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JP4506469B2 - 共振型電源装置 - Google Patents

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Description

高効率、低ノイズで安価な共振型電源装置に関する。
従来の電流共振型の電源装置を図９に示す。図９において、直流電源１の両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子ＱＨとＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチ素子ＱＬとの直列回路が接続され、スイッチ素子ＱＨの一端は、直流電源１の正極に接続され、スイッチ素子ＱＬの一端は、直流電源１の負極に接続されている。
スイッチ素子ＱＨには並列にダイオードＤ１が接続され、スイッチ素子ＱＬには並列にダイオードＤ２が接続されている。スイッチ素子ＱＨには並列に電圧共振コンデンサＣｒｖが接続されている。
また、電圧共振コンデンサＣｒｖには並列に、電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴの１次巻線Ｐ１との電流共振回路が接続されている。電圧共振コンデンサＣｒｖと電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴの１次巻線Ｐ１とで共振回路を構成している。
なお、共振リアクトルＬｒは、トランスＴの漏洩インダクタンス、電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチ素子ＱＨの寄生容量であっても良い。スイッチ素子ＱＨ，ＱＬに並列に接続されるダイオードＤ１，Ｄ２は、スイッチ素子ＱＨ，ＱＬの寄生ダイオードであっても良い。
トランスＴの１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓとは互いに同相電圧が発生するように巻回されており、トランスＴの２次巻線Ｓには、整流器Ｄｏと平滑コンデンサＣｏとからなる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線Ｓに誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷４に出力する。
出力電圧検出回路５は、平滑コンデンサＣｏの両端に接続され、平滑コンデンサＣｏの出力電圧を検出し、検出された電圧と基準電圧との誤差電圧信号をフォトカプラＰＣを介してＰＲＣ（Pulse Ratio Control）制御回路２に出力する。ＰＲＣ制御回路２は、出力電圧検出回路５からの誤差電圧信号に基づきパルスのオンデューティ比を可変するＰＲＣ信号を生成し、このＰＲＣ信号によりハイサイドドライバ３を介してスイッチ素子ＱＨとスイッチ素子ＱＬとを交互にオン／オフさせることにより、負荷４の電圧を一定電圧に制御するようになっている。この場合、スイッチ素子ＱＨとスイッチ素子ＱＬの各ゲートに電圧を印加することにより、スイッチ素子ＱＨとスイッチ素子ＱＬとを交互にオン／オフさせる。
次に、このように構成された従来の共振型電源装置の動作を図１０のタイミングチャートを参照しながら説明する。
ここでは、スイッチ素子ＱＬのオン期間は、電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒとで構成される共振回路の共振周波数の半周期に対して適度に余裕を持って長くした所定の時間に設定されている。スイッチ素子ＱＨのオン期間は、出力電圧検出回路５からの誤差電圧信号により決定される期間とした場合の動作を説明する。
なお、図１０において、ＶＱＬはスイッチ素子ＱＬの両端電圧、ＩＱＬはスイッチ素子ＱＬに流れる電流、ＩＰ１は一次巻線Ｐ１に流れる電流、ＶＳは二次巻線Ｓの両端電圧、ＩＤ０は整流器Ｄ０に流れる電流を示している。また、共振リアクトルＬｒは一次巻線Ｐ１の励磁インダンタンスＬｐよりも十分小さく、電圧共振コンデンサＣｒｖは、電流共振コンデンサＣｒｉよりも十分に小さいものとする。
まず、期間Ｔ１では、スイッチ素子ＱＨはオフ、スイッチ素子ＱＬはオンからオフに変化したところである。共振リアクトルＬｒと共振トランスＴの励磁インダクタンスＬｐに蓄えられたエネルギーにより、電流ＩＰ１は共振リアクトルＬｒと励磁インダクタンスＬｐから、電圧共振コンデンサＣｒｖ→電流共振コンデンサＣｒｉ→一次巻線Ｐの経路で共振電流が流れる。また、トランスＴの励磁インダクタンスＬｐと共振リアクトルＬｒと電圧共振コンデンサＣｒｖとの共振により電圧共振コンデンサＣｒｖが放電し、電圧ＶＱＨは下降し、電圧ＶＱＬは上昇する。
期間Ｔ２では、スイッチ素子ＱＬ及びスイッチ素子ＱＨは共にオフである。電圧共振コンデンサＣｒｖは放電を完了し、電圧ＶＱＨはゼロ、電圧ＶＱＬは直流電源１の両端電圧と同じである。電流ＩＰ１は、共振リアクトルＬｒ→ダイオードＤ１→電流共振コンデンサＣｒｉ→一次巻線Ｐ1 の経路で共振電流が流れ続ける。このとき、スイッチ素子ＱＨをオンすると、期間Ｔ３へ移行する。期間Ｔ３では、スイッチ素子ＱＨはオンし、スイッチ素子ＱＬはオフである。電流ＩＰ１は、共振リアクトルＬｒ→スイッチ素子ＱＨ→電流共振コンデンサＣｒｉ→一次巻線Ｐ１の経路で、減少しながら流れ続け、電流がゼロになると、期間Ｔ４へ移行する。
期間Ｔ４では、スイッチ素子ＱＨはオンし、スイッチ素子ＱＬはオフである。電流ＩＰ１は、流れる方向が反転し、一次巻線Ｐ1 →電流共振コンデンサＣｒｉ→スイッチ素子ＱＨ→共振リアクトルＬｒの経路で共振電流が流れて、トランスＴの磁束をリセットする。
期間Ｔ１〜Ｔ４では、トランスＴの励磁インダクタンスＬp と共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振により、電流ＩＰ１が流れる。
