JP4468260B2

JP4468260B2 - Power compensation device

Info

Publication number: JP4468260B2
Application number: JP2005217130A
Authority: JP
Inventors: 裕河島; 志郎杉本; 重夫長屋; 直樹平野
Original assignee: Chubu Electric Power Co Inc; Mitsubishi Heavy Industries Ltd
Current assignee: Chubu Electric Power Co Inc; Mitsubishi Heavy Industries Ltd
Priority date: 2005-07-27
Filing date: 2005-07-27
Publication date: 2010-05-26
Anticipated expiration: 2025-07-27
Also published as: JP2007037290A

Description

本発明は、電力系統の瞬低補償や負荷平準化を行うために電力貯蔵装置を備えた電力補償装置に関する。 The present invention relates to a power compensator including a power storage device for performing instantaneous voltage drop compensation and load leveling of a power system.

近年、情報技術の進歩のため、各産業において情報システム化が成されている。この情報システム化に伴い、システムへの電力供給を行う電力系統における信頼性が問題となり、電力系統における瞬低（瞬時電圧低下）補償や負荷平準化が求められる。この電力系統における瞬低補償や負荷平準化を行うために、電池、コンデンサ、ＳＭＥＳ（Superconducting Magnetic Energy Storage System）、フライホールなどの電力貯蔵装置を備えた電力補償装置が提供されている。 In recent years, information systems have been developed in various industries for the advancement of information technology. With this information systemization, the reliability of the power system that supplies power to the system becomes a problem, and instantaneous voltage drop (instantaneous voltage drop) compensation and load leveling are required in the power system. In order to perform instantaneous drop compensation and load leveling in this power system, a power compensation device including a power storage device such as a battery, a capacitor, a SMES (Superconducting Magnetic Energy Storage System), and a flyhole is provided.

このような電力補償装置を備えた無停電電源システムが構成されるが、この無停電源電源システムとして、フライホイールを備えることで短時間停電や瞬低に対応させた無停電電源装置や（特許文献１参照）、コンデンサ又は電気二重層コンデンサ又はフライホイールもしくは超電導電力貯蔵のいずれかを備えることで電力貯蔵を行う電力供給システムなど（特許文献２参照）が提供されている。又、従来の電力補償装置は、上述した電力貯蔵装置と電力系統との間に、電力貯蔵装置からの電力エネルギーを単相又は三相の電力に変換して電力系統に出力するとともに電力系統からの電力を電力貯蔵装置に供給させる電力変換器が、設置される。 An uninterruptible power supply system equipped with such a power compensation device is configured. As this uninterruptible power supply system, an uninterruptible power supply device that can cope with short-time power outages and instantaneous drops by providing a flywheel (patent Document 1), a power supply system that stores power by providing either a capacitor, an electric double layer capacitor, a flywheel, or superconducting power storage (see Patent Document 2). In addition, the conventional power compensator converts the power energy from the power storage device into single-phase or three-phase power between the power storage device and the power system described above and outputs it to the power system and from the power system. A power converter is installed to supply the power to the power storage device.

例えば、フライホイールを電力貯蔵装置として備えるとき、図６のように構成される。この図６の電力補償装置によると、電力貯蔵装置として動作するフライホイール１００の機械エネルギーによって動作する発電電動機１０１からの交流の電力が、コンバータ１０２で直流に変換され、コンバータ１０２からの直流の電力が平滑コンデンサ１０３によって平滑化される。そして、この平滑コンデンサ１０３で平滑化された直流の電力がインバータ１０４で交流に変換され、電力系統に出力される。又、電力系統からの交流電力がインバータ１０４で直流に変換され、平滑コンデンサ１０３を介してコンバータ１０２に与えられ、再び、交流に変換される。そして、この交流の電力により発電電動機１０１が動作することで、フライホイール１００が回転駆動し、電力エネルギーが機械エネルギーに変換されて貯蔵される。 For example, when a flywheel is provided as a power storage device, it is configured as shown in FIG. According to the power compensator of FIG. 6, the AC power from the generator motor 101 that is operated by the mechanical energy of the flywheel 100 that operates as the power storage device is converted into DC by the converter 102, and the DC power from the converter 102 is converted. Is smoothed by the smoothing capacitor 103. The DC power smoothed by the smoothing capacitor 103 is converted to AC by the inverter 104 and output to the power system. Also, AC power from the power system is converted to DC by the inverter 104, is supplied to the converter 102 via the smoothing capacitor 103, and is converted again to AC. The generator motor 101 is operated by the AC power, whereby the flywheel 100 is rotationally driven, and the electric power energy is converted into mechanical energy and stored.

即ち、図６の電力補償装置では、コンバータ１０２、平滑コンデンサ１０３、及びインバータ１０４が電力変換器として動作する。又、瞬低や停電時における電力補償や負荷変動時の平準化補償を行う場合、上述の動作を行うことで、フライホイール１００の機械エネルギーが電気エネルギーに変換されて電力系統に供給される。このとき、インバータ１０４の動作制御が行われて、電力系統に応じて、単相又は三相の交流電力を発生する。このように、従来の電力補償装置は、単機の電力貯蔵装置と電力変換器とを組み合わせることによって構成される。
特開２００３−２３５１７９号公報特開２００１−６１２３８号公報 That is, in the power compensator of FIG. 6, the converter 102, the smoothing capacitor 103, and the inverter 104 operate as a power converter. In addition, when performing power compensation at the time of instantaneous voltage drop or power failure or leveling compensation at the time of load fluctuation, the mechanical energy of the flywheel 100 is converted into electrical energy and supplied to the power system by performing the above-described operation. At this time, operation control of the inverter 104 is performed, and single-phase or three-phase AC power is generated according to the power system. Thus, the conventional power compensation device is configured by combining a single power storage device and a power converter.
JP 2003-235179 A JP 2001-61238 A

従来の電力補償装置においては、電力系統からの要求による高電圧や大容量化に対して、電力補償装置を単機で構成する電力貯蔵装置や電力変換器での高電圧化や大容量化を実施する必要があった。しかしながら、電力貯蔵装置や電力変換器単機での高電圧化や大容量化については、技術的に対応が困難である。 In conventional power compensators, in response to high voltage and large capacity demanded by the power system, high voltage and large capacities are implemented with power storage devices and power converters that comprise a single power compensator. There was a need to do. However, it is technically difficult to increase the voltage or increase the capacity of the power storage device or the power converter alone.

それに対して、複数台の電力貯蔵装置を並列に接続するとともに同期運転を行うことで、電力系統からの要求による高電圧や大容量化に対応していた。そして、図６のようにフライホイール１００と発電電動機１０１によって電力貯蔵装置が構成される場合、電力変換器において、複数台の電力貯蔵装置の発電電動機１０１に接続された複数台のコンバータ１０２が平滑コンデンサ１０３に対して並列に接続される。しかしながら、このように複数台の電力貯蔵装置によって高電圧化及び大容量化に対応したとき、電圧変換器における入出力負荷の配分の均等化が困難となる。 On the other hand, by connecting a plurality of power storage devices in parallel and performing a synchronous operation, high voltage and large capacity due to a demand from the power system were supported. When the power storage device is configured by the flywheel 100 and the generator motor 101 as shown in FIG. 6, in the power converter, a plurality of converters 102 connected to the generator motors 101 of the plurality of power storage devices are smoothed. The capacitor 103 is connected in parallel. However, when a plurality of power storage devices are used to increase the voltage and increase the capacity, it is difficult to equalize the input / output load distribution in the voltage converter.

このような問題を鑑みて、本発明は、電力貯蔵装置及び電力変換器より成るセルを直列に接続することで、高電圧化及び大容量化に対応させた電力補償装置を提供することを目的とする。 In view of such a problem, an object of the present invention is to provide a power compensator that can cope with a higher voltage and a larger capacity by connecting cells including a power storage device and a power converter in series. And

上記目的を達成するために、本発明の電力補償装置は、三相の電力系統の電力補償を行う電力補償装置において、補償する電力を貯蔵する電力貯蔵部と、該電力貯蔵部の充放電を行って単相電力と直流電力との変換を行う単相インバータと、を有するセルパワーモジュールを、前記電力系統の各相に対してＮ台（Ｎは２以上の整数）設置することで、相互に絶縁された３Ｎ台の該セルパワーモジュールを備え、前記電力系統の相毎に設置されたＮ台の前記セルパワーモジュールの前記単相インバータの単相電力側を直列に接続するとともに、前記単相インバータの直流電力側に前記電力貯蔵部を接続することを特徴とする。 In order to achieve the above object, a power compensator according to the present invention is a power compensator that performs power compensation of a three-phase power system, and includes a power storage unit that stores power to be compensated, and charge / discharge of the power storage unit. By installing N power units (N is an integer of 2 or more) for each phase of the power system, a cell power module having a single-phase inverter that performs conversion between single-phase power and direct-current power. 3N cell power modules insulated from each other, and the single phase power sides of the single phase inverters of the N cell power modules installed for each phase of the power system are connected in series. The power storage unit is connected to the DC power side of the phase inverter.

