JP4480547B2 - チャージポンプ回路 - Google Patents

Description

本発明は、チャージポンプ回路に関し、特に、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）回路やＤＬＬ（Delay Locked Loop）回路などのフィードバックシステムに好適なチャージポンプ回路に関する。

一般に、ＰＬＬ回路やＤＬＬ回路などのフィードバックシステムにおいて、電圧制御発振器（ＶＣＯ）や電圧制御遅延回路（ＶＣＤ）などを制御する信号を生成するためにチャージポンプ回路が用いられる。図７は、従来のチャージポンプ回路の構成を示す。信号ＵＰが活性化するとスイッチ１０１がターンオンし、電流源１０２から電流が供給される、いわゆるプッシュ動作が行われる。一方、信号ＤＮが活性化するとスイッチ１０３がターンオンし、電流源１０４によって電流が引き抜かれる、いわゆるプル動作が行われる。このプッシュプル動作に係る電流は、ローパスフィルタ１０５によってフィルタリング処理され、電圧Ｖｏが生成される。そして、この電圧ＶｏがＶＣＯやＶＣＤの制御信号となる（たとえば、特許文献１参照）。
特開２０００―８２９５４号公報（第６頁、第６図）

チャージポンプ回路における各スイッチを制御するとき、プッシュプル動作によって流れる電流にスイッチングノイズが発生する。以下、このスイッチングノイズについて、図８を参照しながら説明する。

ｐＭＯＳトランジスタで構成されたスイッチを例にとると、まず、スイッチがターンオンするまでの期間、スイッチにおけるフリンジ容量などを通じて、出力容量の電荷がディスチャージし、ゲート側に移動する、いわゆるフィードスルーノイズが発生する。さらに、スイッチがターンオンした後は、スイッチにおけるゲート容量などを通じて、出力容量の電荷がディスチャージし、ゲート側に移動する、いわゆるインジェクションノイズが加わる（図８においてＡで示した期間）。このため、出力電流は、すぐには規定値Ｉｏとして負荷容量に供給されず、しばらくの間、フリンジ容量やゲート容量の充電に充てられながら、残りの電荷が負荷容量にチャージされる（図８においてＢで示した期間）。そして、もし理想電流源ではない場合、時間が経過すると、今度はスイッチのオン抵抗の影響により、電流源の出力電圧値が変化するため、電流値が規定値Ｉｏに達しない状態が続く（図８においてＣで示した期間）。

次に、スイッチがターンオフした瞬間、フリンジ容量やゲート容量などに蓄積された電荷が一気に出力され（フィードスルーノイズおよびインジェクションノイズ）、短期間、出力電流が規定値Ｉｏを超えてしまう（図８においてＤで示した期間）。その後、フィードスルーノイズおよびインジェクションノイズは収束し、出力電流の値はゼロに収束する（図８においてＥで示した期間）。

チャージポンプ回路を高速に動作させる場合、プッシュプル動作によって移動する電荷に対して、スイッチングノイズに起因する電荷誤差が無視できないほど大きくなってしまう。たとえば、電流源の電流値を５μＡとし、チャージポンプ回路を２５０ＭＨｚで動作させる場合を考える。この場合、１回のスイッチングで供給される電荷は５ｆクローン（＝５μＡ×１ｎｓ）である。これに対し、スイッチのフリンジ容量を１ｆＦとし、スイッチを４Ｖで駆動する場合のフィードスルーノイズに起因する電荷は４ｆクーロン（＝４Ｖ×１ｆＦ）となる。この場合、ノイズによる電荷誤差が、電流源から供給される電荷とほぼ同じ大きさとなってしまう。すなわち、チャージポンプ回路のプッシュプル動作によって移動する電荷は、ノイズに起因する誤差を多分に含んだものであると言える。

ここで問題となるのは、トランジスタの属性によってノイズに起因する電荷誤差が異なるという点である。特に、ｎチャネルトランジスタとｐチャネルトランジスタとでは、ターンオンおよびターンオフを決定する制御電圧と各トランジスタの閾値電圧との関係が、互いに異なるため、チャージインジェクションノイズによる電荷量は大きく異なる。トランジスタの特性上、フィードスルーノイズおよびインジェクションノイズの発生を抑制することは、事実上不可能である。さらに、インジェクションノイズは、電源やプロセス変動に対して変化するため、ｐチャネルトランジスタおよびｎチャネルトランジスタのスイッチングノイズを等しくすることは極めて困難である。したがって、従来のチャージポンプ回路では、トランジスタの属性の違いによりスイッチングノイズが非対称であるため、プッシュ動作によりチャージされる電荷とプル動作によりディスチャージされる電荷との平衡性を確保することは事実上不可能である。

