JP4453173B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、テレビジョン受像機やモニタディスプレイ装置等に用いる、高電圧を含む複数の出力電圧を供給するスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
高解像度の映像信号を表示するコンピュータディスプレイモニターにおいて、ますます高周波数化が進み、技術課題として絶縁型スイッチング電源回路、水平偏向回路および高圧発生回路の電力損失と発熱が問題になっている。
【０００３】
従来の高解像度を表示する高周波動作の偏向高圧装置の場合は、高圧回路は偏向回路への影響を避けて別回路で構成される。
その理由として、偏向装置の動作周波数が入力信号に自動追従するマルチスキャン方式が一般的であり、また水平振幅の振幅調整がユーザーに開放されるなど、偏向動作が常に一定でなく、その結果、安定して高圧を偏向パルスから得ることが出来ないことに起因している。
【０００４】
以下、従来のスイッチング電源装置に関し、絶縁型スイッチング電源回路と水平偏向回路、および高圧発生回路の構成と回路動作について図１０〜図１５を用いて説明する。
テレビジョン受像機やモニタディスプレイ装置等のスイッチング電源装置においては、図１０に示すように、水平偏向ヨーク２０７及び陰極線管２１１に対する回路系として、大きく分けて電源回路部、水平偏向回路部、高圧発生回路部が設けられる。
電源回路部は、ＡＣ整流平滑回路２０１、発振駆動回路２０２、コンバータ回路２０３、コンバータトランス回路２０４が設けられる。
水平偏向ヨーク２０７に対する水平偏向回路部は、水平振幅調整及び糸巻歪補正回路２３９、水平発振駆動回路２０５、水平出力回路２０６が設けられる。
陰極線管２１１に対する高圧発生回路部は、発振駆動回路２０８、高圧出力回路２０９、高圧トランス２１０が設けられる。
【０００５】
電源回路部では、ＡＣ整流平滑回路２０１は、商用交流電源を整流して得られる整流電流を充電電流として平滑コンデンサに供給し、平滑コンデンサの両端に整流平滑電圧を発生する。
そしてＡＣ整流平滑回路２０１より得られる整流平滑電圧を動作電源とし、発振駆動回路２０２より得られる駆動パルスを用いて、コンバータ回路２０３にスイッチング動作を行わせる。コンバータトランス回路２０４内のコンバータトランスは、コンバータ回路２０３のスイッチング動作によって励磁され、このコンバータトランスより出力電圧が取り出される。この取り出された出力電圧は水平偏向回路部及び高圧発生回路部の電源として使用される。
【０００６】
水平偏向回路部の電源として供給されたコンバータトランス回路２０４からの出力電圧は、水平振幅調整及び糸巻歪補正回路２３９にて電圧変調が行われた後、水平出力回路２０６に供給される。水平出力回路２０６には水平発振駆動回路２０５より得られる駆動パルスが供給される。この駆動パルスを用いて水平出力回路２０６がスイッチング動作を行ない、水平偏向ヨーク２０７に偏向電流を供給する。
また高圧発生回路部の電源として供給されたコンバータトランス回路２０４からの出力電圧は、高圧出力回路２０９に供給される。高圧出力回路２０９には、高圧発振駆動回路２０８より得られる駆動パルスが供給される。この駆動パルスを用いて高圧出力回路２０９がスイッチング動作を行ない、高圧トランス２１０を励磁し、高圧トランス２１０に高電圧を発生させて陰極線管２１１のアノードに高電圧を供給する。
【０００７】
図１１は、図１０の各ブロック内の回路構成を詳細に示したものである。
ＡＣ整流平滑回路２０１においては、交流電源２１２に対してブリッジ整流ダイオード２１３が配されて全波整流動作を行い、平滑コンデンサ２１４により整流平滑電圧を得る構成とされている。整流平滑電圧は抵抗２１５を介して発振駆動回路２０２に供給されるとともに、コンバータ回路２０３に供給される。
【０００８】
コンバータ回路２０３では、スイッチング部２１６の２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がハーフブリッジ回路を構成するように、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接点に、共振コンデンサ２１９とチョークコイル２２０、および絶縁型のコンバータトランス２２１の一次巻線２２２が直列に接続される。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはダンパーダイオード２１７、２１８が接続される。またスイッチング素子Ｑ１のドレインにはＡＣ整流平滑回路２０１からの整流平滑電圧が供給されるように接続される。
また、発振駆動回路２０２には抵抗２１５を通してＡＣ整流平滑回路２０１からの整流平滑電圧から電源が供給される。この発振駆動回路２０２からは、半周期毎に交互にオン、オフを行うための互いに極性の異なる矩形の駆動パルスがスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに供給されるように接続されており、いわゆる他励式の電流共振型コンバータ回路を構成している。
【０００９】
このハーフブリッジ回路で構成した電流共振形コンバータ回路の基本動作を図１２を用いて模式的に説明する。
図１２（ａ）において、直流電圧源２７４は整流平滑電圧に相当する。またインダクタ２７５は、チョークコイル２２０及びコンバータトランス２２１の１次巻線２２２で形成される合成インダクタンスを持つインダクタを示し、抵抗２７６は回路の内部抵抗を模式的に示した抵抗である。
図１２（ｂ）（ｃ）においてスイッチング部２１６のスイッチＳ１，Ｓ２はそれぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングの状態を示し、電流ＩＱ１、ｌＱ２はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を流れる電流、Ｉ１は共振コンデンサ２１９とインダクタ２７５及び抵抗２７６を流れる電流を示す。
【００１０】
図１２（ａ）において発振駆動回路２０２よリスイッチング素子Ｑ１に正の駆動パルスが供給されオンになったときの等価回路が図１２（ｂ）となる。
この時、スイッチング素子Ｑ１はオンになりスイッチＳ１は閉じられるから、この等価回路は直流電圧源２７４と共振コンデンサ２１９、インダクタ２７５、抵抗２７６の直列共振回路を構成し、直流電圧源２７４を電源としてスイッチＳ１を通じて正の共振電流が流れる。
次にスイッチング素子Ｑ２に正の駆動パルスが供給されオンになったときの等価回路は図１２（ｃ）のようになり、共振コンデンサ２１９、インダクタ２７５、抵抗２７６に負の共振電流が流れる。
【００１１】
図１２に示された等価回路を流れる各部の電流波形を図１３に示す。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を流れる電流ＩＱ１，ＩＱ２、及び直列共振回路を流れる共振電流Ｉ１の波形は、それぞれ図示するようになる。
【００１２】
図１２に示した直列共振回路を流れる電流Ｉ１と周波数ｆの関係は図１４に示される。図１４において、ｆ０は図１２の直列共振回路の共振周波数を示し、ｆｓｗは発振駆動回路２０２によりドライブされるスイッチング部２１６の繰り返し動作周波数を表わす。共振コンデンサ２１９、インタクタ２７５、抵抗２７６の値をそれぞれＣ，Ｌ，Ｒとし、各周波数ωに対する直列共振回路のインピーダンスをＺとしてアドミタンスを求めると、アドミタンスＹは（数１）で表わされる。
【数１】

【００１３】
また直列共振回路の共振周波数ｆ０は（数２）で表わされる。
【数２】

【００１４】
上記（数１）において電流ＩはアドミタンスＹに比例するから、これを用いて周波数に対する電流Ｉ１の大きさを示したのが図１４の曲線であり、共振周波数ｆ０において共振電流の最大値を与える。
スイッチング部１６の繰り返し動作周波数ｆｓｗはこの共振カーブの右側に沿って動くようにｆｓｗ＞ｆ０を満足するように設定される。
【００１５】
図１１における電流共振型のコンバータ回路２０３の動作は、以上の基本動作を踏まえて次のように説明される。
図１１の電源回路のスイッチング動作としては、まず、商用交流電源２１２が投入されると、上述のように、この商用交流電源２１２をブリッジ整流ダイオード２１３で整流して得られる整流電流を充電電流として平滑コンデンサ２１４の両端に整流平滑電圧を発生する。
この整流平滑電圧を動作電源として、抵抗２１５を通して発振駆動回路２０２に電源が供給され、この発振駆動回路２０２よリスイッチング部２１６を構成するスイッチング素子Ｑ１に正の駆動パルスが供給されオンになる。そして、スイッチング素子Ｑ１を通して共振コンデンサ２１９及びコンバータトランス２２１の１次巻線２２２に正の共振電流が供給される。
