一つの単位として、他ユーザ信号の干渉を除去した信号として抽出し送信データ系列を復元していく特徴をもち、実施の形態１と同様に、データ処理遅延を小さくし、一次的保管用バッファメモリの追加なく実現できる。また、ＳＴＢＣ、ＳＴＴＣといった時空間符号を施している場合、従来のＺＦ，ＭＭＳＥといった線形処理よりも良好な特性を得ることができ、また、ＭＬＤに基づく一括分離処理を導入時には、現実的なハードウエアでの実現が可能となる。

また、マルチキャリア伝送を利用して、異なるサブキャリアと異なる送信アンテナを用いてＳＦＢＣ，ＳＦＣといった周波数―空間符号の適用も可能であるが、この場合も同様に、従来のＺＦ，ＭＭＳＥといった線形処理により一括分離処理を用いる場合、同じ無線端末装置からの複数の送信系列が含まれる場合、それらを分離受信する受信ウエイトを形成する性質から、アンテナ自由度を干渉抑圧ために使用するため、ダイバーシチ利得、時
空間の符号化利得を損ねる。一方、本実施の形態では他無線端末装置１ｃからの干渉を排除した信号を用いることで時空間復号が可能であるためにダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を得ることができる。

また、実施の形態３と同様に、無線端末装置１ｃ毎に受信データ系列を復元しそれを受信信号から逐次的に除去していく逐次的干渉キャンセラ（ＳＩＣ）構成である点であり、本構成により、実施の形態１の構成に比べてハードウエア規模は増大するが、受信信号から逐次的に干渉信号成分が除去されていくため、後段の受信処理手段になるにつれ、複数アンテナの自由度を干渉除去から信号品質を高める動作が行えるため、受信品質の改善が図れる効果が得られる。

なお、本実施の形態では逐次的干渉キャンセラ構成であるが、パラレル型の干渉キャンセラ構成にしてもよい。

また、後段の受信処理手段９５において、すべて干渉除去信号を使わずに、復号すべき送信系列の受信品質が良好な干渉除去信号を選択して、その信号数を削減してもよい。これにより、性能劣化を比較的抑えながら、ハードウエア規模の削減を行うことができる。

（実施の形態５）
図１２から図１５は、本発明の実施の形態５における無線端末装置１のそれぞれ異なる送信構成を示す図であり、図１６から図１９は、図１２から図１５の各無線端末装置１に対応して、それぞれから送信された送信系列を復調及び復号するためのユーザ個別受信処理手段９１の異なる構成を示す。以下それぞれの構成を用いた時の動作を説明する。なお、本実施の形態では、マルチキャリア伝送を用いているが、サブキャリア数を１と見なすことで、同様にシングルキャリア伝送への適用が可能である。

なお、以下では実施の形態３における図７（ｂ）を用いて説明した複数アンテナ送信時の無線端末装置１ｃの構成と異なる部分及び、図８を用いて説明した複数の送信系列受信時のユーザ個別受信処理手段９１の構成と異なる部分を説明する。それ以外の部分は実施の形態３または実施の形態４で説明したものと同様な動作を行う。また各図においては、第ｎ番目の送信系列数Ｍ（ｎ）＝２である場合を示しているがこれに限定されない。