上記問題に鑑み、本発明は、チャージポンプ回路について、プッシュ動作によりチャージされる電荷とプル動作によりディスチャージされる電荷とを平衡にすることを課題とする。

上記課題を解決するために講じた手段は、第１および第２の制御信号に基づいてプッシュプル動作を行うチャージポンプ回路として、第１の制御信号に基づいてプッシュ動作およびプル動作のいずれか一方を制御する第１のスイッチと、第１のスイッチとは異なる属性のトランジスタで構成されたカレントミラー回路と、第１のスイッチを構成するトランジスタと同じ特性のトランジスタで構成され、第２の制御信号に基づいてカレントミラー回路への電流入力を制御する第２のスイッチとを備え、カレントミラー回路の出力電流によってプッシュ動作およびプル動作の他方を行うものとする。

この発明によると、第１のスイッチによってプッシュ動作およびプル動作のいずれか一方が制御され、第２のスイッチによって、カレントミラー回路を通じて、プッシュ動作およびプル動作の他方が制御される。ここで、第１のスイッチと第２のスイッチとは同じ特性のトランジスタで構成されるため、それぞれのスイッチングによって発生するスイッチングノイズの特性もまた同じである。したがって、プッシュ動作およびプル動作によりチャージおよびディスチャージされる電荷に、スイッチングノイズに起因する電荷誤差が同程度含まれることとなり、プッシュ動作およびプル動作に係る電荷が平衡になる。

好ましくは、上記のチャージポンプ回路は、反転入力端にカレントミラー回路の出力側の電圧を受け、非反転入力端にカレントミラー回路の入力側の電圧を受ける演算増幅器を備えているものとする。

この発明によると、演算増幅器のいわゆる仮想短絡の作用により、カレントミラー回路の入力側および出力側の電圧が等しくされる。これにより、カレントミラー回路のミラー比精度が向上し、プッシュ動作およびプル動作に係る電荷の平衡性がより向上する。また、第２のスイッチの動作によってカレントミラー回路の入力側に生じた電圧が演算増幅器に直接伝わる。これにより、第２のスイッチのスイッチング動作に対して応答が高速化し、チャージポンプ回路の周波数特性が向上する。

また、好ましくは、上記のカレントミラー回路は、反転入力端に基準電圧を受け、非反転入力端に当該カレントミラー回路の入力側の電圧を受ける演算増幅器を備えたものであり、このカレントミラー回路の入力側および出力側のトランジスタは、それぞれ、ゲートにこの演算増幅器の出力電圧を受けるものとする。

この発明によると、演算増幅器のいわゆる仮想短絡の作用により、カレントミラー回路の入力側の電圧が基準電圧と等しくされる。これにより、カレントミラー回路の入力側の電圧が安定し、第２のスイッチを通じて安定した電流が供給されるようになる。

また、好ましくは、上記のチャージポンプ回路は、カレントミラー回路の入力側に接続された第１の容量と、第１の容量と同じ容量値を持ち、プッシュプル動作に係る電流を受ける第２の容量とを備えているものとする。

この発明によると、カレントミラー回路の入力側に接続された第１の容量とプッシュプル動作に係る電流を受ける第２の容量とを同じ容量値にすることによって、基準電圧やグランド電圧の変動に対する耐ノイズ特性が向上する。

また、好ましくは、第１および第２の制御信号は、互いに位相が異なっているものとし、上記のチャージポンプ回路は、第１および第２のスイッチに共通に接続された電流源を備えているものとする。

この発明によると、第１および第２のスイッチが電流源を共用するため、プッシュ動作およびプル動作の際に供給される電流の量を同じにすることができ、プッシュ動作およびプル動作に係る電荷の平衡性がより向上する。また、スイッチごとに電流源を設ける必要がないため、回路規模を縮小することができる。