次に、スイッチング素子Ｑ１に負の駆動パルスが供給され、これとは逆に、スイッチング部２１６を構成するもう一方のスイッチング素子Ｑ２に正の駆動パルスが供給され、スイッチング素子Ｑ１は、急激にオフするとともにスイッチング素子Ｑ２がオンとなる。この結果、スイッチング素子Ｑ２を通して、共振コンデンサ２１９及びコンバータトランス２２１の一次巻線２２２に負の共振電流が供給され、この動作が繰り返されて得られる直列共振電流によリコンバータトランス２２１が励磁され、コンバータトランス２２１の２次側に巻装された２次巻線２２３，２２４，２２５，２２６より交番出力電圧が取り出される。
【００１６】
コンバータトランス回路２０４において、コンバータトランス２２１は、前述のように励磁電流が供給される１次巻線２２２を備え、２次巻線２２３，２２４，２２５，２２６には上記の交番出力電圧から直流電圧を取り出すための整流平滑回路が接続される。
例えば水平偏向回路部や高圧発生回路部の電源電圧となる、いわゆる＋Ｂ電圧、及び、信号系回路の電源電圧として使用されるその他の電圧を得るように構成される。
即ち２次巻線２２３に対しては整流回路２２７を構成するダイオードと、平滑コンデンサ２３０，２３１が図のように接続されて倍電圧半波整流方式により＋Ｂ電圧Ｅ０が取り出される。
２次巻線２２４，２２５に対しては整流回路２２８を構成するダイオードと、平滑コンデンサ２３２，２３３が図のように接続されて、正の電圧Ｅ３及び負の電圧Ｅ４が取り出される。
２次巻線２２６に対しては整流ダイオード２２９と、平滑コンデンサ２３４により、半波整流方式による電圧Ｅ２が取り出される。
【００１７】
このコンバータトランス２２１の２次巻線２２３から得られる、水平偏向回路部や高圧発生回路部の電源電圧となる＋Ｂ電圧の定電圧化は、次のように行われる。
例えば、陰極線管に表示される画像の輝度が上昇しこの結果高圧負荷が増加するように変動した場合や、陰極線管に表示される画像の水平振幅が大きくなるように変化した場合、＋Ｂ電圧の負荷が増加する。
この結果＋Ｂ電圧の電圧値Ｅ０は低下するように変動しようするため、この電圧変動を抵抗２３５，２３６で構成される電圧検出回路部で取り出し、制御回路２３７で誤差増幅を行った後、定電圧制御系の絶縁を行うためのフォトカプラ２３８を通して、スイッチング部２１６の周波数制御および駆動を行う発振駆動回路２０２に送られる。そして発振駆動回路２０２は、このフォトカプラ２３８からの電圧に応じて、スイッチング部２１６へ出力する駆動パルスの動作周波数が低下するように制御される。その結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓｗが低下する。
【００１８】
逆に、陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動した場合や、陰極緑管に表示される画像の水平振幅が小さくなるように変化した場合は、＋Ｂ電圧Ｅ０が上昇するように変動するため、前述のように制御信号はフォトカプラ２３８を通して発振駆動回路２０２に送られ、この電圧に応じて発振駆動回路２０２より出力される駆動パルスの動作周波数が上昇するように制御される。その結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓｗが上昇する。
【００１９】
この電源回路では、直列共振コンデンサ２１９、チョークコイル２２０及びコンバータトランス２２１の１次巻線２２２で構成される直列共振回路の共振周波数よりも、ハーフブリッジ型コンバータで構成されるスイッチング部２１６のスイッチング周波数ｆｓｗを高く設定している。従って、先に述べた場合では、＋Ｂ電圧の負荷が増加すると＋Ｂ電圧Ｅ０が低下するように変動するため、スイッチング周波数ｆｓｗが低下するように制御されるが、このとき、図１４において直列共振回路の共振周波数ｆ０に対してスイッチング周波数ｆｓｗが近づくことになり、この結果、１次巻線２２２を流れる励磁電流が増加することで定電圧化が計られることになる。
逆に、＋Ｂ電圧の負荷が減少すると＋Ｂ電圧Ｅ０が上昇するように変動するため、スイッチング周波数ｆｓｗが上昇するように制御され、直列共振回路の共振周波数ｆ０に対して、スイッチング周波数ｆｓｗが離れることになる。この結果、コンバータトランス２２１の１次巻線２２２を流れる励磁電流が抑制されることで、定電圧化が計られることになる。
このとき、同じくコンバータトランス２２１の２次巻線２２４，２２５，２２６より取り出されるその他の電圧Ｅ２，Ｅ３，Ｅ４は、いわゆるクロスレギュレーションにより、概略、定電圧化が図られる。
【００２０】
こうして得られた＋Ｂ電圧は、水平振幅調整及び糸巻歪補正回路２３９にて電圧変調が行われた後、水平出力回路２０６に供給される。水平出力回路２０６には水平発振駆動回路２０５より得られる駆動パルスが供給される。そしてこの駆動パルスを用いて水平出力回路２０６にスイッチング動作を行わせて水平偏向ヨーク７に偏向電流を供給する。
＋Ｂ電圧は、さらに高圧発振駆動回路２０８、高圧出力回路２０９、高圧トランス回路２１０で構成される高圧発生回路部の電源として供される。
【００２１】
水平偏向回路部における水平振幅調整及び糸巻歪補正回路２３９の動作は、＋Ｂ電圧Ｅ０を電源変調して水平偏向電流を変化させることにより行われるが、この動作について述べる。
水平偏向回路部において、水平振幅調整及び糸巻歪補正回路２３９及び水平出力回路２０６の部分を詳しく示した回路図を図１５に示す。
【００２２】
図１５において＋Ｂ電圧Ｅ０は、水平振幅調整及び糸巻歪補正回路２３９としての部位を介して、水平出力回路２０６に供給される。
水平出力回路２０６では、＋Ｂ電圧Ｅ０は水平出力コイル３４４を介して、水平出力トランジスタ３５０、ダンパーダイオード３５１、帰線用共振コンデンサ３５２による部位に供給される。
水平出力トランジスタ３５０のコレクタには、水平偏向電流を検出するための検出トランス３４５と、水平偏向コイル３４６（水平偏向ヨーク２０７）、及びＳ字補正コンデンサ３４７が接続される。
この水平出力回路２０６では、水平発振駆動回路２０５からの駆動パルスによって水平出力トランジスタ３５０がスイッチング動作を行うことで得られる水平偏向電流が、水平偏向ヨーク２０７を構成する水平偏向コイル３４６に流れるようにされる。
【００２３】
検出トランス３４５の一次側には水平偏向電流が流れることになるが、この検出トランス３４５によって偏向電流の大きさに応じた信号が、水平振幅調整及び糸巻歪補正回路２３９としての部位に受け渡される。
即ち水平振幅調整及び糸巻歪補正回路２３９として、検出トランス３４５の２次巻線側には、整流ダイオード３４８と平滑コンデンサ３４９とで構成される整流平滑回路が備えられ、これによって偏向電流の大きさに応じた信号が得られる。
この信号電圧が抵抗２３５，２３６で分割され、反転比較増幅器２８３の反転入力端子に加えられる。
さらに反転比較増幅器２８３の正転入力端子には、振幅調整を行う直流電圧と糸巻き歪み補正を行う垂直周期に同期したパラボラ電圧が加えられる。反転比較増幅器２８３は、抵抗２３５，２３６で分割された信号電圧とパラボラ電圧を比較した信号をパルス幅制御回路３５３に供給する。
【００２４】
パルス幅制御回路３５３によりパルス変調された信号は、抵抗３５４と結合コンデンサ３５５を通してスイッチング素子３５７に接続される。ダイオード３５８，３５９はエネルギー還流用のダイオードであり、抵抗３５６は起動用の抵抗である。
スイッチング素子３５７の出力からは＋Ｂ電圧が電圧変調されたパルス幅変調電圧が得られ、水平出力回路２０６により積分されて水平偏向電流の振幅が信号電圧に応じて変調される。
【００２５】
次に高圧発生回路部について説明する。高圧発生回路部は上述の＋Ｂ電圧の電源電圧変調の影響を受けないように、水平偏向回路部とは分離されて構成される。 図１１において、高圧発生回路部は他励式の電流共振形コンバータで構成され、スイッチング部２４２を構成する２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がハーフブリッジ回路を構成するように、スイッチング素子Ｑ３のソースとスイッチング素子Ｑ４のドレインの接点に、共振コンデンサ２４５と、高圧トランス２４７とが直列に接続される。
スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４には、高圧発振駆動回路２０８から、半周期毎に、交互にオン、オフを行うための、互いに極性の異なる矩形の駆動パルスが供給される。
【００２６】
上記構成による高圧発生回路部のスイッチング動作としては次のようになる。
