JP4486008B2 - Receiver - Google Patents
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Description
本発明は、受信技術に関し、特に複数のアンテナによって信号を受信する受信装置に関する。 The present invention relates to a receiving technique, and more particularly to a receiving apparatus that receives signals using a plurality of antennas.
高速なデータ伝送を可能にしつつ、マルチパス環境下に強い通信方式として、マルチキャリア方式のひとつであるOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式がある。OFDM変調された信号をダイバーシチ受信するために、以下のような処理が実行されている。受信装置は、複数のアンテナにて受信した信号のそれぞれに対してFFT(Fast Fourier Transform)を実行し、周波数領域の信号、すなわち複数のサブキャリアが使用された信号を出力する。受信装置は、サブキャリアを単位にして、重みづけを行いながら複数のアンテナにて受信した信号を合成する。なお、FFTの前段において、一般的にAGC(Automatic Gain Conrol)が実行される。 An OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation scheme, which is one of the multicarrier schemes, is a communication scheme that enables high-speed data transmission and is strong in a multipath environment. In order to receive an OFDM-modulated signal with diversity, the following processing is executed. The receiving apparatus performs FFT (Fast Fourier Transform) on each of the signals received by the plurality of antennas, and outputs a frequency domain signal, that is, a signal using a plurality of subcarriers. The receiving apparatus synthesizes signals received by a plurality of antennas while performing weighting in units of subcarriers. In general, AGC (Automatic Gain Control) is executed before the FFT.
AGCは、受信した信号と、受信装置にて発生する熱雑音成分とを合成した信号の強度を一定にするように、制御を実行する。そのため、複数のアンテナのうちのいずれかにて受信された信号の強度が小さい場合に、AGCが当該信号を増幅すれば、熱雑音成分が大きくなってしまう場合がある。その結果、合成した信号の熱雑音成分も大きくなってしまい、合成を実行しない場合よりも、特性が悪化してしまうおそれがあった。これを解決するために、複数のアンテナのそれぞれにおいて受信した信号に対して、帯域全体の熱雑音成分を測定し、測定した熱雑音成分の値を反映しながら、複数のアンテナにて受信された信号を合成する技術が提案されている(例えば、特許文献1参照。)。
しかしながら、受信装置が、広帯域の信号を受信する場合、周波数選択性フェージングの影響によって、帯域内に信号強度の大きい部分と小さい部分とが存在する場合もある。すなわち、信号強度の大きいサブキャリアが存在すれば、信号強度の小さいサブキャリアも存在する。そのため、複数のアンテナのそれぞれにおいて受信した信号の熱雑音成分を測定する場合に、帯域全体における熱雑音成分を測定しても、広帯域の信号の合成に適した熱雑音成分とならない。 However, when the receiving apparatus receives a wideband signal, there may be a portion where the signal strength is large and a portion where the signal strength is small due to the influence of frequency selective fading. That is, if there are subcarriers with high signal strength, there are also subcarriers with low signal strength. Therefore, when measuring the thermal noise component of the signal received by each of the plurality of antennas, even if the thermal noise component in the entire band is measured, the thermal noise component suitable for synthesis of the broadband signal is not obtained.
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、帯域内において信号強度が一定でないマルチキャリア信号に対して、ダイバーシチ利得を向上させる受信装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a receiving apparatus that improves diversity gain for a multicarrier signal whose signal strength is not constant within a band.
上記課題を解決するために、本発明のある態様の受信装置は、複数のアンテナによってそれぞれ受信された複数のマルチキャリア信号であって、かつ少なくともひとつのキャリアに既知信号がそれぞれ含まれた複数のマルチキャリア信号を入力する入力部と、入力部において入力した複数のマルチキャリア信号のそれぞれに対する利得を調節し、調節したそれぞれの利得によって、複数のマルチキャリア信号を増幅する増幅部と、増幅部において増幅した複数のマルチキャリア信号のそれぞれに含まれた既知信号から、既知信号が含まれたキャリアに対する伝送路特性をそれぞれ推定する第1推定部と、第1推定部において推定した伝送路特性から、既知信号が含まれたキャリアに対する雑音成分をそれぞれ推定する第2推定部と、第2推定部において推定した雑音成分から、マルチキャリア信号でのそれぞれのキャリアに対応した雑音成分を推定する第3推定部と、第3推定部において推定した雑音成分をもとに、複数のマルチキャリア信号をキャリア単位に合成する合成部と、を備える。
In order to solve the above problems, a receiving apparatus according to an aspect of the present invention includes a plurality of multicarrier signals respectively received by a plurality of antennas, and a plurality of known signals each included in at least one carrier. An input unit for inputting a multicarrier signal, an amplification unit for adjusting a gain for each of a plurality of multicarrier signals input at the input unit, and amplifying a plurality of multicarrier signals by each adjusted gain; From a known signal included in each of a plurality of amplified multicarrier signals, a first estimation unit that estimates a transmission path characteristic for a carrier including the known signal, and a transmission path characteristic estimated in the first estimation unit, A second estimation unit for estimating a noise component for each carrier including a known signal; A third estimator for estimating a noise component corresponding to each carrier in the multicarrier signal from the noise component estimated in
この態様によると、キャリアを単位にして、雑音成分を導出し、導出した雑音成分を使用しながら、信号を合成するので、合成の際の雑音の影響をキャリア単位に抑圧でき、受信特性を向上できる。 According to this aspect, the noise component is derived in units of carriers, and the signals are synthesized while using the derived noise components, so that the influence of noise during synthesis can be suppressed in units of carriers and reception characteristics are improved. it can.
第2推定部は、第1推定部において推定した伝送路特性のうちの少なくとも一部に対して統計処理を実行することによって、既知信号が含まれたキャリアに対する参照信号を生成する生成部と、キャリアを対応づけながら、生成部において生成した参照信号と、第1推定部において推定した伝送路特性との差異をもとに、既知信号が含まれたキャリアに対する雑音成分を導出する導出部と、を備えてもよい。この場合、ひとつのキャリアを単位にして参照信号を導出するので、伝送路特性に応じた参照信号を導出できる。 A second estimation unit that generates a reference signal for a carrier including a known signal by performing statistical processing on at least a part of the transmission path characteristics estimated by the first estimation unit; A derivation unit for deriving a noise component for a carrier including a known signal based on a difference between the reference signal generated in the generation unit and the transmission path characteristic estimated in the first estimation unit while associating the carrier; May be provided. In this case, since the reference signal is derived in units of one carrier, the reference signal corresponding to the transmission path characteristics can be derived.