このような電源装置において、各相に対して直列に接続されたＮ台の前記セルパワーモジュールにおいて一方の端部に配置された前記セルパワーモジュール同士の前記単相インバータを接続して中性点とすることで、３Ｎ台の前記セルパワーモジュールによってＹ結線接続が形成される。 In such a power supply device, the N-cell inverter connected between the cell power modules arranged at one end of the N cell power modules connected in series to each phase is connected to the neutral point. Thus, a Y-connection is formed by 3N cell power modules.

このとき、前記セルパワーモジュールそれぞれが、前記電力貯蔵部と前記単相インバータとの間に接続されて前記電力貯蔵部及び前記単相インバータからの直流電圧を平滑化する直流中間電圧部を備え、更に、前記直流中間電圧部がコンデンサによって構成されるものとしても構わない。 At this time, each of the cell power modules includes a DC intermediate voltage unit that is connected between the power storage unit and the single-phase inverter to smooth the DC voltage from the power storage unit and the single-phase inverter, Furthermore, the DC intermediate voltage unit may be constituted by a capacitor.

又、前記セルパワーモジュールそれぞれが、前記電力系統と異なる電源により前記直流中間電圧部における直流電力を補償する電力補償部を備えるものとしても構わない。この前記電力補償部が、前記電力貯蔵部と並列に前記直流中間電圧部と接続された整流器と、該整流器に交流電力を供給する変圧器と、該変圧器で変圧する前の交流電力を発生するとともに該変圧器と接続されることで前記電力補償部と絶縁された交流電源と、を備える。そして、前記交流電源が、インバータを備え、該インバータを駆動する制御信号に基づいて前記変圧器に供給する交流電力の電圧を可変とし、更に過電流制限を実施するものとしても構わない。又、前記直流中間電圧部の初期充電が前記電力補償部からの電力によって行われるものとしても構わない。 In addition, each of the cell power modules may include a power compensation unit that compensates the DC power in the DC intermediate voltage unit using a power source different from the power system. The power compensation unit generates a rectifier connected to the DC intermediate voltage unit in parallel with the power storage unit, a transformer for supplying AC power to the rectifier, and AC power before being transformed by the transformer And an AC power source insulated from the power compensation unit by being connected to the transformer. The AC power supply may include an inverter, vary the voltage of the AC power supplied to the transformer based on a control signal for driving the inverter, and further perform overcurrent limitation. The initial charge of the DC intermediate voltage unit may be performed by the power from the power compensation unit.

更に、前記電力貯蔵部が、直流電力と交流電力とを変換するとともに、直流電力側が前記単相インバータと接続され、入力される制御信号によって交流電力側の電圧を可変としたコンバータと、該コンバータの交流電力側に接続された発電電動機と、該発電電動機に与えられた電力エネルギーを機械エネルギーに変換して貯蔵するとともに、貯蔵した機械エネルギーにより該発電電動機を発電機として駆動するフライホイールと、を備えるものとしても構わない。 Further, the power storage unit converts DC power and AC power, and the DC power side is connected to the single-phase inverter, and the AC power side voltage is variable by an input control signal, and the converter A generator motor connected to the alternating current power side, a flywheel for converting the electric energy supplied to the generator motor into mechanical energy and storing it, and driving the generator motor as a generator by the stored mechanical energy; It does not matter as a thing provided with.

又、前記電力貯蔵部が、超電導エネルギーとして電力エネルギーを貯蔵する超電導コイルを有するＳＭＥＳによって構成されるものとしても構わない。このとき、前記電力貯蔵部が、前記超電導コイルに接続されるとともに前記直流中間電圧部と組み合わさることによって前記超電導コイルからの電流を電圧に変換する電流電圧変換回路を備える。 Further, the power storage unit may be configured by SMES having a superconducting coil that stores power energy as superconducting energy. At this time, the power storage unit includes a current-voltage conversion circuit that is connected to the superconducting coil and converts the current from the superconducting coil into a voltage when combined with the DC intermediate voltage unit.

又、前記電力貯蔵部が、二次電池又は電力貯蔵を目的とするコンデンサにより構成されるものとしても構わない。 The power storage unit may be configured by a secondary battery or a capacitor for power storage.

本発明によると、電力貯蔵部及び単相インバータより成るセルパワーモジュールの単相インバータの単相電力側を直列に接続することで電力補償装置を構成するため、セルパワーモジュールそれぞれにおける電圧及び容量を分割することができる。よって、容量の小さいセルパワーモジュールを複数用いることで、高電圧化及び大容量化した電力系統に対応した電力補償装置を形成することができる。又、この電力補償装置を用いた電力系統システムを、低損失で且つ高効率となるシステムとすることができる。 According to the present invention, since the power compensation device is configured by connecting the single-phase power side of the single-phase inverter of the cell power module including the power storage unit and the single-phase inverter in series, the voltage and capacity in each cell power module are Can be divided. Therefore, by using a plurality of cell power modules having a small capacity, it is possible to form a power compensation device corresponding to a power system having a high voltage and a large capacity. Further, a power system using this power compensation device can be a system with low loss and high efficiency.

本発明の実施の形態について、以下に説明する。又、以下の各実施形態において、電力系統が３相の電力系統である場合を例に挙げて説明するものとし、電力補償装置から３相の電力が出力されるものとする。 Embodiments of the present invention will be described below. Further, in each of the following embodiments, a case where the power system is a three-phase power system will be described as an example, and three-phase power is output from the power compensator.

＜第１の実施形態＞
本発明の第１の実施の形態について、図面を参照して以下に説明する。図１は、本実施形態における電力補償装置の構成を示すブロック図である。又、図２は、図１の電力補償装置におけるセルパワーモジュールの構成を示すブロック図である。 <First Embodiment>
A first embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the power compensation apparatus in the present embodiment. FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the cell power module in the power compensator of FIG.

図１の電力補償装置は、位相差が１２０度となるＵ相、Ｖ相、Ｗ相をＹ結線で接続したもので、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれに直列に接続されたセルパワーモジュールｕ１〜ｕ４，ｖ１〜ｖ４，ｗ１〜ｗ４によって構成される。即ち、セルパワーモジュールｕ１，ｖ１，ｗ１それぞれが中性点Ｎで接続され、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４それぞれが直列に、セルパワーモジュールｖ１〜ｖ４それぞれが直列に、セルパワーモジュールｗ１〜ｗ４それぞれが直列に、それぞれ接続され、セルパワーモジュールｕ４，ｖ４，ｗ４それぞれが電力系統のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に接続される。又、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４，ｖ１〜ｖ４，ｗ１〜ｗ４はそれぞれ、絶縁されている。 1 is a cell power module in which a U phase, a V phase, and a W phase having a phase difference of 120 degrees are connected by a Y connection, and each of the U phase, the V phase, and the W phase is connected in series. It is comprised by u1-u4, v1-v4, w1-w4. That is, the cell power modules u1, v1, and w1 are connected at a neutral point N, the cell power modules u1 to u4 are connected in series, the cell power modules v1 to v4 are connected in series, and the cell power modules w1 to w4 are connected. Each of the cell power modules u4, v4, and w4 is connected to the U phase, V phase, and W phase of the power system. The cell power modules u1 to u4, v1 to v4, and w1 to w4 are insulated from each other.

そして、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４，ｖ１〜ｖ４，ｗ１〜ｗ４それぞれが、図２のように構成される。図２に示すセルパワーモジュールは、回転動作により機械エネルギーを蓄積するフライホイール１と、フライホイール１に接続されて機械エネルギーと電気エネルギーの変換を行う発電電動機２と、発電電動機２からの交流の電力を直流に変換するコンバータ３と、コンバータ３からの直流電力を単相交流電力に変換して出力するとともに外部からの交流電力を直流電力に変換してコンバータ３に与える単相インバータ４と、コンバータ３及び単相インバータ４の間に接続されるとともにコンバータ３又は単相インバータ４から出力される直流電力を平滑化する平滑コンデンサＣと、を備える。 Each of the cell power modules u1 to u4, v1 to v4, and w1 to w4 is configured as shown in FIG. The cell power module shown in FIG. 2 includes a flywheel 1 that accumulates mechanical energy by rotating operation, a generator motor 2 that is connected to the flywheel 1 and converts mechanical energy and electric energy, and AC power from the generator motor 2. A converter 3 that converts electric power into direct current; a single-phase inverter 4 that converts DC power from the converter 3 into single-phase AC power and outputs the same; And a smoothing capacitor C that is connected between the converter 3 and the single-phase inverter 4 and smoothes the DC power output from the converter 3 or the single-phase inverter 4.