＋Ｂ電圧からは抵抗２４１を通して高圧発振駆動回路２０８に電源が供給されると、高圧発振駆動回路２０８によりスイッチング素子Ｑ３に正の駆動パルスが供給されてスイッチング素子Ｑ３がオンになる。そして、スイッチング素子Ｑ３を通して共振コンデンサ２４５及び高圧トランス２４７の１次巻線２４８に正の共振電流が供給される。
次に高圧発振駆動回路２０８により、スイッチング素子Ｑ３に負の駆動パルスが供給され、これとは逆に、スイッチング素子Ｑ４に正の駆動パルスが供給されると、スイッチング素子Ｑ３は急激にオフすると共に、スイッチング素子Ｑ４がオンとなる。この結果、スイッチング素子Ｑ４を通して、共振コンデンサ２４５及び高圧トランス２４７の１次巻線２４８に負の共振電流が供給される。
この動作が繰り返されることで、直列共振電流により高圧トランス２４７が励磁され、高圧トランス２４７の２次側に巻装された高圧巻線２５０〜２５８より交番出力電圧が取り出される。
【００２７】
高圧トランス２４７は、前述のように励磁電流が供給される１次巻線２４８を備える。また２次巻線として陰極線管（ＣＲＴ）にアノード電圧を供給するための高圧出力電圧ＥＨＴを得る高圧巻緑２５０〜２５８を備え、更に、保護回路の検出電圧として使用される電圧Ｅ１を得る２次巻線２４９とから構成される。
高圧巻線２５０〜２５８は、正と負のそれぞれの交番電圧について全波整流を行うように、高圧巻線２５５〜２５８と整流ダイオード２６５〜２６８とが直列に接続され、高圧巻線２５０〜２５３は高圧巻線２５５〜２５８と逆極性になるように整流ダイオード２６０〜２６４が直列に接続されたのち、高圧巻線２５５〜２５８に接続される。
高圧巻線２５３と高圧巻線２５５の接続部位には、一端を開放させた高圧巻線２５４が巻装されて、等価的に平滑コンデンサを設けて高圧巻線２５０〜２５３と高圧巻線２５５〜２５８とから得られる整流電圧の直列積み上げを行い平滑コンデンサ２７０の一端に高圧出力電圧ＥＨＴを得るように構成される。
【００２８】
高圧巻線２５０〜２５８から得られる、陰極線管（ＣＲＴ）のアノード電圧を供給するための高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化は、上述した＋Ｂ電圧の場合と同様に、次のように行われる。
【００２９】
例えば、陰極線管に表示される画像の輝度が上昇し、この結果高圧負荷が増加するように変動したとする。このとき高圧出力電圧ＥＨＴは低下するように変動するため、この電圧変動を抵抗２７１，２７２で構成した電圧検出回路で取り出し、制御回路２７３で得られる制御信号が高圧発振駆動回路２０８に送られ、この電圧に応じて高圧発振駆動回路２０８より出力される駆動パルスの動作周波数が低下するように制御される。
その結果、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のスイッチング周波数をｆｓｗ１とすると、このスイッチング周波数ｆｓｗ１が低下する。
逆に、陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動したとすると、高圧出力電圧ＥＨＴが上昇するように変動するため、前述のように制御信号は、高圧発振駆動回路２０８に送られ、この電圧に応じて高圧発振駆動回路２０８より出力される駆動パルスの動作周波数が上昇するように制御される。その結果、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のスイッチング周波数ｆｓｗ１が上昇する。
【００３０】
このような高圧発生回路部では、直列共振コンデンサ２４５、チョークコイル２４６及び高圧トランス２４７の１次巻線２４８で構成される直列共振回路の共振周波数をｆ０１とすると、この共振周波数ｆ０１よりも、ハーフブリッジ型コンバータで構成されるスイッチング回路のスイッチング周波数ｆｓｗ１を高く設定している。
従って、先に述べた場合では、陰極線管に表示される画像の輝度が上昇し、高圧負荷が増加すると、高圧出力電圧ＥＨＴが低下するように変動するため、スイッチング周波数ｆｓｗ１が低下するように制御されるが、この時、直列共振回路の共振周波数ｆ０１に対して、スイッチング周波数ｆｓｗ１が近づくことになり、この結果、１次巻線２４８を流れる励磁電流が増加することで、定電圧化が計られることになる。
逆に、陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動した場合には、高圧出力電圧ＥＨＴは、上昇するように変動するため、スイッチング周波数ｆｓｗ１が上昇するように制御され、直列共振回路の共振周波数ｆ０１に対して、スイッチング周波数ｆｓｗ１が離れることになり、この結果、１次巻線２４８を流れる励磁電流が抑制されることで、定電圧化が計られることになる。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
従来のスイッチング電源装置は例えば以上のように構成されているが、より経済的にかつエネルギー資源の有効活用という面で改善すべき点が有る。
その第１は、スイッチング部の電力損失、第２に水平偏向回路部における振幅調整糸巻歪補正に伴う電力損失、第３にスイッチングコンバータ出力トランス、つまりコンバータトランス２２１及び高圧トランス２４７の変換効率である。
【００３２】
この３点の課題について述べる。第１にこのスイッチング電源装置は、定電圧出力電圧を供するための機能を有する電源回路部と高周波偏向回路部とを備え、更に高精度の高圧負荷特性を得るために、水平偏向回路部とは別に高圧発生回路部を備える回路構成を有するものである。このため電源回路部のスイッチング回路系（発振駆動回路２０２及びコンバータ回路２０３）と、高圧発生回路部のスイッチング回路系（高圧発振駆動回路２０８及び高圧出力回路２０９）を、夫々備えた構成にせざるを得なかった。
高圧発生回路部のスイッチング回路系を電源回路部とは別に設けることは、特性上非常に有利ではあるが、その結果、回路構成が複雑であるという欠点と、スイッチング回路系を余分に持つことにより電力損失の増大を招くという問題点を有していた。
【００３３】
第２に、前述のように従来の高解像度を表示する高周波動作の偏向高圧装置の場合は、高圧回路は偏向回路への影響を避けて別回路で構成され、水平偏向回路部における振幅調整及び糸巻歪補正動作は電源変調方式で行われるため電力損失を生じる結果となっている。
【００３４】
第３に電源回路部に大地アースより絶縁を図るための絶縁形コンバータトランスを有し、高圧発生回路部にフライバックトランスのような非絶縁型の高圧トランスを備えるという構成を有するものであるから、コンバータトランス２２１と高圧トランス２４７とを二重に備える構成にせざるを得なかった。
その結果、商用交流電源から得られる整流平滑電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うスイッチング手段を用いて高圧出力電圧を取り出す構成において直流／直流変換効率が悪く省電力化を図る上で問題があった。
【００３５】
【課題を解決するための手段】
本発明のスイッチング電源装置は、以上のような課題を解決するもので、スイッチング電源の電力損失を低減し変換効率を改善する。言い換えれば、スイッチング動作を行うスイッチング出力回路を低損失で動作せしめ、上記スイッチング動作を行うスイッチング出力回路に接続されるスイッチング周波数制御と低損失で動作を行うことが出来るインダクタンス制御による制御手段を採用し、高圧発生回路部と、水平偏向回路における水平振幅調整と糸巻歪補正の動作を同時に備えるように構成することで、実用上好適なスイッチング電源装置を提供する事を目的としている。
【００３６】
この目的を達成するために本発明のスイッチング電源装置は、商用交流電源を整流して得られる整流電流を充電電流として平滑コンデンサの両端に整流平滑電圧を発生する整流平滑手段と、上記整流平滑電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うスイッチング手段と、上記スイッチング動作を行うスイッチング手段に接続されるスイッチング周波数制御を行う発振駆動手段と、絶縁型で構成したコンバータトランスの１次巻線に共振コンデンサが接続されて、上記スイッチング手段のスイッチング動作が共振形となるようなスイッチングコンバータを備えるものとする。また、上記コンバータトランスの２次巻緑として高圧巻線を巻装し、この高圧巻線に接続される高圧整流回路出力から得られる制御信号を用いて、上記スイッチング周波数を制御するスイッチング周波数制御手段と、上記コンバータトランスの別の２次巻線に可飽和リアクタを接続し、この可飽和リアクタのインダクタンスを制御するインダクタンス制御手段と、上記可飽和リアクタを用いて水平偏向回路における振幅調整と糸巻歪補正を行う調整／補正手段とを備えてスイッチング電源回路を構成することとした。
【００３７】
