JP4477145B2

JP4477145B2 - Antenna and feeding network for antenna

Info

Publication number: JP4477145B2
Application number: JP54177698A
Authority: JP
Inventors: フィリポビック、ダニエル; タッソウジ、アリ
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1997-03-27
Filing date: 1998-03-25
Publication date: 2010-06-09
Anticipated expiration: 2018-03-25
Also published as: CN1263641A; ES2289429T3; DE69838008T2; WO1998044590A1; EP0970540B1; HK1026306A1; EP0970540A1; HK1077404A1; DE69838008D1; AU6941198A; JP4955461B2; JP2001518252A; KR20010005605A; TW428342B; ATE365986T1; DE69828389T2; JP2007306585A; CN1199320C; DE69828389D1; EP1524722B1

Abstract

A method of manufacturing a helical antenna having a substrate (406), the method comprising providing a series of holes (2230) in the substrate (406) and positioning the substrate (406) to engage a support element (2310). The support element (2310) has a series of teeth (2312) adapted to mate with the holes and extending radially outward from an outer surface of the support element. The teeth are arranged so that on rotation of the support element (2310) about its major axis, the substrate (406) is wrapped around the support element (2310). In preferred embodiments, the teeth (2312) and holes (2230) are arranged such that prior to rotation of the support element (2310), at least one of the teeth (2312) mates with a corresponding at least one of the holes (2230) and upon rotation, at least one additional tooth (2312) mates with a corresponding at least one additional hole (2230). <IMAGE>

Description

発明の背景
Ｉ．発明の分野
本発明はアンテナおよびアンテナ用の給電（feed）ネットワークに関する。より詳細には、本発明は給電ネットワークの一部がアンテナの放射器と一致する領域に設けられている、給電ネットワークを備えたヘリカル（helical）アンテナに関する。
ＩＩ．関連技術の説明
現在のパーソナル通信装置は、多数の移動及び携帯アプリケーションにおいて広範囲に使用されている。伝統的な移動アプリケーションでは、例えば移動電話等の通信装置のサイズを最小にしたいという希望が適度のレベルの小型化をもたらしている。しかしながら、携帯用の手で保持するタイプのアプリケーションが人気を得るにつれて、より小さな装置に対する需要が劇的に増大している。プロセッサ技術、バッテリ技術および通信技術における最近の開発により、過去数年の間に携帯装置のサイズと重量が劇的に減少した。
サイズの減少が望まれる１つの領域は装置のアンテナである。アンテナのサイズと重量が通信装置の小型化において重要な役割を果たす。アンテナの全体のサイズが装置本体のサイズに影響を及ぼす。小さな直径と短い長さのアンテナにより、本体サイズと共に装置全体のサイズを小さくすることができる。
装置のサイズが、携帯用のアプリケーション用のアンテナを設計する際に考慮しなければならない唯一の要素ではない。アンテナを設計する際に考慮すべき別の要素は、通常の操作の間に、アンテナに対するユーザの頭付近から生じる減衰及び／又は妨害の影響である。さらに別の要素は、例えば、所望の放射パターン、動作周波数等の、通信リンクの特徴である。
衛星通信システムに広範囲の利用を見い出したアンテナは、ヘリカルアンテナである。衛星通信システムにおけるヘリカルアンテナの人気の理由の１つは、このようなシステムにおいて使用される円偏波を作り出し、そして受信できることである。それに加えて、ヘリカルアンテナはほぼ半球である放射パターンを作り出すことができ、ヘリカルアンテナは特に移動衛星通信システムおよび衛星ナビゲーションシステムのアプリケーションに適している。
従来のヘリカルアンテナは、アンテナの放射器をらせん構造へねじることによって作られている。一般的なヘリカルアンテナは芯のまわりに均等に間隔を開けて配置された４つの放射器を利用する４線のヘリカルアンテナであり、直角位相で励起される（つまり、放射器が１周期の１／４または９０°だけ位相が異なる信号によって励起される）。放射器の長さは典型的に通信装置の動作周波数の１／４波長の整数倍数である。放射パターンは典型的に、放射器のピッチ、放射器の長さ（１／４波長の整数倍数）、および芯の直径を変化させることにより調節される。
従来のヘリカルアンテナは、ワイヤまたはストリップ技術を使用して作ることができる。ストリップ技術では、アンテナの放射器が薄い柔軟な基板上にエッチングまたはデポジット（deposit）される。放射器は互いに平行するが、基板の側部（または縁）に対して鈍角を為すように位置付けられる。その後、基板を円筒形、円錐形、または他の適当な形状に形成または圧延し、ストリップ放射器がらせん形を形成するようにする。
しかしこの従来のヘリカルアンテナは放射器の長さが所望の共振周波数の１／４波長の整数倍数であり、従ってアンテナの全長が一部の携帯用または移動アプリケーションのために望ましい長さより長くなってしまうという特徴を有する。
それに加えて、送信および受信が異なる周波数で発生するアプリケーションでは、デュアルバンドアンテナが望ましい。しかしながら、デュアルバンドアンテナはしばしば所望の設定より低いものでしか利用できないことがある。例えば、デュアルバンドアンテナを製造できる１つの方法は、それらが１つの柱体を形成するように、２つのシングルバンドの４線ヘリカルアンテナの端と端を重ねることである。しかし、この解決策の欠点は、このようなアンテナが携帯用または手で保持するタイプのアプリケーションにとって望ましいであろう長さより長くなってしまうことである。
デュアルバンドの性能を提供する別の技術は２つの別々のシングルバンドアンテナを利用することであった。しかしながら、手で保持するタイプの装置に対して、２つのアンテナを互いに近接して配置しなければならない。携帯用または手で保持するタイプの装置の上に近接して配置される２つのシングルバンドアンテナは、２つのアンテナ間の結合を生じさせ、性能の低下と共に望ましくない混信を導くであろう。
発明の概要
１つの態様では、発明は基板；前記基板に置かれる複数の放射器を含んで構成される放射器部分、前記基板は前記放射器がらせん形に構成されるような形状になっており；前記放射器部分に隣接し、基板を含んで構成される給電部分；前記給電部分の前記基板上に置かれる第１組の１つ以上のトレース（traces）と、前記放射器部分の前記基板上に置かれる第２組の１つ以上のトレースとを含んで構成される給電ネットワークを含んで構成されるヘリカルアンテナを提供する。
別の態様では、発明はアンテナの給電部分に置かれる第１組の１つ以上のトレースと、前記アンテナの放射器部分に置かれる第２組の１つ以上のトレースとを含んで構成される、給電ネットワークを提供する。
更なる態様では、発明は、第１のアンテナの第１の給電部分の基板の第１の側面に置かれる第１の給電ネットワークと、前記基板の第２の側面に置かれ、前記給電ネットワークと対向する第１の接地平面と、前記基板に置かれ、前記給電ネットワークから伸びる第１組の１つ以上の放射器を含んで構成される第１のアンテナ部分；第２の給電部分の前記基板に置かれる第２の給電ネットワークと、前記給電ネットワークに対向して前記基板に置かれる第２の接地平面と、前記基板に置かれ、前記給電ネットワークから伸びる第２組の１つ以上の放射器とを含んで構成される第２のアンテナ部分；および前記第２のアンテナの軸に沿って前記第２のアンテナの前記放射器から流れる電流用の通路を提供し、それによって軸に垂直な方向に放射されるエネルギーを増大させる手段とを含んで構成されるデュアルバンドヘリカルアンテナを提供し、前記第１の給電ネットワークはアンテナの前記第１の給電部分に置かれる第１組の１つ以上のトレースと、前記第１のアンテナ部分の放射器部分に置かれる第２組の１つ以上のトレースとを含んで構成され、前記第２の給電ネットワークは前記第２の給電部分に置かれる第３組の１つ以上のトレースと、前記第２のアンテナ部分の放射器部分に置かれる第４組の１つ以上のトレースとを含んで構成される。
更なる態様では、発明は２組の互いにかみ合うトラックが、湾曲した表面に形成された共通の基板上に設けられ、トラックが各々の実質的にらせん形の通路に従い、給電ネットワークが１組のトラックの一部と一致するアンテナを提供する。
本発明は放射器部分と給電部分とを含むアンテナ用の新規の改良された給電ネットワークに具体化される。給電ネットワークは、給電ネットワークの部分がアンテナの放射器部分に置かれ、給電ネットワークの残りの部分が給電部分に置かれるように構成される。給電ネットワークの一部が放射器部分に置かれるので、給電ネットワークの残りの部分は給電部分に少しの面積しか必要としない。その結果、アンテナの給電部分を従来の給電ネットワークを有するアンテナと比べて小さくすることができる。この構成は給電部分に少しの面積しか必要としないので、給電ネットワークは面積効率的であると言える。
好ましい実施形態では、放射器部分に置かれる給電ネットワークのトレースが放射器の基礎部分に対向して置かれる。従って、放射器の基礎部分が給電ネットワークのこの部分用の接地平面として作用する。
給電ネットワークは、シングルバンドおよびマルチバンドヘリカルアンテナを含む、変化する構成の多数の異なるタイプのアンテナと共に実装することができる。
発明の１つの利点は、従来の給電ネットワークを有するアンテナと比べて、アンテナ全体のサイズと給電損失量が減少することである。
１つの実施形態では、給電ネットワークは、２組の１つ以上のらせん形に巻かれた放射器を有するデュアルバンドヘリカルアンテナと共に実装される。アンテナが円筒形、円錐形、または最適化された、あるいはそうでなければ所望の放射パターンを得るための他の適当な形状になるように、放射器が巻かれる、あるいは包まれる。この実装によれば、１組の放射器が第１周波数における動作用に提供され、第２組が好ましくは第１周波数とは異なる第２周波数における動作用に提供される。各々の組の放射器は信号を提供して放射器を駆動するために、連合する給電ネットワークを有する。このように、デュアルバンドアンテナは各々が放射器部分と給電部分を有する、２つのシングルバンドアンテナで構成されるものとして説明することができる。
信号を第１のシングルバンドアンテナに供給するために、タブを設けることができる。タブは第１のシングルバンドアンテナの給電部分から伸びる。アンテナが円筒形またはその他の適当な形状に形成される場合、タブはアンテナの軸と整列する。より詳細には、好ましい実施形態では、タブは中央に置かれた給電構造を提供するために、放射状内向きに伸びる。このように、タブと給電線は第２のシングルバンドアンテナの信号パターンを干渉しない。
【図面の簡単な説明】
本発明の特徴、目的および利点は、図面と関連して為される下記の発明の実施形態の詳細な説明から明白となるであろう。図面において、同じ参照文字が図面を通じて対応する同じ成分を特定する。更に、参照符号の左端のディジットはその参照符号が最初に現われる図面を特定する。
図１Ａは従来のワイヤ４線ヘリカルアンテナを示す図である。
図１Ｂは従来のストリップ４線ヘリカルアンテナを示す図である。
図２Ａは開路または開放終端された４線ヘリカルアンテナの平面表示を示す図である。
図２Ｂは短絡された４線ヘリカルアンテナの平面表示を示す図である。
図３は短絡された４線ヘリカルアンテナの放射器上の電流分布を示す図である。
図４はストリップヘリカルアンテナのエッチングされた基板の遠位表面を示す図である。
図５はストリップヘリカルアンテナのエッチングされた基板の近位表面を示す図である。
図６はストリップヘリカルアンテナのエッチングされた基板の斜視図を示す図である。
図７Ａは発明の一実施形態による、５つの結合したセグメントを有する開路結合されたマルチセグメント放射器を示す図である。
図７Ｂは発明の一実施形態による、一対の短絡結合されたマルチセグメント放射器を示す図である。
図８Ａは発明の一実施形態による、短絡結合されたマルチセグメント４線ヘリカルアンテナの平面表示を示す図である。
図８Ｂは発明の一実施形態による、円筒形に形成された結合マルチセグメント４線ヘリカルアンテナを示す図である。
図９Ａは発明の一実施形態による、放射器セグメントの重複部分δとスペーシングｓを示す図である。
図９Ｂは結合マルチセグメントヘリカルアンテナの放射器セグメント上の電流分布の例を示す図である。
図１０Ａは９０°だけ位相が異なる２ポイントソース放射信号を示す図である。
図１０Ｂは図１０Ａに示されたポイントソース用のフィールドパターンを示す図である。
図１０Ｃは従来のヘリカルアンテナ用の円偏波フィールドパターンと、アンテナの軸と整列する給電タブを有するヘリカルアンテナ用の円偏波フィールドパターンを示す図である。
図１１は各々のセグメントがいずれかの側のセグメントから等距離の所に置かれた実施形態を示す図である。
図１２は発明の一実施形態による結合マルチセグメントアンテナの実装の一例を示す図である。
図１３は発明の一実施形態による積み重ねられたデュアルバンドヘリカルアンテナの表面の平面表示を示す図である。
図１４は放射器用の給電ポイントが給電ネットワークから少し離れて位置付けられた、発明の一実施形態による積み重ねられたデュアルバンドヘリカルアンテナの表面の平面表示を示す図である。
図１５は発明の一実施形態による積み重ねられたデュアルバンドヘリカルアンテナの１つのアンテナに供給するために使用されるタブの平面表示を示す図である。
図１６は発明の一実施形態による積み重ねられたデュアルバンドヘリカルアンテナ用の寸法の例を示す図である。
図１７は従来の直角位相給電ネットワークの一例を示す図である。
図１８は発明の一実施形態によるアンテナの放射器へと伸びる部分を有する給電ネットワークを示す図である。
図１９は発明の一実施形態によるアンテナ用の、給電パスを含む信号トレースと共に、給電ネットワークを示す図である。
図２０は発明の一実施形態によるアンテナの接地平面の外形を示す図である。
図２１は発明の一実施形態により重ねられたデュアルバンドアンテナの接地平面と信号トレースを示す図である。
図２２Ａは一実施形態による円筒形または他の適当な形状のアンテナを維持するための構造を示す図である。
図２２Ｂ〜２２Ｅは図２２Ａに示した実施形態による円筒形または他の適当な形状のアンテナの形成を示す図である。
図２３Ａは一実施形態による円筒形または他の適当な形状のアンテナを支持する際に使用するのに適した形状を示す図である。
図２３Ｂと２３Ｃは図２３Ａに示した実施形態による円筒形または他の適当な形状のアンテナの形成を示す図である。
好ましい実施形態の詳細な説明
Ｉ．発明の概観と議論
本発明はアンテナ用の効率的面積の給電ネットワークに向けられている。給電ネットワークの一部がアンテナの放射器部分に設けられる。これはアンテナの給電部分に要求される面積を減少させる。
ＩＩ．例示の環境
幅広い意味では、発明はヘリカルアンテナ技術を利用することができるどのようなシステムにおいても実装することができる。このような環境の一例は、固定電話、移動電話および／または携帯電話を有するユーザが衛星通信リンクを通して他の人と通信する通信システムである。この例示の環境においては、電話が衛星通信リンクの周波数に調整されたアンテナを有することが必要である。
本発明をこの例示の環境に関して説明する。これらについての説明は便宜上提供するだけであって、発明をこの例示の環境に制限するつもりはない。実際、以下の説明を読めば、発明を別の環境に実装する方法が当業者には明白となるであろう。
ＩＩＩ．従来のヘリカルアンテナ
発明の実施形態を詳細に説明する前に、従来のヘリカルアンテナの放射器部分を説明することが有用である。特に、明細書のこの項では従来の４線ヘリカルアンテナの放射器部分について説明する。図１Ａと１Ｂは各々ワイヤ形状とストリップ形状の従来の４線ヘリカルアンテナの放射器部分１００を示す図である。図１Ａと１Ｂに示した放射器部分１００は４線ヘリカルアンテナのものであり、つまり直角位相で動作する４つの放射器１０４を有することを意味する。図１Ａと１Ｂに示すように、放射器１０４は円偏波を提供するように巻かれている。
図２Ａと２Ｂは従来の４線ヘリカルアンテナの放射器部分の平面表示を示す図である。換言すれば、図２Ａと２Ｂは、アンテナの柱体が平らな表面に「広げられた」とすれば出現するであろう放射器を示している。図２Ａは遠端で開放回路または開放終端された４線ヘリカルアンテナを示す図である。このような構成に対して、放射器２０８の共振長ｌは所望の共振周波数の１／４波長の奇数整数倍数である。
図２Ｂは遠端で短絡された、あるいは電気接続された４線ヘリカルアンテナを示す図である。この場合、放射器２０８の共振長ｌは所望の共振周波数の１／４波長の偶数整数倍数である。両方の場合において、理想的ではない短い開放終端を補償するために少々の調整が通常必要であるので、上述の共振長ｌは近似値であることに注意されたい。
図３は、長さｌ＝λ／２（式中、λはアンテナの所望の共振周波数の波長である）を有する放射器２０８を含む、４線ヘリカルアンテナ３００の放射器部分の平面表示を示す図である。曲線３０４はｆ＝ν／λ（式中、νは媒体内の信号速度である）の周波数において共振する放射器２０８上の信号用の電流の相対的大きさを表す。
プリント回路基板技術（ストリップアンテナ）を使用して実装される４線ヘリカルアンテナの実装例を図４〜６を参照して詳細に説明する。ストリップ４線ヘリカルアンテナは誘電体基板４０６上にエッチングされたストリップ放射器１０４Ａ〜１０４Ｄで構成される。基板は放射器１０４Ａ〜１０４Ｄが柱体の中心軸を中心にしてらせん形に巻かれるように、円筒形、円錐形またはその他の適当な形状に圧延される薄い柔軟な材料である。
図４〜６は４線ヘリカルアンテナ１００を作成するために使用される成分を図示している。図４と図５は各々基板４０６の遠位表面４００と近位表面５００の図を表す。アンテナ１００は放射器部分４０４と給電部分４０８を含む。
ここで説明し図示する実施形態では、アンテナが基板を円筒形に形成することによって作られ、近位表面が形成された柱体の外面にあるものとして説明する。別の実施形態では、基板を円筒形に形成し、遠位表面が柱体の外面にある。
一実施形態では、誘電体基板１００はポリテトラフルオロエタレン（ＰＴＥＥ）、ＰＴＥＥ／ガラス複合材、または他の誘電材料の薄い柔軟な層である。一実施形態では、基板４０６は約０．００５ｉｎまたは０．１３ｍｍの厚さであるが、他の厚さも選ぶことができる。信号トレースおよび接地トレース（ground trace）は銅を使用して提供される。別の実施形態では、費用、環境的な問題および他の要素を考慮して、銅の代わりに他の伝導材料も選ぶことができる。
図５に示した実施形態では、給電ネットワーク５０８は給電部分４０８上にエッチングされ、放射器１０４Ａ〜１０４Ｄに提供される直角位相信号（つまり０°、９０°、１８０°および２７０°の信号）を提供する。遠位表面４００の給電部分４０８は給電回路５０８用の接地平面４１２を提供する。給電回路５０８用の信号トレースは給電部分４０８の近位表面５００にエッチングされる。
