JP4381076B2 - エアバック点火回路及びエアバック点火装置 - Google Patents

Description

本発明は、自動車などの衝突事故発生時に乗員を保護するエアバック装置におけるエアバック点火回路及びエアバック点火装置に関する。

エアバッグ点火回路は、衝突事故発生時に、スクイブに電流を流して点火、爆発させ、エアバッグを展開させることにより乗員を保護している。
衝突時には、バッテリが電源回路から外れることが予想されるため、バックアップコンデンサを電源に接続し、バッテリが外れた場合でも確実にスクイブに給電できるようにしている。

スクイブに電流が流れるとバックアップコンデンサからの放電が進み、電源電圧が低下していく。したがって、バックアップコンデンサとして、すべてのスクイブが動作するまで所定の電圧値を保つための容量が必要となる。これに対して、従来、コンデンサの容量を最小限のものにするために種々の提案がされている。（例えば、特許文献１、特許文献２参照。）

図１を用いて、一般的なエアバッグ点火回路を説明する。なお、以下の説明においては、図１の回路を「基本回路」と言う。
バッテリ１からイグニッションスイッチＩＧ及びステップアップコンバータ２を通して点火電源３に電源電圧ＶＳＵが供給される。バックアップコンデンサＣＢＵが、チャージャ４及び放電ダイオードＤ２を通して電源３に接続される。コンデンサＣＢＵは、常時、チャージャ４により充電される。

衝突などの衝撃によりバッテリ１が電源３から外れると、コンデンサＣＢＵは、放電ダイオードＤ２を通して電源３に蓄積した電荷を放電する。これにより、エアバッグ点火回路には、継続して電源電圧ＶＳＵが供給される。
電源３とグラウンドとの間に、センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）、スクイブ５、ＭＯＳトランジスタＴｒ３が接続される。

センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）は、ミラー側電路に流れる電流のｎ倍の電流がソース側電路に流れる構造を有している。センスＭＯＳのソース側トランジスタＴｒ２と電源３の間に、逆流防止ダイオードＤ１が挿入される。センスＭＯＳのミラー側トランジスタＴｒ１と電源３の間に、電流検出抵抗Ｒ１が挿入される。
図５に示す回路構成の内、四角で囲われた部分は、１つのエアバッグ制御ＩＣ６により構成される。

コンデンサＣＢＵに蓄積できる電気エネルギには限度があるため、スクイブに流す点火電流は、所定時間だけ一定電流が流れるように制御されて、コンデンサＣＢＵの電気エネルギが無駄に消費されないようにしている。点火電流の継続時間は、点火信号のオン時間と同一であり、ＥＣＵ（図示省略）により制御される。定電流制御は、電流検出抵抗Ｒ１と差動増幅器ＡＭＰ２とにより構成される定電流制御部により行われる。

センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）のミラー側電流が流れる抵抗Ｒ１と、定電流が流される抵抗Ｒ２とが差動増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子（−）及び非反転入力端子（＋）に入力される。差動増幅器ＡＭＰ２は、ミラー電流により発生する電圧降下Ｖ１が抵抗Ｒ２に発生する一定の電圧降下に一致するようにセンスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）を制御する。これにより、点火電流が定電流制御される。

差動増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子が、スイッチＳ３を通して接地される。スイッチＳ３は、常時オフであり、これにより、差動増幅器ＡＭＰ２の出力がオフとなり、センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）はオフ状態を継続する。
スイッチＳ３は、自動車の衝突が検出されたときにＥＣＵから出力される点火信号によりオンをする。これにより、差動増幅器ＡＭＰ２が作動を開始し、センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）をオンさせる。センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）がオンされ、スクイブ５に点火電流が流れることにより着火・爆発し、その勢いでエアバッグが開く。

電源３とセンスＭＯＳのソース側トランジスタＴｒ２との間に、逆流防止ダイオードＤ１が挿入される。
図２を用いて、逆流防止ダイオードＤ１について説明をする。
イグニッションＩＧがオフの状態で、スクイブ５の下流側がバッテリ配線とショートすると、図２に示す経路を通って電源３のバックアップコンデンサＣＢＵに向かって電流が流れる。この逆電流が流れるとスクイブ５が作動をし、エアバッグが開いてしまう。このような事態を防ぐために、ダイオードＤ１を挿入し逆電流が流れるのを阻止している。