更に、発電電動機２が三相交流電力によって駆動する発電電動機２であり、図２のように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの交流電力を入出力する端子Ｕ，Ｖ，Ｗを備え、コンバータ３に、端子Ｕにアノード及びカソードそれぞれが接続されたダイオードＤｕ１，Ｄｕ２と、端子Ｖにアノード及びカソードそれぞれが接続されたダイオードＤｖ１，Ｄｖ２と、端子Ｗにアノード及びカソードそれぞれが接続されたダイオードＤｗ１，Ｄｗ２と、が設置されるとともに、端子Ｕにエミッタ及びコレクタが接続されたＩＧＢＴ(Insulated gate bipolar transistor 絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)素子Ｔｕ１，Ｔｕ２と、端子Ｖにエミッタ及びコレクタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔｖ１，Ｔｖ２と、端子Ｗにエミッタ及びコレクタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔｗ１，Ｔｗ２と、が設置される。 Furthermore, the generator motor 2 is a generator motor 2 that is driven by three-phase AC power, and as shown in FIG. 2, it includes terminals U, V, and W for inputting and outputting the U-phase, V-phase, and W-phase AC power, The converter 3 includes diodes Du1 and Du2 each having an anode and a cathode connected to a terminal U, diodes Dv1 and Dv2 each having an anode and a cathode connected to a terminal V, and diodes each having an anode and a cathode connected to a terminal W. Dw1 and Dw2 are installed, IGBTs (Insulated gate bipolar transistor) elements Tu1 and Tu2 whose emitters and collectors are connected to the terminal U, and IGBTs whose emitters and collectors are connected to the terminal V IGBT elements having emitters and collectors connected to the elements Tv1 and Tv2 and a terminal W Tw1 and Tw2 are installed.

そして、コンバータ３において、ダイオードＤｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１それぞれのカソードが、ＩＧＢＴ素子Ｔｕ１，Ｔｖ１，Ｔｗ１それぞれのコレクタに接続されるとともに平滑コンデンサＣの一端に接続され、ダイオードＤｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２それぞれのアノードが、ＩＧＢＴ素子Ｔｕ２，Ｔｖ２，Ｔｗ２それぞれのエミッタに接続されるとともに平滑コンデンサＣの他端に接続される。又、ダイオードＤｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１，Ｄｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２が、コンバータ３による発電電動機２に対する入出力が切り替わるときに発生する電流を流すための環流ダイオードとして動作する。更に、ＩＧＢＴ素子Ｔｕ１，Ｔｖ１，Ｔｗ１，Ｔｕ２，Ｔｖ２，Ｔｗ２のゲートに与えられる制御信号を制御することによって、端子Ｕ，Ｖ，Ｗに流れる電流量及び平滑コンデンサＣに与える電流量を制限する。これにより、コンバータ３からの過電流を制限することができる。 In converter 3, the cathodes of diodes Du1, Dv1, and Dw1 are connected to the collectors of IGBT elements Tu1, Tv1, and Tw1, and are connected to one end of smoothing capacitor C, and the anodes of diodes Du2, Dv2, and Dw2. Are connected to the respective emitters of the IGBT elements Tu2, Tv2, Tw2 and to the other end of the smoothing capacitor C. Further, the diodes Du1, Dv1, Dw1, Du2, Dv2, and Dw2 operate as freewheeling diodes for flowing current generated when the input / output to the generator motor 2 by the converter 3 is switched. Further, the amount of current flowing to the terminals U, V, and W and the amount of current applied to the smoothing capacitor C are limited by controlling the control signals applied to the gates of the IGBT elements Tu1, Tv1, Tw1, Tu2, Tv2, and Tw2. Thereby, the overcurrent from converter 3 can be limited.

このように接続されるとき、ＩＧＢＴ素子Ｔｕ１〜Ｔｗ１，Ｔｕ２〜Ｔｗ２それぞれのゲートに与える制御信号を制御することによって、端子Ｕ，Ｖ，Ｗに入力される三相交流によって駆動し、発電電動機２を電動機として動作させる。逆に、発電電動機２がフライホイール１により発電機として動作するとき、端子Ｕ，Ｖ，Ｗで発生した三相交流電力が、ＩＧＢＴ素子Ｔｕ１〜Ｔｗ１，Ｔｕ２〜Ｔｗ２それぞれのゲートに与える制御信号を制御することによって整流されて、直流の電力としてコンデンサＣに出力され、コンデンサＣで平滑化される。 When connected in this way, by controlling the control signals given to the gates of the IGBT elements Tu1 to Tw1 and Tu2 to Tw2, respectively, it is driven by the three-phase alternating current inputted to the terminals U, V and W, and the generator motor 2 Is operated as an electric motor. On the contrary, when the generator motor 2 operates as a generator by the flywheel 1, the control signal that the three-phase AC power generated at the terminals U, V, W gives to the gates of the IGBT elements Tu1-Tw1, Tu2-Tw2, respectively. The electric power is rectified by the control, output to the capacitor C as DC power, and smoothed by the capacitor C.

又、単相インバータ４は、コンデンサＣの一端にコレクタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔｂ１と、コンデンサＣの他端にエミッタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔａ２，Ｔｂ２と、コンデンサＣの一端にカソードが接続されたダイオードＤａ１，Ｄｂ１と、コンデンサＣの他端にアノードが接続されたダイオードＤａ２，Ｄｂ２と、を備える。そして、この単相インバータ４において、ＩＧＢＴ素子Ｔａ１のエミッタ及びＩＧＢＴ素子Ｔａ２のコレクタとダイオードＤａ１のアノード及びダイオードＤａ２のカソードが接続されて一方の出力端子Ｏ１となるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｔｂ１のエミッタ及びＩＧＢＴ素子Ｔｂ２のコレクタとダイオードＤｂ１のアノード及びダイオードＤｂ２のカソードが接続されて他方の出力Ｏ２となる。 The single-phase inverter 4 includes IGBT elements Ta1 and Tb1 having a collector connected to one end of a capacitor C, IGBT elements Ta2 and Tb2 having an emitter connected to the other end of the capacitor C, and a cathode at one end of the capacitor C. The diodes Da1 and Db1 connected to each other and the diodes Da2 and Db2 each having an anode connected to the other end of the capacitor C are provided. In the single-phase inverter 4, the emitter of the IGBT element Ta1, the collector of the IGBT element Ta2, the anode of the diode Da1, and the cathode of the diode Da2 are connected to form one output terminal O1, and the emitter and IGBT of the IGBT element Tb1. The collector of the element Tb2, the anode of the diode Db1, and the cathode of the diode Db2 are connected to provide the other output O2.

又、ダイオードＤａ１，Ｄｂ１，Ｄａ２，Ｄｂ２が、単相インバータ４による電力系統に対する入出力が切り替わるときに発生する電流を流すための環流ダイオードとして動作する。更に、ＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔｂ１，Ｔａ２，Ｔｂ２のゲートに与えられる制御信号を制御することによって、電力系統に流れる電流量及び平滑コンデンサＣに与える電流量を制限する。これにより、単相インバータ４からの過電流を制限することができる。 Further, the diodes Da1, Db1, Da2, and Db2 operate as a free-wheeling diode for flowing a current that is generated when input / output to / from the power system by the single-phase inverter 4 is switched. Further, the amount of current flowing to the power system and the amount of current applied to the smoothing capacitor C are limited by controlling the control signals applied to the gates of the IGBT elements Ta1, Tb1, Ta2, and Tb2. Thereby, the overcurrent from the single phase inverter 4 can be limited.

このように接続されるとき、ＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔａ２，Ｔｂ１，Ｔｂ２それぞれのゲートに与える制御信号を制御することによって、単相交流の電力を出力する。このとき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれに設置されるセルパワーモジュールｕ１〜ｕ４，ｖ１〜ｖ４，ｗ１〜ｗ４における単相インバータ４におけるＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔａ２，Ｔｂ１，Ｔｂ２を直列多重ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御で動作することで、各相を単相交流とすることができる。又、ＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔａ２，Ｔｂ１，Ｔｂ２それぞれのゲートに与える制御信号を制御することによって、出力端子Ｏ１，Ｏ２に接続された電力系統からの交流電力を直流電力に変換してコンデンサＣに出力すると、この直流電力がコンデンサＣで平滑化される。 When connected in this way, single-phase AC power is output by controlling the control signals applied to the gates of the IGBT elements Ta1, Ta2, Tb1, and Tb2. At this time, the IGBT elements Ta1, Ta2, Tb1, and Tb2 in the single-phase inverter 4 in the cell power modules u1 to u4, v1 to v4, and w1 to w4 installed in the U phase, the V phase, and the W phase, respectively, are serially multiplexed PWM ( By operating with Pulse Width Modulation control, each phase can be a single-phase alternating current. Also, by controlling the control signal applied to the gates of the IGBT elements Ta1, Ta2, Tb1, and Tb2, the AC power from the power system connected to the output terminals O1 and O2 is converted into DC power and output to the capacitor C. Then, this DC power is smoothed by the capacitor C.