期間Ｔ５では、スイッチ素子ＱＨはオフし、スイッチ素子ＱＬはオフである。トランスＴの一次巻線Ｐ１の電流ＩＰ１は、一次巻線Ｐ１→電流共振コンデンサＣｒｉ→電圧共振コンデンサＣｒｖ→リアクトルＬｒ →一次巻線Ｐ1 の経路で共振電流が流れる。また、トランスＴの励磁インダクタンスＬｐとリアクトルＬｒと電圧共振コンデンサＣｒｖとの共振により電圧共振コンデンサＣｒｖが充電され、電圧ＶＱＨが上昇し、電圧ＶＱＬは下降する。
期間Ｔ６では、スイッチ素子ＱＨ及びスイッチ素子ＱＬは共にオフである。電圧共振コンデンサＣｒｖは、直流電源１の電圧まで充電され、電圧ＶＱＨは直流電圧１の電圧同じになり、電圧ＶＱＬはゼロになる。トランスＴの一次巻線Ｐ１の電流ＩＰ１は、一次巻線Ｐ１→電流共振コンデンサＣｒｉ→直流電源１→ダイオードＤ２→リアクトルＬｒの経路で共振電流が流れ続ける。
期間Ｔ７では、スイッチ素子ＱＬはオンし、スイッチ素子ＱＨはオフである。電流ＩＰ１は、一次巻線Ｐ１→電流共振コンデンサＣｒｉ→直流電源１→スイッチ素子ＱＬ→共振リアクトルＬｒの経路で共振電流が流れ続ける。期間Ｔ５〜Ｔ７では、トランスＴの励磁インダクタンスＬｐと共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振により、電流ＩＰ１（スイッチ素子ＱＬの電流ＩＱＬ）が流れる。
期間Ｔ８では、スイッチ素子ＱＬはオンし、スイッチ素子ＱＨはオフである。電流ＩＰ１は、一次巻線Ｐ１→電流共振コンデンサＣｒｉ→直流電源１→スイッチ素子ＱＬ→共振リアクトルＬｒの経路で共振電流が流れ続け、二次側の整流器Ｄoに電流ＩＤoが流れ始める。期間Ｔ９では、スイッチ素子ＱＬはオンし、スイッチ素子ＱＨはオフである。電流ＩＰ１は、直流電源１から電流共振コンデンサＣｒｉ→一次巻線Ｐ１→スイッチ素子ＱＬの経路で流れて、二次側の整流器Ｄoに電流ＩＤoが流れ続ける。
期間Ｔ８から期間Ｔ９では、共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振により電流ＩＰ１（スイッチ素子ＱＬの電流ＩＱＬに同じ）が流れる。期間８及び期間Ｔ９のとき、トランスＴの一次巻線Ｐ1 から二次巻線Ｓへエネルギーが伝達される。このとき、一次側から二次側へ送られる電流ＩＤoは、弧を描きながら上昇し、ある点を境に降下を始め、共振期間ｔ１（期間Ｔ６〜Ｔ９に対応）を過ぎるとゼロになる。二次側へ伝達されたエネルギーは、整流器Ｄo 、平滑コンデンサＣo により整流平滑され、負荷４に直流電力が供給される。
期間Ｔ１０では、スイッチ素子ＱＬはオン、スイッチ素子ＱＨはオフ状態を保持し、直流電源１から電流共振コンデンサＣｒｉ→一次巻線Ｐ１→共振リアクトルＬｒ→スイッチ素子ＱＬの経路で電流ＩＰ１（スイッチ素子ＱＬの電流ＩＱＬに同じ）が流れるが、電流ＩＤoは、流れなくなる。期間Ｔ１０では、トランスＴの励磁インダクタンスＬｐと共振リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振により電流ＩＰ１（スイッチ素子ＱＬの電流ＩＱＬに同じ）が流れる。そして、期間Ｔ１０（発振周波数またはデューティー比によって定められた期間ｔ２に対応）を過ぎると、スイッチ素子ＱＬはオフし、スイッチ素子ＱＨがオンして、リセット期間ｔ３（期間Ｔ１〜Ｔ５に対応）となる。
以上の動作において、二次側へエネルギーを伝達している期間ｔ１にスイッチ素子ＱＬがオフすると、ゼロ電流スイッチが行われず、整流器Ｄoにリカバリノイズが発生する。このため、スイッチ素子ＱＬのスイッチングノイズ及びスイッチング損失が増大する。
これらの問題を回避するため、スイッチ素子ＱＬのオン期間は、電流共振コンデンサＣｒｉ、共振リアクトルＬｒのバラツキ等による期間ｔ１の変化を考慮して十分にマージンを取る必要がある。このため、十分大きなオン期間（ｔ１＋ｔ２）を設けていた。
しかし、期間ｔ２が長くなり過ぎると、電流ＩＰ１の実効値が増加して、損失が増加する。また、トランスＴの一次側に電圧が印加される期間が長くなるため、トランスＴの損失も増加することになる。この損失は、本来の目的である二次側へエネルギーを供給する動作とは直接関係ないところで発生するもので、不要であり、電源装置の効率低下を招く。
このような問題を解決するものとして、特許文献１に記載された直列共振コンバータがあり、このコンバータの構成図を図１３に示す。このコンバータは、２個のスイッチング素子１０２，１０３の直列回路と、２個の整流器１０４，１０５の直列回路と、２個のコンデンサ１０６，１０７の直列回路とが直流電源１０１に接続され、整流器１０４，１０５の接続点とコンデンサ１０６，１０７の接続点とが接続され、整流器１０４，１０５の接続点とスイッチング素子１０２，１０３の接続点との間にトランス１０８の一次巻線とリアクタ１０９との直列回路が接続され、トランス１０８の二次巻線に整流回路１１０と出力コンデンサ１１１とが接続されてなる直列共振コンバータにおいて、トランス１０８の二次巻線の電圧を検出するトランス電圧検出回路１３０と、トランス電圧検出回路１３０の出力とスイッチング素子を制御する駆動信号とを比較し、トランス１０８に電圧が発生している期間はスイッチング素子１０２，１０３をオンさせ、トランス１０８に電圧がなくなってからスイッチング素子１０２，１０３をオフする論理回路１５０を備えている。
この直列共振コンバータでは、二次側にエネルギーを供給していく期間が終了すると、トランスに印加される電圧はゼロになり、二次巻線に誘起する電圧もゼロになる。
特公平７−６３２１６号公報
しかしながら、特公平７−６３２１６号公報に記載された直列共振コンバータでは、トランス電圧検出回路３０の出力とスイッチング素子を制御する駆動信号とを比較し、トランス１０８に電圧が発生している期間はスイッチング素子１０２，１０３をオンさせ、トランス１０８に電圧がなくなってからスイッチング素子１０２，１０３をオフする論理回路１５０を設けなければならず、回路構成が複雑化していた。