説明目的のために、放射器部分４０４は給電部分４０８に隣接する第１の端４３２と第２の端４３４（放射器部分４０４の対向する端）を有する。実装されるアンテナの実施形態に応じて、放射器１０４Ａ〜１０４Ｄは放射器部分４０４の遠位表面４００へとエッチングすることができる。放射器１０４Ａ〜１０４Ｄが第１の端４３２から第２の端４３４に向かって伸びる長さは、所望の共振周波数の１／４波長のほぼ整数倍数である。
放射器１０４Ａ〜１０４Ｄがλ／２の整数倍数であるこのような実施形態では、放射器１０４Ａ〜１０４Ｄは第２の端４３４において互いに電気接続される（つまり、ショートまたは短絡される）。この接続は、基板を柱体に形成する時、アンテナの円周まわりにリング６０４を形成する、第２の端４３４を横切る導線によって実施することができる。図６は第２の端４３４において短絡リング６０４を有するストリップヘリカルアンテナのエッチングされた基板の斜視図を示す図である。
従来からの４線ヘリカルアンテナの１つが、Ｂｕｒｒｅｌｌらの米国特許第５，１９８，８３１号（’８３１特許と称する）に記載されており、この特許は参照してここに組み込まれる。’８３１特許に記載されているアンテナは、誘電体基板にエッチングまたはそうでなければデポジットされた放射器を有するプリント回路基板アンテナである。基板は柱体に形成され、放射器のらせん構成を生じさせる。
別の従来よりの４線ヘリカルアンテナが、Ｔｅｒｒｅｔらの米国特許第５，２５５，００５号（’００５特許と称する）に開示されており、この特許は参照してここに組み込まれる。’００５特許に記載されたアンテナは直交して位置付けられ、直角位相で励起される２つのバイファイラ（２線）らせんによって形成される４線ヘリカルアンテナである。開示されたアンテナは第２の４線らせんを有し、それは第１のらせんと同軸で電磁結合されて、アンテナの通過帯域を改良する。
更に別の従来からの４線ヘリカルアンテナがＯｗらの米国特許第５，３４９，３６５号（’３６５特許と称する）に開示されており、この特許は参照してここに組み込まれる。’３６５特許に記載されたアンテナは図１Ａを参照して説明したワイヤ形状にデザインされた４線ヘリカルアンテナである。
ＩＶ．結合マルチセグメントヘリカルアンテナ
アンテナの放射器部分１００の長さを短くするために、ヘリカルアンテナの一形態は結合マルチセグメント放射器を利用し、それは等しい共振長のヘリカルアンテナのために必要であるであろうものより短い長さで所定の周波数の共振を可能にする。
図７Ａと７Ｂは結合セグメントヘリカルアンテナの実施形態の一例の平面表示を示す図である。図７Ａは１つの単線の実施形態による開放回路で終端する結合マルチセグメント放射器７０６を図示している。このような開放回路で終端するアンテナは、単線、２線、４線、または他のｘ線の実装において使用することができる。
図７Ａに示した実施形態は１つの放射器７０６で構成される。放射器７０６は一組の放射器セグメントで構成される。このセットは２つの端セグメント７０８、７１０と、ｐ個の中間セグメント７１２で構成され、ｐ＝０、１、２、３．．．である（ｐ＝３の場合が図示されている）。中間セグメントは任意である（つまり、ｐはゼロに等しくてもよい）。端セグメント７０８、７１０は物理的に互いに分離しているが、電磁的には結合されている。中間セグメント７１２は端セグメント７０８、７１０間に位置付けられ、端セグメント７０８、７１０間に電磁結合を提供する。
開放終端された実施形態では、セグメント７０８の長さｌ_s1は所望の共振周波数の１／４波長の奇数整数倍数である。セグメント７１０の長さｌ_s2は所望の共振周波数の１／２波長の整数倍数である。各々のｐ中間セグメント７１２の長さｌ_spは所望の共振周波数の１／２波長の整数倍数である。図示した実施形態では、３つの中間セグメント７１２（つまり、ｐ＝３）がある。
図７Ｂは短絡７２２で終端する場合の、ヘリカルアンテナの放射器７０６を図示している。この短絡実装は単線アンテナには適していないが、２線、４線または他のｘ線アンテナに使用することができる。開放回路の実施形態の場合のように、放射器７０６は一組みの放射器セグメントで構成される。このセットは２つの端セグメント７０８、７１０と、ｐ個の中間セグメント７１２で構成され、ｐ＝０、１、２、３．．．である（ｐ＝３の場合が図示されている）。中間セグメントは任意である（つまり、ｐはゼロに等しくてもよい）。端セグメント７０８、７１０は物理的に互いに分離しているが、電磁的には結合されている。中間セグメント７１２は端セグメント７０８、７１０間に位置付けられ、端セグメント７０８、７１０間に電磁結合を提供する。
短絡された実施形態では、セグメント７０８の長さｌ_s1は所望の共振周波数の１／４波長の奇数整数倍数である。セグメント７１０の長さｌ_s2は所望の共振周波数の１／４波長の奇数整数倍数である。各々のｐ中間セグメント７１２の長さｌ_spは所望の共振周波数の１／２波長の整数倍数である。図示した実施形態では、３つの中間セグメント７１２（つまり、ｐ＝３）がある。
図８Ａと８Ｂは発明の一実施形態による結合マルチセグメント４線ヘリカルアンテナの放射器部分８００を示す図である。図８Ａと８Ｂは図７Ｂに示したアンテナの１つの実装例を示しており、ｐ＝ゼロであり（つまり、中間セグメント７１２がない）、セグメント７０８と７１０の長さは１／４波長である。
図８Ａに示した放射器部分８００は４線ヘリカルアンテナの平面表示であり、４つの結合放射器８０４を有している。結合アンテナにおける各々の結合された放射器８０４は実際には互いに近接して位置付けられた２つの放射器セグメント７０８、７１０で構成され、放射器セグメント７０８のエネルギーが他の放射器セグメント７１０に結合される。
より詳細には、一実施形態によれば、放射器部分８００は２つの部分８２０、８２４を有するものとして説明することができる。部分８２０は放射器部分８００の第１の端８３２から、放射器部分８００の第２の端８３４に向かって伸びる複数の放射器セグメント７０８で構成される。部分８２４は放射器部分８００の第２の端８３４から、第１の端８３２に向かって伸びる複数の放射器セグメント７１０で構成される。放射器部分８００の中央領域に向かって、各々のセグメント７０８の一部が隣接するセグメント７１０に近接しており、１つのセグメントからのエネルギーが近接部分において隣接するセグメントに結合される。これを本明細書では重複部分と称する。
好ましい実施形態では、各々のセグメント７０８、７１０がほぼｌ₁＝ｌ₂＝λ_/4の長さのものである。２つのセグメント７０８、７１０を備える１つの放射器の全長をｌ_totと定義する。１つのセグメント７０８が別のセグメント７１０に重なる量を、δ＝ｌ₁＋ｌ₂−ｌ_totと定義する。
共振周波数ｆ＝ν／λに対して、放射器ｌ_totの全長はλ_/2の１／２波長の長さより短い。換言すれば、結合の結果として、一対の結合セグメント７０８、７１０を備える放射器は、その放射器の全長がλ_/2の長さより短くても、周波数ｆ＝ν／λで共振する。従って、１／２波長の結合マルチセグメント４線ヘリカルアンテナの放射器部分８００は、所定の周波数ｆに対する従来の１／２波長の４線ヘリカルアンテナ８００の放射器部分より短くなる。
結合構成を使用することにより得られるサイズの減少を明確に図示するために、図８に図示した放射器部分８００を図３に図示したものと比較してみよう。所定の周波数ｆ＝ν／λに対して、従来のアンテナの放射器部分３００の長さｌはλ_/2であり、一方、結合放射器セグメントアンテナの放射器部分８００の長さｌ_totはλ_/2より短い。
上述のように、一実施形態では、セグメント７０８、７１０はｌ₁＝ｌ₂＝λ_/4の長さのものである。各々のセグメントの長さは、ｌ₁がｌ₂に必ずしも等しい必要がなく、またそれらがλ_/4に等しくないように変更することができる。各放射器の実際の共振周波数は、放射器セグメント７０８、７１０の長さ、放射器セグメント７０８と７１０間の分離距離、およびセグメント７０８と７１０が互いに重複する量の関数である。
１つのセグメント７０８の他のセグメント７１０に対する長さの変更を使用して、アンテナの帯域幅を調節できることに注意されたい。例えば、λ_/4よりわずかに大きくなるようにｌ₁を長くし、λ_/4よりわずかに短くなるようにｌ₂を短くすることで、アンテナの帯域幅を増大することができる。
図８Ｂは発明の一実施形態による結合マルチセグメント４線ヘリカルアンテナの実際のらせん構成を図示している。これは一実施形態において各々の放射器が２つのセグメント７０８、７１０でどのように構成されるかを示している。セグメント７０８は放射器部分の第１の端８３２から放射器部分の第２の端８３４に向かってらせん形に伸びる。セグメント７１０は放射器部分の第２の端８３４から放射器部分の第１の端８３２に向かってらせん形に伸びる。更に図８Ｂはセグメント７０８と７１０の一部が互いに電磁的に結合されるように重複しているのを示している。
図９Ａは放射器セグメント７０８と７１０間の分離ｓと重複部分δを示す図である。分離ｓは充分な量のエネルギーが放射器セグメント７０８と７１０間に結合され、それらがほぼλ_/2とその整数倍数の効果的な電気的長さの１つの放射器として機能できるように選ばれる。
この最適スペーシングよりも近い放射器セグメント７０８、７１０のスペーシングはセグメント７０８、７１０間に大きな結合を生じさせる。その結果、所定の周波数ｆに対して、セグメント７０８、７１０の長さを増大して同じ周波数ｆにおける共振を可能にしなければならない。これは物理的に接続された（つまり、ｓ＝０）セグメント７０８、７１０の極端な場合によって図示することができる。この極端な場合では、セグメント７０８、７１０の全長はアンテナが共振するためにλ_/2に等しくなければならない。この極端な場合では、アンテナは本明細書における用語の使用によれば、もはや実際に「結合」されず、その結果生じる構成は実際には図３に示したような従来のヘリカルアンテナのものである。
同様に、セグメント７０８、７１０の重複部分δの量の増大が結合を増大させる。このように、重複部分δが増大するにつれて、セグメント７０８、７１０の長さも増大させる。
セグメント７０８、７１０用の最適の重複部分とスペーシングを質的に理解するために、図９Ｂを参照する。図９Ｂは各々のセグメント７０８、７１０上の電流の大きさを表している。電流強度インジケータ９１１、９２８は、各々のセグメントが理想的にはλ_/4で共振し、外端において最大信号強度と内端において最低の信号強度を有することを示している。
結合された放射器セグメントアンテナに対するアンテナの輪郭を最適化するために、発明者達はモデリングソフトウエア（modeling software）を利用して、他のパラメータの中で正確なセグメント長ｌ₁、ｌ₂と、重複部分δと、スペーシングｓを決定した。このようなソフトウエアパッケージはアンテナオプティマイザ（ＡＯ）（ＡｎｔｅｎｎａＯｐｔｉｍｉｚｅｒ）ソフトウエアパッケージである。ＡＯはモーメント電磁アンテナモデリングアルゴリズム（moments electromagnetic antenna-modeling）の方法に基づいている。ＡＯアンテナオプティマイザ、バージョン６．３５、版権１９９４年はカリフォルニア州サンディエゴ（ＳａｎＤｉｅｇｏ，Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ）のＢｒｉａｎＢｅｅｚｌｅｙによって書かれており、彼から入手できる。
図８Ａと８Ｂを参照して上述したように、結合構成を使用することにより得られる利点があることに注意されたい。従来のアンテナと結合放射器セグメントアンテナでは、電流が放射器の端に集中する。アレイ要素理論に従って、特定のアプリケーションにおける結合放射器セグメントアンテナに有利なようにこれを使用することができる。
説明のために、図１０Ａは２つのポイントソースＡ、Ｂを図示する図であり、ソースＡはソースＢの信号の大きさに等しい大きさを有するが、９０°だけ位相が遅れた信号を放射している（ｅ^jwtコンベンション（ｃｏｎｖｅｎｔｉｏｎ）を仮定する）。ソースＡ、Ｂがλ_/4の距離だけ分離されている場合、信号はＡからＢへと移動する方向に位相を加え、ＢからＡへの方向の位相から離れて加算する。その結果、非常に少しの放射しかＢからＡへの方向には放射されない。図１０Ｂに示した典型的な代表的フィールドパターンがこのポイントを示している。
このように、ＡからＢへの方向が上向きになり、地面から離れ、またＢからＡへの方向が地面に向かうように、ソースＡとＢが方位付けられる時、ほとんどのアプリケーションにとってアンテナが最適化される。これはユーザが地面に向かう信号強度を指示するアンテナを希望することがまれであるためである。この構成は特に、信号強度の大部分が地面から離れて上向きになることが望まれる衛星通信のために有用である。
図１０Ａに設計されたポイントソースアンテナは、従来の１／２波形のヘリカルアンテナを使用して達成することは困難である。図３に図示したアンテナの放射器部分を考えてみよう。放射器２０８の両端における電流強度の集中はほぼポイントソースを近似する。放射器がらせん形の輪郭にねじられた時、９０°放射器の一端が０°放射器の他端と整列して位置付けられる。このように、これは直線の２つのポイントソースを近似する。しかしながら、これらの近似ポイントソースは、図１０Ａに図示した所望のλ_/4構成に対してほぼλ_/2だけ分離される。
しかしながら、発明を具体化する結合放射器セグメントアンテナは、近似されたポイントソースがλ_/4に近い距離に間隔を開けて配置される実装を提供することに注意されたい。従って、結合放射器セグメントアンテナはユーザが図１０Ａに図示したアンテナの指向性特徴を利用できるようにする。
図８に図示した放射器セグメント７０８、７１０は、セグメント７０８がその関連するセグメント７１０に非常に近いが、各々の対のセグメント７０８、７１０が隣接する対のセグメントから相対的に離れていることを示している。１つの別の実施形態では、各々のセグメント７１０がいずれかの側でセグメント７０８から等距離に置かれる。この実施形態が図１１に示されている。
次に図１１において、各々のセグメントは実質的に各々の対の隣接するセグメントから等距離にある。例えば、セグメント７０８Ｂはセグメント７１０Ａと７１０Ｂから等距離にある。つまり、ｓ₁＝ｓ₂である。同様に、セグメント７１０Ａはセグメント７０８Ａと７０８Ｂから等距離にある。
この実施形態は望ましくない結合が存在しているかのように見えるという点で直観に反している。換言すれば、１つの位相に対応するセグメントは同じ位相の適切なセグメントのみならず、シフトされた位相の隣接するセグメントにも結合するであろう。例えば、セグメント７０８Ｂ、９０°のセグメントはセグメント７１０Ａ（０°セグメント）と７１０Ｂ（９０°セグメント）に結合するであろう。上部セグメント７１０からの放射を２つの別々のモードとして考えることができるので、このような結合は問題ではない。１方のモードが左側の隣接するセグメントに結合することから生じ、他方のモードが右側の隣接するセグメントに結合することから生じる。しかしながら、これらのモードの両方が同じ方向に放射を提供するように調整して位相が等しくされる。従って、この二重結合は結合マルチセグメントアンテナの操作にとって有害ではない。
図１２は結合された放射器セグメントアンテナの実装例を図示する図である。図１２において、アンテナは放射器部分１２０２と給電部分１２０６を備える。放射器部分はセグメント７０８、７１０を含む。図１２に提供された寸法は放射器部分１２０２の全長に対するセグメント７０８、７１０の寄与と、重複部分δの量を示している。
柱体の軸に平行する方向のセグメントの長さが、セグメント７０８に対してはｌ₁ｓｉｎαとして示され、セグメント７１０に対してはｌ₂ｓｉｎαとして示されており、αはセグメント７０８、７１０の内角である。
図８Ａと９Ａにおいて図示したように、セグメントの重複部分は参照文字δで示されている。アンテナの軸に平行する方向の重複部分の量は、図１２に示すように、δｓｉｎαによって与えられる。
セグメント７０８、７１０はスペーシングｓによって分離され、それは上述のように変動することができる。セグメント７０８と７１０の端と放射器部分１２０２の端間の距離はギャップとして定義され、各々参照文字γ₁、γ₂によって図示される。ギャップγ₁、γ₂は互いに等しくてもよいが、等しい必要はない。やはり、上述したように、セグメント７０８の長さはセグメント７１０の長さに対して変動することができる。
セグメント７１０の一端から次のセグメントまでのオフセット量は参照文字ω₀で示される。隣接するセグメント７１０間の分離は参照文字ω_sで示され、らせんの直径によって決定される。
給電部分１２０６は放射器セグメント７０８に直角位相信号を提供するために適切な給電ネットワークを含む。給電ネットワークは当業者には公知であり、従ってここでは詳細に説明しない。
図１２に示した実施例では、セグメント７０８は各々のセグメント７０８に沿って、インピーダンス整合を最適化するために選ばれる給電ネットワークからの距離に、位置付けられた給電ポイントにおいて給電される。図１２に示した実施形態では、この距離が参照文字δ_feedによって図示される。
連続線１２２４が基板の遠位表面の接地部分用の境界を図示することに注意されたい。遠位表面のセグメント７０８に対向する接地部分は給電ポイントへと伸びる。セグメント７０８の薄い部分が近位表面上にある。給電ポイントにおいて、近位表面上のセグメント７０８の厚さが増大する。
次に、ほぼ１．６ＧＨｚでＬバンドにおける動作に適した結合放射器セグメント４線ヘリカルアンテナの一例のために寸法を提供する。これは例目的のためだけであり、Ｌバンドにおける動作に対して他の寸法も可能であることに注意されたい。それに加えて、同様に他の周波数帯域における動作に対して他の寸法も可能である。
Ｌバンドの実施形態における放射器部分１２０２の全長は２．３０インチ（５８．４ｍｍ）である。この実施形態では、ピッチ角αは７３°である。この角度αでは、この実施形態に対するセグメント７０８の長さｌ₁ｓｉｎαは１．７３インチ（４３．９ｍｍ）である。図示した実施形態では、セグメント７１０の長さはセグメント７０８の長さに等しい。
一例では、セグメント７１０はセグメント７０８の隣接する対から実質的に等距離に位置付けられる。セグメント７１０が隣接するセグメント７０８から等距離にあるこの実施形態の１つの実装では、スペーシングｓ₁＝ｓ₂＝０．０８６インチである。他のスペーシングも可能であり、例えば、隣接するセグメント７０８から０．０７０インチ（１．８ｍｍ）にあるセグメント７１０のスペーシングｓも可能である。
放射器セグメント７０８、７１０の幅τは、この実施形態では０．１１インチ（２．８ｍｍ）である。他の幅も可能である。
Ｌバンドの例は対称的なギャップγ₁＝γ₂＝０．５７インチ（１４．５ｍｍ）を特徴とする。放射器部分１２０２の両端（つまり、γ₁＝γ₂）に対してギャップγが対称的である場合、放射器７０８、７１０は１．１６インチ（２９．５ｍｍ）（１．７３〜０．５７インチ）の重複部分δｓｉｎαを有する。
セグメントオフセットω_oは０．５３インチであり、セグメント分離ω_sは０．３９３インチ（１０．０ｍｍ）である。アンテナの直径は４ω_s／πである。
一実施形態では、これは給電ポイントから給電ネットワークまでの距離δ_feedがδ_feed＝１．５７インチ（３９．９ｍｍ）であるように選ばれる。その他の給電ポイントもインピーダンス整合を最適化するために選ぶことができる。
上述した実施形態の例はヘリカルアンテナを囲み、放射器と接触する０．０３２インチの厚さのポリカーボネートレードームとの関連で使用するために設計されている。レードームまたは他の構造物が所望の周波数の波長にどのように影響するかは当業者には明白であろう。
今述べたばかりの実施形態の例では、Ｌバンドアンテナの放射器部分の全長が従来の１／２波長のＬバンドアンテナの全長より縮小される。従来の１／２波長のＬバンドアンテナに対して、放射器部分の長さは約３．２インチ（つまり、λ_/2（ｓｉｎα））であり、αは水平位置に対してセグメント７０８、７１０の内角）、または（８１．３ｍｍ）である。上述の実施形態の例に対しては、放射器部分の全長は２．３インチ（５８．４２ｍｍ）である。これは従来のアンテナのサイズの実質的な節約を表す。
Ｖ．積み重ねられたデュアルバンドヘリカルアンテナ