このような構成の本発明においては、高精度の負荷特性を要求される複数の定電圧出力を供するコンバータトランスを駆動するスイッチング電源回路の電力損失を低減するため、スイッチング出力波形が比較的滑らかで、スイッチングノイズが少なくスイッチング損失の少ない特性を持つ共振形スイッチング回路を形成し、陰極線管のアノード電圧を供給するための高圧出力の制御を周波数制御で行う手段と、仮損失で定電圧制御動作を行うことが出来るという特徴を有するインダクタンス制御による制御手段を採用して水平偏向回路における振幅調整と糸巻歪補正を行う手段とを備えて構成することにより、低損失で高効率の回路構成を可能にしている。
【００３８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図を参照しながら説明する。なお各図において同一の機能を有する場合は同一の符号を付す。
説明では、まず本発明の実施の形態としてのスイッチング電源装置の基本的なブロック構成を述べ、その後、各種の実施の形態としての具体的な回路構成を説明していく。
【００３９】
＜基本的なブロック構成＞
図１は、本発明のスイッチング電源装置の実施の形態としての基本的なブロック構成を示す。
実施の形態のスイッチング電源装置は、陰極線管を使用したテレビジョン受像機やモニタディスプレイ装置等のスイッチング電源装置として好適なものであり、図１に示すように、水平偏向ヨーク７及び陰極線管１１に対する回路系として、大きく分けて電源回路部、水平偏向回路部、高圧発生回路部が設けられる。
【００４０】
電源回路部は、ＡＣ整流平滑回路１、発振駆動回路２、コンバータ回路３、コンバータトランス回路４が設けられる。
水平偏向ヨーク７に対する水平偏向回路部は、水平発振駆動回路５、水平出力回路６が設けられる。また、コンバータトランス回路４の一部が、図１０に示した水平振幅調整及び糸巻歪補正回路２３９の機能を備えた回路として形成される。
陰極線管１１に対する高圧発生回路部は、コンバータトランス回路４の一部が、図１０に示した高圧出力回路２０９、高圧トランス２１０の機能を備えて構成される。
つまり図１０と図１を比較してわかるように、本実施の形態の場合はブロック的に見れば、独立した高圧発生回路部が形成されず、電源回路部内のコンバータトランス回路４において高圧発生回路部としての機能を備えたようにしている。また水平振幅調整及び糸巻歪補正回路としての機能もコンバータトランス回路４の一部で実現するものである。
【００４１】
ＡＣ整流平滑回路１は、商用交流電源を整流して得られる整流電流を充電電流として平滑コンデンサに供給し、平滑コンデンサの両端に整流平滑電圧を発生する。
そしてＡＣ整流平滑回路１より得られる整流平滑電圧を動作電源とし、発振駆動回路２より得られる駆動パルスを用いて、コンバータ回路３にスイッチング動作を行わせる。コンバータトランス回路４内のコンバータトランスは、コンバータ回路３のスイッチング動作によって励磁され、このコンバータトランスより出力電圧が取り出される。この取り出される出力電圧としては水平偏向回路部の電源として用いられる＋Ｂ電圧のほか、陰極線管１１のアノードに供給される高圧電圧もある。即ち、コンバータトランスは高圧発生のためのトランスとしての機能も備えている。
【００４２】
水平偏向回路部の電源として供給されたコンバータトランス回路４からの出力電圧は水平出力回路６に供給される。水平出力回路６には水平発振駆動回路５より得られる駆動パルスが供給される。この駆動パルスを用いて水平出力回路６がスイッチング動作を行ない、水平偏向ヨーク７に偏向電流を供給する。
【００４３】
＜第１の実施の形態＞
上記図１の構成に相当するものとしての第１の実施の形態の回路構成を図２により説明する。
【００４４】
ＡＣ整流平滑回路１においては、交流電源１２に対してブリッジ整流ダイオード１３が配されて全波整流動作を行い、平滑コンデンサ１４により整流平滑電圧を得る構成とされている。整流平滑電圧は抵抗１５を介して発振駆動回路２に供給されるとともに、コンバータ回路３に供給される。
【００４５】
コンバータ回路３では、例えばパワーＭＯＳ ＦＥＴのようなスイッチング素子を用いて、スイッチング部１６を構成する２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がハーフブリッジ回路を構成する。即ち、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインが接続され、その接点に、共振コンデンサ１９とチョークコイル２０、および絶縁型のコンバータトランス１４０の一次巻線２２が直列に接続される。
スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはダンパーダイオード１７、１８が接続される。またスイッチング素子Ｑ１のドレインにはＡＣ整流平滑回路１からの整流平滑電圧が供給されるように接続される。
また、発振駆動回路２には抵抗１５を通してＡＣ整流平滑回路１からの整流平滑電圧から電源が供給される。この発振駆動回路２からは、半周期毎に交互にオン、オフを行うための互いに極性の異なる矩形の駆動パルスがスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートに供給されるように接続されており、いわゆる他励式の電流共振型コンバータ回路を構成している。
【００４６】
このハーフブリッジ回路で構成した電流共振形コンバータ回路の基本動作は、図１２を用いて上述したものと同様となる。
従って、スイッチング動作としては、まず、商用交流電源１２が投入されると発振駆動回路２よリスイッチング素子Ｑ１に正の駆動パルスが供給されオンになる。そして、スイッチング素子Ｑ１を通して共振コンデンサ１９、チョークコイル２０及びコンバータトランス１４０の１次側に巻装された１次巻線２２に正の共振電流が供給される。
次に、スイッチング素子Ｑ１に負の駆動パルスが供給され、これとは逆に、スイッチング素子Ｑ２に正の駆動パルスが供給され、スイッチング素子Ｑ１は、急激にオフすると共にスイッチング素子Ｑ２がオンとなる。この結果、スイッチング素子Ｑ２を通して共振コンデンサ１９、チョークコイル２０及びコンバータトランス１４０の１次巻線２２に負の共振電流が供給される。
この動作が繰り返されることで直列共振電流によリコンバータトランス１４０が励磁されコンバータトランス１４０の２次側に巻装された各巻線より交番出力電圧が取り出される。
【００４７】
コンバータトランス１４０は絶縁型で構成され、１次側には、前述のように励磁電流が供給される一次巻線２２を備える。
また２次側には、２次巻線として陰極線管（ＣＲＴ）１１のアノード電圧を供給するための高圧出力電圧ＥＨＴを得る整流回路を備えた高圧巻線５０〜５８と、主に水平偏向回路の電源電圧として使用される＋Ｂ電圧やその他の電圧を得る２次巻線２３〜２６，４９とから構成される。
また２次巻線２３には、水平偏向回路における振幅調整と糸巻歪補正を行うための可飽和リアクタ８６が接続される。
【００４８】
高圧巻線５０〜５８は、正と負のそれぞれの交番電圧について全波整流を行うように、高圧巻線５５〜５８と整流ダイオード６５〜６８とが直列に接続され、また高圧巻線５０〜５３は上記高圧巻線５５〜５８と逆極性になるように整流ダイオード６０〜６４が直列に接続されたのち、高圧巻線５５〜５８に接続される。
高圧巻線５３と高圧巻線５５の接続部位には、浮遊容量を利用して等価的に平滑用のコンデンサを設けるために、一端を開放させた高圧巻線５４が巻装されている。そしてこの等価的に設けたコンデンサを用いて正と負のそれぞれの交番電圧について、高圧巻線５０〜５３と高圧巻線５５〜５８とから得られる整流電圧の直列積み上げを行い、平滑コンデンサ７０の一端に、高圧出力電圧ＥＨＴを得るように構成される。
【００４９】
高圧巻線５０〜５８から得られる高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化は次のように行われる。
例えば、商用交流電源１２の入力電圧値が低下した場合か、もしくは、陰極線管１１に表示される画像の輝度が上昇し、この結果高圧負荷が増加するように変動した場合は、高圧出力電圧ＥＨＴは低下するように変動する。この電圧変動を抵抗７１，７２で構成した電圧検出回路で取り出し、制御回路７３で得られる制御信号を定電圧制御系の絶縁を行うためのフォトカプラ３８を通して発振駆動回路２に供給する。この制御信号に応じて発振駆動回路２より出力される駆動パルスの動作周波数が低下するように制御される。
その結果、スイッチング部１６を構成するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数をｆｓｗ２とすれば、このスイッチング周波数ｆｓｗ２が低下する。