尚、直列多重ＰＷＭ制御について、Ｕ相を構成するセルパワーモジュールｕ１〜ｕ４を例に挙げて、以下に簡単に説明する。セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４の単相インバータ４におけるＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔａ２，Ｔｂ１，Ｔｂ２のゲートに与えるＰＷＭ信号を異なるものとし、ＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔａ２，Ｔｂ１，Ｔｂ２の動作タイミングを異なるものとする。尚、図３のように、セルパワーモジュールｕ１の出力端子Ｏ１が中性点Ｎに接続され、セルパワーモジュールｕ１の出力端子Ｏ２にセルパワーモジュールｕ２の出力端子Ｏ１が、セルパワーモジュールｕ２の出力端子Ｏ２にセルパワーモジュールｕ３の出力端子Ｏ１が、セルパワーモジュールｕ３の出力端子Ｏ２にセルパワーモジュールｕ４の出力端子Ｏ１が、それぞれ接続され、セルパワーモジュールｕ４の出力端子Ｏ２にＵ相となる単相の電力が出力される。 The serial multiplex PWM control will be briefly described below by taking the cell power modules u1 to u4 constituting the U phase as an example. The PWM signals given to the gates of the IGBT elements Ta1, Ta2, Tb1, Tb2 in the single-phase inverter 4 of the cell power modules u1-u4 are different, and the operation timings of the IGBT elements Ta1, Ta2, Tb1, Tb2 are different. As shown in FIG. 3, the output terminal O1 of the cell power module u1 is connected to the neutral point N, the output terminal O1 of the cell power module u2 is connected to the output terminal O2 of the cell power module u1, and the output of the cell power module u2. The output terminal O1 of the cell power module u3 is connected to the terminal O2, the output terminal O1 of the cell power module u4 is connected to the output terminal O2 of the cell power module u3, and the U-phase is simply connected to the output terminal O2 of the cell power module u4. Phase power is output.

このように制御することで、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４の単相インバータ４の出力端子Ｏ１，Ｏ２からの出力を、スイッチタイミングの異なる出力とする。そして、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４が直列に接続されるため、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４のスイッチタイミングの異なる電力出力が加算されて、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４の間に現れるＵ相の電力出力が単相の電力出力となる。そのため、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４それぞれの単相インバータ４においてスイッチタイミングを分配することができる。 By controlling in this way, the outputs from the output terminals O1 and O2 of the single-phase inverter 4 of the cell power modules u1 to u4 are output with different switch timings. Since the cell power modules u1 to u4 are connected in series, the power outputs having different switch timings of the cell power modules u1 to u4 are added, and the U-phase power output appearing between the cell power modules u1 to u4 is obtained. Single-phase power output. Therefore, switch timing can be distributed in the single-phase inverter 4 of each of the cell power modules u1 to u4.

よって、個々の単相インバータ４に与えるＰＷＭ周波数をスイッチングロスの少ない低キャリア周波数としても、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４の出力を組み合わせることで、全体的にＰＷＭキャリア周波数を高くすることができる。又、このとき、Ｕ相のセルパワーモジュールｕ１〜ｕ４、Ｖ相のセルパワーモジュールｖ１〜ｖ４、及び、Ｗ相のセルパワーモジュールｗ１〜ｗ４の間において、１２０度毎に位相差が現れるように、各相の直列多重ＰＷＭ制御が行われる。 Therefore, even if the PWM frequency applied to each single-phase inverter 4 is a low carrier frequency with little switching loss, the PWM carrier frequency can be increased as a whole by combining the outputs of the cell power modules u1 to u4. At this time, a phase difference appears every 120 degrees between the U-phase cell power modules u1 to u4, the V-phase cell power modules v1 to v4, and the W-phase cell power modules w1 to w4. The serial multiple PWM control of each phase is performed.

セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４，ｖ１〜ｖ４，ｗ１〜ｗ４がそれぞれ図２のように構成されるとき、電力系統が通常通りの出力がある場合、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４，ｖ１〜ｖ４，ｗ１〜ｗ４それぞれに設けられたフライホイール１に機械エネルギーが蓄積される。電力系統から、Ｕ相の単相電力が、直列に接続されたセルパワーモジュールｕ１〜ｕ４それぞれの単相インバータ４に与えられ、Ｖ相の単相交流電力が、直列に接続されたセルパワーモジュールｖ１〜ｖ４それぞれの単相インバータ４に与えられ、Ｗ相の単相電力が、直列に接続されたセルパワーモジュールｗ１〜ｗ４それぞれの単相インバータ４に与えられる。 When the cell power modules u1 to u4, v1 to v4, and w1 to w4 are respectively configured as shown in FIG. 2, when the power system has a normal output, the cell power modules u1 to u4, v1 to v4, w1 to Mechanical energy is accumulated in the flywheel 1 provided in each of w4. A cell power module in which U-phase single-phase power is supplied from the power system to each of the single-phase inverters 4 of the cell power modules u1 to u4 connected in series, and V-phase single-phase AC power is connected in series. A single-phase inverter 4 for each of v1 to v4 is supplied, and a single-phase power for W-phase is supplied to each single-phase inverter 4 for each of the cell power modules w1 to w4 connected in series.

そして、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４，ｖ１〜ｖ４，ｗ１〜ｗ４それぞれの単相インバータ４において、ＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔａ２，Ｔｂ１，Ｔｂ２それぞれのゲートに与える制御信号を制御することによって、単相交流電力が直流に変換された後、平滑コンデンサＣで平滑化されて、コンバータ３に与えられる。よって、コンバータ３では、コンデンサＣを介して直流電力が供給されるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｔｕ１〜Ｔｗ１，Ｔｕ２〜Ｔｗ２がＯＮ／ＯＦＦ制御されることで、三相交流電力に変換されて発電電動機２の端子Ｕ，Ｖ，Ｗに与えられ、発電電動機２が回転駆動する。そのため、発電電動機２の回転駆動がフライホイール１に伝達されることで、フライホイール１が回転駆動する。このようにして、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４，ｖ１〜ｖ４，ｗ１〜ｗ４それぞれのフライホイール１に機械エネルギーが蓄積される。 In the single-phase inverter 4 of each of the cell power modules u1 to u4, v1 to v4, and w1 to w4, the single-phase AC power is controlled by controlling the control signal applied to the gates of the IGBT elements Ta1, Ta2, Tb1, and Tb2. Is converted into direct current, smoothed by a smoothing capacitor C, and supplied to the converter 3. Therefore, in the converter 3, DC power is supplied via the capacitor C, and the IGBT elements Tu 1 to Tw 1 and Tu 2 to Tw 2 are ON / OFF controlled to be converted into three-phase AC power, so that the generator motor 2 Given to the terminals U, V, W, the generator motor 2 is driven to rotate. Therefore, the flywheel 1 is rotationally driven by transmitting the rotational drive of the generator motor 2 to the flywheel 1. In this way, mechanical energy is accumulated in each flywheel 1 of the cell power modules u1 to u4, v1 to v4, and w1 to w4.

又、電力系統に瞬低や停電や負荷変動が発生したとき、瞬低補償や負荷平準化を行うために、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４，ｖ１〜ｖ４，ｗ１〜ｗ４それぞれのフライホイール１に蓄積された機械エネルギーを電力エネルギーに変換して電力系統に出力する。セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４，ｖ１〜ｖ４，ｗ１〜ｗ４それぞれにおいて、フライホイール１が蓄積された機械エネルギーに応じて回転駆動することで、この回転が発電電動機２に伝達して、発電電動機２が回転駆動して、発電電動機２の端子Ｕ，Ｖ，Ｗに電力が発生する。よって、この発電電動機２の端子Ｕ，Ｖ，Ｗにおいて発生する三相交流電力がコンバータ３に与えられ、ＩＧＢＴ素子Ｔｕ１〜Ｔｗ１，Ｔｕ２〜Ｔｗ２がＯＮ／ＯＦＦ制御されることで直流に変換されると、平滑コンデンサＣで平滑化されて単相インバータ４に与えられる。 In addition, when a power sag, power failure or load fluctuation occurs in the power system, the power power is stored in each flywheel 1 of the cell power modules u1 to u4, v1 to v4, w1 to w4 in order to perform power sag compensation and load leveling. The converted mechanical energy is converted into electric energy and output to the electric power system. In each of the cell power modules u1 to u4, v1 to v4, and w1 to w4, the flywheel 1 is rotationally driven according to the accumulated mechanical energy, so that this rotation is transmitted to the generator motor 2, and the generator motor 2 is Rotation driving is performed, and electric power is generated at the terminals U, V, and W of the generator motor 2. Therefore, the three-phase AC power generated at the terminals U, V, and W of the generator motor 2 is applied to the converter 3, and the IGBT elements Tu1 to Tw1 and Tu2 to Tw2 are ON / OFF controlled to be converted to DC. Is smoothed by the smoothing capacitor C and supplied to the single-phase inverter 4.