図１２は、インターリーバ１２０の構成が異なる。伝送路符号化手段７２―１〜７２−Ｍ（ｎ）からの複数の送信系列に対し時間軸、空間軸（複数アンテナ）、周波数軸（サブキャリア）にまたがってインターリーブを行う。図１６は、これに対応したユーザ個別受信処理手段９１ｆの構成を示しており、並直列変換手段（Ｐ／Ｓ変換手段）８７で出力される複数の送信系列をデインターリーバ１４０によりデインターリーブすることで送信された送信系列を復元する。本構成により、時間軸、空間軸（複数アンテナ）、周波数軸（サブキャリア）での相関を下げるランダマイズの効果と誤り訂正を行う復号化手段８９を併用することで、受信品質の改善に効果的である。また、本構成では、デインターリーバ１４０に複数の並直列変換手段（Ｐ／Ｓ変換手段）８７の出力が終わらないと、デインターリーバ１４０による処理が行えないが、本実施の形態では、ユーザ個別に受信復号処理が同時並列に行えるため、並直列変換手段（Ｐ／Ｓ変換手段）８７の出力データが途中で必要以上にウエイトされることがなく、また、新たにその出力データを一次的に保管するバッファメモリを設けることもなくデインターリーバ１４０による処理が行えるため、データ伝送遅延を小さくし、またハードウエア規模を抑えることができる。また、端末装置毎にデインターリーバ１４０のパターンを変えることで、実施の形態４で示したＳＩＣの構成では、干渉キャンセル手段９７による干渉除去時に、干渉除去する信号と、干渉が除去される信号間の相関が高い場合でも、インターリーバが異なることで復号結果の受信品質がランダマイズされるため、最終的な受信特性が改善される効果が得られる。

図１３は、インターリーバ１２１の構成が異なる。伝送路符号化手段７２からの送信系列に対し時間軸、空間軸（複数アンテナ）、周波数軸（サブキャリア）にまたがってインターリーブを行った結果、複数の送信系列を出力する。図１７は、これに対応したユーザ個別受信処理手段９１ｇの構成を示しており、直並列変換手段（Ｓ／Ｐ変換手段）８７で出力される複数の送信系列をデインターリーバ１４１によりデインターリーブすることで送信された送信系列を復元する。本構成により、図１２による構成と同等な効果が得られる。この場合、伝送路符号化手段７２、復号化手段８９が一つですむため回路構成が簡易になる。

図１４は、符号化の構成が異なり、時空間符号化手段１３０を用いる。時空間符号化手段１３０は、文献B. Vucetic and J. Yuan, ' Space-Time Coding', Wileyで開示されているＳＴＴＣ、ＳＴＴＴＣ等を適用する。図１８は、これに対応したユーザ個別受信処理手段９１ｈの構成を示しており、デインターリーバ８８によりデインターリーブされた送信系列を、適用する時空間符号化を復号化する時空間復号化手段１５０により送信された送信系列を復元する。本構成により、伝送レートは低下するが、時空間のダイバーシチ効果を得ることができ受信品質の改善に寄与する。また、本構成では、現実的なハードウエア規模で従来手法（ＺＦ、ＭＭＳＥ）よりも良好な特性を得ることができる。すなわち、他ユーザ信号分離手段にかわり、従来のＺＦ，ＭＭＳＥといった線形処理により一括分離処理を用いる場合、実施の形態のように、当該無線端末装置１からの送信系列が複数であっても、当該無線端末装置１毎の送信系列を取り出すことが可能であるが、時空間符号を施している場合、同じ無線端末装置からの複数の送信系列が含まれる場合、それらを分離受信する受信ウエイトを形成する性質から、アンテナ自由度を干渉抑圧ために使用するため、ダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を損ねる。一方、本実施の形態では他無線端末装置からの干渉を排除した信号を用いることで時空間復号が可能であるためにダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を得ることができる。

図１５は、符号化の構成が異なり、時空間符号化手段１３１を用いる。時空間符号化手段１３１は、文献B. Vucetic and J. Yuan, ' Space-Time Coding', Wileyで開示されているＳＴＢＣのようなブロック符号化を適用する。図１９は、これに対応したユーザ個別受信処理手段９１ｉの構成を示しており、時空間復号化手段１６０により、適用された時空間符号化に対しを復号化処理を行う。本構成により、伝送レートは低下するが、時空間のダイバーシチ効果を得ることができ受信品質の改善に寄与する。また、本構成では、現実的なハードウエア規模で従来手法（ＺＦ、ＭＭＳＥ）よりも良好な特性を得ることができる。すなわち、他ユーザ信号分離手段にかわり、従来のＺＦ，ＭＭＳＥといった線形処理により一括分離処理を用いる場合、実施の形態のように、当該無線端末装置１からの送信系列が複数であっても、当該無線端末装置１毎の送信系列を取り出すことが可能であるが、時空間符号を施している場合、同じ無線端末装置１からの複数の送信系列が含まれる場合、それらを分離受信する受信ウエイトを形成する性質から、アンテナ自由度を干渉抑圧ために使用するため、ダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を損ねる。一方、本実施の形態では他無線端末装置１からの干渉を排除した信号を用いることで時空間復号が可能であるためにダイバーシチ利得、時空間の符号化利得を得ることができる。なお、時空間符号化手段１３１は、連続するシンボルデータに対して（時間軸）時空間符号化を施しても良いが、隣接するサブキャリア間で、周波数―空間符号化を施しても同様な効果が得られる。