第3推定部は、既知信号が含まれたキャリアに対する雑音成分を補間することによって、マルチキャリア信号でのそれぞれのキャリアに対応した雑音成分を推定してもよい。この場合、所定のサブキャリアにて導出された雑音成分をマルチキャリア信号へ展開するので、既知信号が一部のキャリアに含まれる場合であっても、マルチキャリア信号のそれぞれに対する雑音成分を導出できる。 The third estimation unit may estimate the noise component corresponding to each carrier in the multicarrier signal by interpolating the noise component for the carrier including the known signal. In this case, since the noise component derived from a predetermined subcarrier is expanded into a multicarrier signal, the noise component for each of the multicarrier signals can be derived even when a known signal is included in some carriers. .
合成部は、第1推定部において推定した伝送路特性から、マルチキャリア信号でのそれぞれのキャリアに対応した伝送路係数を導出することによって、複数のマルチキャリア信号のそれぞれに対する重み係数をキャリア単位に算出する算出部と、算出部において算出したキャリア単位の重み係数と、第3推定部において推定された雑音成分とを対応づけながら、重み係数を雑音成分によって補正し、補正した重み係数をもとに、複数のマルチキャリア信号をキャリア単位に合成する実行部と、を備えてもよい。この場合、複数のマルチキャリア信号を合成する際に、雑音成分を反映させながら合成を実行するので、合成の際の雑音の影響を小さくできる。 The synthesizer derives a channel coefficient corresponding to each carrier in the multicarrier signal from the channel characteristics estimated in the first estimator, and thereby sets a weight coefficient for each of the plurality of multicarrier signals in units of carriers. The weighting coefficient is corrected with the noise component while associating the calculating unit to be calculated, the weighting factor of the carrier unit calculated by the calculating unit with the noise component estimated by the third estimating unit, and based on the corrected weighting factor In addition, an execution unit that combines a plurality of multicarrier signals in units of carriers may be provided. In this case, when synthesizing a plurality of multicarrier signals, the synthesis is performed while reflecting the noise component, so that the influence of noise at the time of synthesis can be reduced.
複数のアンテナによってそれぞれ受信された複数のマルチキャリア信号を入力してから、複数のマルチキャリア信号のうちの少なくともふたつを選択し、選択した少なくともふたつのマルチキャリア信号を入力部に出力する選択部をさらに備えてもよい。この場合、複数のアンテナによって受信された複数のマルチキャリア信号のうちの少なくともふたつを処理の対象にするので、回路規模を削減できる。 A selection unit configured to input a plurality of multicarrier signals respectively received by a plurality of antennas, select at least two of the plurality of multicarrier signals, and output the selected at least two multicarrier signals to the input unit; Further, it may be provided. In this case, since at least two of the plurality of multicarrier signals received by the plurality of antennas are processed, the circuit scale can be reduced.
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。 It should be noted that any combination of the above-described constituent elements and a conversion of the expression of the present invention between a method, an apparatus, a system, a recording medium, a computer program, etc. are also effective as an aspect of the present invention.
本発明によれば、帯域内において強度が一定でないマルチキャリア信号に対するダイバーシチ利得を向上できる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the diversity gain with respect to the multicarrier signal whose intensity | strength is not constant within a band can be improved.
本発明を具体的に説明する前に、概要を述べる。本発明の実施例は、地上デジタルテレビジョン規格のひとつであるISDB−T方式に対応した受信装置に関する。ISDB−T方式は、マルチキャリア変調のひとつであるOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式を使用している。ここでは、「5617」のサブキャリアを使用する。受信装置は、複数のアンテナのおいて受信した信号を重みづけながら合成している。すなわち、最大比合成ダイバーシチが実行されている。その際、合成の前段において、受信装置は、受信した信号をAGCによって増幅している。前述のごとく、AGCでの増幅によって、受信した信号に含まれた熱雑音成分も増幅される。本実施例に係る受信装置は、最大比合成ダイバーシチを実行する際に、熱雑音成分の影響を抑えるために、以下のように動作する。 Before describing the present invention in detail, an outline will be described. An embodiment of the present invention relates to a receiving apparatus compatible with the ISDB-T system which is one of terrestrial digital television standards. The ISDB-T method uses an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) modulation method which is one of multicarrier modulations. Here, “5617” subcarriers are used. The receiving apparatus synthesizes the signals received by a plurality of antennas while weighting them. That is, maximum ratio combining diversity is performed. At this time, the receiving apparatus amplifies the received signal by AGC before the synthesis. As described above, the thermal noise component included in the received signal is also amplified by the AGC amplification. The receiving apparatus according to the present embodiment operates as follows in order to suppress the influence of the thermal noise component when executing the maximum ratio combining diversity.
受信装置は、複数のアンテナによって受信した信号を周波数領域に変換する。受信装置は、周波数領域に変換された信号に含まれるサブキャリアの信号のうち、パイロット信号が配置されたサブキャリアの信号を抽出し、抽出したサブキャリアの信号をもとに、サブキャリア単位に伝送路特性を推定する(以下、サブキャリア単位に推定された伝送路特性を「伝送路係数」という)。さらに、伝送路係数に対して、周波数方向において統計処理、一例としてフィルタ処理が施される。すなわち、パイロット信号が配置されたサブキャリアの雑音成分が抑圧される。ここで、統計処理に使用されるサブキャリアの数は、周波数選択性フェージングを考慮して、ある程度小さい値に決定される。なぜなら、一般的に、周波数選択性フェージング環境下では、伝送路特性が短い周波数間隔においても大きく変動するからである。 The receiving device converts signals received by a plurality of antennas into a frequency domain. The receiving apparatus extracts the subcarrier signal in which the pilot signal is arranged from the subcarrier signals included in the signal converted to the frequency domain, and performs subcarrier unit based on the extracted subcarrier signal. The transmission path characteristics are estimated (hereinafter, the transmission path characteristics estimated for each subcarrier are referred to as “transmission path coefficients”). Further, statistical processing, for example, filtering processing is performed on the transmission path coefficient in the frequency direction. That is, the noise component of the subcarrier on which the pilot signal is arranged is suppressed. Here, the number of subcarriers used in the statistical processing is determined to be a small value in consideration of frequency selective fading. This is because, generally, under a frequency selective fading environment, the transmission path characteristics greatly fluctuate even at a short frequency interval.