シングルバンドヘリカルアンテナの幾つかの実施形態について説明してきたが、次に本発明を具体化するデュアルバンドについて説明する。本発明は２つの異なる動作周波数において共振することができるデュアルバンドヘリカルアンテナに向けられている。２つのヘリカルアンテナは端と端が積み重ねられ、１つのアンテナが第１周波数で共振し、他方のアンテナが第２周波数で共振する。各々のアンテナは１つ以上のらせん形に巻かれた放射器で構成される放射器部分を有する。各々のアンテナは給電ネットワークと接地平面で構成される給電部分を有する。２つのアンテナは１つのアンテナの接地平面が他方のアンテナの放射器の遠位端を横切る短絡リングとして使用されるように積み重ねられる。
図１３は発明の一実施形態によるデュアルバンドヘリカルアンテナの遠位表面４００と近位表面５００の平面表示を示す図である。デュアルバンドヘリカルアンテナは２つのシングルバンドヘリカルアンテナで構成され、ヘリカルアンテナ１３０４が第１の共振周波数で動作し、ヘリカルアンテナ１３０８が第２の共振周波数で動作する。
図１３に示した実施形態では、給電ネットワーク５０８、放射器１０４Ａ〜１０４Ｄ、および第１のアンテナ１３０４が第１のアンテナ１３０４の近位表面５００の上に置かれる。また近位表面５００には、第２のアンテナ１３０８の給電ネットワーク５０８用の接地平面４１２も置かれる。遠位表面４００には、給電ネットワーク５０８と第２のアンテナ１３０８の放射器１０４Ａ〜１０４Ｄと共に、第１のアンテナ１３０４の給電部分用の接地平面４１２が置かれる。
図２Ａ、２Ｂを参照して上述したように、放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの共振長ｌが所望の共振周波数の１／４波長の偶数整数倍数である場合、放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの遠位端が短絡される。図１３に示すように、この短絡は第１のアンテナ１３０４の接地平面４１２を使用して達成される。この構成の結果、付加的な短絡リングを放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの端に加える必要がない。
図１３に示した実施形態では、放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの端が開放回路であるので、第１のアンテナ１３０４が所望の共振周波数の１／４波長の奇数整数倍数で共振するものとして示されていることに注意されたい。別の実施形態では、これらの放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの長さを所望の共振周波数の１／４波長の偶数整数倍数となるように変更しながら、短絡リング（図示せず）を第１のアンテナ１３０４のこれらの放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの遠端に加えることができるであろう。
図１３を参照して説明したデュアルバンドアンテナの放射器１０４Ａ〜１０４Ｄは、給電ネットワーク５０８の近くの第１の端において給電されるものとして図示されている。ヘリカルアンテナの放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの給電ポイントは、放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの長さに沿ったどのポイントにも位置付けられることが公知であり、このような位置付けは主としてインピーダンス整合の考慮に基づいて決定される。図１４は放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの給電ポイントが給電ネットワーク５０８から所定の距離に位置付けられる、デュアルバンドヘリカルアンテナの一実施形態を示す図である。特に、図１４に示した実施形態では、第１アンテナ１３０４の給電ポイントＡが給電ネットワーク５０８から距離ｌ_FEED1に位置付けられ、第２アンテナ１３０８の給電ポイントＢが給電ネットワーク５０８から距離ｌ_FEED2に位置付けられる。
この実施形態は放射器１０４Ａ〜１０４Ｄが基板４０６の第１表面上の接地トレース１４３６と、基板４０６の第２表面上の前記接地トレース１４３６と対向する接地トレース１４３８と、基板４０６の第２表面上の放射器トレース１４４０とで構成される。
図１３に示した実施形態の場合と同様に、この実施形態では、第２アンテナ１３０８の放射器が所望の共振周波数の１／４波長の偶数整数倍数で共振するように、第１アンテナ１３０４の接地平面４１２が放射器１０４Ａ〜１０４Ｄと第２アンテナ１３０８用の短絡リングとして作用する。
積み重ねられたアンテナの全長を減少させるために、上述の縁の結合技術を利用することができる。このような実施形態では、図１３と１４に図示したように第１アンテナ１３０４および／または第２アンテナ１３０８の放射器１０４Ａ〜１０４Ｄが、例えば図１２に示したような縁が結合された放射器と取り換えられる。
図１３および図１４に図示したようなデュアルバンドアンテナを提供する１つのチャレンジは、第１アンテナ１３０４に給電するというものである。この目的のために、第１アンテナ１０３４は第１アンテナ１３０４の給電部分の下部領域から伸びるタブによって給電される。
図１５は第１アンテナ１３０４に給電するために使用されるこのようなタブを図示する図である。図１５において、タブ１５０４は基板４０６上の第１アンテナ１３０４の給電部分の側部から伸びる。図１５に図示した実施形態では、タブ１５０４はほぼ”Ｌ”字型であり、所定の距離に第１アンテナ１３０４の給電部分から水平に伸び、次に第２アンテナ１３０８の給電部分の方向に、中心を通って軸方向に角度を為して曲げられる。１５０４は直角に形付けられるものとして図示されているが、様々な半径の曲線であってよいので、他の角度も使用することができる。
理想的には、ヘリカルアンテナを形成するために、基板４０６を柱体またはその他の適当な形状に巻く場合、タブ１５０４の軸成分１５２４が実質的にデュアルバンドヘリカルアンテナの軸に沿うようになる。ヘリカルアンテナの軸と一致するタブ１５０４の軸成分１５２４を有することで、アンテナの放射パターンに対するこの部材の影響を最小にする。図１５に示すように、好ましい実施形態では、タブ１５０４は第１アンテナ１３０４から可及的に離れた垂直位置において第１アンテナ１３０４の給電部分から伸びる。これは第１アンテナ１３０４の放射パターンに対するタブ１５０４の影響を最小にするためである。第２アンテナ１３０８が結合セグメント１／２波長のアンテナであり、第２アンテナ１３０８の放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの端が第１アンテナ１３０４の接地平面４１２によって短絡されるので、タブ１５０４は第２アンテナ１３０８の放射パターンに対して最低の影響しか及ぼさない。
好ましくは、第１アンテナ１３０４の給電部分１２０６の長さｌ_gpは、適当な動作周波数における２つの要素を考慮して決定することができる。まず第１に、第１アンテナ１３０４の放射器から第２アンテナ１３０８に流れる電流量を最小にし、またその逆の流れも最小にすることが望ましい。換言すれば、２つのアンテナ間の絶縁を達成することが望ましい。これは問題の周波数において、一組みの放射器から他方の放射器へと電流が伸びないようにする長さであることを保証することによって達成され得る。
別のチャレンジは第１アンテナ１３０４の放射器１０４Ａ〜Ｄからの電流がタブ１５０４に到達しないようにするという目標である。第１アンテナ１３０４からの電流はタブ１５０４に向かって第１アンテナ１３０４の給電部分を横切って移動するにつれて減衰される。タブ１５０４はこれらの電流における非対称的な断絶を作り出す。従って、タブ１５０４に達する電流の大きさを実際的な程度に最小にすることが望ましい。
この説明を読めば、使用する材料、問題の周波数、予想されるアンテナの電力レベル、および他の公知の要素に基づいて、適切な長さｌ_gpの給電部分１２０６を実装する方法が当業者にとって明白となるであろう。この決定はサイズと性能間のトレードオフを必然的に伴うかもしれない。
この実施形態ではタブ１５０４の影響が全然存在しないのではないことに注意されたい。タブ１５０４が第２アンテナ１３０８の放射器の近傍にあるので、第２アンテナ１３０８からの一部の電流がタブ１５０４に結合され、従ってアンテナの軸に沿って結合される。この電流が第２アンテナ１３０８の放射に影響を及ぼし、アンテナの側部に対する増大した放射を生じさせる。アンテナが垂直に装着される場合のアプリケーションに対しては、これは水平方向に放射を増大させ、垂直方向に放射を減少させる。その結果、このアプリケーションは、通信装置間の通信を中継するために低い地球軌道が使用される衛星通信システムに適している。
この影響が図１０Ｃに図示されており、円偏波（circular polarization）放射パターン１０１０が従来のヘリカルアンテナに対する典型的な放射パターンを表示しており、放射パターン１０２０が第２アンテナ１３０８に対する放射パターンを表示している。図１０Ｃに示すように、パターン１０２０は従来のパターン１０１０より「平らで」かつ「幅広い」ものである。
第１アンテナ１３０４への信号の結合を可能化するために、タブ１５０４はクリンプ（crimp）等のコネクタ、またははんだ付けコネクタあるいは給電ケーブルとタブ１５０４上の信号トレース間の接続を行うのに適した他のコネクタを含む。様々なタイプのケーブルまたはワイヤを使用して、タブ１５０４においてアンテナにトランシーバＲＦ回路を接続することができる。好ましくは低ロスの柔軟な、または半硬質のケーブルを利用する。もちろんアンテナ業界において公知のように、アンテナに対する電力移動を最大にするために、給電入力のインピーダンスをインターフェイスケーブルのインピーダンスに整合させることが望ましい。しかしながら、入力遷移が乏しい場合、放射パターンはなお対称的であろうが、反射ロスの対応する量だけそれらの利得が低下するであろう。低い挿入ロスに加えて、コネクタがケーブルとタブ１５０４間に丈夫な機械接合部を提供することが重要である。
また図１５に示されているのは、基板形状例の概略である。この説明を読めば、当業者には他の形状を有する基板を利用して、タブ１５０４を有するアンテナをどのように実装するかが明白となるであろう。
図１６は寸法例を含む、積み重ねられたアンテナの一実施形態を示す図である。この実施形態では、第１アンテナ１３０４がＬバンドアンテナであり、第２アンテナ１３０８がＳバンドアンテナである。この実施形態では、Ｓバンドアンテナ１３０８は縁が結合されたアンテナであり、各々の放射器１０４が２つのセグメントで構成されている。この実施形態は例としてのみ提供されていることに注意されたい。別の周波数バンドも操作用に選ぶことができる。更に、第１アンテナ１３０４または第２アンテナ１３０８のいずれか、あるいはその両方が縁結合技術を利用することができることに注意されたい。
次に図１６に示したＬバンドとＳバンドアンテナ用の寸法例について説明する。Ｌバンドアンテナの放射アパーチャは１．２５３インチの全軸高さであるのに対し、Ｓバンドのアパーチャは１．４００インチの全高さである。この実施形態では第１アンテナ１３０４の給電部分４１２の高さは０．４００インチである。これは３．０９３インチの全放射アパーチャを生ずる。放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの傾斜角は６５°である。
上述の寸法は例としてのみ提供したものである。従来のヘリカルアンテナを参照して説明したように、放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの全長がアンテナの正確な共振周波数を決定する。最高の平均利得と最も対称的なパターンが共振周波数において発生するので、共振周波数が重要である。アンテナを長くすると、共振周波数は下へ移動する。逆に、アンテナを短くすると、共振周波数が上に移動する。周波数偏移（shift）のパーセンテージは、放射器１０４Ａ〜１０４Ｄを長くするか短くするパーセンテージにほぼ比例する。Ｌバンドの動作周波数では、アンテナ軸の方向に約１ｍｍの長さが１ＭＨｚに対応する。
図示した実施形態では、第１アンテナ１３０４と第２アンテナ１３０８の両方が４つの励起されたファイラーアーム（filar arms）または放射器１０４Ａ〜１０４Ｄを有する。これら放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの各々が直角位相で給電される。各々のアンテナ１３０４、１３０８用の４つの放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの直角位相励起が給電ネットワークを使用して実装される。直角位相励起を提供することができる従来の給電ネットワークを実装することもできるが、好ましい給電ネットワークについて後述する。
別の重要な寸法は給電ポイント軸長である。給電ポイント軸長は、図１３に示したように放射器１０４Ａ〜１０４Ｄに沿って給電ポイントが位置付けられる場合の実施形態用の給電ネットワークからの給電ポイントの距離を限定する。給電ポイント軸長の寸法は放射器を継続させるためにマイクロストリップが広がる位置を示し、実際には全体の放射器１０４用の給電ポイント位置である。図１６に図示した例では、第１アンテナ１３０４用の給電ポイント軸長は１．１３３インチである。第２アンテナ１３０８用の給電ポイント軸長は０．６３８インチである。これらの寸法は各々１６１８と２４９２ＭＨｚにおいて５０Ωのインピーダンスを生ずる。給電ポイント位置が低い方に移動した場合、インピーダンスが低くなる。逆に、給電ポイント位置が高い方に移動すれば、インピーダンスが高くなる。周波数を同調させるために全体の放射器の長さを調節する場合、正しいインピーダンス整合を維持するために、アンテナの軸に沿った方向に比例する量だけ給電ポイント位置も移すべきであることに注意することが重要である。
好ましくは、図１６に図示したような寸法を有するアンテナを、０．５００インチの直径を有する柱体に巻き込む。
ＶＩ．給電ネットワーク
本明細書において説明するヘリカルアンテナは、単線、４線、８線またはその他のｘ線の構成を使用して実装することができる。給電ネットワークは必要な位相角度で線（filars）に対して信号を提供するために利用される。給電ネットワークは信号を分離させ、各々の線に対して設けられた位相を移動させる。給電ネットワークの構成は線の数に依存する。例えば、４線ヘリカルアンテナの場合、給電ネットワークは直角位相関係（つまり、０、９０、１８０および２７０°）に４つの等しい電力信号を提供する。
アンテナの給電部分にスペースを維持するために、独特の給電ネットワークレイアウトを利用してもよい。給電ネットワークのトレースはアンテナの１つ以上の放射器１０４Ａ〜１０４Ｄへと伸びる。便利さのために、直角位相関係に４つの等電力信号を提供するために設計された給電ネットワークに関して、給電ネットワークを説明する。この説明を読めば、当業者には他のｘ線構成用の給電ネットワークを実装する方法が明白となるであろう。
図１７は従来の直角位相の給電ネットワークの電気的に同じものを示している。従来の直角位相の給電ネットワークに対して、ネットワークは各々が９０°だけ位相が分離された４つの等電力信号を提供する。信号は第１の信号路１７０４を介して給電ネットワークに提供される。第１の信号ポイントＡ（二次的給電ポイントと称する）において、０°の位相信号が第１の放射器１０４に提供される。信号ポイントＢにおいて、９０°の位相信号が第２の放射器１０４に提供される。信号ポイントＣとＤにおいて、１８０°と２７０°の位相信号が第３と第４の放射器１０４に提供される。
信号ＡとＢは２５Ωのインピーダンスを生ずるポイントＰ２で混合される。同様に、信号ＣとＤが２５Ωのインピーダンスを生ずるポイントＰ３で混合される。これらの信号は１２．５Ωのインピーダンスを生ずるＰ１において混合される。従って、このインピーダンスを５０Ωに変換するために、２５Ωの９０°変圧器が入力に置かれる。図１７に示したネットワークでは、Ｐ１が給電を短くし、ロスを減少させるために分離する前に、変圧器の一部が置かれる。しかしながら、それはスプリットの前であるので、スプリット後にインピーダンスを倍にしなければならない。
従来の給電ネットワークは、給電ネットワークのトレースが放射器１０４Ａ〜１０４Ｄのために限定される基板の部分に置かれる。特に、好ましい実施形態では、これらのトレースは１つ以上の放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの接地トレースと対向する領域内の基板に置かれる。
図１８は４線ヘリカルアンテナ環境における給電ネットワークの実施形態の例を示す図である。特に、図１８に図示した例では、２つの給電ネットワークが図示されており、第１の給電ネットワーク１８０４は第１アンテナ１３０４と共に実装するためであり、第２の給電ネットワーク１８０８は第２アンテナ１３０８と共に実装するためである。給電ネットワーク１８０４、１８０８は放射器１０４Ａ〜１０４Ｄに０、９０、１８０および２７０°の信号を提供するためのポイントＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄを有する。図１８の点線は、給電ネットワーク１８０４、１８０８が置かれる表面に対向する基板表面の、放射器１０４Ａ〜１０４Ｄの接地平面の概略を近似的に示している。このように、図１８は放射器１０４Ａ〜１０４Ｄに置かれるか、または放射器１０４Ａ〜１０４Ｄへと伸びる給電ネットワーク１８０４、１８０８のこれらの部分を示している。
従来の知識によれば、給電ネットワークは給電ネットワーク用に指定され、また放射器から分離された領域に設けられる。対照的に、ここで説明する給電ネットワークは給電ネットワークの一部がアンテナの放射器部分に置かれるように敷かれる。従って、従来の給電ネットワーク用の給電部分と比較して、アンテナの給電部分のサイズを減少させることができる。
図１９はアンテナ１３０４、１３０８用の給電パスを含む、信号トレースと共に給電ネットワーク１８０４、１８０８を図示する図である。図２０はアンテナ１３０４、１３０８の接地平面の概略を示す。図２１は重ねられた接地平面と信号トレースの両方を示す図である。
これらの給電ネットワークの利点は、給電ネットワークを実装するためにアンテナの給電部分用に必要な領域が従来の給電技術より減少することである。これはそうでなければアンテナの給電部分に置かれるであろう給電ネットワークの部分がアンテナの放射器部分に置かれるためである。この結果、アンテナの全長を減少させることができる。
このような給電ネットワークの付加的な利点は、二次的給電ポイントがアンテナの給電ポイントに近くなるように動かされるので、伝送線路損失が減少することである。加えて、変圧器をインピーダンス整合用の給電ネットワークのルート割当線（routing line）に統合することができる。
このように、給電ネットワークの一部がアンテナの放射器部分に置かれ、給電ネットワークの残りの部分が給電部分に置かれるように、面積効率的なネットワークが構成される。給電ネットワークの一部が放射器部分に置かれるので、給電ネットワークの残りの部分は給電部分に少しの面積しか必要としない。その結果、アンテナの給電部分を従来の給電ネットワークを有するアンテナと比べて小さくすることができる。好ましくは、放射器部分に置かれる給電ネットワークのトレースは放射器の接地部分と対向して置かれる。従って、放射器の接地部分が給電ネットワークのこの部分の接地平面として作用する。シングルバンドおよびマルチバンドヘリカルアンテナを含む、変化する構成の多数の異なるタイプのアンテナで、面積効率的な給電ネットワークを実装することができる。この構成の結果、アンテナの全体のサイズと給電における損失量が、従来の給電ネットワークを有するアンテナと比べて減少する。
ＶＩＩ．アンテナアッセンブリ
上述のように、ヘリカルアンテナを製造する１つの技術は、放射器と、給電ネットワークと接地トレースを基板上に置き、基板を適当な形状に包む（wrap）ことである。上述のアンテナの構成は基板を適当な形状に包むための従来の技術を使用して実装することができるが、基板を包むための改良された構造と技術について次に説明する。
図２２Ａは基板を適当な形状（例えば円筒形）に維持するために使用される構造の一実施形態を示す図である。より詳細には、図２２Ａは効率的な面積（area efficient）の給電ネットワークを有するアンテナに加えられる構造例を示している。この説明を読めば、他の構成のヘリカルアンテナで発明を実装する方法が当業者には明白となるであろう。