一方、図９に示す電源装置では、トランスＴの一次巻線Ｐ１の電圧ＶＰ１は、期間ｔ１の最後の時刻でゼロにならず、単純に補助巻線を設けて電圧を検出するだけでは、一次側から二次側にエネルギーを供給している期間を正確に検出できないという課題を有していた。
また、二次巻線の電圧で検出しようとすると、一次側にある制御回路に絶縁して信号を伝える必要があり、回路構成が複雑になる。
本発明は、簡単な回路構成で且つトランスの一次側から二次側にエネルギーを伝達している期間を検出し、スイッチングノイズ及びスイッチング損失を低減することにより、高効率、低ノイズで安価な共振型電源装置を提供することにある。
前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、直流電源の両端又は交流電源の交流電圧を整流する入力整流回路の出力両端に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子の両端に共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの二次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、この整流平滑回路の出力電圧に基づき前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、前記トランスの一次側から二次側へエネルギーを伝達している期間を検出する共振期間検出手段と、前記一次側から前記二次側へエネルギーを伝達させる前記第１のスイッチ素子又は前記第２のスイッチ素子がオンした時から所定の期間、前記共振期間検出手段の信号を無効にするマスク手段とを備え、前記制御回路は、前記共振期間検出手段の信号に基づき前記第１のスイッチ素子のオン期間を決定し、前記整流平滑回路の信号に基づき前記第２のスイッチ素子のオン期間を決定することを特徴とする。
請求項２の発明は、直流電源の両端又は交流電源の交流電圧を整流する入力整流回路の出力両端に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子の両端に共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの二次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、この整流平滑回路の出力電圧に基づき前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、前記トランスの一次側から二次側へエネルギーを伝達している期間を検出する共振期間検出手段と、前記一次側から前記二次側へエネルギーを伝達させる前記第１のスイッチ素子又は前記第２のスイッチ素子がオンした時から所定の期間、前記共振期間検出手段の信号を無効にするマスク手段とを備え、前記制御回路は、前記整流平滑回路の信号に基づき前記第１のスイッチ素子のオン期間を決定し、前記共振期間検出手段の信号に基づき前記第２のスイッチ素子のオン期間を決定することを特徴とする。
請求項３の発明は、直流電源の両端又は交流電源の交流電圧を整流する入力整流回路の出力両端に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子の両端に共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの二次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、この整流平滑回路の出力電圧に基づき前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、前記トランスの一次側から二次側へエネルギーを伝達している期間を検出する共振期間検出手段と、前記共振期間検出手段の信号が出力されなくなった時から所定の遅延期間、各々のスイッチ素子のオン／オフ動作の切り替えを遅延させる遅延手段とを備え、前記制御回路は、前記共振期間検出手段の信号に基づき前記第１のスイッチ素子のオン期間を決定し、前記整流平滑回路の信号に基づき前記第２のスイッチ素子のオン期間を決定することを特徴とする。
請求項４の発明は、直流電源の両端又は交流電源の交流電圧を整流する入力整流回路の出力両端に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子の両端に共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの二次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、この整流平滑回路の出力電圧に基づき前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、前記トランスの一次側から二次側へエネルギーを伝達している期間を検出する共振期間検出手段と、前記共振期間検出手段の信号が出力されなくなった時から所定の遅延期間、各々のスイッチ素子のオン／オフ動作の切り替えを遅延させる遅延手段とを備え、前記制御回路は、前記整流平滑回路の信号に基づき前記第１のスイッチ素子のオン期間を決定し、前記共振期間検出手段の信号に基づき前記第２のスイッチ素子のオン期間を決定することを特徴とする。
請求項５の発明は、請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の共振型電源装置において、前記トランスは、さらに、補助巻線を有し、前記共振期間検出手段は、前記トランスに設けられた前記補助巻線の電圧に基づき前記期間を検出することを特徴とする。