また、好ましくは、第１および第２の制御信号は、互いに位相が異なっているものとし、上記のチャージポンプ回路は、一端が第１および第２のスイッチに共通に接続されるとともに他端に第１の電圧が与えられた抵抗と、反転入力端にカレントミラー回路の出力側の電圧を受けるとともに、非反転入力端に第２の電圧を受ける演算増幅器とを備えたものとする。

この発明によると、第１の電圧と第２の電圧との電圧差によって抵抗に電流が流れ、この電流に基づいてプッシュプル動作が行われる。したがって、特に電流源を設ける必要がなく、回路規模を縮小することができる。また、プッシュ動作およびプル動作の際に供給される電流の量を同じにすることができ、プッシュ動作およびプル動作に係る電荷の平衡性がより向上する。

本発明によると、プッシュ動作によりチャージされる電荷とプル動作によりディスチャージされる電荷との平衡性が確保される。また、プッシュ動作およびプル動作の制御に係るスイッチが同じタイプのトランジスタで構成される、すなわち、片側スイッチとなるため、低電圧動作が可能となり、消費電力が低減される。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を示す。本実施形態に係るチャージポンプ回路は、電流源１１ａおよび１１ｂ、スイッチ１２ａおよび１２ｂ、カレントミラー回路１３、および演算増幅器１４を備えている。また、カレントミラー回路１３の入力側には容量１５が接続され、演算増幅器１４の負帰還部分には容量１６が挿入されている。

スイッチ１２ａは、ｐチャネルトランジスタで構成され、信号ＵＰによって制御される。具体的には、スイッチ１２ａは、信号ＵＰが活性化したときにターンオンし、電流源１１ａからの電流を容量１６に供給する。一方、信号ＵＰが非活性化したとき、スイッチ１２ａはターンオフし、容量１６への電流供給動作を停止する。すなわち、スイッチ１２ａは、容量１６に対する電流のプッシュ動作を制御する。

スイッチ１２ｂは、スイッチ１２ａと同じくｐチャネルトランジスタで構成され、信号ＤＮによって制御される。スイッチ１２ｂは、具体的に、信号ＤＮが活性化したときにターンオンし、電流源１１ｂから供給される電流をカレントミラー回路１３に入力する。なお、電流源１１ｂの電流値は、電流源１１ａの電流値と等しいものとする。一方、スイッチ１２ｂは、信号ＤＮが非活性化したときにターンオフし、カレントミラー回路１３への電流入力を停止する。すなわち、スイッチ１２ａは、カレントミラー回路１３への電流の入力を制御する。

カレントミラー回路１３は、スイッチ１２ａおよび１２ｂとは異なる属性のトランジスタ、すなわち、ｎチャネルトランジスタ１３１ａおよび１３１ｂを出力側および入力側にそれぞれ備え、さらに、トランジスタ１３１ｂのドレイン−ゲート間に挿入された演算増幅器１３２を備えている。演算増幅器１３２の反転入力端には基準電圧Ｖｒｅｆが与えられており、非反転入力端にはカレントミラー回路１３の入力側の電圧が与えられている。また、ｎチャネルトランジスタ１３１ａおよび１３１ｂのそれぞれのゲートと、演算増幅器１３２の出力端とは互いに接続されている。演算増幅器１３２は、カレントミラー回路１３の入力側の電圧がＶｒｅｆとなるように動作するとともに、スイッチ１２ｂがターンオンして電流源１１ｂから供給される電流によって容量１５に生じた電圧と、基準電圧Ｖｒｅｆとの差分電圧を増幅し、増幅の結果得られた出力電圧をｎチャネルトランジスタ１３１ａおよび１３１ｂのそれぞれのゲートに与える。上記構成のカレントミラー回路１３は、入力電流と同じ大きさの電流を、出力電流として出力側に引き込む。

カレントミラー回路１３の出力側は容量１６に接続されている。容量１６から見たカレントミラー回路１３の出力電流の向きは、スイッチ１２ａの制御によって電流源１１ａから供給される電流の向きとは逆となっている。すなわち、カレントミラー回路１３の出力電流によって、容量１６に対する電流のプル動作が行われる。上述したように、カレントミラー回路１３の電流入力はスイッチ１２ｂによって制御されるため、容量１６に対する電流のプル動作は、実質的に、スイッチ１２ｂが制御している。