受信装置は、ひとつのサブキャリアについて、統計処理された伝送路係数と、推定された伝送路係数との差異を計算することによって、当該サブキャリアに対する熱雑音成分を推定する。このように推定された熱雑音成分は周波数方向に補間され、すべてのサブキャリアに対する熱雑音成分が導出される。また、以上の処理は、他のアンテナによって受信された信号に対しても実行される。受信装置は、熱雑音成分を反映しながら、複数のアンテナにて受信された信号に対して、最大比合成ダイバーシチを実行する。 The receiving apparatus estimates the thermal noise component for the subcarrier by calculating the difference between the statistically processed transmission path coefficient and the estimated transmission path coefficient for one subcarrier. The thermal noise component thus estimated is interpolated in the frequency direction, and thermal noise components for all subcarriers are derived. Moreover, the above process is performed also on the signal received by the other antenna. The receiving apparatus performs maximum ratio combining diversity on signals received by a plurality of antennas while reflecting a thermal noise component.
図1は、本発明の実施例に係る受信装置100の構成を示す。受信装置100は、アンテナ10と総称される第1アンテナ10a、第2アンテナ10b、第Nアンテナ10n、選択部12、RF部14と総称される第1RF部14a、第2RF部14b、AGC部16と総称される第1AGC部16a、第2AGC部16b、FFT部18と総称される第1FFT部18a、第2FFT部18b、伝送路特性推定部20と総称される第1伝送路特性推定部20a、第2伝送路特性推定部20b、補間部22と総称される第1補間部22a、第2補間部22b、重付部24と総称される第1重付部24a、第2重付部24b、乗算部26と総称される第1乗算部26a、第2乗算部26b、電力計算部28と総称される第1電力計算部28a、第2電力計算部28b、乗算部30と総称される第1乗算部30a、第2乗算部30b、加算部32、加算部34、除算部36、雑音推定部38と総称される第1雑音推定部38a、第2雑音推定部38b、補正値計算部40と総称される第1補正値計算部40a、第2補正値計算部40b、制御部42を含む。また、雑音推定部38は、時間方向補間部44、周波数方向フィルタ部46、導出部48、周波数方向補間部50、係数保持部52、乗算部54を含む。
FIG. 1 shows a configuration of a receiving
アンテナ10は、伝送路を介して、無線周波数の信号をそれぞれ受信する。ここで、無線周波数の信号は、マルチキャリア信号である。また、マルチキャリア信号のうち、少なくともひとつのサブキャリアには、パイロット信号が配置される。パイロット信号は、既知の値を有した信号であり、パイロット信号が配置されるべきサブキャリアは、予め規定されているものとする。図2は、アンテナ10にて受信されるマルチキャリア信号の構成を示す。図の横軸には、「サブキャリア番号」が示され、図の縦軸には、「シンボル番号」が示される。
The
「サブキャリア番号」は、サブキャリアを識別するために付与された番号であり、例えば、周波数の低いサブキャリアに対して、小さい値のサブキャリア番号が付与されている。また、「シンボル番号」は、入力されるシンボルの順番を識別するために付与された番号であり、例えば、先に入力されたシンボルに対して、小さい値のシンボル番号が付与されている。図中の「P」は、前述のパイロット信号を示しており、図中の「D」は、データ信号を示す。図示のごとく、シンボル番号「0」において、サブキャリア番号「0」、「12」のように、離散的なサブキャリアにパイロット信号が配置されている。 The “subcarrier number” is a number assigned to identify a subcarrier. For example, a subcarrier number having a small value is assigned to a subcarrier having a low frequency. The “symbol number” is a number assigned to identify the order of input symbols. For example, a symbol number having a smaller value is assigned to a previously input symbol. “P” in the figure indicates the pilot signal described above, and “D” in the figure indicates a data signal. As shown in the figure, in the symbol number “0”, pilot signals are arranged on discrete subcarriers as in subcarrier numbers “0” and “12”.
また、シンボル番号「1」において、サブキャリア番号「3」、「15」のように、パイロット信号が配置されている。すなわち、シンボル番号が異なれば、パイロット信号を配置すべきサブキャリアがシフトされる。さらに、シンボル番号「4」において、サブキャリア番号「0」、「12」のように、パイロット信号が配置されている。この配置は、シンボル番号「0」のときと同一であり、パイロット信号を配置すべきサブキャリアは、周期的に同一のサブキャリアとなる。図1に戻る。 In addition, in the symbol number “1”, pilot signals are arranged like the subcarrier numbers “3” and “15”. That is, if the symbol numbers are different, the subcarrier on which the pilot signal is to be arranged is shifted. Further, in the symbol number “4”, pilot signals are arranged like the subcarrier numbers “0” and “12”. This arrangement is the same as in the case of symbol number “0”, and the subcarriers on which pilot signals are to be arranged periodically become the same subcarriers. Returning to FIG.