請求項６の発明は、請求項５記載の共振型電源装置において、前記トランスに設けられた前記補助巻線は、前記二次巻線と密結合されてなることを特徴とする。
請求項１の発明によれば、共振期間検出手段は、トランスが二次側へエネルギーを送出している期間を検知し、制御回路は、共振期間検出手段の信号に基づき第１のスイッチ素子のオン期間を決定し、整流平滑回路の信号に基づき第２のスイッチ素子のオン期間を決定する。即ち、トランスが二次側へのエネルギー伝達を終了してから各スイッチ素子のオン／オフを切替えるので、スイッチングノイズ及びスイッチング損失を低減でき、高効率、低ノイズで安価となる。また、各スイッチ素子のオン／オフ動作が切替わる時に、トランスの補助巻線に誘起される電圧の変化が緩慢であるため、電圧の緩慢な変化による時間遅れにより共振期間検出手段の信号が切替わっても、マスク手段により共振期間検出手段の信号を無効にするので、安定な動作になる。
請求項２の発明によれば、制御回路は、整流平滑回路の信号に基づき第１のスイッチ素子のオン期間を決定し、共振期間検出手段の信号に基づき第２のスイッチ素子のオン期間を決定する。即ち、請求項１の発明の効果と同様な効果が得られる。また、各スイッチ素子のオン／オフ動作が切替わる時に、トランスの補助巻線に誘起される電圧の変化が緩慢であるため、電圧の緩慢な変化による時間遅れにより共振期間検出手段の信号が切替わっても、マスク手段により共振期間検出手段の信号を無効にするので、安定な動作になる。
請求項３の発明によれば、請求項１の発明の効果が得られるとともに、遅延手段により所定の遅延期間を設け、共振期間検出手段の信号が出力されなくなった時、即ちトランスが二次側にエネルギー伝達を終了した時から所定の遅延期間経過後に各スイッチ素子のオン／オフ動作の切替えを行えるため、動作が確実且つ安定になる。
請求項４の発明によれば、請求項２の発明の効果が得られるとともに、遅延手段により所定の遅延期間を設け、共振期間検出手段の信号が出力されなくなった時、即ちトランスが二次側にエネルギー伝達を終了した時から所定の遅延期間経過後に各スイッチ素子のオン／オフ動作の切替えを行えるため、動作が確実且つ安定になる。
請求項５の発明によれば、共振期間検出手段は、トランスに設けた補助巻線の電圧を検知することで容易に共振期間を検出できる。
請求項６の発明によれば、トランスに設けた補助巻線をトランスの二次巻線と密結合させることにより、容易に共振期間を検知できる。
以下、本発明の共振型電源装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は実施例１の共振型電源装置の回路構成図である。図１に示す共振型電源装置は、図９に示す従来の共振型電源装置に対して、補助巻線Ｐ２と、共振期間検出手段としての共振期間検知回路１２とを設けたことを特徴とする。
補助巻線Ｐ２は、トランスＴａに設けられ、二次巻線Ｓに密結合されている。共振期間検知回路１２は、トランスＴａの補助巻線Ｐ２の電圧に基づきトランスＴａの一次側から二次側へエネルギーを伝達している期間を検出し共振期間検出信号をＰＲＣ制御回路２ａに出力する。
ＰＲＣ制御回路２ａは、出力電圧検出回路１５からの検出電圧に基づき、ＰＲＣ制御によりスイッチ素子ＱＬとスイッチ素子ＱＨとを交互にオン／オフさせることにより負荷４の電圧を一定電圧に制御する。ＰＲＣ制御とは、スイッチ素子のオフ幅が固定であり且つオン幅を可変させる制御、あるいは、スイッチ素子のオン幅が固定であり且つオフ幅を可変させる制御である。
また、ＰＲＣ制御回路２ａは、共振期間検知回路１２からの共振期間検出信号に基づきトランスＴａの一次側から二次側へエネルギーを伝達している期間にはスイッチ素子ＱＬのオン状態、及びスイッチ素子ＱＨのオフ状態を保持し続けるように制御する。また、ＰＲＣ制御回路２ａは、共振期間検知回路１２からの信号に基づきスイッチ素子ＱＬのオン期間を決定し、出力電圧検出回路５からの信号に基づきスイッチ素子ＱＨのオン期間を決定する。
なお、図１に示すその他の構成は、図９に示す構成と同一であり、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
また、共振リアクトルＬｒは、トランスＴａの一次巻線Ｐ１及び二次巻線Ｓ間の漏洩インダクタンスであってもよい。また、スイッチ素子ＱＨに並列に接続されるダイオードＤ２は、スイッチ素子ＱＨの寄生ダイオードであってもよく、スイッチ素子ＱＬに並列に接続されるダイオードＤ１は、スイッチ素子ＱＬの寄生ダイオードであっもよい。また、スイッチ素子ＱＨに並列に接続される電圧共振コンデンサＣｒｖは、スイッチ素子ＱＨの寄生容量であっても良い。
次に構成された実施例１の共振型電源装置の動作を説明する。基本的な動作は、従来の共振型電源装置の動作（図１０に示すタイミングチャート）と同じであり、ここでは、補助巻線Ｐ２と、共振期間検知回路１２の動作を図２、図３に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。
図２及び図３は、実施例１の共振型電源装置において入力電圧を変化させたときの各部における信号のタイミングチャートである。図２は直流電源１の入力電圧が高い状態の各部の波形を示し、図３は入力電圧の低い状態での各部の波形を示している。
なお、図２及び図３において、ＩＬＰは共振回路を構成する一次巻線Ｐ１に流れる電流、ＩＱＬはスイッチ素子ＱＬに流れる電流、ＶＱＬはスイッチ素子ＱＬの両端電圧、ＩＤ０は整流器Ｄ０に流れる電流を示している。
まず、スイッチ素子ＱＬがオンすると、トランスＴａの一次側から二次側にエネルギーが伝達されて、トランスＴａの二次巻線Ｓに電圧が誘起される。二次巻線Ｓに密結合された補助巻線Ｐ２にも電圧が発生し、共振期間検出回路１２は、トランスＴａの補助巻線Ｐ２の電圧に基づき、スイッチ素子ＱＬがオンした時から、トランスＴａの二次側へエネルギーを伝達している期間ｔ１を検出しこの期間ｔ１を示す共振期間検出信号をＰＲＣ制御回路２ａに出力する。