なお、本実施の形態で示した各無線端末装置１の構成及び対応するユーザ個別受信処理手段９１を相互に組み合わす構成でもよい。

（実施の形態６）
図２０は、本発明の実施の形態６における無線端末装置１の異なる送信構成を示す図であり、無線端末装置１の構成に対応して、それぞれから送信された送信系列を復調及び復号するためのユーザ個別受信処理手段９１の異なる構成を示す。以下動作を説明する。なお、本実施の形態では、マルチキャリア伝送を用いているが、サブキャリア数を１と見なすことで、同様にシングルキャリア伝送への適用が可能である。

なお、以下では実施の形態３における図７（ｂ）を用いて説明した複数アンテナ送信時の無線端末装置１ｃの構成と異なる部分及び、図８を用いて説明した複数の送信系列受信時のユーザ個別受信処理手段９１の構成と異なる部分を説明する。それ以外の部分は実施の形態３または実施の形態４で説明したものと同様な動作を行う。また各図においては、第ｎ番目の送信系列数Ｍ（ｎ）＝２である場合を示しているがこれに限定されない。

図２０は、一次変調手段７４−１〜７４−Ｍ（ｎ）の出力の変調シンボルデータ系列に対し、それぞれの予め既知の時間的空間的に変化する位相回転を与える時空間位相回転手段１９０が追加されており、時空間位相回転手段１９０により時空間位相回転された後にＯＦＤＭ変調手段７５に信号が入力される。

図２１は、これに対応したユーザ個別受信処理手段９１ｊの構成を示しており、無線端末装置１の送信時に時空間位相回転手段１９０により付加された時空間位相回転に関する情報を出力する時空間位相回転情報出力手段１９１と、それを用いて信号分離を行う信号分離手段１９２を含む点が異なる。信号分離手段１９２は、原理的にはＭＬＤを用いて信号分離を行う。ただし、この場合、一次変調手段７４により付与される変調マッピングが、時空間位相回転手段１９０により変化するため、所定の変調マッピングによる候補点に時空間位相回転情報出力手段１９１による位相回転を与えた候補点との信号点距離が最小となるシンボルを送信シンボル系列として出力する。

無線端末装置１ｊから複数の送信系列を送信する場合、それらの信号間の相関が高い場合、ＭＭＳＥ，ＺＦ等の線形分離手法では、分離特性が劣化する。非線形な分離手法としてＭＬＤがあるが、伝搬路変動をうけ、複数の送信系列の信号点間が重なってしまうとバースト誤りを生じやすくなる。そのため本構成に示すように送信時のシンボル点に対し、送受信間で予め既知の位相回転を与え、インターリーバと誤り訂正符号を併用することで、バースト誤りを低減する効果が得られる。また、本構成では、他ユーザ信号分離手段８４を用いていることで、他無線端末装置１からの送信系列から除去した後に行えるため、信号点候補が削減でき演算規模を低減するという顕著な効果が得られる。