そして、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４，ｖ１〜ｖ４，ｗ１〜ｗ４それぞれの単相インバータ４において、コンデンサＣを介して直流電力が供給されるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔｂ１，Ｔａ２，Ｔｂ２がＯＮ／ＯＦＦ制御される。即ち、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４，ｖ１〜ｖ４，ｗ１〜ｗ４毎に、１２０度位相がずれるように、それぞれの単相インバータ４におけるＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔｂ１，Ｔａ２，Ｔｂ２を直列多重ＰＷＭ制御することで、電力系統に三相交流電力を出力する。 In each single-phase inverter 4 of each of the cell power modules u1 to u4, v1 to v4, and w1 to w4, DC power is supplied through the capacitor C, and the IGBT elements Ta1, Tb1, Ta2, and Tb2 are turned on / off. Be controlled. That is, the IGBT elements Ta1, Tb1, Ta2, and Tb2 in each single-phase inverter 4 are subjected to serial multiple PWM control so that the phase is shifted by 120 degrees for each of the cell power modules u1 to u4, v1 to v4, and w1 to w4. Then, three-phase AC power is output to the power system.

このように構成することで、各相毎に直列に接続されたセルパワーモジュールによって得られる電力量の総和が、電力系統の求める電力量となるようにすれば良いため、各セルパワーモジュールに求められる電力量を小さくすることができる。よって、各セルパワーモジュールによる貯蔵電力容量を小さくすることができ、各セルパワーモジュールにおける高電圧化及び大容量化を抑制することができる。又、直列多重ＰＷＭ制御により各セルパワーモジュールでの制御信号を低キャリア周波数とし、そのスイッチタイミングをずらして与えるため、高調波を改善することができるとともに、低損失での対応が可能となる。 With this configuration, the total amount of power obtained by the cell power modules connected in series for each phase only needs to be the amount of power required by the power system. The amount of electric power that is generated can be reduced. Therefore, the stored power capacity of each cell power module can be reduced, and the increase in voltage and capacity in each cell power module can be suppressed. In addition, since the control signal in each cell power module is set to a low carrier frequency by the serial multiplex PWM control and its switch timing is shifted, it is possible to improve harmonics and to cope with low loss.

＜第２の実施形態＞
本発明の第２の実施の形態について、図面を参照して以下に説明する。本実施形態において、第１の実施形態と同様に、電力補償装置が図１のような構成となるが、セルパワーモジュールの構成が、第１の実施形態と異なる構成となる。尚、図４は、本実施形態の電力補償装置におけるセルパワーモジュールの構成を示すブロック図であり、図２のセルパワーモジュールの構成と同一の目的で使用する部分については、同一の符号を付してその詳細な説明は省略する。 <Second Embodiment>
A second embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. In the present embodiment, as in the first embodiment, the power compensator has a configuration as shown in FIG. 1, but the configuration of the cell power module is different from that in the first embodiment. FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the cell power module in the power compensator of this embodiment, and parts used for the same purpose as the configuration of the cell power module in FIG. Detailed description thereof will be omitted.

図４に示すセルパワーモジュールは、図２のセルパワーモジュールの構成に、電力系統とは独立した外部電源１０から供給される電力を三相交流に変換する三相インバータ５と、三相インバータ５からの三相交流出力の電圧変換を行う変圧器６と、変圧器６で変圧された三相交流電力を整流する整流器７と、が付加された構成である。このように構成されるとき、三相インバータ５が、外部電源１０の一方の端子とコレクタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔｕ３，Ｔｖ３，Ｔｗ３と、この外部電源１０の同一端子にカソードが接続されたダイオードＤｕ３，Ｄｖ３，Ｄｗ３と、外部電源１０の他方の端子とエミッタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔｕ４，Ｔｖ４，Ｔｗ４と、この外部電源１０の同一端子にアノードが接続されたダイオードＤｕ４，Ｄｖ４，Ｄｗ４と、で構成される。 The cell power module shown in FIG. 4 has a configuration of the cell power module shown in FIG. 2 and includes a three-phase inverter 5 that converts power supplied from an external power source 10 independent of the power system into a three-phase AC, and a three-phase inverter 5. The transformer 6 which performs voltage conversion of the three-phase alternating current output from the rectifier 7 which rectifies the three-phase alternating current power transformed by the transformer 6 is added. When configured in this way, the three-phase inverter 5 includes IGBT elements Tu3, Tv3, Tw3 in which one terminal and collector of the external power supply 10 are connected, and a diode in which the cathode is connected to the same terminal of the external power supply 10 Du3, Dv3, Dw3, IGBT elements Tu4, Tv4, Tw4 in which the other terminal and the emitter of the external power supply 10 are connected, diodes Du4, Dv4, Dw4 in which the anode is connected to the same terminal of the external power supply 10, Consists of.

又、このＩＧＢＴ素子Ｔｕ３〜Ｔｖ３それぞれのエミッタにＩＧＢＴ素子Ｔｕ４〜Ｔｗ４のコレクタが接続され、それぞれの接点Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗが変圧器６に接続される。この三相インバータ５と変圧器６が、電流制限を備えた電圧可変のインバータとして働く。更に、ダイオードＤｕ３のアノード及びダイオードＤｕ４のカソードが接点Ｘｕに接続され、ダイオードＤｖ３のアノード及びダイオードＤｖ４のカソードが接点Ｘｖに接続され、ダイオードＤｗ３のアノード及びダイオードＤｗ４のカソードが接点Ｘｗに接続される。 The collectors of the IGBT elements Tu4 to Tw4 are connected to the emitters of the IGBT elements Tu3 to Tv3, and the respective contacts Xu, Xv, Xw are connected to the transformer 6. The three-phase inverter 5 and the transformer 6 serve as a voltage variable inverter having a current limit. Furthermore, the anode of the diode Du3 and the cathode of the diode Du4 are connected to the contact Xu, the anode of the diode Dv3 and the cathode of the diode Dv4 are connected to the contact Xv, and the anode of the diode Dw3 and the cathode of the diode Dw4 are connected to the contact Xw. .

又、変圧器６が、三相インバータ５における接点Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗに接続されたΔ結線のコイルＬ１ｕ，Ｌ１ｖ，Ｌ１ｗと、コイルＬ１ｕ，Ｌ１ｖ，Ｌ１ｗそれぞれと磁気結合したＹ結線のコイルＬ２ｕ，Ｌ２ｖ，Ｌｗ２と、によって構成される。即ち、接点Ｘｕ，Ｘｖの間にコイルＬ１ｕが、接点Ｘｖ，Ｘｗの間にコイルＬ１ｖが、接点Ｘｗ，Ｘｕの間にコイルＬ１ｗが、それぞれ接続され、又、コイルＬ２ｕ〜Ｌ２ｗそれぞれの一端が中性点一点で接続される。この変圧器６によって、三相インバータ５と整流器７との間が絶縁される。 Further, the transformer 6 is a Δ-connected coil L1u, L1v, L1w connected to the contacts Xu, Xv, Xw in the three-phase inverter 5, and a Y-connected coil L2u, L2u, L1w, L1w magnetically coupled to the coils L1u, L1v, L1w, respectively. L2v and Lw2. That is, the coil L1u is connected between the contacts Xu and Xv, the coil L1v is connected between the contacts Xv and Xw, the coil L1w is connected between the contacts Xw and Xu, and one end of each of the coils L2u to L2w is in the middle. Connected at one gender point. The transformer 6 insulates the three-phase inverter 5 from the rectifier 7.