ＰＲＣ制御回路２ａは、共振期間検知回路１２からの共振期間検出信号に基づきスイッチ素子ＱＬのオン期間（ｔ１＋Δｔ）を決定し、このオン期間（ｔ１＋Δｔ）だけスイッチ素子ＱＬをオンさせ、オン期間（ｔ１＋Δｔ）経過後にスイッチ素子ＱＬをオフさせる。
このため、直流電源１の入力電圧を変化させた場合でも、図２、図３に示すように、トランスＴａが二次側にエネルギーを伝達している期間ｔ１が終了した時からスイッチ素子ＱＬがオフするまでの時間Δｔは、同じになる。
また、ＰＲＣ制御回路２ａは、出力電圧検出回路５からの信号に基づきスイッチ素子ＱＨのオン期間を決定し、このオン期間により出力電圧を一定に保つように制御する。図２及び図３を比較すると、スイッチ素子ＱＬの電圧ＶＱＬが“Ｈ”レベルとなっている期間ｔ４、即ち、スイッチ素子ＱＨがオンし、トランスＴａの一次巻線Ｐ１の励磁エネルギーによって電流共振コンデンサＣｒｉにエネルギーを蓄える期間が変化している。この期間ｔ４が変化することで、入力電圧が変化した場合においてもトランスＴａには、一定の電圧が印加されることになるため、出力電圧が一定に保たれることになる。
図４は実施例１の共振型電源装置に設けられた共振期間検知回路の構成例を示す図である。図４に示す共振期間検知回路１２は、トランスＴａの二次巻線Ｓ１に密結合した補助巻線Ｐ２と、この補助巻線Ｐ２に直列に接続された整流器１９と、補助巻線Ｐ２と整流器１９との直列回路に並列に接続された電圧検知抵抗Ｒ１と、この電圧検知抵抗Ｒ１にカップリングコンデンサ２０を介して並列に接続された電圧検知抵抗Ｒ２とを有して構成されている。
図４に示す共振期間検知回路の動作を図５に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。図５において、ＩＬＰは共振回路を構成する一次巻線Ｐ１に流れる電流、ＶＱＬはスイッチ素子ＱＬの両端電圧、ＶＰ２は補助巻線Ｐ２の両端電圧、ＶＲ１は電圧検出抵抗Ｒ１の両端電圧、ＶＲ２は電圧検出抵抗Ｒ２の両端電圧を示している。
まず、補助巻線Ｐ２に発生した電圧ＶＰ２を整流器１９で整流し、整流された電圧の正の波形のみを電圧検出抵抗Ｒ１により検出して電圧ＶＲ１を得る。得られた電圧ＶＲ１からカップリングコンデンサ２０と電圧検出抵抗Ｒ２により交流成分のみを取り出す。
これにより、トランスＴａの二次側にエネルギーが伝達されている共振期間ｔ１に正の電圧が発生し且つ共振期間ｔ１が終了すると同時に立ち下がる共振期間検出信号として電圧ＶＲ２を得ることができる。図５に示すように、電圧検出抵抗Ｒ２に発生する電圧ＶＲ２が正のとき、トランスＴａの一次側から二次側へエネルギーが伝達されている期間ｔ１になっている。
そして、電圧検知抵抗Ｒ２の両端電圧が共振期間検出信号としてＰＲＣ制御回路２ａに出力される。ＰＲＣ制御回路２ａは、共振期間検出信号の立下がりに同期して、スイッチ素子ＱＬをオフさせる。例えば図９に示す期間Ｔ１０（期間ｔ２に対応）を終了させることになり、トランスの二次側へのエネルギー伝達が終了してから、確実に次のモードへ移行することができる。
また、共振リアクトルＬｒにトランスＴａの一次巻線Ｐ１の漏洩インダクタンスを用いる場合には、一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓとを疎結合にする。このため、補助巻線Ｐ２を一次巻線Ｐ１に密結合させる方法が考えられるが、この場合には、トランスＴａの二次側へのエネルギー伝達が終了しても、補助巻線Ｐ２の電圧は十分にマイナス側まで下がらない。
一方、補助巻線Ｐ２を二次巻線Ｓに密結合させると、図５の電圧ＶＰ２のように、トランスＴａが二次側へエネルギーを伝達する期間が終了すると、確実に電圧が下がるので、確実に共振期間ｔ１を検出できる。
図６は電流共振コンデンサ及び共振リアクトルがばらついたときの従来の共振電流波形と実施例１の共振電流波形との比較を示す図である。より具体的には、図６では、共振期間検知回路１２により共振期間を検出してスイッチ素子ＱＬをオフさせた場合と、スイッチ素子ＱＬのオン期間を固定とした場合において、電流共振コンデンサＣｒｉ、共振リアクトルＬｒがばらついて、共振回路の共振周波数が変化した場合に共振電流波形がどのようになるのかを示している。
図６（ａ）は、スイッチ素子ＱＬのオン期間を固定とした場合であり、従来の共振電流波形に相当し、共振周波数が変化してトランスＴａが一次側から二次側へエネルギーを伝達している期間がｔ２１、ｔ２２、ｔ２３と変わっても、スイッチ素子ＱＬのオン期間ｔｏｎは変化しない。特に、共振周波数が高くなった場合には、トランスＴａは、二次側へエネルギーを伝達している期間（例えばｔ２１）が短くなるので、スイッチ素子ＱＬがオンしているとき二次側にエネルギーを伝達していない期間（ｔｏｎ−ｔ２１）が長くなるため、損失が増加していることが分かる。
一方、図６（ｂ）は、実施例１の共振電流波形に相当する。共振期間検知回路１２は、共振周波数の変化に応じて共振期間が変化した共振期間検出信号を生成し、ＰＲＣ制御回路２ａは、変化した共振期間検出信号に応じてスイッチ素子ＱＬのオン期間を決定する。即ち、共振周波数が変化してトランスＴａが一次側から二次側へエネルギーを伝達している期間がｔ２４、ｔ２５、ｔ２６と変わった場合には、共振周波数の変化に応じてスイッチ素子ＱＬのオン期間がｔｏｎ１、ｔｏｎ２、ｔｏｎ３と変化する。このため、共振周波数が高くなっても二次側へエネルギーを伝達していない期間（ｔｏｎ１−ｔ２４、ｔｏｎ２−ｔ２５、ｔｏｎ３−ｔ２６）が同じに保たれるため、損失が増加することはない。