本発明にかかる無線基地局装置及び無線通信方法は、空間多重伝送に有用であり、空間分割多元アクセス、空間多重を用いる無線通信に適している。

本発明の実施の形態１における無線基地局装置の構成を示すブロック図 （ａ）、（ｂ）本発明の実施の形態１における無線端末装置の構成を示すブロック図 （ａ）、（ｂ）本発明の実施の形態１におけるユーザ個別受信処理手段の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２における無線基地局装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２における受信処理手段の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２における干渉キャンセル手段の構成を示すブロック図 （ａ）、（ｂ）本発明の実施の形態３における無線端末装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３における無線基地局装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４における無線基地局装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４における受信処理手段の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４における干渉キャンセル手段の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５における無線端末装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５における別な無線端末装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５における別な無線端末装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５における別な無線端末装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５におけるユーザ個別受信処理手段の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５における別なユーザ個別受信処理手段の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５における別なユーザ個別受信処理手段の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５における別なユーザ個別受信処理手段の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態６における無線端末装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態６におけるユーザ個別受信処理手段の構成を示すブロック図

符号の説明

１ 無線端末装置
２ 無線基地局装置
３、７７、８１ アンテナ
４、８２ 受信部
５、５０、８４、９６ 他ユーザ信号分離手段
６、９１ ユーザ個別受信処理手段
２０、７０ データ系列生成手段
２１、７１ 直並列変換手段（Ｓ／Ｐ変換手段）
３５、８７、９０ 並直列変換手段（Ｐ／Ｓ変換手段）
２２、７２ 伝送路符号化手段
２３、７３、１２０、１２１ インターリーバ
２４ 変調手段
２５、７６ 送信部
３１、８５、１９２ 信号分離手段
３２ 復調手段
３３、８８、１４０、１４１ デインターリーバ
３４、８９ 復号化手段
４０、９５ 受信処理手段
５１、９７ 干渉キャンセル手段
６０、９８ 信号生成手段
６１、９９ チャネル変動付加手段
６２、１００ 信号除去手段
７４ 一次変調手段
７５ ＯＦＤＭ変調手段
８３ ＯＦＤＭ復調手段
８６ 一次復調手段
１３０、１３１ 時空間符号化手段
１５０、１６０ 時空間復号化手段
１９０ 時空間位相回転手段
１９１ 時空間位相回転情報出力手段

Claims (14)