選択部12は、複数のアンテナ10によってそれぞれ受信された複数のマルチキャリア信号を入力し、複数のマルチキャリア信号のうちのふたつを選択する。ここでは、複数のアンテナ10によってそれぞれ受信された複数のマルチキャリア信号の強度を測定し、測定した強度にしたがって、ふたつのサブキャリア信号を選択する。さらに、選択部12は、選択した少なくともふたつのマルチキャリア信号を出力する。
The
RF部14は、受信した信号を無線周波数からベースバンドに周波数変換する。そのため、RF部14は、チューナの機能を備えており、チューナの受信周波数を所定の値に固定することによって、RF部14は、受信した信号から、視聴すべき放送局に対応したチャンネルの番組を選択する。なお、「番組」とは、放送されているプログラムを示すが、ここでは、その内容も含むものとする。すなわち、番組は、放送されている音声、放送されている映像、それらの組合せを示してもよいものとする。
The
AGC部16は、RF部14から入力した複数のマルチキャリア信号のそれぞれに対して、利得を調節し、調節したそれぞれの利得によって、複数のマルチキャリア信号を増幅する。AGC部16は、公知の技術によって実現されればよいので、ここでは、説明を省略する。なお、第1AGC部16aと第2AGC部16bは、利得の調節を独立に実行する。そのため、一般的に、両者の利得は、異なっている。
The AGC unit 16 adjusts the gain for each of the plurality of multicarrier signals input from the
FFT部18は、AGC部16からのマルチキャリア信号に対して、FFTを実行する。その結果、RF部14においてベースバンドに周波数変換された信号が、周波数領域の信号に変換される。前述のごとく、周波数領域の信号には、「5617」のサブキャリア信号が使用される。
The FFT unit 18 performs FFT on the multicarrier signal from the AGC unit 16. As a result, the signal frequency-converted to baseband in the
伝送路特性推定部20は、複数のマルチキャリア信号のそれぞれに含まれたパイロット信号から、パイロット信号が含まれたサブキャリアに対する伝送路係数をそれぞれ推定する。そのために、伝送路特性推定部20では、マルチキャリア信号から、パイロット信号が配置されたサブキャリアを抽出する。ここで、パイロット信号が配置されたサブキャリアは、予め規定されているので、伝送路特性推定部20は、当該規定を使用しながら、抽出を実行する。また、抽出したサブキャリアでの信号の値とパイロット信号の値を使用しながら、伝送路係数の推定が実行される。伝送路推定の推定は、公知の技術によって実行されればよいが、例えば、パイロット信号の逆数値と、抽出したサブキャリアでの信号の値との複素乗算によって実行される。伝送路特性推定部20は、推定した伝送路係数を出力するとともに、入力したマルチキャリア信号を出力する。 The transmission path characteristic estimation unit 20 estimates transmission path coefficients for subcarriers including a pilot signal from pilot signals included in each of a plurality of multicarrier signals. For this purpose, the transmission path characteristic estimation unit 20 extracts subcarriers in which pilot signals are arranged from the multicarrier signal. Here, since the subcarrier in which the pilot signal is arranged is defined in advance, the transmission path characteristic estimation unit 20 performs extraction while using the definition. Further, the channel coefficient estimation is performed using the extracted signal value and the pilot signal value in the subcarrier. Transmission path estimation may be performed by a known technique, for example, by complex multiplication of the inverse value of the pilot signal and the value of the signal at the extracted subcarrier. The transmission line characteristic estimation unit 20 outputs the estimated transmission line coefficient and outputs the input multicarrier signal.
雑音推定部38は、伝送路特性推定部20において推定した伝送路係数から、パイロット信号が含まれたサブキャリアに対して、AGC部16において増幅した複数のマルチキャリア信号のそれぞれに含まれた雑音成分を推定する。推定処理の詳細は後述するが、第1雑音推定部38aは、第1伝送路特性推定部20aからの伝送路係数に対して推定を実行し、第2雑音推定部38bは、第2伝送路特性推定部20bからの伝送路係数に対して推定を実行する。なお、両者の処理は、同一のものである。
The noise estimator 38 includes noise included in each of a plurality of multicarrier signals amplified by the AGC unit 16 with respect to the subcarriers including the pilot signal from the channel coefficient estimated by the channel characteristic estimator 20. Estimate components. Although the details of the estimation process will be described later, the
時間方向補間部44は、ひとつのサブキャリアを単位にして、周期的に出現する伝送路係数を補間する。ここでは、当該処理の詳細を図2を参照しながら説明する。なお、当該処理の対象となるサブキャリアは、いずれかのタイミングにおいて、パイロット信号の配置されたサブキャリアである。すなわち、サブキャリア番号「0」、「3」、「6」、「9」、「12」等である。それ以外のサブキャリアは、時間方向補間部44において処理の対象にならない。サブキャリア番号「0」のサブキャリアにおける処理は、例えば、シンボル番号「0」での伝送路係数とシンボル番号「4」での伝送路係数とを内挿補間することによって、シンボル番号「1」から「3」での伝送路特性を導出する。
The time
ここで、内挿補間には、直線補間が使用されるが、これに限定されず所定の近似式が使用されてもよい。また、時間方向補間部44は、他のシンボル番号での伝送路係数も使用しながら、外挿補間を実行してもよい。さらに、時間方向補間部44は、シンボル番号「0」での伝送路係数をそのままシンボル番号「1」等の伝送路係数に使用してもよい。以上の処理によって、パイロット信号の配置されたサブキャリアでは、時間方向に連続的な伝送路係数が導出される。図1に戻る。
Here, linear interpolation is used for interpolation, but is not limited thereto, and a predetermined approximate expression may be used. Further, the time
周波数方向フィルタ部46は、時間方向補間部44において処理対象とされたサブキャリアを処理対象としながら、伝送路係数に対して統計処理を実行する。なお、統計処理は、同一のタイミングにおける伝送路係数に対して実行される。ここでは、当該処理の詳細を図2を参照しながら説明する。所定のシンボル番号、例えばシンボル番号「4」において、サブキャリア番号「0」、「3」、「6」、「9」、「12」での伝送路係数が既に導出されている。周波数方向フィルタ部46は、3つの伝送路係数をひとつの組合せとして、統計処理を実行する。
The frequency
すなわち、サブキャリア番号「0」、「3」、「6」がひとつの組合せとされ、サブキャリア番号「3」、「6」、「9」がひとつの組合せとされ、サブキャリア番号「6」、「9」、「12」がひとつの組合せとされる。また、統計処理は、3つのサブキャリア番号での伝送路係数を重みづけながら加算する。ここで、統計処理された伝送路係数は、3つのサブキャリア番号のうち、中央のサブキャリア番号での伝送路係数に対する参照信号とされる。例えば、サブキャリア番号「0」、「3」、「6」での伝送路係数に対する統計処理によって、サブキャリア番号「3」に対する参照信号が生成される。以上の処理によって、パイロット信号の配置されたサブキャリアに対する参照信号がそれぞれ生成される。 That is, subcarrier numbers “0”, “3”, and “6” are combined into one combination, subcarrier numbers “3”, “6”, and “9” are combined into one combination, and subcarrier number “6” is combined. , “9”, “12” are one combination. In the statistical process, the transmission path coefficients with three subcarrier numbers are added while being weighted. Here, the statistically processed channel coefficient is used as a reference signal for the channel coefficient at the center subcarrier number among the three subcarrier numbers. For example, the reference signal for the subcarrier number “3” is generated by statistical processing on the transmission path coefficients with the subcarrier numbers “0”, “3”, and “6”. Through the above processing, reference signals for subcarriers in which pilot signals are arranged are generated.