そして、コイルＬ２ｕ〜Ｌ２ｗの他端からの電力が整流器７に与えられる。更に、この整流器７に、コイルＬ２ｕの他端にアノード及びカソードそれぞれが接続されたダイオードＤｕ５，Ｄｕ６と、コイルＬ２ｖの他端にアノード及びカソードそれぞれが接続されたダイオードＤｖ５，Ｄｖ６と、コイルＬ２ｗの他端にアノード及びカソードそれぞれが接続されたダイオードＤｗ５，Ｄｗ６と、が設置される。そして、ダイオードＤｕ５，Ｄｖ５，Ｄｗ５それぞれのカソードが平滑コンデンサＣの一端に接続され、ダイオードＤｕ６，Ｄｖ６，Ｄｗ６それぞれのアノードが平滑コンデンサＣの他端に接続される。 And the electric power from the other end of the coils L2u-L2w is given to the rectifier 7. Further, the rectifier 7 includes diodes Du5 and Du6 each having an anode and a cathode connected to the other end of the coil L2u, diodes Dv5 and Dv6 each having an anode and a cathode connected to the other end of the coil L2v, and a coil L2w. Diodes Dw5 and Dw6 each having an anode and a cathode connected to the other end are installed. The cathodes of the diodes Du5, Dv5, Dw5 are connected to one end of the smoothing capacitor C, and the anodes of the diodes Du6, Dv6, Dw6 are connected to the other end of the smoothing capacitor C.

このように構成されることによって、電力系統に瞬低や停電や負荷変動が発生して、セルパワーモジュールｕ１〜ｕ４，ｖ１〜ｖ４，ｗ１〜ｗ４それぞれのフライホイール１に蓄積された機械エネルギーを電力エネルギーに変換して電力系統に出力するとき、平滑コンデンサＣに現れる直流電圧に対するセルパワーモジュール間の不釣り合いが、整流器７からの直流電圧によって補われる。即ち、コンバータ３から平滑化コンデンサＣに与えられた直流電力が小さい場合、その直流電力を補うために、外部電源１０と接続された三相インバータ５を駆動する。 By being configured in this way, an instantaneous drop, power failure, or load fluctuation occurs in the power system, and the mechanical energy accumulated in each flywheel 1 of the cell power modules u1 to u4, v1 to v4, w1 to w4 is reduced. When the power energy is converted and output to the power system, the imbalance between the cell power modules with respect to the DC voltage appearing in the smoothing capacitor C is compensated by the DC voltage from the rectifier 7. That is, when the DC power supplied from the converter 3 to the smoothing capacitor C is small, the three-phase inverter 5 connected to the external power supply 10 is driven to supplement the DC power.

このとき、三相インバータ５を構成するＩＧＢＴ素子Ｔｕ３〜Ｔｗ３，Ｔｕ４〜Ｔｗ４の駆動タイミングを制御することによって、三相インバータ５より発生する電力を、コンバータ３から平滑化コンデンサＣに与えられた直流電力によって不足する電力とする。そして、この三相インバータ５より発生する三相電力を変圧器６で変圧した後、整流器７で直流電力に変換して、平滑コンデンサＣに供給して、コンバータ３による不足分の電力を補う。 At this time, by controlling the drive timing of the IGBT elements Tu3 to Tw3 and Tu4 to Tw4 constituting the three-phase inverter 5, the electric power generated from the three-phase inverter 5 is supplied to the smoothing capacitor C from the converter 3. Power is insufficient due to power. Then, the three-phase power generated by the three-phase inverter 5 is transformed by the transformer 6, then converted to DC power by the rectifier 7, supplied to the smoothing capacitor C, and the power shortage by the converter 3 is compensated.

よって、本実施形態によると、各セルパワーモジュール間において、フライホイール１及び発電電動機２又はコンバータ３及び単相インバータ４内の半導体素子における損失差により、平滑コンデンサＣによる直流中間部の電圧の不釣り合いが生じるが、三相インバータ５及び変圧器６及び整流器７が動作することで、この損失による不釣り合いを補うことができる。 Therefore, according to the present embodiment, the voltage difference in the DC intermediate portion due to the smoothing capacitor C due to the loss difference in the semiconductor elements in the flywheel 1 and the generator motor 2 or the converter 3 and the single-phase inverter 4 between the cell power modules. Although a balance occurs, the unbalance due to this loss can be compensated for by the operation of the three-phase inverter 5, the transformer 6 and the rectifier 7.

又、外部電源１０のような独立した別の電源によって補う電力として、コンバータ３による不足分の電力以上の電力が供給できるものとした場合、コンバータ３及び単相インバータ４による主回路の待機時において、コンバータ３及び単相インバータ４の充放電動作を不要として停止することができ、待機時の主回路の損失を軽減することができる。このとき、主回路の待機時において、コンバータ３及び単相インバータ４内のＩＧＢＴ素子Ｔｕ１〜Ｔｗ１，Ｔｕ２〜Ｔｗ２，Ｔａ１，Ｔａ２，Ｔｂ１，Ｔｂ２を完全にＯＦＦとすることができる。 In addition, when the power supplemented by another independent power source such as the external power source 10 can supply more power than the power shortage by the converter 3, the converter 3 and the single-phase inverter 4 can stand by in the standby state of the main circuit. The charging / discharging operation of the converter 3 and the single-phase inverter 4 can be stopped as unnecessary, and the loss of the main circuit during standby can be reduced. At this time, the IGBT elements Tu1 to Tw1, Tu2 to Tw2, Ta1, Ta2, Tb1, and Tb2 in the converter 3 and the single-phase inverter 4 can be completely turned off during standby of the main circuit.

更に、外部電源１０からの電力を、三相インバータ５及び変圧器６及び整流器７を介して供給するものとしたが、平滑コンデンサＣに与える電圧と同じ電圧出力の直流電源であれば、別の構成であっても構わない。又、このように外部電源１０からの電力供給が可能な構成とすることで、単相インバータ４の運転開始前に、外部電源１０からの電力を平滑コンデンサＣに対して供給することで、平滑コンデンサＣの初期充電を行うことができる。 Further, the power from the external power source 10 is supplied via the three-phase inverter 5, the transformer 6 and the rectifier 7. However, if the DC power source has the same voltage output as the voltage applied to the smoothing capacitor C, another power source is available. It may be a configuration. In addition, since the power supply from the external power source 10 is configured as described above, the power from the external power source 10 is supplied to the smoothing capacitor C before the operation of the single-phase inverter 4 is started. The capacitor C can be initially charged.

＜第３の実施形態＞
本発明の第３の実施の形態について、図面を参照して以下に説明する。本実施形態において、第１及び第２の実施形態と同様に、電力補償装置が図１のような構成となるが、セルパワーモジュールの構成が、第１及び第２の実施形態と異なる構成となる。尚、図５は、本実施形態の電力補償装置におけるセルパワーモジュールの構成を示すブロック図であり、図４のセルパワーモジュールの構成と同一の目的で使用する部分については、同一の符号を付してその詳細な説明は省略する。 <Third Embodiment>
A third embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. In the present embodiment, as in the first and second embodiments, the power compensation device has a configuration as shown in FIG. 1, but the configuration of the cell power module is different from those in the first and second embodiments. Become. FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the cell power module in the power compensator of this embodiment, and parts used for the same purpose as the configuration of the cell power module in FIG. Detailed description thereof will be omitted.

図５に示すセルパワーモジュールは、図４のセルパワーモジュールの構成と異なり、フライホイール１及び発電電動機２の代わりに、超電導状態材料により構成されたコイルＬによるＳＭＥＳ１１を備えるとともに、コンバータ３の代わりに、ＳＭＥＳ１１の充放電を行うとともに平滑コンデンサＣと接続されたチョッパ回路１２と、を備える。このチョッパ回路１２は、平滑コンデンサＣの一端にカソードが接続されたダイオードＤｄ１及びコレクタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔｃ１と、平滑コンデンサＣの他端にアノードが接続されたダイオードＤｃ２及びエミッタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔｄ２と、を備える。ここで、ＳＭＥＳとは、超電導の電気抵抗がゼロとなる現象を用いて超電導状態のコイルに電気を流し続けることで電気エネルギーを貯蔵する装置であり、雷などによる瞬低の影響を解消することなどを目的とした装置である。 The cell power module shown in FIG. 5 differs from the configuration of the cell power module shown in FIG. 4 in that it has SMES 11 by a coil L made of a superconducting state material instead of the flywheel 1 and the generator motor 2 and replaces the converter 3. And a chopper circuit 12 that charges and discharges the SMES 11 and is connected to the smoothing capacitor C. In the chopper circuit 12, a diode Dd1 having a cathode connected to one end of a smoothing capacitor C and an IGBT element Tc1 to which a collector is connected, and a diode Dc2 having an anode connected to the other end of the smoothing capacitor C and an emitter are connected. IGBT element Td2. Here, SMES is a device that stores electrical energy by continuously applying electricity to the superconducting coil using the phenomenon that the electrical resistance of superconductivity becomes zero, and eliminates the effects of lightning strikes caused by lightning. It is a device for the purpose.