1. 複数の無線端末装置から空間多重伝送された複数の信号系列を、複数のアンテナを用いて分離受信する無線基地局装置において、
   前記複数の無線端末装置のうち少なくとも一つは複数の信号系列を送信する空間多重伝送無線端末装置を含み、
   前記複数のアンテナによる受信信号から他ユーザ信号系列の成分を除去して前記空間多重伝送無線端末装置から空間多重伝送された受信信号系列を一つの単位として抽出する他ユーザ信号除去手段と、
   前記他ユーザ信号除去手段の出力を基に、ユーザ個別に受信処理を行うユーザ個別受信処理手段とを有する無線基地局装置。
2. 前記他ユーザ信号除去手段は、伝搬路変動推定値から構成される行列に対し特異値分解を用いて生成したユーザ間分離ウエイトにより他ユーザ信号系列の成分を除去して前記空間多重伝送無線端末装置の受信信号系列を一つの単位として抽出する請求項１に記載の無線基地局装置。
3. 複数の無線端末装置から空間多重伝送された複数の信号系列を、複数のアンテナを用いて分離受信する無線基地局装置において、
   前記複数の無線端末装置のうち少なくとも一つは複数の信号系列を送信する空間多重伝送無線端末装置を含み、
   所定の選定基準を用いて無線端末装置からの送信信号を復号する優先度を決定する優先度決定手段と、
   前記優先度決定手段の出力を基に前記空間多重伝送無線端末装置の受信信号系列を一つの単位として抽出する他ユーザ信号除去手段と、
   前記他ユーザ信号除去手段の出力を基に、前記空間多重伝送無線端末装置からの送信信号を復号処理するユーザ個別受信処理手段と、
   前記ユーザ個別受信処理手段の出力及びチャネル推定結果から、前記空間多重伝送無線端末装置による受信信号を再生して前記複数のアンテナによる受信信号から除去する選択的信号分離手段とを有し、
   逐次的に前記優先度の順に前記無線端末装置からの送信信号を復号する無線基地局装置。
4. 前記優先度決定手段は、前記複数の無線端末装置からの送信系列における許容遅延量が小さい順に優先的に復号する請求項３に記載の無線基地局装置。
5. 前記優先度決定手段は、前記複数の無線端末装置からの送信系列の受信品質が高い順に優先的に復号する請求項３に記載の無線基地局装置。
6. 前記空間多重伝送無線端末装置が時空間符号化を施した信号系列を送信する場合、前記ユーザ個別受信処理手段は、時空間符号化して送信する当該空間多重伝送無線端末装置に対して、前記複数の信号系列を時空間復号して受信する請求項１または請求項３に記載の無線基地局装置。
7. 前記無線端末装置はマルチキャリアを用いて無線伝送を行い、かつ、前記空間多重伝送無線端末装置が、周波数―空間符号化を施した信号系列を送信する場合、
   前記ユーザ個別受信処理手段は、周波数―空間復号し受信する請求項１または請求項３に記載の無線基地局装置。
8. 前記複数の無線端末装置について、お互いに異なるインターリーブパターンを用いる時空間インターリーブを施した信号系列を送信する請求項１または請求項３に記載の無線基地局装置。
9. 前記無線端末装置はマルチキャリアを用いて無線伝送を行い、かつ、前記空間多重伝送無線端末装置が、前記複数の無線端末装置間でお互い異なるインターリーブパターンを用いる周波数―空間インターリーバを施した信号系列を送信する請求項１または請求項３に記載の無線基地局装置。
10. 前記空間多重伝送無線端末装置が、予め既知の時空間位相回転を与えた信号系列を送信する場合、前記ユーザ個別受信処理手段は、前記時空間位相回転を施し送信する当該空間多重伝送無線端末装置に対して、前記複数の信号系列を前記時空間位相回転の情報を用い時空間復号して受信する請求項１または請求項３に記載の無線基地局装置。
11. 前記選択的信号分離手段は、前記複数の無線端末装置からの送信系列のうち、時空間符号化を施されている信号系列を優先的に復号する請求項６に記載の無線基地局装置。
12. 前記選択的信号分離手段は、前記複数の無線端末装置からの送信系列のうち、周波数―空間符号化を施されている信号系列を優先的に復号する請求項７に記載の無線基地局装置。
13. 複数の無線端末装置から空間多重伝送された複数の信号系列を、複数のアンテナを用いて分離受信する無線基地局装置の無線通信方法において、
    前記複数の無線端末装置のうち少なくとも一つは複数の信号系列を送信する空間多重伝送無線端末装置を含み、
    前記複数のアンテナによる受信信号から他ユーザ信号系列の成分を除去した前記空間多重伝送無線端末装置の受信信号系列を一つの単位として抽出するステップと、
    前記他ユーザ信号除去手段の出力を基に、ユーザ個別に受信処理を行うユーザ個別受信処理するステップとを有する無線通信方法。
14. 複数の無線端末装置から空間多重伝送された複数の信号系列を、複数のアンテナを用いて分離受信する無線基地局装置の無線通信方法において、
    前記複数の無線端末装置のうち少なくとも一つは複数の信号系列を送信する無線端末装置を含み、
    所定の選定基準を用いて無線端末装置からの送信信号を復号する優先度を決定するステップと、
    前記優先度決定結果を基に前記空間多重伝送無線端末装置の受信信号系列を一つの単位として抽出する他ユーザ信号除去するステップと、
    前記他ユーザ信号除去ステップの出力を基に、前記空間多重伝送無線端末装置からの送信信号を復号処理するユーザ個別受信処理するステップと、
    前記ユーザ個別受信処理ステップの出力及びチャネル推定結果から、前記空間多重伝送無線端末装置による受信信号を再生して前記複数のアンテナによる受信信号から除去する干渉キャンセルステップとを有し、
    以上の動作を逐次的に前記優先度の順に前記無線端末装置からの送信信号を復号する無線通信方法。

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