導出部48は、サブキャリアを単位にして、時間方向補間部44からの伝送路係数と、周波数方向フィルタ部46からの参照信号との差異を計算する。さらに、導出部48は、計算した差異の絶対値を計算する。最終的に、導出部48は、パイロット信号が含まれたキャリアに対する雑音成分として、計算した絶対値を導出する。ここで、絶対値は、「雑音成分」と呼ばれる。
The deriving
周波数方向補間部50は、導出部48において導出した雑音成分から、マルチキャリア信号でのそれぞれのサブキャリアに対応した雑音成分を導出する。具体的に説明すると、周波数方向補間部50は、パイロット信号が含まれたサブキャリアに対する雑音成分を補間することによって、マルチキャリア信号に含まれたそれぞれのサブキャリアに対する雑音成分を導出する。補間は、時間方向補間部44での補間と同様に実行される。ここで、補間によって生成された雑音成分も「雑音成分」と呼ぶ。
The frequency
乗算部54は、雑音成分に対し、係数保持部52に保持された係数を乗算する。一般的に、このような係数は、「0」から「1」の間の値に規定されている。補正値計算部40は、乗算部54における乗算結果の2乗を計算し、2乗値の逆数を計算する。ここで、2乗値の逆数が、補正値となる。
The
補間部22は、ひとつのサブキャリアを単位にして、周期的に出現すべき伝送路係数を補間する。補間部22は、時間方向補間部44と同様に、伝送路係数を時間方向に補間する。以上の処理によって、パイロット信号が配置されたサブキャリアにおいて、連続的な伝送路係数が導出される。さらに、補間部22は、周波数方向補間部50と同様に、伝送路係数を周波数方向に補間する。以上の処理は、伝送路特性推定部20において導出した伝送路係数から、マルチキャリア信号に含まれたそれぞれのサブキャリアに対応した伝送路係数を導出することに相当する。また、これは、複数のマルチキャリア信号のそれぞれに対する伝送路係数をサブキャリア単位に算出することである。
The interpolation unit 22 interpolates transmission path coefficients that should appear periodically, with one subcarrier as a unit. Similar to the time
重付部24は、FFT部18からのマルチキャリア信号に対して、補間部22からの伝送路係数による重みづけを実行する。重付部24は、サブキャリアを単位にして重みづけを実行する。なお、重みづけの際、伝送路係数の複素共役値が使用される。ここで、重付部24は、重みづけのために、複素乗算を実行する。 The weighting unit 24 weights the multicarrier signal from the FFT unit 18 using the transmission path coefficient from the interpolation unit 22. The weighting unit 24 performs weighting in units of subcarriers. Note that the complex conjugate value of the transmission path coefficient is used for weighting. Here, the weighting unit 24 performs complex multiplication for weighting.
乗算部26は、サブキャリアを単位にして、重付部24での乗算結果と補正値計算部40からの補正値を乗算する。以上の処理は、補間部22からの伝送路係数と、補正値とを対応づけながら、伝送路係数を雑音成分によって補正することに対応する。加算部32は、サブキャリアを単位にして、乗算部26での乗算結果を加算する。これは、乗算部26において補正した伝送路係数をもとに、複数のマルチキャリア信号をサブキャリア単位に合成することに相当する。
The multiplication unit 26 multiplies the multiplication result in the weighting unit 24 and the correction value from the correction
電力計算部28は、サブキャリアを単位にして、補間部22からの伝送路係数の電力をそれぞれ計算する。乗算部30は、サブキャリアを単位にして、電力計算部28からの電力値と補正値計算部40からの補正値とを乗算する。これは、雑音成分によって電力値を補正することに相当する。加算部34は、サブキャリアを単位にして、乗算部30での乗算結果を加算する。除算部36は、サブキャリアを単位にして、加算部32での加算結果を加算部34からの乗算結果にて除算する。ここで、重付部24から除算部36での処理は、最大比合成ダイバーシチに対応する。以上の処理では、雑音成分をもとに、複数のマルチキャリア信号をサブキャリア単位に合成する。
The power calculation unit 28 calculates the power of the transmission path coefficient from the interpolation unit 22 in units of subcarriers. The multiplier 30 multiplies the power value from the power calculator 28 and the correction value from the
この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのCPU、メモリ、その他のLSIで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされた受信機能を有したプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。 This configuration can be realized in terms of hardware by a CPU, memory, or other LSI of any computer, and in terms of software, it is realized by a program having a reception function loaded in the memory. The functional block realized by those cooperation is drawn. Accordingly, those skilled in the art will understand that these functional blocks can be realized in various forms by hardware only, software only, or a combination thereof.