又、チョッパ回路１２において、ＩＧＢＴ素子Ｔｃ１のエミッタとダイオードＤｃ２のカソードとが超電導コイルＬの一端に接続されるとともに、ＩＧＢＴ素子Ｔｄ２のコレクタとダイオードＤｄ１のアノードとが超電導コイルＬの他端に接続される。そして、ＩＧＢＴ素子Ｔｃ１，Ｔｄ２のＯＮ／ＯＦＦ制御を行うことにより、充放電それぞれにおけるチョッパ動作を行う。 In the chopper circuit 12, the emitter of the IGBT element Tc1 and the cathode of the diode Dc2 are connected to one end of the superconducting coil L, and the collector of the IGBT element Td2 and the anode of the diode Dd1 are connected to the other end of the superconducting coil L. Is done. And chopper operation | movement in each charge / discharge is performed by performing ON / OFF control of IGBT element Tc1, Td2.

このチョッパ回路１２は、ＩＧＢＴ素子Ｔｃ１をＯＮとするとともにＩＧＢＴ素子Ｔｄ２をＯＦＦとする状態（「状態Ａ」とする）と、ＩＧＢＴ素子Ｔｃ１をＯＦＦとするとともにＩＧＢＴ素子Ｔｄ２をＯＮとする状態（「状態Ｂ」とする）と、ＩＧＢＴ素子Ｔｃ１，Ｔｄ２をともにＯＦＦとする状態（「状態Ｃ」とする）と、を切り換えることによって、ＳＭＥＳ１１の放電動作を行い、又、状態Ａと、状態Ｂと、ＩＧＢＴ素子Ｔｃ１，Ｔｄ２をともにＯＮとする状態（「状態Ｄ」とする）と、を切り換えることによって、ＳＭＥＳ１１の充電動作を行う。 The chopper circuit 12 is in a state where the IGBT element Tc1 is turned on and the IGBT element Td2 is turned off (“state A”), and in a state where the IGBT element Tc1 is turned off and the IGBT element Td2 is turned on (“ The state is changed to “state B”) and the IGBT elements Tc1 and Td2 are both turned off (“state C”), so that the discharging operation of SMES11 is performed. Then, the SMES 11 is charged by switching between the state in which both the IGBT elements Tc1 and Td2 are turned on (referred to as “state D”).

即ち、チョッパ回路１２によってＳＭＥＳ１１の放電動作を行うときは、まず、状態Ｃとすることで、ダイオードＤｃ２，Ｄｄ１が通電することによって、超電導コイルＬからの電力が平滑コンデンサＣに与えられる。その後、状態Ａとして、ＩＧＢＴ素子Ｔｃ１とダイオードＤｄ１が通電することにより、超電導コイルＬからの放電を停止させて待機状態とする。次に、再び、状態Ｃとすることで、超電導コイルＬからの電力を平滑コンデンサＣに与えた後、状態Ｂとして、ＩＧＢＴ素子Ｔｄ２とダイオードＤｃ２が通電することにより、超電導コイルＬからの放電を停止させて待機状態とする。 That is, when the chopper circuit 12 performs the discharging operation of the SMES 11, first, the state C is set, and the diodes Dc2 and Dd1 are energized, whereby the power from the superconducting coil L is given to the smoothing capacitor C. Thereafter, as the state A, the IGBT element Tc1 and the diode Dd1 are energized to stop the discharge from the superconducting coil L and enter a standby state. Next, after the power from the superconducting coil L is applied to the smoothing capacitor C by setting the state C again, the IGBT element Td2 and the diode Dc2 are energized as the state B, thereby discharging the superconducting coil L. Stop and enter standby mode.

このように、チョッパ回路１２の状態を状態Ｃ→状態Ａ→状態Ｃ→状態Ｂの切り換える動作を繰り返し行うことで、平滑コンデンサＣを通じて直流電力をインバータ４に供給する。このとき、状態Ａ及び状態Ｂとする時間と状態Ｃとする時間との比がデューティ比となり、このデューティ比によって平滑コンデンサＣに与える電力が決定される。 Thus, the DC power is supplied to the inverter 4 through the smoothing capacitor C by repeatedly performing the operation of switching the state of the chopper circuit 12 from state C → state A → state C → state B. At this time, the ratio of the time to state A and state B and the time to state C is the duty ratio, and the power applied to the smoothing capacitor C is determined by this duty ratio.

又、チョッパ回路１２によってＳＭＥＳ１１の充電動作を行うときは、まず、状態Ｄとすることで、ＩＧＢＴ素子Ｔｃ１，Ｔｄ２が通電することによって、平滑コンデンサＣからの電力を超電導コイルＬに供給する。その後、状態Ａとして、ＩＧＢＴ素子Ｔｃ１とダイオードＤｄ１が通電することにより、超電導コイルＬへの充電を停止させて待機状態とする。次に、再び、状態Ｄとすることで、平滑コンデンサＣからの電力を超電導コイルＬに供給した後、状態Ｂとして、ＩＧＢＴ素子Ｔｄ２とダイオードＤｃ２が通電することにより、超電導コイルＬへの充電を停止させて待機状態とする。 When the chopper circuit 12 performs the charging operation of the SMES 11, the IGBT element Tc1 or Td2 is first energized by setting the state D to supply power from the smoothing capacitor C to the superconducting coil L. Thereafter, as the state A, the IGBT element Tc1 and the diode Dd1 are energized to stop the charging of the superconducting coil L and enter a standby state. Next, after the power from the smoothing capacitor C is supplied to the superconducting coil L again by setting the state D, the IGBT element Td2 and the diode Dc2 are energized as the state B, thereby charging the superconducting coil L. Stop and enter standby mode.

このように、チョッパ回路１２の状態を状態Ｄ→状態Ａ→状態Ｄ→状態Ｂの切り換える動作を繰り返し行うことで、インバータ４からの直流電力を、平滑コンデンサＣを通じてＳＭＥＳ１１に供給する。このとき、状態Ａ及び状態Ｂとする時間と状態Ｄとする時間との比がデューティ比となり、このデューティ比によって平滑コンデンサＣよりＳＭＥＳ１１に与えられる電力が決定される。 Thus, the DC power from the inverter 4 is supplied to the SMES 11 through the smoothing capacitor C by repeatedly performing the operation of switching the state of the chopper circuit 12 from state D → state A → state D → state B. At this time, the ratio of the time to state A and state B and the time to state D becomes the duty ratio, and the power supplied from the smoothing capacitor C to the SMES 11 is determined by this duty ratio.

上述したように、ＳＭＥＳ１１に対してチョッパ回路１２で超電導コイルＬを短絡させる待機状態を切り換える短絡電流循環運転を行うことで、超電導コイルＬの短絡時におけるチョッパ回路１２の半導体素子による損失を経時的に半分にすることができるとともに、各素子の温度上昇の均等化を図ることができる。これにより、ＳＭＥＳ１１に対する待機時の許容短絡電流の最大化を図ることができる。 As described above, by performing the short-circuit current circulation operation for switching the standby state in which the superconducting coil L is short-circuited by the chopper circuit 12 with respect to the SMES 11, the loss due to the semiconductor element of the chopper circuit 12 when the superconducting coil L is short-circuited over time. In addition, the temperature rise of each element can be equalized. As a result, it is possible to maximize the allowable short-circuit current during standby for the SMES 11.

又、ＳＭＥＳ１１を充電する場合において、チョッパ回路１２のＩＧＢＴ素子Ｔｃ１，Ｔｄ２をＰＷＭ制御によりスイッチング制御するとき、このスイッチング制御を行うための信号のキャリア周波数を低減させると、平滑コンデンサＣのリップル電流が増加することがある。その場合、ＩＧＢＴ素子Ｔｃ１，Ｔｄ２のスイッチング周波数を、電力系統からインバータ４に入力される電力の周波数とし、ＩＧＢＴ素子Ｔｃ１，Ｔｄ２をスイッチング制御することで得られるコンバータ側充放電電流を、インバータ４を流れる電流と相殺するように同期させることで、平滑コンデンサＣのリップル電流を最小にすることができる。これにより、平滑コンデンサＣの設備容量の低減化や長寿命化を図ることができる。 In addition, when the SMES 11 is charged, when the IGBT elements Tc1 and Td2 of the chopper circuit 12 are subjected to switching control by PWM control, if the signal carrier frequency for performing this switching control is reduced, the ripple current of the smoothing capacitor C is reduced. May increase. In that case, the switching frequency of the IGBT elements Tc1 and Td2 is set to the frequency of the electric power input to the inverter 4 from the power system, and the converter side charge / discharge current obtained by switching control of the IGBT elements Tc1 and Td2 By synchronizing with the flowing current so as to cancel, the ripple current of the smoothing capacitor C can be minimized. Thereby, reduction of the installation capacity | capacitance of the smoothing capacitor C and lifetime can be achieved.