逆に、商用交流電源１２の入力電圧が上昇した場合か、もしくは、陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動した場合は、高圧出力電圧ＥＨＴが上昇するように変動する。この電圧変動は同様に抵抗７１，７２で構成した電圧検出回路で取り出され、制御回路７３は電圧変動に応じた制御信号をフォトカプラ３８を通して発振駆動回路２に供給する。そしてこの制御信号に応じて発振駆動回路２より出力される駆動パルスの動作周波数が上昇するように制御される。
その結果、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓｗ２が上昇する。
【００５０】
この電源回路では、共振コンデンサ１９、チョークコイル２０及びコンバータトランスの１次巻線２２で構成される直列共振回路の共振周波数よりも、ハーフブリッジ型コンバータで構成されるスイッチング部１６のスイッチング周波数ｆｓｗ２を高く設定している。
従って、先に述べた場合では、陰極線管１１に表示される画像の輝度が上昇し高圧負荷が増加すると、高圧出力電圧ＥＨＴが低下するよう変動するため、スイッチング周波数ｆｓｗ２が低下するように制御されるが、このとき、直列共振回路の共振周波数をｆ０２とすればこの共振周波数ｆ０２に対してスイッチング周波数ｆｓｗ２が近づくことになり、この結果、１次巻線２２を流れる励磁電流が増加することで定電圧化が計られることになる。
逆に、陰極線管１１に表示される画像の輝度が低下し、これにより高圧負荷が減少するように変動した場合には、高圧出力電圧ＥＨＴは上昇するように変動するため、スイッチング周波数ｆｓｗ２が上昇するように制御されて直列共振回路の共振周波数ｆ０２に対してスイッチング周波数ｆｓｗ２が離れることになり、この結果、１次巻線２２を流れる励磁電流が抑制されることで定電圧化が計られることになる。
【００５１】
また、コンバータトランス１４０には、保護回路の検出電圧として使用される電圧Ｅ１を得る２次巻線４９が設けられており、２次巻線４９に得られる交番電圧が整流ダイオード５９及び平滑コンデンサ６９による半波整流平滑回路によって直流電圧とされ、電圧Ｅ１が取り出される。
【００５２】
またコンバータトランス１４０の２次巻線２３，２４，２５，２６のそれぞれにも、交番出力電圧から直流電圧を取り出すための整流平滑回路が接続される。
即ち２次巻線２３に対しては整流回路２７を構成するダイオードと、平滑コンデンサ３０，３１が図のように接続されて倍電圧半波整流方式により＋Ｂ電圧Ｅ０が取り出される。
２次巻線２４，２５に対しては整流回路２８を構成するダイオードと、平滑コンデンサ３２，３３が図のように接続されて、正の電圧Ｅ３及び負の電圧Ｅ４が取り出される。
２次巻線２６に対しては整流ダイオード２９と、平滑コンデンサ３４により、半波整流方式による電圧Ｅ２が取り出される。
【００５３】
このコンバータトランス１４０の２次巻線２３から取り出される＋Ｂ電圧Ｅ０は、主に水平偏向回路部で用いられる電源電圧となるが、このため＋Ｂ電圧Ｅ０に対しては水平偏向回路部の振幅調整と糸巻歪補正のための電圧変調が行われる。
【００５４】
＋Ｂ電圧Ｅ０の電圧変調は次のようにして行われる。
コンバータトランス１４０の２次巻線２３には、水平偏向回路における振幅調整と糸巻歪補正を実施するための手段として可飽和リアクタ８６が直列に接続され、この可飽和リアクタのインダクタンスを制御する方法をとっている。
この可飽和リアクタは、例えば、図３で示されるような制御巻線ＮＣと披制御巻緑ＮＲとをもつ直交型の可飽和リアクタで構成される。被制御巻線ＮＲは２次巻線２３に直列に接続され、制御巻線ＮＣを流れる電流が制御信号により制御されるように構成される。
【００５５】
コンバータトランス１４０の２次巻線２３から取り出される＋Ｂ電圧Ｅ０は水平出力回路６に供給される。
水平出力回路６では、＋Ｂ電圧Ｅ０は水平出力コイル１４４を介して、水平出力トランジスタ１５０、ダンパーダイオード１５１、帰線用共振コンデンサ１５２による部位に供給される。
水平出力トランジスタ１５０のコレクタには、水平偏向電流を検出するための検出トランス１４５と、水平偏向コイル１４６（水平偏向ヨーク７）、及びＳ字補正コンデンサ１４７が接続される。
この水平出力回路６では、水平発振駆動回路５からの駆動パルスによって水平出力トランジスタ１５０がスイッチング動作を行うことで得られる水平偏向電流が、水平偏向ヨーク７を構成する水平偏向コイル１４６に流れるようにされる。
【００５６】
検出トランス１４５の一次側には水平偏向電流が流れることになるが、この検出トランス１４５によって偏向電流の大きさに応じた信号が、水平振幅調整及び糸巻歪補正を実行するための部位に受け渡される。
即ち検出トランス１４５の２次巻線側には、整流ダイオード１４８と平滑コンデンサ１４９とで構成される整流平滑回路が備えられ、これによって偏向電流の大きさに応じた信号が得られる。
この信号電圧が抵抗３５，３６で分割され、反転比較増幅器８３の反転入力端子に加えられる。
さらに反転比較増幅器８３の正転入力端子には、振幅調整を行う直流電圧と糸巻き歪み補正を行う垂直周期に同期したパラボラ電圧が加えられる。反転比較増幅器８３は、抵抗３５，３６で分割された信号電圧とパラボラ電圧を比較した信号を、抵抗８４を介して制御トランジスタ８５のベースに印加する。制御トランジスタ８５のコレクタは可飽和リアクタ８６の制御巻線ＮＣに接続されており、またエミッタは接地されている。即ちこの制御トランジスタ８５は、上記の反転比較増幅器８３からのベース電流に応じて制御巻線ＮＣの電流量を制御することで、可飽和リアクタ８６のインダクタンス制御を行う機能を有する。
【００５７】
糸巻歪の補正を増やすためにパラボラ補正電圧が大きくなった場合を例に糸巻歪補正の動作を説明する。
反転比較増幅器８３の正転入力端子電圧に加えられる補正信号のパラボラ成分の振幅が増加すると、反転比較増幅器８３の出力がパラボラ波形に応じて上昇し、制御トランジスタ８５のコレクタ電流が増加する。上記のように制御トランジスタ８５のコレクタは可飽和リアクタ８６の制御巻線ＮＣに接続され、エミッタは接地されている。また制御巻線ＮＣの他の一端には、電圧源として出力電圧Ｅ３が加えられている。
従って、制御トランジスタ８５のコレクタ電流が増加すると制御巻線ＮＣの制御電流が増加し、可飽和リアクタ８６の被制御巻線ＮＲのインダクタンスが減少するように作用する。
この結果、インダクタンスによる電圧降下が減少し、＋Ｂ電圧Ｅ０がインダクタンス制御により、パラボラ電圧が大きくなるように変調される。
振幅調整についても同様の動作で＋Ｂ電圧Ｅ０が制御される。
また、交流電源１２からのＡＣ入力電圧の変動や高圧負荷変動により＋Ｂ電圧Ｅ０が影響を受けることはない。
このようにして、＋Ｂ電圧Ｅ０が水平偏向回路部の水平振幅調整及び糸巻歪補正信号対応した電圧に変調されて、水平偏向ヨーク７に所望の電流が供給され振幅変調及び糸巻歪補正が行われる。
【００５８】
以上のように、この第１の実施の形態によれば、コンバータトランス１４０の２次巻線として高圧巻線５０〜５８を設け、高圧出力電圧ＥＨＴを得るようにしている。
また、この高圧巻線５０〜５８に接続される高圧整流回路出力から得られる制御信号を用いて、スイッチング部１６のスイッチング周波数を制御するようにしている。
またコンバータトランス１４０の２次巻線２３に可飽和リアクタ８６を接続し、この可飽和リアクタ８６のインダクタンスを制御することで、水平偏向回路部における振幅調整と糸巻歪補正を行うようにしている。
これらのことにより、スイッチング動作を行うスイッチング部を共有して＋Ｂ電圧Ｅ０及びその他の電圧Ｅ１〜Ｅ４と、高圧出力電圧ＥＨＴを得ることができるようにされ、つまり高圧発生回路部が電源回路部に一体化される。また振幅調整及び糸巻歪補正回路の一体化も図られる。
その結果、スイッチング回路の損失の低減を実現でき、また、コンバータトランス１４０より直接高圧出力電圧ＥＨＴを供給する事で著しく変換効率を改善できる。もちろん回路構成の簡略化、小型化も図られる。
【００５９】
＜第２の実施の形態＞
図４により第２の実施の形態を説明する。なお、上記図２と同一部分については説明を省略する。
【００６０】
この図４の実施の形態では、コンバータトランス回路４におけるコンバータトランスは複数の絶縁型のコンバータトランス１４１，１４２で構成される。
第１のコンバータトランス１４１は、励磁電流が供給される１次巻線２２を有し、また２次巻線として、例えば陰極線管１１（ＣＲＴ）のアノード電圧としての高圧出力電圧ＥＨＴを得るための高圧巻線５０〜５８と、その他の電圧を得る２次巻線２４，２５，２６、４９とで構成される。
第２のコンバータトランス１４２は、励磁電流が供給される１次巻線１０６と、水平偏向回路の電源電圧として使用される＋Ｂ電圧Ｅ０を得る２次巻線２３とから構成され、この第２のコンバータトランス１４２の２次巻線２３には振幅調整と糸巻歪補正を行うための可飽和リアクタ８６が接続される。