図3(a)−(d)は、受信装置100における動作の比較対象となる動作を示す。図3(a)は、アンテナ10において受信した信号の波形を示す。横軸は、時刻を示し、縦軸は、信号強度を示す。図示のごとく、受信信号の波形に加えて、雑音成分の波形も示される。受信信号の強度は、時刻の経過とともに、変動している。図3(b)は、図3(a)に示された波形において、所定のタイミングでの信号の強度を示す。ここで、第1アンテナ10aと第2アンテナ10bを「アンテナ1」と「アンテナ2」として示し、受信信号の強度を「信号レベル」として示し、雑音成分の強度を「雑音レベル」として示す。縦軸は、信号強度を示し、矢印の長さが長いほど、信号強度が強いことに相当する。
FIGS. 3A to 3D illustrate operations that are comparison targets of operations in the receiving
図3(c)は、AGC部16によって増幅された信号の強度を示す。図3(b)において、アンテナ2での信号レベルは、アンテナ1での信号レベルよりも小さくなっている。しかしながら、アンテナ2に対するAGC部16での利得は、アンテナ1に対するAGC部16での利得よりも大きいので、図3(c)において、両者の信号レベルは、同等になっている。しかしながら、上記のような利得が設定されるので、アンテナ2での雑音レベルがアンテナ1での雑音レベルよりも大きくなっている。
FIG. 3C shows the intensity of the signal amplified by the AGC unit 16. In FIG. 3B, the signal level at the
図3(d)は、図3(c)でのふたつの信号を合成したときの信号の強度を示す。ここでは、図1のごとく、雑音成分の影響を考慮せずに、合成が実行されている。ふたつの信号の合成によって、信号レベルは増加するが、雑音レベルも増加する。増加する雑音レベルによっては、受信特性の悪化が生じる場合もある。このような課題を解決するために、本発明では、サブキャリア単位に、雑音の影響を考慮する。 FIG. 3D shows the intensity of the signal when the two signals in FIG. 3C are combined. Here, as shown in FIG. 1, the synthesis is performed without considering the influence of the noise component. The synthesis of the two signals increases the signal level but also increases the noise level. Depending on the increased noise level, the reception characteristics may be deteriorated. In order to solve such a problem, the present invention considers the influence of noise on a subcarrier basis.
図4は、第1伝送路特性推定部20aの構成を示す。第1伝送路特性推定部20aは、パイロット信号抽出部60、複素除算部62を含む。パイロット信号抽出部60は、マルチキャリア信号の中から、パイロット信号を抽出する。抽出の処理は、図2のマルチキャリア信号から、「P」を選択することに相当する。複素除算部62は、内部にて生成したパイロットシンボルによって、パイロット信号抽出部60において抽出したパイロット信号を除算する。除算した結果が、パイロット信号が配置されたサブキャリアにおける伝送路係数に相当する。複素除算部62は、導出した伝送路係数を出力する。
FIG. 4 shows the configuration of the first transmission line
図5は、周波数方向フィルタ部46の構成を示す。周波数方向フィルタ部46は、遅延部64と総称される第1遅延部64a、第2遅延部64b、乗算部66と総称される第1乗算部66a、第2乗算部66b、第3乗算部66c、係数保持部68と総称される第1係数保持部68a、第2係数保持部68b、第3係数保持部68c、加算部70、リセット部72を含む。
FIG. 5 shows the configuration of the frequency
遅延部64は、入力した信号を遅延させる。ここでは、サブキャリア番号「0」、「3」、「6」、「9」、「12」での伝送路係数が逐次入力される。なお、シンボルが変わる場合、リセット部72によって、遅延部64に入力された信号は、リセットされる。係数保持部68は、係数を保持する。ここでは、第2係数保持部68bに保持された係数の大きさが、第1係数保持部68aと第3係数保持部68cに保持された係数の大きさよりも大きいものとする。乗算部66は、伝送路係数と係数とを乗算する。乗算は、複素乗算であるとする。加算部70は、乗算部66での乗算結果を加算する。加算結果が、前述の参照信号に相当する。また、第2乗算部66bでの乗算結果におけるサブキャリア番号が、参照信号に対応したサブキャリア番号である。このように、処理対象とする伝送路係数の数を小さくすることによって、周波数選択性フェージングによる短い周波数間隔での伝送路特性の変化に対応できる。また、複数の伝送路係数を加算することによって、雑音の影響を低減できる。
The delay unit 64 delays the input signal. Here, transmission path coefficients with subcarrier numbers “0”, “3”, “6”, “9”, and “12” are sequentially input. When the symbol changes, the
図6は、導出部48の構成を示す。導出部48は、減算部74、絶対値計算部76を含む。減算部74は、サブキャリア番号を対応づけながら、図1の時間方向補間部44からの伝送路係数から、図1の周波数方向フィルタ部46からの参照信号を減算する。これは、伝送路係数と参照信号との差異の検出に相当する。また、伝送路係数と参照信号は、ともにベクトルによって示されるので、減算部74における減算は、ベクトル演算にて実行される。絶対値計算部76は、減算部74での減算結果の絶対値を計算する。減算結果は、パイロット信号が含まれたキャリアに対する雑音成分に相当する。
FIG. 6 shows the configuration of the
図7は、第1補正値計算部40aの構成を示す。第1補正値計算部40aは、2乗部78、逆数導出部80を含む。2乗部78は、図1の乗算部54での乗算結果に対して、2乗を計算する。2乗の計算は、サブキャリアを単位にして実行される。逆数導出部80は、2乗部78に計算された2乗値の逆数を導出する。2乗値の逆数が、補正値に相当する。
FIG. 7 shows a configuration of the first correction
図8は、第1補間部22aの構成を示す。第1補間部22aは、バッファ部82、時間方向補間部84、周波数方向補間部86を含む。バッファ部82は、伝送路特性推定部20からの伝送路係数を蓄積する。蓄積は、後述の時間方向補間部84における時間方向の補間を実行するためになされる。時間方向補間部84は、バッファ部82に蓄積された伝送路係数に対して、時間方向の補間を実行する。補間は、時間方向補間部44と同様に実行されるので、ここでは、説明を省略する。周波数方向補間部86は、時間方向補間部84において時間方向に補間された伝送路係数を周波数方向に補間する。補間は、周波数方向補間部50と同様に実行されるので、説明を省略する。最終的に、周波数方向補間部86は、複数のマルチキャリア信号のそれぞれに対する伝送路係数を出力する。
FIG. 8 shows the configuration of the
図9(a)−(d)は、受信装置100において処理される信号を示す。図9(a)は、伝送路特性推定部20において導出した伝送路係数であって、かつパイロット信号に対応したサブキャリアでの伝送路係数を示す。横軸は、周波数を示し、縦軸は、振幅を示す。また、伝送路係数とあわせて、ノイズレベルも示される。図9(b)は、周波数方向フィルタ部46の前後における伝送路係数を示す。周波数方向フィルタ部46の前の伝送路係数は、図9(a)に示された伝送路係数に相当する。また、周波数方向フィルタ部46の後の伝送路係数は、周波数方向フィルタ部46の前の伝送路係数の雑音成分を低減したものに相当する。
FIGS. 9A to 9D show signals processed in the receiving