演算増幅器１３２の非反転入力端には、容量１５が接続されている。容量１５は、スイッチ１２ｂがターンオンすることによって電流源１１ｂから供給される電流を受けて電荷を蓄積し、スイッチ１２ｂがターンオフすることによって蓄積した電荷を放出するといった、フィルタの役割を果たす。

一方、演算増幅器１４の非反転入力端には基準電圧Ｖｒｅｆが与えられており、演算増幅器１４は、カレントミラー回路１３の出力側の電圧がＶｒｅｆとなるように動作する。なお、演算増幅器１４は、容量１６とともに、ローパスフィルタとして動作する。また、演算増幅器１４は、カレントミラー回路１３の出力側の電圧がＶｒｅｆとなるように動作し、上述した演算増幅器１３２の動作と併せて、カレントミラー回路１３の入力側および出力側の電圧が等しくされる。これにより、カレントミラー回路１３のミラー比精度が向上し、結果として、プッシュ動作およびプル動作に係る電荷の平衡性が向上する。

好ましくは、上記構成のチャージポンプ回路において、スイッチ１２ａおよび１２ｂを、同じトランジスタサイズ、同じ特性のｐチャネルトランジスタで構成する。このように構成することによって、スイッチ１２ａおよび１２ｂのスイッチングノイズ特性は互いに等しくなる。上述したように、本実施形態に係るチャージポンプ回路では、プッシュ動作はスイッチ１２ａによって制御され、プル動作はスイッチ１２ｂによって制御される。ここで、スイッチ１２ａおよび１２ｂのスイッチングノイズ特性が互いに等しくなることにより、プッシュ動作によりチャージされる電荷とプル動作によりディスチャージされる電荷とが、スイッチングノイズに起因する電荷誤差をも含めて等しくなる。

さらに好ましくは、容量１５および１６の容量値を互いに等しく設定する。これにより、基準電圧およびグランド電圧の変動に対する耐電源ノイズ特性が向上する。以下、本実施形態に係るチャージポンプ回路の耐電源ノイズ特性について、従来のチャージポンプ回路と比較しながら説明する。

まず、基準電圧の変動に対する応答について説明する。図７に示した従来のチャージポンプ回路において、基準電圧ＶｒｅｆがΔＶだけ下がると、スイッチ１０１とスイッチ１０３との接続点に寄生する寄生容量（容量値Ｃｐとする）に蓄積された電荷の一部（ΔＶＣｐ）が容量１６（容量値Ｃ２とする）に移動し、出力電圧がＶｏからＶｏｘに変化する。この場合、電荷保存則より次の関係式が成り立つ。
(Vref-Vo)C2+ΔVCp = (Vref-ΔV-Vox)C2
この関係式を展開すると次の解を得る。
Vox = Vo-ΔV-ΔVCp/C2
ここで、容量１６の容量値Ｃ２は寄生容量の容量値Ｃｐよりも十分に大きいため（Ｃ２＞＞Ｃｐ）、上記解の右辺第３項は無視することができる。この結果、次式で表される近似解を得る。
Vox = Vo-ΔV

このように、従来のチャージポンプ回路では、基準電圧の変動がほぼそのまま出力電圧の変動となって現れてしまう。すなわち、グランド電圧Ｖｓｓと出力電圧Ｖｏとの電圧差Ｖｏ−Ｖｓｓは、基準電圧が変動すると、それに応じて変化してしまうこととなる。このことから、従来のチャージポンプ回路は、基準電圧の変動、すなわち、基準電圧に加わるノイズに弱いと言える。