次に実施例２の共振型電源装置を説明する。まず、実施例１の共振型電源装置では、補助巻線Ｐ２が二次巻線Ｓに密結合しているので、共振期間検知回路１２からの共振期間検出信号は、トランスＴａが一次側から二次側へエネルギーを伝達する期間が終了すると直ちに立ち下がる。しかし、各スイッチ素子ＱＬ，ＱＨが電圧共振コンデンサＣｒｖの影響により、ある傾きを持ってオン／オフ動作するので、共振期間検出信号も同様に、ある傾きを持って立ち上がる。
この傾きにより共振期間検出信号の検知が遅れて、スイッチ素子ＱＬにゲート信号が入力されてスイッチ素子ＱＬがオンし、トランスＴａが二次側にエネルギー伝達を始めても、共振期間検出信号がないものとＰＲＣ制御回路２ａが認識して、スイッチ素子ＱＬをオフさせるという問題がある。
そこで、実施例２の共振型電源装置では、上記の問題を解決したものである。図７は実施例２の共振型電源装置の主要部である同期回路を含む制御回路の構成図である。図８は実施例２の共振型電源装置の動作を説明するための各部における信号のタイミングチャートである。図８において、ＩＬＰは共振回路を構成する一次巻線Ｐ１に流れる電流、ＶＱＬはスイッチ素子ＱＬの両端電圧、ＶＲ２は電圧検出抵抗Ｒ２の両端電圧、ＱＬｇはスイッチ素子ＱＬのゲート信号、Ｍｓｋはマスク信号、Ｓｙｎは同期信号を示している。
ＰＲＣ制御回路２ｂは、スイッチ素子ＱＬがオンした時から一定期間、即ち、共振期間検知回路１２からの共振期間検出信号を無効にするためのマスク期間ｔ１１を設けたマスク信号Ｍｓｋを生成し、このマスク信号Ｍｓｋを同期回路１４に出力する。マスク期間ｔ１１は、スイッチ素子ＱＬのゲート信号ＱＬｇの立ち上がりと同時又は少し早くパルスを発生させる。
同期回路１４は、ＰＲＣ制御回路２ｂからのマスク信号Ｍｓｋにより、共振期間検知回路１２からの共振期間検出信号をマスク期間ｔ１１だけ無効にし、急峻に立ち上がった共振期間検出信号をＰＲＣ制御回路２ｂに出力する。ＰＲＣ制御回路２ｂと同期回路１４とは、本発明のマスク手段を構成する。
即ち、各スイッチ素子ＱＬ，ＱＨのオン／オフ動作が切替わる時（例えば期間ｔ１の最初のタイミング）に、トランスＴａの補助巻線Ｐ２に誘起される電圧の変化が緩慢であるため、電圧の緩慢な変化による時間遅れにより共振期間検知回路１２の共振期間検出信号が切替わっても、マスク手段により共振期間検出回路１２からの共振期間検出信号をマスク期間ｔ１１だけ無効にするので、図８に示すように急峻に立ち上がった共振期間検出信号ＶＲ２が得られ、共振期間検出信号ＶＲ２に基づくゲート信号ＱＬｇ，ＱＨｇにより各スイッチ素子ＱＬ，ＱＨを安定に動作させることができる。
なお、スイッチ素子ＱＬがオンしている期間は、電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒのインダクタンスによる共振周期ｔ１の半分程度になるので、マスク期間ｔ１１は、共振周期ｔ１の半分以下に設定すればよい。これにより、より安定な制御を行うことができる。
また、図７に示す共振型電源装置は、共振期間検知回路１２からの共振期間検出信号が無くなった時から所定の期間ｔ２だけ、スイッチ素子ＱＬのオフを遅延させるための同期パルス信号Ｓｙｎを生成し、この同期パルス信号ＳｙｎをＰＲＣ制御回路２ｂに出力する同期回路１４を備えている。この同期回路１４は、本発明の遅延手段に対応する。
ＰＲＣ制御回路２ｂは、同期回路１４からの同期パルス信号Ｓｙｎと共振期間検出信号とに基づいて、共振期間検出信号が無くなった時（即ち、トランスＴａが二次側にエネルギー伝達を終了した時）から所定の期間ｔ２だけスイッチ素子ＱＬのオフを遅延させたゲート信号ＱＬｇを生成する。
これにより、僅かの期間ｔ２だけ、スイッチ素子ＱＬのオフを遅延させて、トランスＴａが二次側にエネルギーを伝達する期間ｔ１が確実に終了してから、次のモードへ移行することができる。このため、動作が確実且つ安定になる。
また、共振期間検出信号を所定の期間だけ無効にするマスク期間ｔ１１を設けると、ノイズなどの誤動作によってスイッチ素子ＱＬがオンした場合に、マスク期間ｔ１１はスイッチ素子ＱＬがオンを継続することになるので、同期パルス信号Ｓｙｎによりスイッチ素子ＱＬの動作を遅延させると、ノイズなどによる誤動作が発生し難くなる。
なお、本発明は、上述した実施例に限定されるものではない。実施例１及び実施例２では、ＰＲＣ制御回路２ａ，２ｂが、共振期間検知回路１２からの信号に基づきスイッチ素子ＱＬのオン期間を決定し、出力電圧検出回路５からの信号に基づきスイッチ素子ＱＨのオン期間を決定していたが、ＰＲＣ制御回路２ａは、上記制御に代えて、出力電圧検出回路５からの信号に基づきスイッチ素子ＱＬのオン期間を決定し、共振期間検知回路１２からの信号に基づきスイッチ素子ＱＨのオン期間を決定してもよい。このようにしても同様な効果が得られる。
また、実施例１及び実施例２では、電源として直流電源１を用いたが、直流電源１に代えて、例えば、交流電源の交流電圧を整流する入力整流回路の出力両端を、スイッチ素子ＱＨとスイッチ素子ＱＬとの直列回路の両端に接続してもよい。このようにしても同様な効果が得られる。
また、実施例１及び実施例２では、スイッチ素子ＱＨの両端に、電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴａの一次巻線Ｐ１との直列回路を接続したが、例えば、スイッチ素子ＱＬの両端に、電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴａの一次巻線Ｐ１との直列回路を接続しても良い。
また、実施例１及び実施例２では、スイッチ素子ＱＨの両端に、電圧共振コンデンサＣｒｖを接続したが、例えばスイッチ素子ＱＬの両端に、電圧共振コンデンサＣｒｖを接続しても良い。
本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置に適用可能である。