図9(c)は、導出部48から出力された雑音成分を示す。これは、サブキャリア単位に、図9(b)に示された周波数方向フィルタ部46の前の伝送路係数から、周波数方向フィルタ部46の後の伝送路係数を減じた値に相当する。図9(d)は、周波数方向補間部50によって周波数方向に補間された伝送路係数を示す。パイロット信号が配置されたひとつのサブキャリアから、パイロット信号が配置された隣接のサブキャリアまで、ひとつのサブキャリアにおける伝送路係数の値をコピーしている。ここで、ふたつのパイロット信号が配置されたサブキャリア間において、小さい方のサブキャリア番号に対応した伝送路係数の値がコピーに使用される。
FIG. 9C shows the noise component output from the
以上の構成による受信装置100の動作を説明する。選択部12は、アンテナ10のうちのふたつを選択する。AGC部16は、選択されたふたつのアンテナ10によって入力されたマルチキャリア信号をそれぞれ増幅する。FFT部18は、増幅されたマルチキャリア信号を周波数領域、すなわちサブキャリア単位の信号に変換する。伝送路特性推定部20は、マルチキャリア信号の中からパイロット信号を選択し、パイロット信号に対して伝送路係数を推定する。時間方向補間部44は、推定された伝送路係数を時間方向に補間する。周波数方向フィルタ部46は、パイロット信号が配置されたサブキャリア間において、伝送路係数を統計処理し、参照信号を導出する。
The operation of the receiving
導出部48は、伝送路係数と参照信号から、雑音成分を導出する。周波数方向補間部50は、雑音成分を周波数方向に補間することによって、マルチキャリア信号のそれぞれに対する雑音成分を導出する。乗算部54は、雑音成分に係数を乗算する。補正値計算部40は、乗算結果の2乗値を計算した後に、逆数を導出し、これを補正値とする。
The deriving
補間部22は、伝送路係数を時間方向と周波数方向に補間することによって、マルチキャリア信号のそれぞれに対応した伝送路係数を導出する。重付部24は、サブキャリアを単位にして、伝送路係数の複素共役値によってマルチキャリア信号を重みづけする。乗算部26は、補正値計算部40からの補正値によって、重付部24において重みづけした結果を補正する。加算部32は、乗算部26において補正した結果を加算する。
The interpolation unit 22 derives transmission path coefficients corresponding to each of the multicarrier signals by interpolating the transmission path coefficients in the time direction and the frequency direction. The weighting unit 24 weights the multicarrier signal with the complex conjugate value of the transmission path coefficient in units of subcarriers. The multiplication unit 26 corrects the result weighted by the weighting unit 24 with the correction value from the correction
電力計算部28は、補間部22からの伝送路係数の電力をそれぞれ計算する。乗算部30は、電力計算部28からの電力値と補正値計算部40からの補正値とを乗算する。加算部34は、乗算部30での乗算結果を加算する。除算部36は、加算部32での加算結果を加算部34からの乗算結果にて除算する。
The power calculator 28 calculates the power of the transmission path coefficient from the interpolator 22. The multiplier 30 multiplies the power value from the power calculator 28 and the correction value from the
本発明の実施例によれば、サブキャリアを単位にして、雑音成分を導出し、導出した雑音成分を使用しながら、信号を合成するので、合成の際の雑音の影響をサブキャリア単位に抑圧できる。また、雑音の影響をサブキャリア単位に抑圧するので、受信特性を向上できる。また、ひとつのサブキャリアを単位にして参照信号を導出するので、伝送路特性に応じた参照信号を導出できる。また、ひとつのサブキャリアを単位して参照信号を導出するので、伝送路特性を詳細に反映できる。また、所定のサブキャリアにて導出された雑音成分をマルチキャリア信号へ展開するので、既知信号が一部のサブキャリアに含まれる場合であっても、マルチキャリア信号のそれぞれに対する雑音成分を導出できる。また、複数のマルチキャリア信号を合成する際に、雑音成分を反映させながら合成を実行するので、合成の際の雑音の影響を小さくできる。また、複数のアンテナによって受信された複数のマルチキャリア信号のうちの少なくともふたつを処理の対象にするので、回路規模を削減できる。 According to the embodiment of the present invention, noise components are derived in units of subcarriers, and signals are synthesized while using the derived noise components, so that the influence of noise during synthesis is suppressed in units of subcarriers. it can. Further, since the influence of noise is suppressed in units of subcarriers, reception characteristics can be improved. In addition, since the reference signal is derived in units of one subcarrier, the reference signal corresponding to the transmission path characteristics can be derived. In addition, since the reference signal is derived in units of one subcarrier, the transmission path characteristics can be reflected in detail. In addition, since the noise component derived from a predetermined subcarrier is expanded into a multicarrier signal, the noise component for each of the multicarrier signals can be derived even when a known signal is included in some subcarriers. . Further, when combining a plurality of multi-carrier signals, since the combining is performed while reflecting the noise component, the influence of noise during the combining can be reduced. In addition, since at least two of a plurality of multicarrier signals received by a plurality of antennas are processed, the circuit scale can be reduced.
以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 In the above, this invention was demonstrated based on the Example. This embodiment is an exemplification, and it will be understood by those skilled in the art that various modifications can be made to the combination of each component and each processing process, and such modifications are also within the scope of the present invention. .