図２２Ｂから２２Ｆはアンテナを円筒形または他の適当な形状に保持するために使用される構造例の横断面図を描いている。図２２Ａ〜２２Ｆにおいて、構造例は接地平面４１２上の、またはその延長部としての金属ストリップ２２１８、金属ストリップ２２１８と向き合ったはんだ材料２２１６と、１つ以上のヴァイアス（ｖｉａｓ）２２１０を含む。
金属ストリップ２２１８は接地平面４１２の一部、または接地平面４１２に付加される金属ストリップで構成されてよい。好ましくは、一実施形態では、金属ストリップ２２１８は所定量だけ接地平面４１２の幅を単に伸ばすことにより提供される。図２２Ａに示した一実施形態では、この幅がｗ_stripで示されている。
一連のヴァイアス２２１０は金属ストリップ２２１８の領域内の接地平面４１２に設けられる。好ましくは、しっかりした接続のために、ヴァイアス２２１０は第１アンテナ１３０４と第２アンテナ１３０８の両方の放射器部分に付加される。ヴァイアス２２１０用に選ばれたパターンは使用される材料の公知の機械的および電気的特性に基づく。所望のレベルの機械強度と電気接続を得るために、発明を各々の接地平面４１２上に１つか２つだけのヴァイアス（vias）２２１０で実装できる一方、数個のヴァイアス２２１０を使用してもよい。必ずしも必要ではないが、使用される各々の接地平面４１２の部分は、アンテナの放射器を超えて、水平にまたは円周上に伸びることができる。
図２２Ｂに見られるように、ヴァイアス２２１０は接地平面４１２の材料、および１つの表面から次の表面へと、支持基板４０６（１００）を完全に突き抜けて伸びる。このヴァイアスは、業界で公知の技術を使用して、金属化された、または金属被覆されたヴァイアスとして製造される。比較的小さな部分または接地平面４１２の対向する縁２２１４の部分がはんだ材料２２１６で被覆される。
図２２Ｂと２２Ｄに示した実施形態は、第１の縁２２１２に隣接して、接地平面４１２と対向する側の基板４０６に形成される小さな金属ストリップ２２１８を含む。この実施形態では、ヴァイアスは基板を通り金属ストリップ２２１８へと伸びる。金属ストリップ２２１８は全てのアプリケーションにとって必ずしも必要ではないが、金属ストリップ２２１８がはんだの流れを容易にし、改良された機械接着を容易にすることが当業者には容易に明白となるであろう。金属ストリップ２２１８を製造する特殊な材料は、使用される接地平面材料、選ばれたはんだ等に基づいて、公知の原則に従って選ばれる。
アンテナ支持基板が概して円筒形に巻かれて、所望のヘリカルアンテナ構造を形成する場合、縁２２１２と２２１４が、図２２Ｄに示すように、互いに近接して置かれる。ヴァイアス２２１０と金属ストリップ２２１８（もし提供された場合）は、対向する接地平面の縁２２１４上にはんだ材料２２１６が重なるように位置付けられる。ストリップ２２１８をはんだ材料２２１６と接触するように保持しながら、公知のはんだ付け技術と設備を使用して熱を印加する。
はんだ材料２２１６が溶けるにつれて、それはヴァイアス２２１０へと、また金属ストリップ２２１８上へと流れる。次に熱を低下させるか、取り除いて、はんだが永久的ではあるが取り除くことができる、あるいは持ちのよい、接地平面４１２の２つの外縁または端間の接合または結合を形成する。この方法で、誘電テープ、接着剤等の他の材料を必要とせずに、アンテナ支持基板４０６とその上に置かれるアンテナ成分が所望の円筒形に機械的に保持される。これはこのタイプのヘリカルアンテナを組み立てるために以前に必要であった時間と、費用と、労力を減少させる。これはその操作の自動化を増大させるばかりでなく、それ以上のもの、容易に再生できるアンテナ寸法を提供する。それに加えて、接地平面４１２の１つの縁が他方の縁に電気接続され、所望通りに、接地平面から連続する伝導リングを提供する。この電気接続は複雑なはんだ付けまたは接続ワイヤなしに達成される。
この技術はアンテナの他の部分に沿った支持または係合を提供するために伸ばすことができる。例えば、一連の１つ以上の金属パッドまたはストリップ２２２０を、１組または両組のアンテナの放射器の長さに沿って、間隔を開けられた位置に置くことができる。図２２Ｅに見られるように、金属パッドまたはストリップ２２２０が、１つ以上の放射器１０４Ａ〜Ｄに隣接して、支持基板４０６（１００）の反対側に位置付けられる。アンテナ基板が巻かれるか、または曲げられて、図２２Ｆに示すように、所望のアンテナを作る場合に、金属パッドまたはストリップ２２２０が支持基板の対向する縁の放射器１０４Ａ〜Ｄの一部の上に位置付けられるように、これらのパッドまたはストリップが位置付けられる。特に、一実施形態では、金属パッドまたはストリップ２２０は放射器１０４Ａ〜Ｄの接地トレース１４３６の上に位置付けられる。アプリケーション用に望ましい場合、あるいははんだを溶かすために伝熱を改善するために、金属化されたヴァイアスをパッド２２２０に形成してもよい。
接地トレース（ground trace）１４３６の表面の係合部分に少量のはんだ２２２６が前もって塗布されている場合、これらの放射器をストリップに接合するために使用することができる。これは付加的な接合部または接着点を提供し、それがアンテナ構造を所望の形状に共に効果的に保持する。電気接続が望まれる場合、反対側へと伸びるパッドまたはストリップに金属化ヴァイアスを形成することができる。これらのパッドは接地平面について前述したストリップと関連して、あるいは関連せずに使用することができる。このような構造は、長いアンテナ構造を生じさせる非常に長い放射器、またはアンテナの放射器の多重スタックが企図される場合に非常に有用である。
図２３Ａ〜２３Ｃは基板４０６を所望の形状に巻くために使用される型２３１０の実施形態の例の一連の図を示している。図２３に図示した例は、アンテナ構造用に継続した支持と剛性を提供するために、アンテナを巻く際に使用される円筒形の型２３１０である。一実施形態では、型２３１０には型２３１０の外面から放射状外向きに伸びる一連のプロングまたは歯２３１２が設けられる。型２３１０と歯２３１２と連結するために、一連の「型押し（tooling）」または「アッセンブリガイド（assembly guide）」穴または通路２２３０が、歯２３１２と係合するために基板４０６に設けられる。
図２２Ａにおいて、型押し穴２２３０は接地平面４１２内に位置付けられたものとして図示されている。接地平面４１２の金属材料は、比較的柔らかな支持基板材料が使用された場合、穴を補強し、変形と移動を防止する作用をする。これはアンテナ構造用の整列精度を補助する。しかしながら、金属層内に穴２２３０を配置するという要件はない。
図２３Ａ〜２３Ｃを再び参照して、図２３Ａの斜視図から始まり、基板４０６が穴２２３０との歯２３１２の係合によって支持型２３１０と係合するように位置付けられているのが示されている。図２３Ｂと２３Ｃの側面図に見られるように、支持型２３１０がその軸を中心に回転するにつれて、または基板４０６が支持型２３１０のまわりに巻かれるにつれて、穴２２３０が歯２３１２と係合し、それは支持型２３１０に対抗して、あるいはその上の適所に基板４０６を位置決めするのを助ける。最後に、全体の基板４０６が支持型２３１０に対して係合する。図２３Ｃでは、上述のように、ストリップ２２１８、２２２０がはんだ２２１６、２２２６と係合するように基板自体が重なるまで、基板４０６が支持型２３１０のまわりに巻かれているものとして図示されている。
基板部分を接合するためにストリップ２２１８、２２２０とはんだ２２１６、２２２６を使用しない場合は、もちろん基板４０６を支持型２３１０の上で重ねる必要はない。更に、支持型２３１０がアンテナ、放射器１０４Ａ〜Ｄまたは基板４０６の全長に伸びるという要件はない。一部のアプリケーションでは、アンテナの全部または一部が、型２３１０の必要なしに自己支持型であってもよい。この特徴は、例えば特定の周波数での放射パターンに対する型２３１０の影響を最小にするために好都合である。
明確さと図示のしやすさのために、図２３Ａ〜２３Ｃでは、基板４０６のみが示されており、接地平面用の材料層、放射器、給電、給電ネットワーク等が示されていない。歯２３１２の寸法と整合させるように穴２２３０のサイズを決める方法は当業者には明白であろう。
図２３に示すように、型２３１０はそこから突出する歯またはプロング（prongs）２３１２を備えた、円筒形または他の所望の形状に形成される中実または中空の構造を使用して構成することができる。この実施形態では、型２３１０は例えば、多くの音楽ボックスに見い出される歯付ドラムの変形として考えることができる。この開示を読めば、当業者にとって明白となるように、車軸／スポーク配列、車軸／スプロケット配列、または他の適当な構成を含む型２３１０を提供するために、別の構造を実装できる。
プロング２３１２またはスポーク（spokes）のスペーシングは支持成分を中心にして対称的でなくてもよいことが企図されていることに注意されたい。つまり、ローリングに際して一貫した大きな量の張力を付与し、また基板の縁が重なる場所で基板の位置決めをうまく制御するためにある領域では小さな量の張力を付与するために、スペーシングが一部の部分で大きくなってもよい。好ましくは、歯のスペーシングは、歯２３１２が特定量の張力を付与して、基板４０６を適所に保持し、全体のアッセンブリをよりしっかりした構造に作るように選ばれる。
穴２２３０と歯２３１２の使用は、配置と組立の自動化を通した、またアンテナレードーム（radome）内に装着することができる型上の基板の正確な配置または位置決めにおける改良された製造能力を提供する。これはより正確な構造上の定義とアンテナアッセンブリの位置決めを可能にし、より正確な制御と、放射パターンに対するレードームの影響に対する補償を可能にする。
金属ストリップ２２１８、はんだ材料２２１６、およびヴァイアス２２１０の配置についての上述の説明は例として提供した。この説明を読めば、これらの成分を所望の構成に応じて別の位置に置くことができることが当業者には明白となるであろう。例えば、右手または左手の円偏波を有するように、また形状の内側または外側のいずれかに放射器１０４Ａ〜Ｄを有するようにアンテナを巻くことができるように、これらの成分を位置決めすることができる。
ＶＩＩＩ．結論
本発明の様々な実施形態を説明してきたが、それらは例としてのみ提示されたものであって、制限的なものではないことを理解すべきである。このように、本発明の幅と範囲は上述の例示的な実施形態のいずれによっても制限されず、以下のクレームとその均等物に従ってのみ限定されるべきものである。
好ましい実施形態の前述の説明は、当業者が本発明を使用できるように為されたものである。発明を特にその好ましい実施形態を参照して図示し、説明してきたが、発明の精神および範囲を逸脱することなく、形態および詳細の様々な変更が可能であることが当業者には理解されるであろう。Background of the Invention
I. Field of Invention
The present invention relates to an antenna and a feed network for the antenna. More particularly, the present invention relates to a helical antenna with a feeding network provided in a region where a part of the feeding network coincides with the radiator of the antenna.
II. Explanation of related technology
Current personal communication devices are widely used in many mobile and mobile applications. In traditional mobile applications, the desire to minimize the size of communication devices, such as mobile phones, has resulted in a moderate level of miniaturization. However, as portable hand-held applications have gained popularity, the demand for smaller devices has increased dramatically. Recent developments in processor technology, battery technology and communication technology have dramatically reduced the size and weight of portable devices over the past few years.
One area where size reduction is desired is the antenna of the device. The size and weight of the antenna play an important role in downsizing the communication device. The overall size of the antenna affects the size of the device body. A small diameter and short antenna allows the overall size of the device to be reduced along with the body size.
The size of the device is not the only factor that must be considered when designing an antenna for portable applications. Another factor to consider when designing an antenna is the effect of attenuation and / or jamming from the vicinity of the user's head on the antenna during normal operation. Yet another factor is the characteristics of the communication link, such as the desired radiation pattern, operating frequency, etc.
An antenna that has found widespread use in satellite communication systems is a helical antenna. One reason for the popularity of helical antennas in satellite communication systems is the ability to create and receive circularly polarized waves used in such systems. In addition, a helical antenna can produce a radiation pattern that is approximately hemispherical, which is particularly suitable for applications in mobile satellite communication systems and satellite navigation systems.
Conventional helical antennas are made by twisting the antenna radiator into a helical structure. A typical helical antenna is a four-wire helical antenna that utilizes four radiators spaced evenly around the core and is excited in quadrature (i.e., the radiator is one in one period). Excited by signals that differ in phase by / 4 or 90 °). The length of the radiator is typically an integer multiple of a quarter wavelength of the operating frequency of the communication device. The radiation pattern is typically adjusted by changing the pitch of the radiator, the length of the radiator (an integer multiple of a quarter wavelength), and the diameter of the core.
Conventional helical antennas can be made using wire or strip technology. In strip technology, the antenna radiator is etched or deposited on a thin flexible substrate. The radiators are parallel to each other but are positioned at an obtuse angle with respect to the sides (or edges) of the substrate. Thereafter, the substrate is formed or rolled into a cylindrical, conical, or other suitable shape so that the strip radiators form a spiral.
However, this conventional helical antenna has a radiator length that is an integer multiple of a quarter wavelength of the desired resonant frequency, so that the overall length of the antenna is longer than desired for some portable or mobile applications. It has the feature that it ends up.
In addition, dual band antennas are desirable in applications where transmission and reception occur at different frequencies. However, dual band antennas are often only available at lower than desired settings. For example, one way in which dual-band antennas can be manufactured is to overlap the ends of two single-band 4-wire helical antennas so that they form a column. However, the drawback of this solution is that such an antenna would be longer than would be desirable for a portable or hand held type application.
Another technique that provides dual-band performance has been to utilize two separate single-band antennas. However, for a hand-held type device, the two antennas must be placed close to each other. Two single-band antennas placed close together on a portable or hand-held type device will cause coupling between the two antennas, leading to undesirable interference with degraded performance.