実施例１の共振型電源装置を示す回路構成図である。 実施例１の共振型電源装置において入力電圧を変化させたときの各部における信号のタイミングチャートである。 実施例１の共振型電源装置において入力電圧を変化させたときの各部における信号のタイミングチャートである。 実施例１の共振型電源装置に設けられた共振期間検知回路の構成例を示す図である。 実施例１の共振型電源装置に設けられた共振期間検知回路の各部における信号のタイミングチャートである。 電流共振コンデンサ及び共振リアクトルがばらついたときの従来の共振電流波形と実施例１の共振電流波形との比較を示す図である。 実施例２の共振型電源装置の主要部である同期回路を含む制御回路の構成図である。 実施例２の共振型電源装置の動作を説明するための各部における信号のタイミングチャートである。 従来の共振型電源装置の従来例１を示す回路構成図である。 従来例１の共振型電源装置の各部における信号のタイミングチャートである。 従来例１の共振型電源装置において入力電圧を変化させたときの各部における各信号のタイミングチャートである。 従来例１の共振型電源装置において入力電圧を変化させたときの各部における各信号のタイミングチャートである。 従来の共振型電源装置の従来例２を示す回路構成図である。
符号の説明
１ 直流電源
２，２ａ，２ｂ ＰＲＣ制御回路
３ ハイサイドドライバ
４ 負荷
５ 出力電圧検出回路
１２ 共振期間検知回路
１４ 同期回路
ＱＬ，ＱＨ スイッチ素子
Ｃｒｉ 電流共振コンデンサ
Ｃｒｖ 電圧共振コンデンサ
Ｃｏ 平滑コンデンサ
Ｌｒ 共振リアクトル
Ｔ，Ｔａ トランス
Ｐ１ 一次巻線
Ｓ 二次巻線
Ｐ２ 補助巻線
Ｄ０ 整流器
ＰＣ フォトカプラ

Claims (6)

  1. 直流電源の両端又は交流電源の交流電圧を整流する入力整流回路の出力両端に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、
    前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子の両端に共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、
    前記トランスの二次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
    この整流平滑回路の出力電圧に基づき前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
    前記トランスの一次側から二次側へエネルギーを伝達している期間を検出する共振期間検出手段と、
    前記一次側から前記二次側へエネルギーを伝達させる前記第１のスイッチ素子又は前記第２のスイッチ素子がオンした時から所定の期間、前記共振期間検出手段の信号を無効にするマスク手段とを備え、
    前記制御回路は、前記共振期間検出手段の信号に基づき前記第１のスイッチ素子のオン期間を決定し、前記整流平滑回路の信号に基づき前記第２のスイッチ素子のオン期間を決定することを特徴とする共振型電源装置。
  2. 直流電源の両端又は交流電源の交流電圧を整流する入力整流回路の出力両端に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、
    前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子の両端に共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、
    前記トランスの二次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
    この整流平滑回路の出力電圧に基づき前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
    前記トランスの一次側から二次側へエネルギーを伝達している期間を検出する共振期間検出手段と、
    前記一次側から前記二次側へエネルギーを伝達させる前記第１のスイッチ素子又は前記第２のスイッチ素子がオンした時から所定の期間、前記共振期間検出手段の信号を無効にするマスク手段とを備え、
    前記制御回路は、前記整流平滑回路の信号に基づき前記第１のスイッチ素子のオン期間を決定し、前記共振期間検出手段の信号に基づき前記第２のスイッチ素子のオン期間を決定することを特徴とする共振型電源装置。
  3. 直流電源の両端又は交流電源の交流電圧を整流する入力整流回路の出力両端に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、
    前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子の両端に共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、
    前記トランスの二次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
    この整流平滑回路の出力電圧に基づき前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
    前記トランスの一次側から二次側へエネルギーを伝達している期間を検出する共振期間検出手段と、
    前記共振期間検出手段の信号が出力されなくなった時から所定の遅延期間、各々のスイッチ素子のオン／オフ動作の切り替えを遅延させる遅延手段とを備え、
    前記制御回路は、前記共振期間検出手段の信号に基づき前記第１のスイッチ素子のオン期間を決定し、前記整流平滑回路の信号に基づき前記第２のスイッチ素子のオン期間を決定することを特徴とする共振型電源装置。