本発明の実施例において、受信装置100は、デジタルテレビジョン放送の番組を受信している。しかしながらこれに限らず例えば、受信装置100は、ラジオ放送の番組を受信してもよく、さらにOFDM変調方式を使用した無線LANにおける信号を受信してもよい。後者の一例は、IEEE802.11a規格における無線LANである。その際、パイロット信号の配置が実施例と異なるので、その際に応じて処理内容が変更されればよい。本変形例によれば、受信装置100は、様々な通信システムや放送システムに適用可能になる。なお、サブキャリア数が多いほど、本発明による効果も大きくなる。つまり、OFDM変調方式が使用されていればよい。
In the embodiment of the present invention, the receiving
周波数方向フィルタ部46は、3つのサブキャリアに対する伝送路係数に対して、重みづけを行いながら、伝送路係数の加算を実行し、参照信号を生成している。しかしながらこれに限らず例えば、周波数方向フィルタ部46は、複数のサブキャリアに対する伝送路係数を平均することによって、参照信号を生成してもよい。本変形例によれば、周波数方向フィルタ部46の処理を簡易にできる。つまり、伝送路係数に含まれた雑音成分を低減できればよい。
The frequency
本発明の実施例において、周波数方向フィルタ部46が、3タップのフィルタとして説明している。しかしながらこれに限らず例えば、周波数方向フィルタ部46は、3タップ以外のフィルタであってもよい。3タップ以外のフィルタの一例は、3タップ以上のタップを有したフィルタである。また、周波数方向フィルタ部46において乗算部66は、複素乗算を実行している。しかしながらこれに限らず例えば、入力した信号の位相成分を抽出し、位相成分と実数の係数との加減演算が実行されてもよい。なお、位相成分の抽出のために、逆正接が導出される。本変形例によれば、周波数方向フィルタ部46として様々な形態のフィルタを使用できる。つまり、伝送路係数に含まれた雑音成分を低減できればよい。
In the embodiment of the present invention, the frequency
10 アンテナ、 12 選択部、 14 RF部、 16 AGC部、 18 FFT部、 20 伝送路特性推定部、 22 補間部、 24 重付部、 26 乗算部、 28 電力計算部、 30 乗算部、 32 加算部、 34 加算部、 36 除算部、 38 雑音推定部、 40 補正値計算部、 42 制御部、 44 時間方向補間部、 46 周波数方向フィルタ部、 48 導出部、 50 周波数方向補間部、 52 係数保持部、 54 乗算部、 100 受信装置。 10 antenna, 12 selection unit, 14 RF unit, 16 AGC unit, 18 FFT unit, 20 transmission path characteristic estimation unit, 22 interpolation unit, 24 weighting unit, 26 multiplication unit, 28 power calculation unit, 30 multiplication unit, 32 addition Unit, 34 addition unit, 36 division unit, 38 noise estimation unit, 40 correction value calculation unit, 42 control unit, 44 time direction interpolation unit, 46 frequency direction filter unit, 48 derivation unit, 50 frequency direction interpolation unit, 52 coefficient holding Part, 54 multiplication part, 100 receiving apparatus.
Claims (5)
複数のアンテナによってそれぞれ受信された複数のマルチキャリア信号であって、かつ少なくともひとつのキャリアに既知信号がそれぞれ含まれた複数のマルチキャリア信号を入力する入力部と、
前記入力部において入力した複数のマルチキャリア信号のそれぞれに対する利得を調節し、調節したそれぞれの利得によって、複数のマルチキャリア信号を増幅する増幅部と、
前記増幅部において増幅した複数のマルチキャリア信号のそれぞれに含まれた既知信号から、既知信号が含まれたキャリアに対する伝送路特性をそれぞれ推定し、伝送路係数を出力する第1推定部と、
前記第1推定部において推定した伝送路係数を入力とし、既知信号が含まれたキャリアに対する雑音成分をそれぞれ推定する第2推定部と、
前記第2推定部において推定した雑音成分を周波数方向に補間を行ない、マルチキャリア信号でのそれぞれのキャリアに対応した雑音成分を推定する第3推定部と、
前記第3推定部において推定した雑音成分をもとに、複数のマルチキャリア信号をキャリア単位に合成する合成部と、を備えることを特徴とする受信装置。 In the receiving apparatus that performs weighting by performing interpolation at least in the frequency direction using the transmission path coefficient estimated by the transmission path characteristic estimation unit,
An input unit for inputting a plurality of multicarrier signals each of which is a plurality of multicarrier signals respectively received by a plurality of antennas, and each including a known signal in at least one carrier;
An amplifying unit for adjusting a gain for each of a plurality of multicarrier signals input at the input unit, and amplifying the plurality of multicarrier signals by each adjusted gain;
A first estimation unit that estimates channel characteristics for a carrier including a known signal from known signals included in each of a plurality of multicarrier signals amplified by the amplification unit, and outputs a channel coefficient ;
A second estimator for estimating a noise component for each carrier including a known signal, using the channel coefficient estimated in the first estimator as an input ;
A third estimator for interpolating the noise component estimated in the second estimator in the frequency direction and estimating a noise component corresponding to each carrier in the multicarrier signal;
A receiving apparatus comprising: a combining unit configured to combine a plurality of multicarrier signals in units of carriers based on the noise component estimated in the third estimating unit.
前記第1推定部において推定した伝送路特性のうちの少なくとも一部に対して統計処理を実行することによって、既知信号が含まれたキャリアに対する参照信号を生成する生成部と、
キャリアを対応づけながら、前記生成部において生成した参照信号と、前記第1推定部において推定した伝送路特性との差異をもとに、既知信号が含まれたキャリアに対する雑音成分を導出する導出部と、
を備えることを特徴とする請求項1に記載の受信装置。 The second estimation unit includes
A generating unit that generates a reference signal for a carrier including a known signal by performing statistical processing on at least a part of the channel characteristics estimated in the first estimating unit;
A derivation unit that derives a noise component for a carrier including a known signal based on a difference between the reference signal generated in the generation unit and the transmission path characteristic estimated in the first estimation unit while associating the carrier When,
The receiving apparatus according to claim 1, further comprising:
前記第1推定部において推定した伝送路特性から、マルチキャリア信号でのそれぞれのキャリアに対応した伝送路係数を導出することによって、複数のマルチキャリア信号のそれぞれに対する重み係数をキャリア単位に算出する算出部と、
前記算出部において算出したキャリア単位の重み係数と、前記第3推定部において推定された雑音成分とを対応づけながら、重み係数を雑音成分によって補正し、補正した重み係数をもとに、複数のマルチキャリア信号をキャリア単位に合成する実行部と、
を備えることを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の受信装置。 The synthesis unit is
A calculation for calculating a weighting coefficient for each of a plurality of multicarrier signals in units of carriers by deriving a transmission path coefficient corresponding to each carrier in the multicarrier signal from the transmission path characteristics estimated in the first estimation unit. And
The weighting coefficient is corrected with the noise component while associating the weighting coefficient of the carrier unit calculated by the calculating unit with the noise component estimated by the third estimating unit, and based on the corrected weighting coefficients, An execution unit for synthesizing multicarrier signals in units of carriers;
The receiving apparatus according to claim 1, further comprising:
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