Summary of the Invention
In one aspect, the invention is a substrate; a radiator portion comprising a plurality of radiators placed on the substrate; the substrate is shaped such that the radiator is configured in a spiral; A feed portion adjacent to the radiator portion and configured to include a substrate; a first set of one or more traces placed on the substrate of the feed portion; and on the substrate of the radiator portion A helical antenna configured to include a feed network configured to include a second set of one or more traces placed thereon is provided.
In another aspect, the invention comprises a first set of one or more traces placed in a feed portion of an antenna and a second set of one or more traces placed in a radiator portion of the antenna. Provide a power supply network.
In a further aspect, the invention provides a first feeding network that is placed on a first side of a substrate of a first feeding portion of a first antenna, and a second feeding side that is placed on a second side of the substrate, and A first antenna portion configured to include an opposing first ground plane and a first set of one or more radiators placed on the substrate and extending from the feed network; the substrate of a second feed portion A second feeding network placed on the substrate, a second ground plane placed on the substrate opposite the feeding network, and a second set of one or more radiators placed on the substrate and extending from the feeding network And a path for current flowing from the radiator of the second antenna along the axis of the second antenna, thereby providing a direction perpendicular to the axis Radiated to And a first set of one or more traces placed in the first feed portion of the antenna; and And a second set of one or more traces placed in the radiator portion of the first antenna portion, wherein the second feed network is placed in the second feed portion. One or more traces and a fourth set of one or more traces placed in the radiator portion of the second antenna portion.
In a further aspect, the invention provides that two sets of interlocking tracks are provided on a common substrate formed on a curved surface, the tracks follow each substantially helical path, and the feed network is a set of tracks. Provide an antenna that matches a portion of.
The present invention is embodied in a new and improved feed network for an antenna that includes a radiator portion and a feed portion. The feed network is configured such that a portion of the feed network is placed on the radiator portion of the antenna and the rest of the feed network is placed on the feed portion. Since a part of the feed network is placed on the radiator part, the rest of the feed network requires little area for the feed part. As a result, the feeding portion of the antenna can be made smaller than that of an antenna having a conventional feeding network. Since this configuration requires only a small area in the power feeding portion, it can be said that the power feeding network is area efficient.
In a preferred embodiment, a feed network trace placed in the radiator portion is placed opposite the base portion of the radiator. Thus, the basic part of the radiator acts as a ground plane for this part of the feed network.
The feed network can be implemented with many different types of antennas in varying configurations, including single-band and multi-band helical antennas.
One advantage of the invention is that the overall size of the antenna and the amount of feed loss is reduced compared to an antenna having a conventional feed network.
In one embodiment, the feed network is implemented with a dual-band helical antenna having two sets of one or more helically wound radiators. The radiator is wrapped or wrapped so that the antenna is cylindrical, conical, or other suitable shape to obtain an optimized or otherwise desired radiation pattern. According to this implementation, a set of radiators is provided for operation at the first frequency and a second set is preferably provided for operation at a second frequency different from the first frequency. Each set of radiators has an associated feed network to provide signals and drive the radiators. Thus, the dual-band antenna can be described as being composed of two single-band antennas each having a radiator portion and a feeding portion.
A tab can be provided to provide a signal to the first single band antenna. The tab extends from the feeding portion of the first single band antenna. When the antenna is formed in a cylindrical shape or other suitable shape, the tab is aligned with the antenna axis. More particularly, in the preferred embodiment, the tabs extend radially inward to provide a centrally located feed structure. Thus, the tab and the feed line do not interfere with the signal pattern of the second single band antenna.
[Brief description of the drawings]
The features, objects, and advantages of the present invention will become apparent from the following detailed description of the embodiments of the invention, taken in conjunction with the drawings. In the drawings, like reference characters identify corresponding corresponding elements throughout the drawings. In addition, the leftmost digit of a reference number identifies the drawing in which the reference number first appears.
FIG. 1A is a view showing a conventional wire 4-wire helical antenna.
FIG. 1B is a diagram showing a conventional strip 4-wire helical antenna.
FIG. 2A is a diagram showing a planar display of a four-wire helical antenna that is open or open terminated.
FIG. 2B is a diagram showing a planar display of a short-circuited 4-wire helical antenna.
FIG. 3 is a diagram showing a current distribution on the radiator of the short-circuited 4-wire helical antenna.
FIG. 4 shows the etched distal surface of the strip helical antenna.
FIG. 5 shows the proximal surface of the etched substrate of the strip helical antenna.
FIG. 6 is a perspective view of the etched substrate of the strip helical antenna.
FIG. 7A is a diagram illustrating an open coupled multi-segment radiator having five coupled segments according to an embodiment of the invention.
FIG. 7B is a diagram illustrating a pair of short-coupled multi-segment radiators according to one embodiment of the invention.
FIG. 8A is a diagram illustrating a planar view of a short-coupled multi-segment 4-wire helical antenna according to one embodiment of the invention.
FIG. 8B is a diagram illustrating a coupled multi-segment 4-wire helical antenna formed in a cylindrical shape according to one embodiment of the invention.
FIG. 9A is a diagram illustrating an overlap δ and spacing s of radiator segments, according to one embodiment of the invention.
FIG. 9B is a diagram illustrating an example of a current distribution on the radiator segment of the coupled multi-segment helical antenna.
FIG. 10A shows a two-point source radiation signal that is 90 degrees out of phase.
FIG. 10B is a diagram showing a field pattern for the point source shown in FIG. 10A.
FIG. 10C is a diagram illustrating a conventional circularly polarized field pattern for a helical antenna and a circularly polarized field pattern for a helical antenna having a feed tab aligned with the axis of the antenna.
FIG. 11 shows an embodiment in which each segment is placed equidistant from the segment on either side.
FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a combined multi-segment antenna implementation according to one embodiment of the invention.
FIG. 13 is a diagram showing a planar view of the surface of stacked dual band helical antennas according to an embodiment of the invention.
FIG. 14 is a diagram showing a planar view of the surface of a stacked dual band helical antenna according to an embodiment of the invention, where the feed points for the radiators are located slightly away from the feed network.
FIG. 15 is a diagram illustrating a planar view of a tab used to feed one antenna of a stacked dual band helical antenna according to one embodiment of the invention.
FIG. 16 is a diagram illustrating example dimensions for a stacked dual band helical antenna according to an embodiment of the invention.
FIG. 17 is a diagram showing an example of a conventional quadrature feeding network.
FIG. 18 is a diagram illustrating a feed network having a portion that extends to a radiator of an antenna according to an embodiment of the invention.
FIG. 19 shows a feed network with signal traces including feed paths for an antenna according to one embodiment of the invention.
FIG. 20 is a diagram showing an outer shape of a ground plane of an antenna according to an embodiment of the invention.
FIG. 21 is a diagram illustrating a ground plane and signal traces of a dual band antenna superimposed according to one embodiment of the invention.
FIG. 22A is a diagram illustrating a structure for maintaining a cylindrical or other suitably shaped antenna according to one embodiment.