尚、本実施形態において、第２の実施形態と同様、外部電源１０のような独立した別の電源によって、ＳＭＥＳ１１から平滑コンデンサＣに供給する電力を補うものとしたが、第１の実施形態と同様、この外部電源１０のような独立した別の電源により電力を補う回路部分について省いたものとしても構わない。又、電力貯蔵装置として、第１及び第２の実施形態ではフライホイールを用い、又、第３の実施形態ではＳＭＥＳを用いたが、電気二重層コンデンサや二次電池を用いるものとしても構わない。このように、電気二重層コンデンサや二次電池を用いるとき、直流中間電圧部となる平滑コンデンサＣとの間にチョッパ回路を接続して、電気二重層コンデンサや二次電池と平滑コンデンサＣとの間で変圧される電圧が調整されるものとしても構わないし、電気二重層コンデンサや二次電池が平滑コンデンサＣに接続されるものとしても構わない。 In the present embodiment, as in the second embodiment, the power supplied from the SMES 11 to the smoothing capacitor C is supplemented by another independent power source such as the external power source 10. Similarly, a circuit portion that supplements power with another independent power source such as the external power source 10 may be omitted. Further, as the power storage device, a flywheel is used in the first and second embodiments, and SMES is used in the third embodiment. However, an electric double layer capacitor or a secondary battery may be used. . As described above, when an electric double layer capacitor or a secondary battery is used, a chopper circuit is connected between the smoothing capacitor C serving as a DC intermediate voltage unit, and the electric double layer capacitor, the secondary battery, and the smoothing capacitor C are connected. The voltage transformed between them may be adjusted, or an electric double layer capacitor or a secondary battery may be connected to the smoothing capacitor C.

又、本実施形態においても、第２の実施形態と同様、外部電源１０からの電力を、三相インバータ５及び変圧器６及び整流器７を介して供給するものとしたが、平滑コンデンサＣに与える電圧と同じ電圧出力の直流電源であれば、別の構成であっても構わない。このように外部電源１０からの電力供給が可能な構成とすることで、単相インバータ４の運転開始前に、外部電源１０からの電力を平滑コンデンサＣに対して供給することで、平滑コンデンサＣの初期充電を行うことができる。 Also in the present embodiment, as in the second embodiment, the power from the external power source 10 is supplied via the three-phase inverter 5, the transformer 6 and the rectifier 7, but is supplied to the smoothing capacitor C. Another configuration may be used as long as it is a DC power supply having the same voltage output as the voltage. By adopting a configuration in which power can be supplied from the external power supply 10 in this manner, the smoothing capacitor C can be supplied by supplying power from the external power supply 10 to the smoothing capacitor C before the operation of the single-phase inverter 4 is started. The initial charge can be performed.

更に、上述の各実施形態において、三相となる電力系統の各相に対して、図１のように、４台のセルパワーモジュールが設置されるものとしたが、４台に限定されるものではなく、２台以上の複数のセルパワーモジュールが設置されるものであればよい。即ち、上述の各実施形態のように、各相毎に４台のセルパワーモジュールよりなる電圧型２レベルインバータとしても構わないし、各相毎に８台のセルパワーモジュールよりなる電圧型３レベルインバータとしても構わない。 Further, in each of the above-described embodiments, four cell power modules are installed for each phase of the three-phase power system as shown in FIG. 1, but the number is limited to four. Instead, it is sufficient if two or more cell power modules are installed. That is, as in the above-described embodiments, a voltage type two-level inverter composed of four cell power modules for each phase may be used, or a voltage type three-level inverter composed of eight cell power modules for each phase. It does not matter.

尚、上述の各実施形態において、インバータ及びコンバータに設ける半導体スイッチング素子としてＩＧＢＴ素子を用いたが、接合型トランジスタやＭＯＳトランジスタなどといった他の種類のトランジスタやサイリスタなどのスイッチング素子によってインバータ及びコンバータが構成されるものとしても構わない。 In each of the above-described embodiments, the IGBT element is used as the semiconductor switching element provided in the inverter and the converter. However, the inverter and the converter are configured by other types of switching elements such as a junction transistor and a MOS transistor and a thyristor. It doesn't matter if it is done.

又、第２及び第３の実施形態において、平滑コンデンサＣに対する電力補償部として、外部電源１０から変圧器６及び整流器７が変圧器６及び整流器７の順番に接続されるものとしたが、この変圧器６及び整流器７の接続される順番を入れ替えた構成とすることも可能である。 In the second and third embodiments, as the power compensation unit for the smoothing capacitor C, the transformer 6 and the rectifier 7 are connected in order of the transformer 6 and the rectifier 7 from the external power source 10. A configuration in which the order in which the transformer 6 and the rectifier 7 are connected may be changed is also possible.

は、本発明の各実施形態における電力補償装置の構成を示すブロック図である。These are block diagrams which show the structure of the power compensation apparatus in each embodiment of this invention. は、第１の実施形態の電力補償装置におけるセルパワーモジュールの構成を示すブロック図である。These are block diagrams which show the structure of the cell power module in the power compensation apparatus of 1st Embodiment. は、セルパワーモジュールの関係を示すブロック図である。These are block diagrams which show the relationship of a cell power module. は、第２の実施形態の電力補償装置におけるセルパワーモジュールの構成を示すブロック図である。These are block diagrams which show the structure of the cell power module in the power compensation apparatus of 2nd Embodiment. は、第３の実施形態の電力補償装置におけるセルパワーモジュールの構成を示すブロック図である。These are block diagrams which show the structure of the cell power module in the power compensation apparatus of 3rd Embodiment. は、従来の電力補償装置の構成を示すブロック図である。These are block diagrams which show the structure of the conventional power compensation apparatus.

Explanation of symbols

１フライホイール
２発電電動機
３コンバータ
４単相インバータ
Ｃ平滑コンデンサ
５三相インバータ
６変圧器
７整流器
１０外部電源
１１ＳＭＥＳ
１２チョッパ回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Flywheel 2 Generator motor 3 Converter 4 Single phase inverter C Smoothing capacitor 5 Three phase inverter 6 Transformer 7 Rectifier 10 External power supply 11 SMES
12 Chopper circuit

Claims

In a power compensation device that performs power compensation of a three-phase power system
A cell power module having a power storage unit that stores power to be compensated, and a single-phase inverter that performs charge / discharge of the power storage unit to convert single-phase power and DC power, and each phase of the power system By installing N units (N is an integer of 2 or more), 3N cell power modules that are insulated from each other are provided,
The single-phase power side of the single-phase inverter of the N cell power modules installed for each phase of the power system is connected in series, and the power storage unit is connected to the DC power side of the single-phase inverter. A power compensator characterized by that.

By connecting the single-phase inverters of the cell power modules arranged at one end of the N cell power modules connected in series to each phase to be neutral points, 3N units The power compensation device according to claim 1, wherein a Y-connection connection is formed by the cell power module.

Each of the cell power modules includes a DC intermediate voltage unit that is connected between the power storage unit and the single-phase inverter and smoothes a DC voltage from the power storage unit and the single-phase inverter. The power compensation apparatus according to claim 2.

The power compensation apparatus according to claim 3, wherein the DC intermediate voltage unit is configured by a capacitor.

5. The power compensation apparatus according to claim 3, wherein each of the cell power modules includes a power compensation unit that compensates DC power in the DC intermediate voltage unit by a power source different from that of the power system.

The power compensator is
A rectifier connected to the DC intermediate voltage unit in parallel with the power storage unit;
A transformer for supplying AC power to the rectifier;
An AC power source that generates AC power before being transformed by the transformer and is insulated from the power compensation unit by being connected to the transformer;
The power compensation apparatus according to claim 5, further comprising:

The AC power supply includes an inverter, the voltage of the AC power supplied to the transformer is made variable based on a control signal for driving the inverter, and overcurrent limitation is further performed. Power compensation device.

The power compensation apparatus according to claim 3, wherein initial charging of the DC intermediate voltage unit is performed by power from the power compensation unit.

The power storage unit is
A converter that converts direct current power and alternating current power, the direct current power side is connected to the single-phase inverter, and the voltage on the alternating current power side relative to the direct current power side is variable by an input control signal;
A generator motor connected to the AC power side of the converter;
A flywheel that converts electric power energy given to the generator motor into mechanical energy and stores it, and drives the generator motor as a generator by the stored mechanical energy;
The power compensation apparatus according to claim 1, further comprising:

The power compensation device according to any one of claims 2 to 8, wherein the power storage unit is configured by a SMES having a superconducting coil that stores power energy as superconducting energy.

The said power storage part is provided with the current voltage conversion circuit which converts the electric current from the said superconducting coil into a voltage by being combined with the said direct current | flow intermediate voltage part while being connected to the said superconducting coil. The power compensator as described.

The power compensation device according to any one of claims 1 to 8, wherein the power storage unit includes a secondary battery or a capacitor for power storage.