【００６１】
図に示すように、スイッチング部１６を構成する２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がハーフブリッジ回路を構成するように、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接点に共振コンデンサ１９の一端が直列に接続され、この共振コンデンサの他端にはチョークコイル２０を通して第１のコンバータトランス１４１の１次巻線２２の一端が接続される。１次巻線２２の他端は接地される。
また共振コンデンサ１９には、更に、チョークコイル１４３を通して第２のコンバータトランス１４２の一次巻線１０６の一端が接続されるとともにこの一次巻線１０６の他端はアースに接地される。
従って、チョークコイル２０と第１のコンバータトランス１４１の１次巻線２２、およびチョークコイル１４３と第２のコンバータトランス１４２とが並列回路を形成するように構成される。
【００６２】
このような構成による電源回路のスイッチング動作としては、まず、商用交流電源１２が投入されると、発振駆動回路２よりスイッチング素子Ｑ１に正の駆動パルスが供給されオンになる。そして、スイッチング素子Ｑ１を通して共振コンデンサ１９と第１、第２のコンバータトランス１４１，１４２の一次巻線２２，１０６に、その直列共振回路を形成する合成インダクタのインダクタンス値に応じた正の共振電流が供給される。
次に、スイッチング素子Ｑ１に負の駆動パルス、スイッチング素子Ｑ２に正の駆動パルスが供給され、スイッチング素子Ｑ１はオフするとともにスイッチング素子Ｑ２がオンとなる。この結果、前述とは逆に、スイッチング素子Ｑ２を通して共振コンデンサ１９及び第１、第２のコンバータトランス１４１，１４２の１次巻線２２，１０６に負の共振電流が供給される。
この動作が繰り返されることで、共振電流により第１、第２のコンバータトランス１４１，１４２が励磁され、その２次側巻線より、夫々、交番出力電圧が取り出される。
【００６３】
第１のコンバータトランス１４１の高圧巻線５０〜５８から取り出される高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化は、次のように行われる。例えば、商用交流電圧が低下した場合か、もしくは、陰極線管に表示される画像の輝度が上昇し、この結果高圧負荷が増加するように変動した場合は、高圧出力電圧ＥＨＴは低下するように変動する。この電圧変動を抵抗７１，７２で構成した電圧検出回路で取り出し、制御回路７３で得られる制御信号が定電圧制御系の絶縁を行うためのフォトカプラ３８を通して、発振駆動回路２に送られ、この電圧に応じて発振駆動回路２より出力される駆動パルスの動作周波数が低下するように制御される。
その結果、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数をｆｓｗ３とすると、このスイッチング周波数ｆｓｗ３が低下する。
逆に、商用交流入力電圧が上昇した場合か、もしくは、陰極線管に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動した場合は、高圧出力電圧ＥＨＴは上昇するように変動する。そして前述のように制御信号は、フォトカプラ３８を通して発振駆動回路２に送られ、この電圧に応じて発振駆動回路２より出力される駆動パルスの動作周波数が上昇するように制御される。その結果、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数ｆｓｗ３が上昇する。
【００６４】
この電源回路では、ハーフブリッジ型コンバータで構成されるスイッチング部１６のスイッチング周波数ｆｓｗ３は、共振コンデンサ１９と、チョークコイル２０および第１のコンバータトランス１４１の１次巻線２２と、チョークコイル１４３と第２のコンバータトランス１４２の１次巻線１０６とで構成される共振回路の共振周波数ｆ０３よりも常に高くなるように設定している。
従って、陰極線管１１に表示される画像の輝度が上昇し、この結果高圧負荷が増加するように変動したとすると、高圧出力電圧ＥＨＴは低下するように変動するため、スイッチング周波数ｆｓｗ３が低下することになり、直列共振回路の共振周波数ｆ０３に対して、スイッチング周波数ｆｓｗ３が近づくことになる。この結果、１次巻線２２を流れる励磁電流が増加することで、定電圧化が計られることになる。
逆に、陰極線管１１に表示される画像の輝度が低下し、この結果高圧負荷が減少するように変動したとすると、高圧出力電圧ＥＨＴは上昇するように変動するため、スイッチング周波数ｆｓｗ３が上昇するように制御される。このため共振回路の共振周波数ｆ０３に対してスイッチング周波数ｆｓｗ３が離れることになり、この結果、１次巻線２２を流れる励磁電流が抑制されることで定電圧化が計られることになる。
【００６５】
コンバータトランス１４２の２次巻線２３から取り出される＋Ｂ電圧Ｅ０の電圧変調は次のようにして行われる。このコンバータトランスの２次巻線２３には、水平偏向回路部における振幅調整と糸巻歪補正を実施するための手段として可飽和リアクタ８６が直列に接続され、この可飽和リアクタのインダクタンスを制御する方法をとっている。この可飽和リアクタは、例えば、図３で示されるような制御巻線ＮＣと被制御巻線ＮＲとをもつ直交型の可飽和リアクタで構成される。被制御巻線ＮＲは２次巻線２３に直列に接続され、制御巻線ＮＣを流れる電流が制御トランジスタ８５により制御されるように構成される。
【００６６】
可飽和リアクタ８６のインダクタンス制御のための構成は上述した第１の実施の形態の場合と同様となる。
即ち、水平出力トランジスタ１５０のコレクタには、水平偏向電流を検出するための検出トランス１４５が設けられ、検出トランス１４５の２次巻線には整流ダイオード１４８と平滑コンデンサ１４９とで構成される整流平滑回路が備えられ、これによって偏向電流の大きさに応じた信号が得られる。そしてこの信号電圧を抵抗３５，３６で分割して反転比較増幅器８３の反転入力端子に加える。さらに反転比較増幅器８３の正転入力端子には、振幅調整を行う直流電圧と糸巻き歪み補正を行う垂直周期に同期したパラボラ電圧が加えられる。そして反転比較増幅器８３の出力が抵抗８４を通して可飽和リアクタ８６のインダクタンス制御を行う制御トランジスタ８５のベースに接続される。
そして第１の実施の形態の説明で述べたように、反転比較増幅器８３の出力に応じて制御トランジスタ８５のコレクタ電流が増減し、制御巻線ＮＣの制御電流が増減する。これによって可飽和リアクタの披制御巻線ＮＲのインダクタンスが増減し、この結果、＋Ｂ電圧Ｅ０がインダクタンス制御により変調される。
【００６７】
このような第２の実施の形態は、上記第１の実施の形態と同等の効果を複数のコンバータトランスで構成して実現するものである。
即ち第１のコンバータトランス１４１の１次巻線２２と直列共振コンデンサ１９により形成されて、スイッチング部１６のスイッチング動作を電流共振形とするように設けられる直列共振回路と、第２のコンバータトランス１４２の１次巻線１０６と直列共振コンデンサ１９により形成されて、スイッチング部１６のスイッチング動作を電流共振形とするように設けられる直列共振回路とが並列に接続され、また可飽和リアクタ８６は第２のコンバータトランスの２次巻線に接続される。
そして可飽和リアクタ８６のインダクタンスを制御することで水平偏向回路部における振幅調整と糸巻歪補正を行うようにしているものである。
これによって第１の実施の形態と同等の効果を得るとともに、コンバータトランスの最適設計の自由度と生産性を向上できるものである。
【００６８】
＜第３の実施の形態＞
本発明の第３の実施の形態について図５を参照しながら説明する。なお上記図２と同一部分については説明を省略する。
【００６９】
この実施の形態の場合は、発振駆動回路２を自励発振型を用いて構成している。
図５においては、スイッチング部１６を例えばバイポーラトランジスタをスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２として用いて構成する。そして、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接点に、共振コンデンサ１９が接続され、更に、ドライブトランス８２の励磁巻線ＮＤ、チョークコイル２０およびコンバータトランス１４０の一次巻線２２とが直列に接続されハーフブリッジ型の直列共振回路を形成した自励型の電流共振コンバータの例が示されている。
【００７０】
ドライブトランス８２は、図６に示すように駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２及び励磁巻線ＮＤと、これらの各巻線に対してインダクタンスの制御を行う制御巻線ＮＣを巻装して構成された、例えば、直交型の可飽和リアクタが使用される。ただしＥＩ型等で構成されても良い。