22B-22E illustrate the formation of a cylindrical or other suitable shaped antenna according to the embodiment shown in FIG. 22A.
FIG. 23A illustrates a shape suitable for use in supporting a cylindrical or other suitable shaped antenna according to one embodiment.
Figures 23B and 23C illustrate the formation of a cylindrical or other suitable shaped antenna according to the embodiment shown in Figure 23A.
Detailed Description of the Preferred Embodiment
I. Overview and discussion of the invention
The present invention is directed to an efficient area feed network for antennas. A part of the feeding network is provided in the radiator part of the antenna. This reduces the area required for the feeding portion of the antenna.
II. Example environment
In a broad sense, the invention can be implemented in any system that can utilize helical antenna technology. An example of such an environment is a communication system in which a user having a landline, mobile and / or mobile phone communicates with others through a satellite communication link. In this exemplary environment, it is necessary for the telephone to have an antenna tuned to the frequency of the satellite communications link.
The present invention will be described with respect to this exemplary environment. These descriptions are provided for convenience only and are not intended to limit the invention to this exemplary environment. Indeed, after reading the following description, it will become apparent to a person skilled in the art how to implement the invention in alternative environments.
III. Conventional helical antenna
Before describing embodiments of the invention in detail, it is useful to describe the radiator portion of a conventional helical antenna. In particular, this section of the specification describes the radiator portion of a conventional 4-wire helical antenna. 1A and 1B are views showing a radiator portion 100 of a conventional 4-wire helical antenna having a wire shape and a strip shape, respectively. The radiator portion 100 shown in FIGS. 1A and 1B is of a four-wire helical antenna, meaning that it has four radiators 104 operating in quadrature. As shown in FIGS. 1A and 1B, radiator 104 is wound to provide circular polarization.
2A and 2B are diagrams showing a planar display of a radiator portion of a conventional 4-wire helical antenna. In other words, FIGS. 2A and 2B show a radiator that would appear if the antenna column was “unfolded” on a flat surface. FIG. 2A is a diagram showing an open circuit or open terminated 4-wire helical antenna at the far end. For such a configuration, the resonant length l of radiator 208 is an odd integer multiple of a quarter wavelength of the desired resonant frequency.
FIG. 2B is a diagram showing a 4-wire helical antenna that is short-circuited or electrically connected at the far end. In this case, the resonance length l of the radiator 208 is an even integer multiple of a quarter wavelength of the desired resonance frequency. Note that in both cases, the resonance length l described above is an approximation, since some adjustment is usually required to compensate for the non-ideal short open termination.
FIG. 3 shows a plan view of the radiator portion of a 4-wire helical antenna 300 including a radiator 208 having a length l = λ / 2, where λ is the wavelength of the desired resonant frequency of the antenna. FIG. Curve 304 represents the relative magnitude of the current for the signal on radiator 208 that resonates at a frequency of f = ν / λ, where ν is the signal speed in the medium.
A mounting example of a four-wire helical antenna mounted using printed circuit board technology (strip antenna) will be described in detail with reference to FIGS. The strip 4-wire helical antenna includes strip radiators 104 </ b> A to 104 </ b> D etched on a dielectric substrate 406. The substrate is a thin, flexible material that is rolled into a cylindrical, conical or other suitable shape such that the radiators 104A-104D are spirally wound about the central axis of the column.
4-6 illustrate the components used to create the 4-wire helical antenna 100. FIG. 4 and 5 represent views of the distal surface 400 and proximal surface 500 of the substrate 406, respectively. The antenna 100 includes a radiator portion 404 and a feed portion 408.
In the embodiment described and illustrated herein, the antenna is described as being formed by forming the substrate into a cylindrical shape and being on the outer surface of the column with the proximal surface formed. In another embodiment, the substrate is formed in a cylindrical shape and the distal surface is on the outer surface of the post.
In one embodiment, dielectric substrate 100 is a thin flexible layer of polytetrafluoroethalene (PTEE), PTEE / glass composite, or other dielectric material. In one embodiment, the substrate 406 is about 0.005 inches or 0.13 mm thick, although other thicknesses can be chosen. Signal traces and ground traces are provided using copper. In another embodiment, other conductive materials may be chosen instead of copper, taking into account costs, environmental issues and other factors.
In the embodiment shown in FIG. 5, the feed network 508 is etched on the feed portion 408 to provide quadrature signals (ie, 0 °, 90 °, 180 ° and 270 ° signals) provided to the radiators 104A-104D. provide. The feeding portion 408 of the distal surface 400 provides a ground plane 412 for the feeding circuit 508. The signal trace for the feed circuit 508 is etched into the proximal surface 500 of the feed portion 408.
For illustrative purposes, the radiator portion 404 has a first end 432 adjacent to the feed portion 408 and a second end 434 (the opposite ends of the radiator portion 404). Depending on the antenna embodiment implemented, radiators 104A-104D can be etched into distal surface 400 of radiator portion 404. FIG. The length of radiators 104A-104D extending from first end 432 toward second end 434 is approximately an integer multiple of a quarter wavelength of the desired resonant frequency.
In such embodiments where radiators 104A-104D are integer multiples of λ / 2, radiators 104A-104D are electrically connected (ie, shorted or shorted) to each other at second end 434. This connection can be made by a wire across the second end 434 that forms a ring 604 around the circumference of the antenna when the substrate is formed into a pillar. FIG. 6 shows a perspective view of an etched substrate of a strip helical antenna having a shorting ring 604 at the second end 434.
One conventional four-wire helical antenna is described in US Pat. No. 5,198,831 (referred to as the '831 patent) by Burrell et al., Which is incorporated herein by reference. The antenna described in the '831 patent is a printed circuit board antenna having a radiator etched or otherwise deposited on a dielectric substrate. The substrate is formed into a pillar, creating a helical configuration of radiators.
Another conventional 4-wire helical antenna is disclosed in Terret et al., US Pat. No. 5,255,005 (referred to as the '005 patent), which is incorporated herein by reference. The antenna described in the '005 patent is a four-wire helical antenna formed by two bifilar (two-wire) spirals positioned orthogonally and excited in quadrature. The disclosed antenna has a second four-wire helix, which is coaxially and electromagnetically coupled with the first helix to improve the antenna passband.
Yet another conventional 4-wire helical antenna is disclosed in Ow et al., US Pat. No. 5,349,365 (referred to as the '365 patent), which is incorporated herein by reference. The antenna described in the '365 patent is a four-wire helical antenna designed in the wire shape described with reference to FIG. 1A.
IV. Coupled multi-segment helical antenna
In order to shorten the length of the antenna radiator portion 100, one form of helical antenna utilizes a coupled multi-segment radiator, which is shorter than would be required for a helical antenna of equal resonant length. Now, resonance of a predetermined frequency is enabled.
7A and 7B are diagrams showing a planar view of an example of an embodiment of a coupled segment helical antenna. FIG. 7A illustrates a coupled multi-segment radiator 706 that terminates in an open circuit according to one single wire embodiment. Such open circuit terminated antennas can be used in single wire, two wire, four wire, or other x-ray implementations.
The embodiment shown in FIG. 7A consists of one radiator 706. Radiator 706 is comprised of a set of radiator segments. This set consists of two end segments 708, 710 and p intermediate segments 712, where p = 0, 1, 2, 3,. . . (The case of p = 3 is shown). The intermediate segment is arbitrary (ie, p may be equal to zero). The end segments 708, 710 are physically separated from each other but are electromagnetically coupled. Intermediate segment 712 is positioned between end segments 708, 710 and provides electromagnetic coupling between end segments 708, 710.
In an open terminated embodiment, the length l of segment 708 _s1 Is an odd integer multiple of a quarter wavelength of the desired resonant frequency. Length of segment 710 _s2 Is an integer multiple of ½ wavelength of the desired resonant frequency. The length l of each p-intermediate segment 712 _sp Is an integer multiple of ½ wavelength of the desired resonant frequency. In the illustrated embodiment, there are three intermediate segments 712 (ie, p = 3).
FIG. 7B illustrates a helical antenna radiator 706 when terminated with a short 722. This short circuit implementation is not suitable for single wire antennas, but can be used for 2-wire, 4-wire or other x-ray antennas. As in the open circuit embodiment, radiator 706 is comprised of a set of radiator segments. This set consists of two end segments 708, 710 and p intermediate segments 712, where p = 0, 1, 2, 3,. . . (The case of p = 3 is shown). The intermediate segment is arbitrary (ie, p may be equal to zero). The end segments 708, 710 are physically separated from each other but are electromagnetically coupled. Intermediate segment 712 is positioned between end segments 708, 710 and provides electromagnetic coupling between end segments 708, 710.
In a shorted embodiment, the length l of segment 708 _s1 Is an odd integer multiple of a quarter wavelength of the desired resonant frequency. Length of segment 710 _s2 Is an odd integer multiple of a quarter wavelength of the desired resonant frequency. The length l of each p-intermediate segment 712 _sp Is an integer multiple of ½ wavelength of the desired resonant frequency. In the illustrated embodiment, there are three intermediate segments 712 (ie, p = 3).
FIGS. 8A and 8B are diagrams illustrating a radiator portion 800 of a coupled multi-segment 4-wire helical antenna according to one embodiment of the invention. FIGS. 8A and 8B show one implementation of the antenna shown in FIG. 7B, where p = zero (ie, there is no intermediate segment 712) and the lengths of segments 708 and 710 are 1/4 wavelength. .
The radiator portion 800 shown in FIG. 8A is a planar representation of a four-wire helical antenna and has four coupled radiators 804. Each coupled radiator 804 in the coupled antenna is actually composed of two radiator segments 708, 710 positioned in close proximity to each other, and the energy of the radiator segment 708 is coupled to the other radiator segment 710. The
More particularly, according to one embodiment, the radiator portion 800 can be described as having two portions 820, 824. Portion 820 is comprised of a plurality of radiator segments 708 that extend from first end 832 of radiator portion 800 toward second end 834 of radiator portion 800. Portion 824 is comprised of a plurality of radiator segments 710 extending from second end 834 of radiator portion 800 toward first end 832. Towards the central region of the radiator portion 800, a portion of each segment 708 is proximate to an adjacent segment 710, and energy from one segment is coupled to the adjacent segment in the proximate portion. This is referred to as an overlapping portion in this specification.
In a preferred embodiment, each segment 708, 710 is approximately l ₁ = L ₂ = Λ _/Four Of the length. The total length of one radiator with two segments 708, 710 is l _tot It is defined as The amount by which one segment 708 overlaps another segment 710, δ = l ₁ + L ₂ -L _tot It is defined as
For the resonance frequency f = ν / λ, the radiator l _tot The total length of is λ _{/ 2} Shorter than a half wavelength. In other words, as a result of the coupling, a radiator with a pair of coupling segments 708, 710 has an overall length of λ _{/ 2} Even if it is shorter than the length of, it resonates at frequency f = ν / λ. Accordingly, the radiator portion 800 of the ½ wavelength coupled multi-segment 4-wire helical antenna is shorter than the radiator portion of the conventional ½ wavelength 4-wire helical antenna 800 for a predetermined frequency f.
To clearly illustrate the size reduction obtained by using the combined configuration, compare the radiator portion 800 illustrated in FIG. 8 to that illustrated in FIG. For a given frequency f = ν / λ, the length l of the radiator portion 300 of the conventional antenna is λ _{/ 2} While the length l of the radiator portion 800 of the coupled radiator segment antenna _tot Is λ _{/ 2} Shorter.
As described above, in one embodiment, segments 708, 710 are l ₁ = L ₂ = Λ _/Four Of the length. The length of each segment is l ₁ Is l ₂ Are not necessarily equal to and _/Four Can be changed to be not equal. The actual resonant frequency of each radiator is a function of the length of radiator segments 708, 710, the separation distance between radiator segments 708 and 710, and the amount that segments 708 and 710 overlap each other.
Note that changing the length of one segment 708 relative to the other segment 710 can be used to adjust the bandwidth of the antenna. For example, λ _/Four L to be slightly larger ₁ And λ _/Four L to be slightly shorter ₂ By shortening, the bandwidth of the antenna can be increased.
FIG. 8B illustrates an actual helical configuration of a coupled multi-segment 4-wire helical antenna according to one embodiment of the invention. This illustrates how each radiator is composed of two segments 708, 710 in one embodiment. A segment 708 extends helically from the first end 832 of the radiator portion toward the second end 834 of the radiator portion. The segment 710 extends helically from the second end 834 of the radiator portion toward the first end 832 of the radiator portion. Further, FIG. 8B shows that portions of segments 708 and 710 overlap so that they are electromagnetically coupled to each other.
FIG. 9A illustrates the separation s and the overlap δ between the radiator segments 708 and 710. Separation s has a sufficient amount of energy coupled between radiator segments 708 and 710 so that they are approximately λ _{/ 2} And an integer multiple of the effective electrical length is selected to function as a radiator.
Spacing of the radiator segments 708, 710 closer than this optimal spacing creates a large coupling between the segments 708, 710. As a result, for a given frequency f, the length of segments 708, 710 must be increased to allow resonance at the same frequency f. This can be illustrated by the extreme case of physically connected (ie, s = 0) segments 708, 710. In this extreme case, the total length of the segments 708, 710 is λ because the antenna resonates. _{/ 2} Must be equal to In this extreme case, the antenna is no longer actually “coupled” according to the use of the terminology herein, and the resulting configuration is actually that of a conventional helical antenna as shown in FIG. is there.
Similarly, increasing the amount of overlapping portion δ of segments 708, 710 increases binding. Thus, as the overlap portion δ increases, the lengths of the segments 708 and 710 also increase.
For a qualitative understanding of the optimal overlap and spacing for segments 708, 710, refer to FIG. 9B. FIG. 9B represents the magnitude of the current on each segment 708, 710. The current intensity indicators 911, 928 are ideal for each segment being λ _/Four It shows that it has the maximum signal strength at the outer end and the lowest signal strength at the inner end.
In order to optimize the antenna profile for combined radiator segment antennas, the inventors have used modeling software to determine the exact segment length l among other parameters. ₁ , L ₂ And the overlapping portion δ and the spacing s were determined. Such a software package is an antenna optimizer (AO) software package. AO is based on the method of moments electromagnetic antenna-modeling. AO Antenna Optimizer, version 6.35, copyright 1994, was written by and available from Brian Beezley, San Diego, California.
Note that there are advantages gained by using a combined configuration, as described above with reference to FIGS. 8A and 8B. In conventional antennas and coupled radiator segment antennas, the current is concentrated at the end of the radiator. According to array element theory, this can be used in favor of a coupled radiator segment antenna in a particular application.
For illustration purposes, FIG. 10A is a diagram illustrating two point sources A and B, where source A has a magnitude equal to that of source B, but radiates a signal that is 90 degrees out of phase. (E ^jwt A convention is assumed). Sources A and B are λ _/Four Are separated in the direction of movement from A to B, the signal is added away from the phase in the direction of B to A. As a result, very little radiation is emitted in the direction from B to A. The typical representative field pattern shown in FIG. 10B illustrates this point.
Thus, when sources A and B are oriented so that the direction from A to B is upward, away from the ground, and the direction from B to A is toward the ground, the antenna is optimal for most applications. It becomes. This is because the user rarely desires an antenna that indicates the signal strength toward the ground. This configuration is particularly useful for satellite communications where it is desired that the majority of the signal strength be directed away from the ground.
The point source antenna designed in FIG. 10A is difficult to achieve using a conventional half-wave helical antenna. Consider the radiator portion of the antenna shown in FIG. The concentration of current intensity at both ends of radiator 208 approximates a point source. When the radiator is twisted into a helical profile, one end of the 90 ° radiator is positioned in alignment with the other end of the 0 ° radiator. Thus, it approximates two point sources in a straight line. However, these approximate point sources are not the desired λ illustrated in FIG. 10A. _/Four Nearly λ for configuration _{/ 2} Only separated.