一方、本実施形態に係るチャージポンプ回路では、基準電圧ＶｒｅｆがΔＶだけ下がると、上記と同様に、スイッチ１１ａとトランジスタ１３１ａとの接続点に寄生する寄生容量（容量値Ｃｐとする）に蓄積された電荷の一部（ΔＶＣｐ）が容量１６（容量値Ｃ２とする）に移動する。さらに、特筆すべきは、演算増幅器１３２に与えられた基準電圧ＶｒｅｆもまたΔＶだけ下がるため、容量１５（容量値Ｃ１とする）に蓄積された電荷の一部（ΔＶＣ１）がトランジスタ１３１ｂを通じてグランドに流れ込み、これに応じて、トランジスタ１３１ａは外部、すなわち、容量１６から同じ量の電荷（ΔＶＣ１）を引き込む。この結果、チャージポンプ回路の出力電圧がＶｏからＶｏｘに変化したとする。この場合、電荷保存則により次の関係式が成り立つ。
(Vref-Vo)C2+ΔVCp-ΔVC1 = (Vref-ΔV-Vox)C2
この関係式を展開すると次の解を得る。
Vox = Vo+ΔV(C1-C2-Cp)/C2
ここで、容量１５の容量値Ｃ１および容量１６の容量値Ｃ２は、いずれも寄生容量の容量値Ｃｐよりも十分に大きいため（Ｃ１＞＞Ｃｐ、Ｃ２＞＞Ｃｐ）、上記解の右辺第２項は無視することができる。また、容量１５および１６の容量値を等しいことを（Ｃ１＝Ｃ２）仮定すると、次式で表される近似解を得る。
Vox = Vo

このように、本実施形態に係るチャージポンプ回路では、容量１５および１６の容量値を等しく設定することによって、基準電圧に変動が生じても、出力電圧は変化しないことがわかる。すなわち、グランド電圧Ｖｓｓと出力電圧Ｖｏとの電圧差Ｖｏ−Ｖｓｓは、基準電圧が変動しても変化しない。このことから、本実施形態に係るチャージポンプ回路は、基準電圧の変動、すなわち、基準電圧のノイズに強いことがわかる。

次に、グランド電圧の変動に対する応答について説明する。図７に示した従来のチャージポンプ回路において、グランド電圧ＶｓｓがΔＶだけ上がると、スイッチ１０１とスイッチ１０３との接続点に寄生する寄生容量（容量値Ｃｐとする）に蓄積された電荷の一部（ΔＶＣｐ）が容量１６（容量値Ｃ２とする）に移動し、出力電圧がＶｏからＶｏｘに変化する。この場合、電荷保存則より次の関係式が成り立つ。
(Vref-Vo)C2+ΔVCp = (Vref-Vox)C2
この関係式を展開すると次の解を得る。
Vox = Vo-ΔVCp/C2
ここで、容量１６の容量値Ｃ２は寄生容量の容量値Ｃｐよりも十分に大きいため（Ｃ２＞＞Ｃｐ）、上記解の右辺第２項は無視することができる。この結果、次式で表される近似解を得る。
Vox = Vo

このように、従来のチャージポンプ回路では、グランド電圧が変動しても、それによって出力電圧は変動することがない。すなわち、グランド電圧Ｖｓｓと出力電圧Ｖｏとの電圧差Ｖｏ−Ｖｓｓは、グランド電圧が変動すると、それに応じて変化してしまうこととなる。このことから、従来のチャージポンプ回路は、グランド電圧の変動、すなわち、グランド電圧に加わるノイズに弱いと言える。

一方、本実施形態に係るチャージポンプ回路では、グランド電圧ＶｓｓがΔＶだけ上がると、上記と同様に、スイッチ１１ａとトランジスタ１３１ａとの接続点に寄生する寄生容量（容量値Ｃｐとする）に蓄積された電荷の一部（ΔＶＣｐ）が容量１６（容量値Ｃ２とする）に移動する。さらに、特筆すべきは、カレントミラー回路１３に与えられたグランド電圧ＶｓｓもまたΔＶだけ上がるため、容量１５（容量値Ｃ１とする）に蓄積された電荷の一部（ΔＶＣ１）がトランジスタ１３１ｂを通じてグランドに流れ込み、これに応じて、トランジスタ１３１ａは外部、すなわち、容量１６から同じ量の電荷（ΔＶＣ１）を引き込む。この結果、チャージポンプ回路の出力電圧がＶｏからＶｏｘに変化したとする。この場合、電荷保存則により次の関係式が成り立つ。
(Vref-Vo)C2+ΔVCp-ΔVC1 = (Vref-Vox)C2
この関係式を展開すると次の解を得る。
Vox = Vo+ΔV(C1-Cp)/C2
ここで、容量１５の容量値Ｃ１および容量１６の容量値Ｃ２は、いずれも寄生容量の容量値Ｃｐよりも十分に大きいため（Ｃ１＞＞Ｃｐ、Ｃ２＞＞Ｃｐ）、上記解の右辺第２項はΔＶに置き換えることができる。また、容量１５および１６の容量値を等しいこと（Ｃ１＝Ｃ２）を仮定すると、次式で表される近似解を得る。
Vox = Vo+ΔV