  4. 直流電源の両端又は交流電源の交流電圧を整流する入力整流回路の出力両端に第１スイッチ素子と第２スイッチ素子とが直列に接続された第１直列回路と、
    前記第１スイッチ素子又は前記第２スイッチ素子の両端に共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、
    前記トランスの二次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
    この整流平滑回路の出力電圧に基づき前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
    前記トランスの一次側から二次側へエネルギーを伝達している期間を検出する共振期間検出手段と、
    前記共振期間検出手段の信号が出力されなくなった時から所定の遅延期間、各々のスイッチ素子のオン／オフ動作の切り替えを遅延させる遅延手段とを備え、
    前記制御回路は、前記整流平滑回路の信号に基づき前記第１のスイッチ素子のオン期間を決定し、前記共振期間検出手段の信号に基づき前記第２のスイッチ素子のオン期間を決定することを特徴とする共振型電源装置。
  5. 前記トランスは、さらに、補助巻線を有し、
    前記共振期間検出手段は、前記トランスに設けられた前記補助巻線の電圧に基づき前記期間を検出することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載の共振型電源装置。
  6. 前記トランスに設けられた前記補助巻線は、前記二次巻線と密結合されてなることを特徴とする請求項５記載の共振型電源装置。
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005210759A (ja) * 2004-01-19 2005-08-04 Sanken Electric Co Ltd 共振型スイッチング電源装置
JP3744525B2 (ja) * 2004-04-28 2006-02-15 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP4797637B2 (ja) * 2006-01-16 2011-10-19 サンケン電気株式会社 共振型スイッチング電源装置
JP4222421B2 (ja) * 2007-02-28 2009-02-12 サンケン電気株式会社 多出力スイッチング電源装置
JP4301342B2 (ja) * 2007-12-18 2009-07-22 サンケン電気株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2011072076A (ja) * 2009-09-24 2011-04-07 Sanken Electric Co Ltd 直流変換装置
US9728997B2 (en) 2011-09-21 2017-08-08 Samsung Electronics Co., Ltd. Wireless power transmission system
US10693379B2 (en) 2016-08-19 2020-06-23 Semiconductor Components Industries, Llc Short-circuit protection using pulse width modulation (PWM) for resonant converters

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0763216B2 (ja) * 1988-05-25 1995-07-05 日本電信電話株式会社 直列共振コンバータ
JPH0866025A (ja) * 1994-08-10 1996-03-08 Sanken Electric Co Ltd 共振型スイッチング電源装置
JPH09322533A (ja) * 1996-05-30 1997-12-12 Sanken Electric Co Ltd 共振型スイッチング電源装置
JP3744525B2 (ja) * 2004-04-28 2006-02-15 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0763216A (ja) 1993-08-24 1995-03-07 Toyota Motor Corp 内燃機関のコネクティングロッド
JP2000324831A (ja) * 1999-05-11 2000-11-24 Sony Corp スイッチング電源回路
TW521481B (en) * 2000-05-17 2003-02-21 Sony Corp Switching power supply apparatus with active clamp circuit

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0763216B2 (ja) * 1988-05-25 1995-07-05 日本電信電話株式会社 直列共振コンバータ
JPH0866025A (ja) * 1994-08-10 1996-03-08 Sanken Electric Co Ltd 共振型スイッチング電源装置
JPH09322533A (ja) * 1996-05-30 1997-12-12 Sanken Electric Co Ltd 共振型スイッチング電源装置
JP3744525B2 (ja) * 2004-04-28 2006-02-15 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置

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