However, a coupled radiator segment antenna embodying the invention has an approximated point source of λ _/Four Note that it provides an implementation that is spaced a distance close to. Thus, the combined radiator segment antenna allows the user to take advantage of the directional characteristics of the antenna illustrated in FIG. 10A.
The radiator segments 708, 710 illustrated in FIG. 8 indicate that each segment 708 is very close to its associated segment 710, but each pair of segments 708, 710 is relatively distant from an adjacent pair of segments. Show. In one alternative embodiment, each segment 710 is equidistant from segment 708 on either side. This embodiment is shown in FIG.
Next, in FIG. 11, each segment is substantially equidistant from each pair of adjacent segments. For example, segment 708B is equidistant from segments 710A and 710B. That is, s ₁ = S ₂ It is. Similarly, segment 710A is equidistant from segments 708A and 708B.
This embodiment is counterintuitive in that it appears as if an undesirable bond exists. In other words, a segment corresponding to one phase will couple not only to an appropriate segment of the same phase, but also to an adjacent segment of the shifted phase. For example, segment 708B, a 90 ° segment would couple to segments 710A (0 ° segment) and 710B (90 ° segment). Such coupling is not a problem because the radiation from the upper segment 710 can be considered as two separate modes. One mode results from coupling to the left adjacent segment and the other mode results from coupling to the right adjacent segment. However, both of these modes are adjusted in phase so that they provide radiation in the same direction. This double bond is therefore not detrimental to the operation of the coupled multi-segment antenna.
FIG. 12 is a diagram illustrating an example implementation of a combined radiator segment antenna. In FIG. 12, the antenna includes a radiator portion 1202 and a feed portion 1206. The radiator portion includes segments 708, 710. The dimensions provided in FIG. 12 show the contribution of segments 708, 710 to the total length of radiator portion 1202 and the amount of overlap portion δ.
The length of the segment in the direction parallel to the axis of the column is l for segment 708 ₁ denoted as sinα, l for segment 710 ₂ sin α, where α is the interior angle of the segments 708, 710.
As illustrated in FIGS. 8A and 9A, the overlapping portion of the segment is indicated by the reference character δ. The amount of overlap in the direction parallel to the axis of the antenna is given by δsinα, as shown in FIG.
Segments 708, 710 are separated by spacing s, which can vary as described above. The distance between the ends of segments 708 and 710 and the end of radiator portion 1202 is defined as a gap, each with the reference character γ ₁ , Γ ₂ Is illustrated by Gap γ ₁ , Γ ₂ May be equal to each other but need not be equal. Again, as described above, the length of segment 708 can vary relative to the length of segment 710.
The offset amount from one end of the segment 710 to the next segment is the reference character ω ₀ Indicated by The separation between adjacent segments 710 is the reference character ω _s And is determined by the diameter of the helix.
Feed portion 1206 includes a suitable feed network to provide a quadrature signal to radiator segment 708. Feed networks are known to those skilled in the art and are therefore not described in detail here.
In the embodiment shown in FIG. 12, segments 708 are fed at each feed point located at a distance from the feed network chosen to optimize impedance matching along each segment 708. In the embodiment shown in FIG. 12, this distance is the reference character δ _feed Is illustrated by
Note that continuous line 1224 illustrates the boundary for the ground portion of the distal surface of the substrate. A grounded portion opposite the distal surface segment 708 extends to the feed point. A thin portion of segment 708 is on the proximal surface. At the feed point, the thickness of the segment 708 on the proximal surface increases.
Next, dimensions are provided for an example of a coupled radiator segment 4-wire helical antenna suitable for operation in the L band at approximately 1.6 GHz. Note that this is for example purposes only, and other dimensions are possible for operation in the L band. In addition, other dimensions are possible for operation in other frequency bands as well.
The overall length of radiator portion 1202 in the L-band embodiment is 2.30 inches (58.4 mm). In this embodiment, the pitch angle α is 73 °. At this angle α, the length l of the segment 708 for this embodiment ₁ sin α is 1.73 inches (43.9 mm). In the illustrated embodiment, the length of segment 710 is equal to the length of segment 708.
In one example, segment 710 is positioned substantially equidistant from an adjacent pair of segments 708. In one implementation of this embodiment where the segment 710 is equidistant from the adjacent segment 708, the spacing s ₁ = S ₂ = 0.086 inch. Other spacings are possible, for example, spacing s of segments 710 that are 0.070 inches (1.8 mm) from adjacent segments 708.
The width τ of the radiator segments 708, 710 is 0.11 inches (2.8 mm) in this embodiment. Other widths are possible.
The L band example is a symmetric gap γ ₁ = Γ ₂ = 0.57 inch (14.5 mm). Both ends of radiator portion 1202 (ie, γ ₁ = Γ ₂ ), The radiators 708, 710 have an overlap δ sin α of 1.16 inches (29.5 mm) (1.73 to 0.57 inches).
Segment offset ω _o Is 0.53 inches and segment separation ω _s Is 0.393 inches (10.0 mm). The antenna diameter is 4ω _s / Π.
In one embodiment, this is the distance δ from the feed point to the feed network. _feed Is δ _feed = 1.57 inches (39.9 mm). Other feed points can also be selected to optimize impedance matching.
The example embodiment described above is designed for use in connection with a 0.032 inch thick polycarbonate radome that surrounds the helical antenna and contacts the radiator. It will be apparent to those skilled in the art how a radome or other structure affects the wavelength of the desired frequency.
In the example of the embodiment just described, the total length of the radiator portion of the L-band antenna is reduced from the total length of the conventional half-wavelength L-band antenna. For a conventional ½ wavelength L-band antenna, the length of the radiator portion is about 3.2 inches (ie, λ _{/ 2} (Sin α)), where α is the inner angle of the segments 708, 710) or (81.3 mm) with respect to the horizontal position. For the example embodiment described above, the overall length of the radiator portion is 2.3 inches (58.42 mm). This represents a substantial savings in the size of conventional antennas.
V. Stacked dual-band helical antenna
Having described several embodiments of a single band helical antenna, a dual band embodying the present invention will now be described. The present invention is directed to a dual-band helical antenna that can resonate at two different operating frequencies. The two helical antennas are stacked end to end, one antenna resonates at the first frequency, and the other antenna resonates at the second frequency. Each antenna has a radiator portion made up of one or more helically wound radiators. Each antenna has a power feeding portion composed of a power feeding network and a ground plane. The two antennas are stacked so that the ground plane of one antenna is used as a shorting ring across the distal end of the radiator of the other antenna.
FIG. 13 is a diagram illustrating a planar view of the distal surface 400 and the proximal surface 500 of a dual-band helical antenna according to one embodiment of the invention. The dual-band helical antenna is composed of two single-band helical antennas, with the helical antenna 1304 operating at the first resonance frequency and the helical antenna 1308 operating at the second resonance frequency.
In the embodiment shown in FIG. 13, feed network 508, radiators 104 </ b> A- 104 </ b> D, and first antenna 1304 are placed on proximal surface 500 of first antenna 1304. Also placed on the proximal surface 500 is a ground plane 412 for the feed network 508 of the second antenna 1308. Disposed on the distal surface 400 is a ground plane 412 for the feeding portion of the first antenna 1304 along with the feeding network 508 and the radiators 104A-104D of the second antenna 1308.
As described above with reference to FIGS. 2A and 2B, when the resonant length l of radiators 104A-104D is an even integer multiple of a quarter wavelength of the desired resonant frequency, the distal ends of radiators 104A-104D are Shorted. As shown in FIG. 13, this short circuit is achieved using the ground plane 412 of the first antenna 1304. As a result of this configuration, no additional shorting ring need be added to the end of radiators 104A-104D.
In the embodiment shown in FIG. 13, since the ends of radiators 104A-104D are open circuits, the first antenna 1304 is shown as resonating at an odd integer multiple of a quarter wavelength of the desired resonant frequency. Note that In another embodiment, the length of these radiators 104A-104D is changed to be an even integer multiple of a quarter wavelength of the desired resonant frequency while a shorting ring (not shown) is connected to the first antenna. 1304 could be added to the far end of these radiators 104A-104D.
The dual-band antenna radiators 104A-104D described with reference to FIG. 13 are illustrated as being fed at a first end near the feed network 508. It is known that the feed point of the radiators 104A-104D of the helical antenna is located at any point along the length of the radiators 104A-104D, and such positioning is determined primarily based on impedance matching considerations. Is done. FIG. 14 is a diagram illustrating an embodiment of a dual band helical antenna in which the feed points of radiators 104A-104D are positioned at a predetermined distance from feed network 508. FIG. In particular, in the embodiment shown in FIG. 14, the feeding point A of the first antenna 1304 is a distance l from the feeding network 508. _FEED1 And the feeding point B of the second antenna 1308 is a distance l from the feeding network 508. _FEED2 Positioned on.
In this embodiment, radiators 104A-104D have ground traces 1436 on the first surface of substrate 406, ground traces 1438 opposite said ground trace 1436 on the second surface of substrate 406, and on the second surface of substrate 406. And radiator trace 1440.
As in the embodiment shown in FIG. 13, in this embodiment, the first antenna 1304 has a second antenna 1308 that resonates at an even integer multiple of a quarter wavelength of the desired resonant frequency. Ground plane 412 acts as a shorting ring for radiators 104A-104D and second antenna 1308.
To reduce the overall length of the stacked antennas, the edge coupling technique described above can be utilized. In such an embodiment, the radiators 104A-104D of the first antenna 1304 and / or the second antenna 1308, as illustrated in FIGS. 13 and 14, may be combined with, for example, the edges as shown in FIG. Is replaced.
One challenge for providing a dual band antenna as illustrated in FIGS. 13 and 14 is to power the first antenna 1304. For this purpose, the first antenna 1034 is fed by a tab extending from the lower region of the feeding portion of the first antenna 1304.
FIG. 15 is a diagram illustrating such a tab used to power the first antenna 1304. In FIG. 15, the tab 1504 extends from the side of the feeding portion of the first antenna 1304 on the substrate 406. In the embodiment illustrated in FIG. 15, the tab 1504 is generally “L” shaped and extends horizontally from the feed portion of the first antenna 1304 at a predetermined distance and then in the direction of the feed portion of the second antenna 1308. It is bent at an angle in the axial direction through the center. Although 1504 is illustrated as being shaped at a right angle, other angles may be used as it may be a curve of various radii.
Ideally, when the substrate 406 is rolled into a pillar or other suitable shape to form a helical antenna, the axial component 1524 of the tab 1504 is substantially along the axis of the dual-band helical antenna. Having the axial component 1524 of the tab 1504 coincident with the axis of the helical antenna minimizes the effect of this member on the antenna radiation pattern. As shown in FIG. 15, in a preferred embodiment, the tab 1504 extends from the feed portion of the first antenna 1304 in a vertical position as far as possible from the first antenna 1304. This is to minimize the influence of the tab 1504 on the radiation pattern of the first antenna 1304. Since the second antenna 1308 is a coupling segment half wavelength antenna and the ends of the radiators 104A to 104D of the second antenna 1308 are short-circuited by the ground plane 412 of the first antenna 1304, the tab 1504 is connected to the second antenna 1308. Has the least effect on the radiation pattern.
Preferably, the length l of the feeding portion 1206 of the first antenna 1304 _gp Can be determined taking into account two factors at the appropriate operating frequency. First, it is desirable to minimize the amount of current flowing from the radiator of the first antenna 1304 to the second antenna 1308 and vice versa. In other words, it is desirable to achieve isolation between the two antennas. This can be accomplished by ensuring that the current is long enough to prevent current from extending from one set of radiators to the other at the frequency in question.
Another challenge is the goal of preventing current from radiators 104A-D of first antenna 1304 from reaching tab 1504. The current from the first antenna 1304 is attenuated as it moves across the feed portion of the first antenna 1304 toward the tab 1504. Tab 1504 creates an asymmetric break in these currents. Therefore, it is desirable to minimize the amount of current reaching tab 1504 to a practical extent.
After reading this description, based on the material used, the frequency in question, the expected antenna power level, and other known factors, the appropriate length l _gp It will be clear to those skilled in the art how to implement the power feed portion 1206. This decision may entail a trade-off between size and performance.
Note that in this embodiment, the effects of tab 1504 are not at all present. Since the tab 1504 is in the vicinity of the radiator of the second antenna 1308, some of the current from the second antenna 1308 is coupled to the tab 1504 and thus along the axis of the antenna. This current affects the radiation of the second antenna 1308 and causes increased radiation to the sides of the antenna. For applications where the antenna is mounted vertically, this increases radiation in the horizontal direction and decreases radiation in the vertical direction. As a result, this application is suitable for satellite communication systems where low earth orbits are used to relay communications between communication devices.
This effect is illustrated in FIG. 10C, where the circular polarization radiation pattern 1010 displays a typical radiation pattern for a conventional helical antenna, and the radiation pattern 1020 represents the radiation pattern for the second antenna 1308. it's shown. As shown in FIG. 10C, the pattern 1020 is “flat” and “wider” than the conventional pattern 1010.
To allow signal coupling to the first antenna 1304, the tab 1504 is suitable for making a connection between a connector, such as a crimp, or a soldered connector or feeder cable and the signal trace on the tab 1504. Includes other connectors. Various types of cables or wires can be used to connect the transceiver RF circuit to the antenna at tab 1504. Preferably, a low-loss flexible or semi-rigid cable is used. Of course, as is known in the antenna industry, it is desirable to match the impedance of the feed input to the impedance of the interface cable in order to maximize power transfer to the antenna. However, if the input transition is poor, the radiation patterns will still be symmetric, but their gain will be reduced by a corresponding amount of reflection loss. In addition to low insertion loss, it is important that the connector provide a strong mechanical joint between the cable and the tab 1504.
FIG. 15 shows an outline of a substrate shape example. After reading this description, it will be clear to those skilled in the art how to implement antennas having tabs 1504 utilizing substrates having other shapes.
FIG. 16 is a diagram illustrating one embodiment of a stacked antenna including example dimensions. In this embodiment, the first antenna 1304 is an L-band antenna and the second antenna 1308 is an S-band antenna. In this embodiment, the S-band antenna 1308 is an antenna with combined edges, and each radiator 104 is composed of two segments. Note that this embodiment is provided as an example only. Other frequency bands can be selected for operation. Further, it should be noted that either the first antenna 1304 or the second antenna 1308, or both, can utilize edge coupling techniques.
Next, an example of dimensions for the L-band and S-band antennas shown in FIG. 16 will be described. The radiating aperture of the L-band antenna has a total axial height of 1.253 inches, whereas the S-band aperture has a total height of 1.400 inches. In this embodiment, the height of the feeding portion 412 of the first antenna 1304 is 0.400 inches. This results in a 3.093 inch total radiating aperture. The inclination angles of the radiators 104A to 104D are 65 °.
The above dimensions are provided as examples only. As described with reference to a conventional helical antenna, the total length of radiators 104A-104D determines the exact resonant frequency of the antenna. The resonant frequency is important because the highest average gain and the most symmetric pattern occur at the resonant frequency. When the antenna is lengthened, the resonance frequency moves downward. Conversely, when the antenna is shortened, the resonance frequency moves upward. The percentage of frequency shift is approximately proportional to the percentage of lengthening or shortening of radiators 104A-104D. At the operating frequency of the L band, a length of about 1 mm in the direction of the antenna axis corresponds to 1 MHz.
In the illustrated embodiment, both the first antenna 1304 and the second antenna 1308 have four excited filer arms or radiators 104A-104D. Each of these radiators 104A-104D is fed in quadrature. Quadrature excitation of the four radiators 104A-104D for each antenna 1304, 1308 is implemented using a feed network. Although a conventional feed network that can provide quadrature excitation can be implemented, a preferred feed network is described below.