このように、本実施形態に係るチャージポンプ回路では、容量１５および１６の容量値を等しく設定することによって、グランド電圧の変動がほぼそのまま出力電圧の変動となって現れる。すなわち、グランド電圧Ｖｓｓが変動すると出力電圧Ｖｏもまた同じく量だけ変動するため、結果として、グランド電圧Ｖｓｓと出力電圧Ｖｏとの電圧差Ｖｏ−Ｖｓｓは一定に保たれる。このことから、本実施形態に係るチャージポンプ回路は、グランド電圧の変動、すなわち、グランド電圧のノイズに強いことがわかる。

なお、上記説明において、容量１５の容量値Ｃ１と容量１６の容量値Ｃ２との容量値が等しいこと（Ｃ１＝Ｃ２）を仮定したが、まったく等しくすることを意図するものではない。これら容量値をほぼ等しくすることによって、耐ノイズ特性の向上の効果は十分に奏される。

以上、本実施形態によると、プッシュ動作によりチャージされる電荷とプル動作によりディスチャージされる電荷とが、フィードスルーノイズおよびインジェクションノイズなどのスイッチングノイズ、ならびに、ＧＩＤＬ（Gate Induced Drainbarrier Lowering）、ＤＩＢＬ（Drain Induced Barrier Lowering）およびゲートリークなどのスイッチ部分のリークによる電荷誤差をも含めて等しくできる。すなわち、本実施形態に係るチャージポンプ回路では、これらノイズやリークは、プッシュ動作およびプル動作のそれぞれの動作によりチャージおよびディスチャージされる電荷の平衡に特に悪影響を及ぼすことがないため、実質的にキャンセルされたに等しい。また、本実施形態に係るチャージポンプ回路は、基準電圧およびグランド電圧の変動に対して強く、耐ノイズ特性に優れている。

さらに、従来のチャージポンプ回路では、直列に接続された異なるチャネルタイプの二つのトランジスタを相補的にスイッチング制御する構成となっており（図７参照）、各トランジスタの制御信号の振幅を考慮して電源電圧を比較的高く設定する必要があるのに対して、本実施形態に係るチャージポンプ回路では、スイッチング制御すべき二つのトランジスタが同じチャネルタイプであるため、電源電圧を低くすることができる。すなわち、本実施形態に係るチャージポンプ回路は低電圧で動作可能であり、消費電力が比較的少ない。

本実施形態に係るチャージポンプ回路では、プッシュ動作およびプル動作に係る電荷の平衡性は、電流源１１ａおよび１１ｂの電流の比精度、およびカレントミラー回路１３のミラー比精度に左右される。しかし、これら比精度は、トランジスタサイズを大きくすることなどによって向上させることができるため、電荷の平衡性の確保は比較的容易である。

なお、本実施形態に係るチャージポンプ回路において、容量１５を省略してもよい。図２は、本実施形態に係るチャージポンプ回路の変形例を示す。この変形例に係るチャージポンプ回路では、ｎチャネルトランジスタ１３１ａおよび１３１ｂから構成されるカレントミラー回路１３´は、スイッチ１２ｂのスイッチング動作によって生じるパルス状の信号を入力し、これに基づいて、容量１６の電荷をディスチャージする。この変形例の場合、電流源１１ａおよび１１ｂを理想電流源に近いものとする必要があるが、演算増幅器１３２が不要となるため回路規模が縮小できる。