このドライブトランス８２の一方の駆動巻線ＮＢ１の一端は抵抗８０と共振コンデンサ７８とが直列共振回路を形成するように接続され、スイッチング素子Ｑ１のベースに接続されると共に、他端はスイッチング素子Ｑ１のエミッタに接続される。
また駆動巻線ＮＢ２は、駆動巻線ＮＢ１と逆極性となるように一端が抵抗８１と共振コンデンサ７９とが直列共振回路を形成するように接続されてスイッチング素子Ｑ２のベースに接続され、他端はアースに接地される。
【００７１】
このように構成された発振駆動回路２によリスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する。つまり上記各直列共振回路の共振周波数によりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオン／オフ駆動される。
またスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作周波数は、駆動巻線ＮＢ１又はＮＢ２のインダクタンスと共振コンデンサ７８又は７９との直列共振回路の共振周波数で決まるために、出力電圧の定電圧制御を図るように駆動巻線ＮＢ１およびＮＢ２のインダクタンス制御を行うことで自励型の周波数制御回路を構成している。
【００７２】
上記構成による電流共振型電源回路のスイッチング動作としては、まず、商用交流電源１２が投入されると、起動を行うための抵抗７７を通してスイッチング素子Ｑ１のベースに起動電流が供給される。
いま、スイッチング素子Ｑ１がオンになったときを考えると、整流出力電圧を直流電源として、スイッチング素子Ｑ１を通して、共振コンデンサ１９、励磁巻線ＮＤ、チョークコイル２０及びコンバータトランス１４０の一次巻線２２に正の共振電流が流れる。この共振電流が零になると、ドライブトランス８２の駆動巻線ＮＢ２にはスイッチング素子Ｑ２をオンにするように正のパルスが発生し、逆にドライブトランス８２の駆動巻線ＮＢ１にはスイッチング素子Ｑ１をオフにするように負のパルスが発生する。このためスイッチング素子Ｑ１が急激にオフするとともにスイッチング素子Ｑ２がオンになる。その結果、スイッチング素子Ｑ２を通って負の共振電流が流れる。
このようにしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン、オフを繰り返すことにより、コンバータトランス１４０の１次巻線２２に励磁電流が供給され２次側巻線に交番出力を得る。
【００７３】
コンバータトランス１４０は、１次巻線２２と、高圧出力電圧を得る高圧巻線８９及びその他の電圧を得る２次巻線２３〜２６，４９から構成されており、２次巻線２３には＋Ｂ電圧Ｅ０の水平偏向回路部の水平振幅調整及び糸巻歪補正を行うための手段として可飽和リアクタ８６が接続される。
高圧巻線８９には、例えば、整流ダイオード９０〜９７、平滑コンデンサ９８〜１０４で構成されるコッククロフト・ウォルトン回路のような多倍圧整流回路が接続されて高圧出力電圧ＥＨＴを得るように構成される。
【００７４】
高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧制御は次のようにして行われる。
高圧巻繰８９とダイオード９０〜９７および平滑コンデンサ９８〜１０４で構成される８倍圧のコッククロフト・ウォルトン回路より取り出された高圧出力電圧ＥＨＴが上昇するように変動したとすると、この電圧変動は抵抗７１，７２で構成した電圧検出回路で検出されたのち制御回路７３で得られる制御信号により制御用のトランジスタ８７のコレクタ電流が増加するように制御される。
ドライブトランス８２の制御巻線ＮＣの一端はトランジスタ８７のコレクタに接続され、他端は電圧源８８に接続される。したがって、トランジスタ８７のコレクタ電流が制御電流として可飽和リアクタで構成されたドライブトランス８２の制御巻線ＮＣに流れる制御電流を増加するように制御し、ドライブトランス８２は飽和傾向となって駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２のインダクタンスが減少するように作用する。この結果、自励発振回路の発振周波数が高くなり、このときのスイッチング周波数をｆｓｗ４とすれば、スイッチング周波数ｆｓｗ４が上昇するように制御される。
ここで共振コンデンサ１９、チョークコイル２０及びコンバータトランス１４０の１次巻線２２とで形成される共振周波数をｆ０４とすれば、前述の回路と同様に、共振周波数ｆ０４よりも高い領域でスイッチング周波数ｆｓｗ４を設定しているために、スイッチング周波数が高くなると、共振周波数ｆｓｗ４よりも離れることになり、１次巻線２２に供給される励磁電流が抑制され、２次巻線８９から取り出される高圧出力電圧ＥＨＴの定電圧化が図られる。
【００７５】
コンバータトランス１４０の２次巻線２３から取り出される＋Ｂ電圧Ｅ０の水平振幅調整及び糸巻歪補正は、上述してきた第１，第２の実施の形態の場合と同様に行われる。即ち、２次巻線２３には可飽和リアクタ８６が接続される。そしてこの可飽和リアクタ８６は、制御巻線ＮＣと披制御巻線ＮＲとで構成されており、２次巻線２３に被制御巻線ＮＲが直列に接続され、制御巻線ＮＣに振幅調整及び糸巻歪補正信号に応じた制御電流を流すことで被制御巻線ＮＲのインダクタンスの制御が行われ、＋Ｂ電圧が水平偏向回路の水平振幅調整及び糸巻歪補正信号対応した電圧に変調されて水平偏向ヨークに所望の電流が供給され振幅変調及び糸巻歪補正が行われる。
【００７６】
このような第３の実施の形態の場合は、上記第１の実施の形態と同等の効果を得ることができるとともに、可飽和リアクタで構成したドライブトランス８２を用いて自励型発振駆動回路を構成することにより回路構成の簡略化を実現できるものである。
またコンバータトランス１４０の高圧巻線８９に接続される整流回路系に多倍圧整流出力回路を備えることで高電圧を得られる回路構成としており、コンバータトランス１４０の高圧巻線と高圧整流出力回路に関して最適設計の自由度を向上できるものである。
【００７７】
＜第４の実施の形態＞
第４の実施の形態について図７を参照して説明する。
この例では、スイッチング部１６を１石のスイッチング素子Ｑ５で構成し、共振コンデンサ１９とダンバーダイオード１７とをスイッチング素子Ｑ５に並列に接続する。
商用交流電源１２の整流出力電圧がチョークコイル２０を通してコンバータトランス１４０の１次巻線２２の一端に供給され、このコンバータトランス１４０の１次巻線２２の他端はスイッチング部１６のスイッチング素子Ｑ５のコレクタに接続される。
抵抗１５は発振駆動回路２に電源を供給し、発振駆動回路２からスイッチング部１６のスイッチング素子Ｑ５のベースに駆動パルスが送られ、スイッチング素子Ｑ５をオン、オフ制御することで、スイッチング素子Ｑ５のコレクタに共振電圧が発生すると共に、コンバータトランス１４０の１次巻線２２に共振電流が供給される。
高圧出力電圧ＥＨＴの発生部位の構成、及び＋Ｂ電圧Ｅ０の振幅調整と糸巻歪補正制御のための構成については、上記図５で示した例と同様となるため説明を省略する。
【００７８】
つまりこの第４の実施の形態の例では、コンバータ回路３において並列共振回路を構成することで、前述の各実施の形態の例と同等の回路動作を、電圧共振型スイッチングコンバータ回路で実現するものである。
【００７９】
＜変形例＞
以上、各種実施の形態の例を説明してきたが、本発明は、上記の各実施の形態の構成に限定されるものではなく、共振型のコンバータの方式は適宜変更されて構成されても構わない。
またコンバータトランス１４０（１４１，１４２）に直列に接続されているチョークコイル２０（１４３）は、共振型のコンバータにおいて、いわゆるオン−オン型の動作を行っているために、この動作を安定させることを目的として使用されるものであるから、コンバータトランス１４０（１４１，１４２）の１次巻線、２次巻線間の結合度を変えてリーケージインダクタンスを増加するように設計することで、等価的にインダクタンス成分を設けてチョークコイル２０（１４３）を省略することは可能である。
【００８０】
更に、高圧発生回路部の高圧整流回路については、多倍圧回路もしくは図８、図９のような高圧トランスの複数に分割された高圧巻線と複数の整流ダイオード及び平滑コンデンサより構成された高圧整流方式を、適宜変更して構成しても構わない。
また振幅調整及び糸巻歪補正を行う電源変調のための制御系の構成については、検出トランス１４５を用いた上記の実施形態の構成に限定されるものではなく、変調電圧の検出および帰還方法については適宜変更されて構成されても構わない。
【００８１】
【発明の効果】