Another important dimension is the feed point axis length. The feed point axial length limits the distance of the feed point from the feed network for the embodiment when the feed point is positioned along the radiators 104A-104D as shown in FIG. The dimension of the feed point axial length indicates the position where the microstrip spreads to continue the radiator, and is actually the feed point position for the entire radiator 104. In the example illustrated in FIG. 16, the feed point axial length for the first antenna 1304 is 1.133 inches. The feed point axial length for the second antenna 1308 is 0.638 inches. These dimensions result in an impedance of 50Ω at 1618 and 2492 MHz, respectively. When the feed point position moves to a lower position, the impedance becomes lower. Conversely, if the power supply point position moves to a higher position, the impedance increases. Note that when adjusting the overall radiator length to tune the frequency, the feed point position should also be shifted by an amount proportional to the direction along the antenna axis to maintain correct impedance matching. It is important to.
Preferably, an antenna having dimensions as illustrated in FIG. 16 is wound around a column having a diameter of 0.500 inches.
VI. Power supply network
The helical antenna described herein can be implemented using single wire, four wire, eight wire or other x-ray configurations. The feed network is used to provide signals for the filars at the required phase angle. The feeding network separates the signals and shifts the phase provided for each line. The configuration of the feeding network depends on the number of lines. For example, in the case of a 4-wire helical antenna, the feed network provides four equal power signals in a quadrature relationship (ie, 0, 90, 180 and 270 °).
A unique feed network layout may be utilized to maintain space in the antenna feed section. The feed network traces extend to one or more radiators 104A-104D of the antenna. For convenience, the feed network will be described with respect to a feed network designed to provide four equal power signals in quadrature relationship. It will be clear to those skilled in the art, after reading this description, how to implement a feed network for other x-ray configurations.
FIG. 17 shows the electrical equivalent of a conventional quadrature feed network. In contrast to a conventional quadrature feed network, the network provides four equal power signals, each 90 degrees out of phase. The signal is provided to the feeding network via the first signal path 1704. At a first signal point A (referred to as a secondary feed point), a 0 ° phase signal is provided to the first radiator 104. At signal point B, a 90 ° phase signal is provided to the second radiator 104. At signal points C and D, 180 ° and 270 ° phase signals are provided to the third and fourth radiators 104.
Signals A and B are mixed at point P2 resulting in an impedance of 25Ω. Similarly, signals C and D are mixed at point P3 which produces an impedance of 25Ω. These signals are mixed at P1, which produces an impedance of 12.5Ω. Therefore, a 25Ω 90 ° transformer is placed at the input to convert this impedance to 50Ω. In the network shown in FIG. 17, a portion of the transformer is placed before P1 separates to shorten the feed and reduce losses. However, since it is before the split, the impedance must be doubled after the split.
Conventional feed networks are placed on the portion of the substrate where traces of the feed network are limited for radiators 104A-104D. In particular, in a preferred embodiment, these traces are placed on a substrate in a region opposite the ground trace of one or more radiators 104A-104D.
FIG. 18 is a diagram illustrating an example of an embodiment of a power feeding network in a 4-wire helical antenna environment. In particular, in the example illustrated in FIG. 18, two power supply networks are illustrated, the first power supply network 1804 is for implementation with the first antenna 1304, and the second power supply network 1808 is with the second antenna 1308. This is for implementation. Feed networks 1804, 1808 have points A, B, C, D for providing 0, 90, 180 and 270 ° signals to radiators 104A-104D. The dotted line in FIG. 18 schematically shows the outline of the ground plane of the radiators 104A to 104D on the substrate surface opposite to the surface on which the feeding networks 1804 and 1808 are placed. Thus, FIG. 18 shows those portions of the feed network 1804, 1808 that are placed on or extend to radiators 104A-104D.
According to prior knowledge, the feeding network is designated for the feeding network and is provided in an area separated from the radiator. In contrast, the feed network described here is laid such that a portion of the feed network is placed on the radiator portion of the antenna. Therefore, the size of the feeding portion of the antenna can be reduced as compared with the feeding portion for the conventional feeding network.
FIG. 19 is a diagram illustrating feed networks 1804, 1808 with signal traces, including feed paths for antennas 1304, 1308. FIG. 20 schematically shows the ground plane of the antennas 1304 and 1308. FIG. 21 shows both the ground plane and signal traces superimposed.
The advantage of these feed networks is that the area required for the feed portion of the antenna to implement the feed network is reduced over conventional feed technologies. This is because the portion of the feed network that would otherwise be placed in the feed portion of the antenna is placed in the radiator portion of the antenna. As a result, the overall length of the antenna can be reduced.
An additional advantage of such a feed network is that transmission line losses are reduced because the secondary feed point is moved closer to the antenna feed point. In addition, the transformer can be integrated into a routing network routing line for impedance matching.
In this way, an area efficient network is configured such that a portion of the feed network is placed on the radiator portion of the antenna and the rest of the feed network is placed on the feed portion. Since a part of the feed network is placed on the radiator part, the rest of the feed network requires little area for the feed part. As a result, the feeding portion of the antenna can be made smaller than that of an antenna having a conventional feeding network. Preferably, the feed network trace placed in the radiator portion is placed opposite the ground portion of the radiator. Thus, the grounded portion of the radiator acts as a ground plane for this portion of the feed network. An area efficient feed network can be implemented with many different types of antennas in varying configurations, including single-band and multi-band helical antennas. As a result of this configuration, the overall size of the antenna and the amount of loss in feeding are reduced as compared to an antenna having a conventional feeding network.
VII. Antenna assembly
As mentioned above, one technique for manufacturing a helical antenna is to place a radiator, a feed network and a ground trace on the substrate and wrap the substrate into a suitable shape. While the antenna configuration described above can be implemented using conventional techniques for wrapping the board in a suitable shape, an improved structure and technique for wrapping the board will now be described.
FIG. 22A illustrates one embodiment of a structure used to maintain the substrate in an appropriate shape (eg, a cylindrical shape). More specifically, FIG. 22A shows an example structure added to an antenna having an area efficient feed network. After reading this description, it will be apparent to those skilled in the art how to implement the invention with other configurations of helical antennas.
Figures 22B through 22F depict cross-sectional views of example structures used to hold the antenna in a cylindrical or other suitable shape. 22A-22F, an example structure includes a metal strip 2218 on or as an extension of the ground plane 412, solder material 2216 facing the metal strip 2218, and one or more vias 2210.
The metal strip 2218 may comprise a portion of the ground plane 412 or a metal strip added to the ground plane 412. Preferably, in one embodiment, metal strip 2218 is provided by simply extending the width of ground plane 412 by a predetermined amount. In one embodiment shown in FIG. 22A, this width is w. _strip It is shown in
A series of vias 2210 are provided on the ground plane 412 in the region of the metal strip 2218. Preferably, a bias 2210 is added to the radiator portion of both the first antenna 1304 and the second antenna 1308 for a secure connection. The pattern chosen for Vias 2210 is based on the known mechanical and electrical properties of the materials used. While the invention can be implemented with only one or two vias 2210 on each ground plane 412 to obtain the desired level of mechanical strength and electrical connections, several vias 2210 may be used. . Although not necessarily required, the portion of each ground plane 412 used can extend horizontally or circumferentially beyond the antenna radiator.
As seen in FIG. 22B, the vias 2210 extend completely through the support substrate 406 (100) from the material of the ground plane 412 and from one surface to the next. This via is manufactured as a metallized or metallized via using techniques known in the industry. A relatively small portion or portions of opposing edges 2214 of ground plane 412 are coated with solder material 2216.
The embodiment shown in FIGS. 22B and 22D includes a small metal strip 2218 formed on the substrate 406 adjacent to the first edge 2212 and opposite the ground plane 412. In this embodiment, the vias extend through the substrate to the metal strip 2218. Although metal strip 2218 is not necessary for all applications, it will be readily apparent to those skilled in the art that metal strip 2218 facilitates solder flow and facilitates improved mechanical bonding. The special material from which the metal strip 2218 is made is selected according to known principles based on the ground plane material used, the solder selected, and the like.
When the antenna support substrate is rolled into a generally cylindrical shape to form the desired helical antenna structure, edges 2212 and 2214 are placed in close proximity to each other, as shown in FIG. 22D. The vias 2210 and metal strip 2218 (if provided) are positioned such that the solder material 2216 overlies the opposite ground plane edge 2214. Heat is applied using known soldering techniques and equipment while holding the strip 2218 in contact with the solder material 2216.
As the solder material 2216 melts, it flows to the bias 2210 and onto the metal strip 2218. The heat is then reduced or removed to form a bond or bond between the two outer edges or ends of the ground plane 412 where the solder is permanent but can be removed or held. In this manner, the antenna support substrate 406 and the antenna component placed thereon are mechanically held in the desired cylindrical shape without the need for other materials such as dielectric tape, adhesive, and the like. This reduces the time, cost and effort previously required to assemble this type of helical antenna. This not only increases the automation of its operation, but also provides more, antenna dimensions that can be easily reproduced. In addition, one edge of the ground plane 412 is electrically connected to the other edge to provide a conductive ring continuous from the ground plane as desired. This electrical connection is achieved without complicated soldering or connecting wires.
This technique can be extended to provide support or engagement along other parts of the antenna. For example, a series of one or more metal pads or strips 2220 can be spaced apart along the length of the radiators of one or both sets of antennas. As seen in FIG. 22E, a metal pad or strip 2220 is positioned on the opposite side of the support substrate 406 (100) adjacent to the one or more radiators 104A-D. When the antenna substrate is rolled or bent to make the desired antenna, as shown in FIG. 22F, the metal pads or strips 2220 are over the portions of the radiators 104A-D at the opposite edges of the support substrate. These pads or strips are positioned so that they are positioned in In particular, in one embodiment, metal pad or strip 220 is positioned over ground trace 1436 of radiators 104A-D. Metallized vias may be formed on the pads 2220 if desired for the application, or to improve heat transfer to melt the solder.
If a small amount of solder 2226 is pre-applied to the engaging portion of the surface of ground trace 1436, these radiators can be used to join the strip. This provides an additional joint or bond point that effectively holds the antenna structure together in the desired shape. If an electrical connection is desired, metallized vias can be formed on pads or strips that extend to the opposite side. These pads can be used with or without the strips described above for the ground plane. Such a structure is very useful when very long radiators resulting in long antenna structures, or multiple stacks of antenna radiators are contemplated.
23A-23C show a series of views of an example embodiment of a mold 2310 that is used to wind a substrate 406 into a desired shape. The example illustrated in FIG. 23 is a cylindrical mold 2310 that is used when winding the antenna to provide continued support and rigidity for the antenna structure. In one embodiment, the mold 2310 is provided with a series of prongs or teeth 2312 extending radially outward from the outer surface of the mold 2310. A series of “tooling” or “assembly guide” holes or passages 2230 are provided in the substrate 406 for engaging the teeth 2312 to connect the mold 2310 and the teeth 2312.
In FIG. 22A, the embossing hole 2230 is illustrated as being positioned in the ground plane 412. The metal material of the ground plane 412 functions to reinforce the hole and prevent deformation and movement when a relatively soft support substrate material is used. This aids alignment accuracy for the antenna structure. However, there is no requirement to place holes 2230 in the metal layer.
Referring again to FIGS. 23A-23C, starting from the perspective view of FIG. 23A, the substrate 406 is shown positioned to engage the support mold 2310 by engagement of the teeth 2312 with the holes 2230. FIG. . As seen in the side views of FIGS. 23B and 23C, the holes 2230 engage the teeth 2312 as the support mold 2310 rotates about its axis or as the substrate 406 is wound around the support mold 2310; It helps to position the substrate 406 in place against or above the support mold 2310. Finally, the entire substrate 406 engages with the support mold 2310. In FIG. 23C, as described above, the substrate 406 is illustrated as being wrapped around the support mold 2310 until the substrates themselves overlap so that the strips 2218, 2220 engage the solder 2216, 2226.
Of course, if the strips 2218, 2220 and solder 2216, 2226 are not used to join the substrate portions, then the substrate 406 need not overlap on the support mold 2310. Further, there is no requirement that support mold 2310 extend the entire length of antenna, radiators 104A-D or substrate 406. In some applications, all or part of the antenna may be self-supporting without the need for the mold 2310. This feature is advantageous, for example, to minimize the effect of mold 2310 on the radiation pattern at a particular frequency.
For clarity and ease of illustration, only the substrate 406 is shown in FIGS. 23A-23C, and the ground plane material layer, radiator, feed, feed network, etc. are not shown. It will be clear to those skilled in the art how to size hole 2230 to match the dimensions of teeth 2312.
As shown in FIG. 23, the mold 2310 is constructed using a solid or hollow structure formed in a cylindrical or other desired shape with teeth or prongs 2312 protruding therefrom. Can do. In this embodiment, the mold 2310 can be thought of as, for example, a toothed drum variant found in many music boxes. Upon reading this disclosure, other structures can be implemented to provide a mold 2310 that includes an axle / spoke arrangement, an axle / sprocket arrangement, or other suitable configuration, as will be apparent to those skilled in the art.
Note that it is contemplated that the spacing of the prongs 2312 or spokes may not be symmetrical about the support component. That is, some spacing is applied to provide a consistently large amount of tension during rolling and a small amount of tension in certain areas to better control the positioning of the substrate where the substrate edges overlap. It may grow in parts. Preferably, the tooth spacing is chosen such that the teeth 2312 apply a certain amount of tension to hold the substrate 406 in place and make the overall assembly a more rigid structure.
The use of holes 2230 and teeth 2312 provides improved manufacturing capabilities in the precise placement or positioning of the substrate on the mold through placement and assembly automation and which can be mounted within the antenna radome. . This allows for a more precise structural definition and positioning of the antenna assembly, allowing more precise control and compensation for radome effects on the radiation pattern.
The above description of the placement of metal strip 2218, solder material 2216, and bias 2210 has been provided as an example. After reading this description it will be apparent to one skilled in the art that these components may be placed in different locations depending on the desired configuration. For example, these components can be positioned so that the antenna can be wound to have circular polarization of the right or left hand and to have radiators 104A-D either inside or outside the shape. it can.
VIII. Conclusion
While various embodiments of the present invention have been described, it should be understood that they have been presented by way of example only and not limitation. Thus, the breadth and scope of the present invention should not be limited by any of the above-described exemplary embodiments, but should be limited only in accordance with the following claims and their equivalents.
The previous description of the preferred embodiments is provided to enable any person skilled in the art to use the invention. While the invention has been illustrated and described, particularly with reference to preferred embodiments thereof, those skilled in the art will recognize that various changes in form and detail can be made without departing from the spirit and scope of the invention. Will.

Claims

A first antenna, the first antenna comprising:
A first antenna portion having a first feed network placed on a first side of the substrate of the first feed portion of the first antenna,
A first ground plane disposed on a second side of the substrate and opposite the power supply network; and a first set of surfaces disposed on the first side of the substrate and extending from the power supply network. One or more radiators;
Second antenna, the second antenna comprises a following;
A second antenna portion having a second feeding network placed on the second side of the substrate of the second feeding portion;
A second ground plane placed on the first side of the substrate facing the second feed network;
Placed on the second side of the substrate, the second set of one or more radiators extending from said feed network; flowing from the radiator of the second antenna along and axis of the second antenna Means for providing a path for current, thereby increasing the energy emitted in a direction perpendicular to the axis;
Wherein the first feed network is a first set of one or more traces placed in the first feed portion of the antenna and a second set of radiators placed in the radiator portion of the first antenna portion. One or more traces, wherein the second feed network is placed in a third set of one or more traces placed in the second feed portion and in the radiator portion of the second antenna portion. A fourth set of one or more traces,
Dual band helical antenna with.

The second set of one or more traces placed on the radiator portion of the first antenna portion is configured to feed the plurality of radiators at a predetermined distance from the first feeding network. The antenna according to claim 1 .

The radiators are each configured to include a ground trace;
The first and second sets of one or more traces of the first and second feed networks placed on the first and second radiator portions are on the surface of the substrate opposite the ground trace. The antenna according to claim 1 or 2 , wherein the antenna is placed.