特開平１１−７８７７１号公報 特開２００１−３４１６１２号公報

しかしながら、図１の回路においては、電源電圧ＶＳＵが低下をすると、以下に説明するように、定電流制御をしているにもかかわらず、スクイブ５に流れる電流が増加するという問題が発生する。
図３は、センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）のＶＤＳ−ＩＤ特性を示す。図の横軸はドレイン−ソース電圧ＶＤＳ（以下、「ドレイン電圧ＶＤＳ」と略称する。）で、縦軸はドレイン電流ＩＤである。ドレイン電圧ＶＤＳは、電源電圧ＶＳＵの増減に応じて同様に増減をする。

センスＭＯＳのドレイン電流ＩＤは、ドレイン電圧ＶＤＳが高い間はほぼ一定値を示し、ドレイン電圧ＶＤＳが低くなると、急激に低下する。
図１のセンスＭＯＳのミラー側トランジスタＴｒ１のドレイン電圧ＶＤＳはソース側トランジスタＴｒ２のドレイン電圧ＶＤＳより電流検出抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖ１分だけ低くなっている。

電源電圧ＶＳＵが低下すると、ドレイン電圧ＶＤＳも低下していく。ドレイン電圧ＶＤＳが大きい間は、電圧降下Ｖ１分の電圧差があっても、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のドレイン電流ＩＤはほぼ等しい。電圧ＶＤＳが低下していくと、電圧差Ｖ１により、トランジスタＴｒ１とＴｒ２に電流差が発生する。これは、センスＭＯＳ１のセンス比ｎが変化し大きくなることを意味する。

図４は、図１の回路における電源電圧ＶＳＵと点火電流との関係を示す。図４の横軸は電源電圧ＶＳＵで、縦軸は点火電流である。
図４において、実線は理想的な作動電流特性を示す。理想的な状態とは、電源電圧ＶＳＵが低下してもトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のドレイン電圧ＶＤＳが等しい場合である。この場合は、ドレイン電流ＩＤの電流差も生じない。

ドレイン電圧ＶＤＳが低下しても、ある電圧ＶＬ１に低下するまでは、定電流制御によりミラー側電流は一定値を保つ。ドレイン電圧ＶＤＳが電圧ＶＬ１より低下するとミラー側電流も低下をしていく。理想的な状態では、センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）のセンス比は一定であるから、ドレイン電圧ＶＤＳが電圧ＶＬ１に低下するまで、点火電流も一定値を保つ。エアバッグの点火は、電源電圧ＶＳＵから電圧ＶＬ１（エアバッグ点火保証電圧）に下がるまでに終了すれば良い。

図４の点線は図１の回路における実際の作動電流特性を示す。電源電圧ＶＳＵが低下してドレイン電圧ＶＤＳがＶＬ１より大きい電圧ＶＬ２に達すると、図３で説明したようにセンスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）のセンス比ｎが増大する。これにより、図４に示すように、ミラー側電流が定電流制御されていても、電圧ＶＬ２以下では、ソース側電流（点火電流）が急激に増加することになる。したがって、エアバッグの点火は、電圧ＶＬ１より高いＶＬ２までに終了しなければならない。

図４の理想特性と実際の特性とを比較する。ドレイン電圧ＶＤＳが低下するとき、理想特性では、電圧ＶＬ１がエアバッグ点火保証電圧となる。実際の特性では、それより大きい電圧ＶＬ２がエアバッグ点火保証電圧となり、電源電圧ＶＳＵから電圧ＶＬ２に低下するまでの間にスクイブの点火動作を終了させなければならない。

そのためには、実際の回路では、バックアップコンデンサＣＢＵの容量を大きくすることにより、電圧ＶＬ２に低下するまでに、必要な点火電流を流さなければならない。コンデンサＣＢＵの容量を大きくすることは、コスト増を招くことになる。
本発明は、エアバッグ点火回路において、バックアップコンデンサの容量を小さくすることを目的とするものである。