以上の説明からわかるように本発明は、第１にスイッチング波形が非常に滑らかで、スイッチングノイズやスイッチング損失の少ないという特徴を有する高周波スイッチング動作の可能な共振型コンバータと高圧発生部位を設けたコンバータトランスとを用いてコンバータ出力回路を構成して高圧を発生させると共に、この高圧の定電圧化を周波数制御手段を用いて行い、簡単な回路構成で高圧発生回路とその他の電圧を供給する電源回路との融合化を図ることで電源回路部のコンバータトランスから直接高圧出力を得ることを可能にした。
この結果、スイッチング回路構成を簡略化せしめ、回路での動作損失を低減させることで主たる目的である電力損失の低減を実現できるという効果がある。
【００８２】
第２に振幅調整及び糸巻歪補正を行う電源変調を、スイッチングノイズやスイッチング損失の少ない特徴を有する可飽和リアクタを用いたインダクタンス制御手段を備えることで実現し、高圧発生部と振幅調整及び糸巻歪補正を行う電源変調部とで互いに独立した動作を、大幅に簡略化された回路構成で実現するものであり、電源変調の際の電力損失の改善に対してきわめて有効な解決手段を提供するものである。
【００８３】
第３に高圧負荷変動の大きい高圧発生回路部とその他の電圧を供給する電源回路部とを、スイッチングノイズやスイッチング損失の少ない共振型コンバータ回路を用いた周波数制御手段と、動作損失の少ない可飽和リアクタを用いた振幅調整及び糸巻歪補正を行う電源変調の制御手段を同時に備えることで、簡単な回路構成で、高圧発生回路部とその他の電圧を供給する電源回路部との融合化を図り電源回路部のコンバータトランスから直接高圧出力を得ることを可能にした。この結果、コンバータトランスから得られた定電圧化の図られた＋Ｂ電圧を電源電圧とし高圧トランスより高圧出力を得るという、従来の方式では二重に行っていた直流／直流変換を、上記のように一度の直流／直流変換で行うように構成することで大幅に変換効率の改善が可能となる。
【００８４】
以上、本発明によれば、共振型コンバータと振幅調整及び糸巻歪補正を行う可飽和リアクタを備え、絶縁型定電圧電源回路と高電圧発生回路と振幅調整及び糸巻歪補正を行う電源変調の機能とを一体化して電源回路を構成することで、低雑音、低コストで、且つ高周波スイッチング動作による小型軽量化の促進が図られると共に、スイッチング回路の構成とトランス構成を簡略化することで大幅な電力損失の軽減と変換効率の改善を可能にし、製品の省電力化が図られるという効果を有している。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態のスイッチング電源装置のブロック図である。
【図２】第１の実施の形態のスイッチング電源装置の回路図である。
【図３】実施の形態の可飽和リアクタの概観図である。
【図４】第２の実施の形態のスイッチング電源装置の回路図である。
【図５】第３の実施の形態のスイッチング電源装置の回路図である。
【図６】実施の形態の周波数制御を行うための可飽和リアクタを用いたドライブトランスの概観図である。
【図７】第４の実施の形態のスイッチング電源装置の回路図である。
【図８】本発明の実施の形態に用いられる高圧整流回路の他の例を示す回路図である。
【図９】本発明の実施の形態に用いられる高圧整流回路の他の例を示す回路図である。
【図１０】従来のスイッチング電源装置のブロック図である。
【図１１】従来のスイッチング電源装置の回路図である。
【図１２】ハーフブリッジ回路の動作説明のための等価回路図である。
【図１３】ハーフブリッジ回路の電流波形の説明図である。
【図１４】共振特性とスイッチング周波数との関係の説明図である。
【図１５】従来の電源電圧の変調のための部位の回路図である。
【符号の説明】
１ ＡＣ整流平滑回路、２ 発振駆動回路、３ コンバータ回路、５ 水平発振駆動回路、６ 水平出力回路、７ 水平偏向ヨーク、１１ 陰極線管、１２ 商用交流電源、１５，３５，３６，４１，７１，７２，７７，８０，８１，８４，１５４，１５６ 抵抗、１６，４２，１５７ スイッチング素子、１７，１８，４３，４４，１５１ ダンバーダイオード、１９，４５，７８，７９，１５２共振コンデンサ、２０，４６，１４３ チョークコイル、２２ １次巻繰、４，２１，１４０，１４１，１４２ コンバータトランス、２３〜２６，４９ ２次巻線、５０〜５８，８９，１０６〜１１０，１２３〜１２６ 高圧巻線、１３，２７，２８，２９，５９〜６８，９０〜９７，１１１〜１２２，１２７〜１３５ 整流ダイオード、１５８，１５９ ダイオード、１４，３０〜３４，６９，７０，９８〜１０５，１３６〜１３９ 平滑コンデンサ、１５５ 結合コンデンサ、７３ 制御回路、８８ 電圧源、３８ フォトカプラ、８６ 可飽和リアクタ、８２ ドライブトランス、８３ 反転比較増幅器、８５，８７ トランジスタ、１４４ 水平出力コイル、１４５ 検出トランス、１４６ 水平偏向コイル、１４７ Ｓ字コンデンサ、１５０ 水平出力トランジスタ、１５３ パルス幅制御回路

Claims (6)

1. 商用交流電源を整流して得られる整流電流を充電電流として平滑コンデンサの両端に整流平滑電圧を発生する整流平滑手段と、
   上記整流平滑電圧を動作電源としてスイッチング動作を行うスイッチング手段と、
   上記スイッチング動作を行うスイッチング手段に接続されるスイッチング周波数制御を行う発振駆動手段と、
   絶縁型で構成したコンバータトランスの１次巻線と共振コンデンサにより、上記スイッチング手段のスイッチング動作を共振型とするように設けられるスイッチング出力手段と、
   上記コンバータトランスの２次巻線として高圧巻線を設け、この高圧巻線に接続される高圧整流回路の出力から得られる制御信号を用いて、上記スイッチング周波数を制御するスイッチング周波数制御手段と、
   上記コンバータトランスの他の２次巻線に直列接続される可飽和リアクタと、
   上記他の２次巻線に整流回路を接続して形成される水平偏向回路用直流電源と、
   上記水平偏向回路用直流電源から供給される電流によって駆動される水平偏向コイルと、
   上記水平偏向コイルに流れる電流を検出する検出トランスと、
   上記検出トランスによって検出された上記水平偏向コイルに流れる電流に応じた電圧と、垂直周期に同期した糸巻き歪補正をおこなうためのパラボラ電圧と振幅調整のための直流電圧との加算電圧とを比較する増幅器と、を備え、
   上記増幅器からの出力に応じた電流を前記可飽和リアクタの制御巻き線に流して上記可飽和リアクタのインダクタンスを制御することによって上記水平偏向回路における振幅調整と糸巻歪補正を行う、スイッチング電源装置。
2. 上記スイッチング出力手段は、上記コンバータトランスの１次巻線と上記共振コンデンサが直列に接続されて、上記スイッチング手段のスイッチング動作を電流共振型とするように構成される、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 上記スイッチング出力手段は、第１のコンバータトランスと第２のコンバータトランスとを有し、上記共振コンデンサは上記第１のコンバータトランスの１次巻線と直列に接続されて、上記スイッチング手段のスイッチング動作を電流共振型とするとともに、上記第２のコンバータトランスの１次巻線は上記第１のコンバータトランスの１次巻線と並列に接続され、上記可飽和リアクタは上記第２のコンバータトランスの２次巻線に接続される、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
4. 上記スイッチング出力手段は、上記コンバータトランスの１次巻線が上記スイッチング手段に直列に接続されるとともに、上記共振コンデンサは上記スイッチング素子に並列に接続されて、上記スイッチング手段のスイッチング動作を電圧共振型とするように構成される、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
5. 上記発振駆動手段は、
   上記スイッチング手段を駆動する駆動巻線と、
   上記スイッチング出力手段の共振電流経路に直列に接続される励磁巻線と、
   上記駆動巻線及び上記励磁巻線に対してインダクタンスの制御を行う制御巻線を備えた可飽和リアクタで構成されたドライブトランスを用いた、自励型の周波数制御回路により構成される、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
6. 上記コンバータトランスの上記高圧巻線に接続される上記高圧整流回路は、
   多倍圧整流出力回路構成とされるとともに、上記スイッチング周波数制御手段は、上記多倍圧整流回路出力から得られる高圧の制御信号を用いて、上記スイッチング周波数を制御するように構成される、請求項１に記載のスイッチング電源装置。

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