また、スイッチ１２ａに並列に、一端が電流源１１ａに接続されるとともに他端に基準電圧Ｖｒｅｆが与えられ、信号ＵＰの反転信号によって制御されるスイッチを設け、また、スイッチ１２ｂに並列に、一端が電流源１１ｂに接続されるとともに他端に基準電圧Ｖｒｅｆが与えられ、信号ＤＮの反転信号によって制御されるスイッチを設けることが好ましい。たとえば、信号ＵＰが活性状態のとき、スイッチ１２ａがターンオンした状態にあり、電流源１１ａからの電流がスイッチ１２ａを流れることによって、電流源１１ａとスイッチ１２ａとの接続点には所定の電圧が生じる。一方、信号ＵＰが非活性状態のとき、スイッチ１２ａに並列に設けたスイッチがターンオンした状態にあり、電流源１１ａからの電流がこのスイッチを流れることによって、電流源１１ａとスイッチ１２ａとの接続点には所定の電圧が生じる。したがって、信号ＵＰの状態にかかわらず、電流源１１ａとスイッチ１２ａとの接続点の電圧が一定に保たれるため、スイッチ１２ａがターンオンしたときに電流源１１ａから供給される電流値が安定する。この結果、チャージポンプ回路のプッシュプル動作が安定する。

（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を示す。本実施形態に係るチャージポンプ回路は、第１の実施形態に係るチャージポンプ回路（図１参照）における演算増幅器１４の非反転入力端をカレントミラー回路１３の入力側に接続するように構成したものである。

演算増幅器１３２および１４にはそれぞれ入力オフセット電圧があるため、第１の実施形態に係るチャージポンプ回路において、カレントミラー回路１３の入力側および出力側の動作点電圧は、厳密に言うと等しくない。そこで、本実施形態に係るチャージポンプ回路のように、演算増幅器１４の非反転入力端に、カレントミラー回路３の入力側の電圧を与えるようにすることにより、演算増幅器１４は、カレントミラー回路１３の出力側の電圧が、演算増幅器１３２の入力オフセット電圧が加わったカレントミラー回路１３の入力側の電圧と等しくなるように動作する。これにより、カレントミラー回路１３のミラー比精度低下の原因となる演算増幅器１３２の入力オフセット電圧が削除され、結果として、プッシュ動作およびプル動作に係る電荷の平衡性が向上する。また、容量１５に生じた電圧が演算増幅器１４に直接与えられるため、スイッチ１２ｂのスイッチング動作に対して応答が高速化し、チャージポンプ回路の周波数特性が向上する。

以上、本実施形態によると、プッシュ動作およびプル動作に係る電荷の平衡性がより一層向上する。また、高速応答が可能となり、チャージポンプ回路の周波数特性が向上する。

なお、本実施形態に係るチャージポンプ回路において、容量１５を省略してもよい。図４は、本実施形態に係るチャージポンプ回路の変形例を示す。この変形例に係るチャージポンプ回路では、ｎチャネルトランジスタ１３１ａおよび１３１ｂから構成されるカレントミラー回路１３´は、スイッチ１２ｂのスイッチング動作によって生じるパルス状の信号を入力し、これに基づいて、容量１６の電荷をディスチャージする。この変形例の場合、電流源１１ａおよび１１ｂを理想電流源に近いものとする必要があるが、演算増幅器１３２が不要となるため、回路規模を縮小することができる。

（第３の実施形態）
図５は、本発明の第３の実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を示す。本実施形態に係るチャージポンプ回路は、第１の実施形態に係るチャージポンプ回路（図１参照）における電流源１１ａおよび１１ｂに代えて電流源１１を備えている。

信号ＵＰおよびＤＮについて、いずれか一方が活性状態にあるとき他方は非活性状態にあることを前提とすると、１個の電流源をプッシュ動作およびプル動作の双方に用いることが可能である。そこで、本実施形態に係るチャージポンプ回路では、スイッチ１２ａおよび１２ｂに共通に電流源１１を接続する。これにより、プッシュ動作およびプル動作に双方において供給される電流の量を揃えることができ、プッシュ動作およびプル動作に係る電荷の平衡性がより一層向上する。また、電流源が１個でよくなるため、回路規模を縮小することができる。

（第４の実施形態）
図６は、本発明の第４の実施形態に係るチャージポンプ回路の構成を示す。本実施形態に係るチャージポンプ回路は、第３の実施形態に係るチャージポンプ回路（図５参照）における電流源１１に代えて抵抗２１を備えている。

演算増幅器１３２および１４には、それぞれ、基準電圧Ｖｒｅｆが与えられている。したがって、この基準電圧Ｖｒｅｆを電源電圧よりも低く設定することにより、特に電流源を設けることなく、電源ノードからスイッチ１２ａおよび１２ｂをそれぞれ経由して電流が引き込まれる。

以上、本実施形態によると、電流源を設けなくてよいため、回路規模をより一層縮小することができる。なお、信号ＵＰおよびＤＮのいずれもが活性状態となることがあるという前提の下では、スイッチ１２ａおよび１２ｂのそれぞれに抵抗を接続するような構成にすればよい。

以上の説明では、スイッチ１２ａおよび１２ｂはｐチャネルトランジスタで構成されるとしたが、本発明はこれに限定されるものではない。信号ＵＰおよびＤＮによってｎチャネルトランジスタで構成されたスイッチのスイッチング動作を制御するようにしてもよい。この場合、カレントミラー回路はｐチャネルトランジスタで構成されることは言うまでもない。このように、スイッチおよびカレントミラー回路を構成するトランジスタの属性を変更した場合であっても、本発明が奏する効果は何ら損なわれるものでない。

本発明に係るチャージポンプ回路は、プッシュ動作によりチャージされる電荷とプル動作によりディスチャージされる電荷とを平衡に保つことができるため、このような平衡性が特に要求されるＰＬＬ回路やＤＬＬ回路におけるチャージポンプ回路として有用である。

本発明の第１の実施形態に係るチャージポンプ回路の構成図である。 第１の実施形態に係るチャージポンプ回路の変形例を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るチャージポンプ回路の構成図である。 第２の実施形態に係るチャージポンプ回路の変形例を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係るチャージポンプ回路の構成図である。 本発明の第４の実施形態に係るチャージポンプ回路の構成図である。 従来のチャージポンプ回路の構成図である。 スイッチングノイズが重畳されたチャージ電荷のグラフである。

符号の説明

１１ 電流源
１２ａ スイッチ（第１のスイッチ）
１２ｂ スイッチ（第２のスイッチ）
１３，１３´ カレントミラー回路
１４ 演算増幅器
１５ 容量（第２の容量）
１６ 容量（第１の容量）
２１ 抵抗

Claims (4)

1. 第１および第２の制御信号に基づいてプッシュプル動作を行うチャージポンプ回路であって、
   前記第１の制御信号に基づいて、プッシュ動作およびプル動作のいずれか一方を制御する第１のスイッチと、
   前記第１のスイッチとは異なる属性のトランジスタで構成されたカレントミラー回路と、
   前記第１のスイッチを構成するトランジスタと同じ特性のトランジスタで構成され、前記第２の制御信号に基づいて、前記カレントミラー回路への電流入力を制御する第２のスイッチと、
   反転入力端に前記カレントミラー回路の出力側の電圧を受け、非反転入力端に前記カレントミラー回路の入力側の電圧を受ける演算増幅器とを備え、
   前記カレントミラー回路の出力電流によって、プッシュ動作およびプル動作の他方を行う、チャージポンプ回路において、
   前記カレントミラー回路は、反転入力端に基準電圧を受け、非反転入力端に当該カレントミラー回路の入力側の電圧を受ける第２の演算増幅器を備えたものであり、
   前記カレントミラー回路の入力側および出力側のトランジスタは、それぞれ、ゲートに前記第２の演算増幅器の出力電圧を受ける
   ことを特徴とするチャージポンプ回路。
2. 請求項１に記載のチャージポンプ回路において、
   前記カレントミラー回路の入力側に接続された第１の容量と、
   前記第１の容量と同じ容量値を持ち、プッシュプル動作に係る電流を受ける第２の容量とを備えた
   ことを特徴とするチャージポンプ回路。
3. 請求項１に記載のチャージポンプ回路において、
   前記第１および第２の制御信号は、互いに位相が異なっており、
   当該チャージポンプ回路は、
   前記第１および第２のスイッチに共通に接続された電流源を備えた
   ことを特徴とするチャージポンプ回路。
4. 請求項１に記載のチャージポンプ回路において、
   前記第１および第２の制御信号は、互いに位相が異なっており、
   当該チャージポンプ回路は、
   一端が前記第１および第２のスイッチに共通に接続されるとともに、他端に第１の電圧が与えられた抵抗を備えた
   ことを特徴とするチャージポンプ回路。

Images