本発明は、点火信号を入力すると、電源から供給された電流をスクイブに出力するカレントミラー回路を有し、電流供給時におけるカレントミラー回路のソース側トランジスタのドレイン電圧とミラー側トランジスタのドレイン電圧とが等しいことを特徴とするエアバッグ点火回路を対象とする。
また、本発明は、電源に接続された逆流防止用ダイオードを介して電流が供給されるソース側トランジスタと、電源に接続された低飽和逆流防止用回路を介して電流が供給されるミラー側トランジスタとを有し、点火信号を入力すると、電源から供給された電流をスクイブに出力するカレントミラー回路と、ミラー側トランジスタのドレインに接続された電流検知抵抗を有するエアバック点火回路を対象とする。
さらに、本発明は、電源に接続された低飽和逆流防止用回路を介して電流が供給されるソース側トランジスタと、電源からの電流が供給されるミラー側トランジスタとを有し、点火信号を入力すると、電源から供給された電流をスクイブに出力するカレントミラー回路と、ミラー側トランジスタのドレインに接続された電流検知抵抗を有するエアバック点火回路を対象とする。
さらに、本発明は、電源と、スクイブと、ミラー側トランジスタ及びソース側トランジスタを有し、点火信号を入力すると前記電源から供給された電流をスクイブに出力するカレントミラー回路と、カレントミラー回路のミラー側トランジスタのドレインに接続された電流検出抵抗と、電源とカレントミラー回路のソース側トランジスタとの間に接続された逆流防止用ダイオードと、電源と電流検出抵抗との間に接続された低飽和逆流防止回路を有するエアバック点火装置を対象とする。
さらに、本発明は、電源と、スクイブと、ミラー側トランジスタ及びソース側トランジスタを有し、点火信号を入力すると前記電源から供給された電流をスクイブに出力するカレントミラー回路と、カレントミラー回路のミラー側トランジスタのドレインに接続された電流検出抵抗と、電源とカレントミラー回路のソース側トランジスタとの間に接続された低飽和逆流防止回路を有するエアバック点火装置を対象とする。

本発明の第１の態様においては、電源電圧が低下しても、センスＭＯＳのミラー側トランジスタのドレイン電圧とソース側トランジスタのドレイン電圧とが等しくなるようにする。このために、逆流防止用ダイオードの電圧降下と電流検出抵抗の電圧降下とを等しく設定し、電流検出抵抗は低飽和逆流防止回路を通して電源に接続する。
この構成により、電源電圧が低下しても、センスＭＯＳのセンス比を一定にすることができ、エアバッグ点火保証電圧ＶＬを低くすることができる。これにより、バックアップコンデンサの容量を小さくすることができる。

本発明の第２の態様においては、バックアップコンデンサと電源の間に挿入される放電ダイオードあるいは、電源とセンスＭＯＳとの間に挿入される逆流防止用ダイオードを、低飽和逆流防止回路に置き換える。
放電ダイオード及び逆流防止用ダイオードは、バックアップコンデンサとセンスＭＯＳとの間にあって、その順方向電圧降下により電源電圧を低下させる。これに対し、低飽和逆流防止回路は、逆流防止の機能を持つと共に、オン抵抗が小さいという特性がある。したがって、センスＭＯＳに供給される電圧を上昇させることができ、その分コンデンサ容量を低減することができる。

本発明によれば、エアバッグ点火回路におけるバックアップコンデンサの容量を低減することができ、これにより、エアバッグ点火回路のコストを低減することができる。

以下、本発明の実施例について図を用いて説明する。

図５を用いて本発明の実施例１を説明する。以下の説明においては、図１の基本回路とことなる部分についてのみ説明し、重複する説明は省略する。
センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）のミラー側電路において、電源３と電流検出抵抗Ｒ１との間に、低飽和逆流防止回路としてのＰチャネルＭＯＳ（Ｔｒ４）が挿入される（以下、「ＰチャネルＭＯＳ」は「ＰｃｈＭＯＳ」と略称する）。ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）は、発熱を考慮してＩＣ６の外付けとされる。

ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）は、ドレインが電源側に、ソースが負荷側に接続される。また、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）には寄生ダイオードが存在する。
ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）は、スイッチＳ１の動作によりオンオフされる。スイッチＳ１のオンオフ動作の詳細については後述するが、点火信号がゲートに入力されるときオンされるか、又は、それ以前にオンされる。

ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）は、ソース−ゲート間に抵抗を挿入することで、スイッチＳ１がオフの状態では、ゲートとソースが同電位になるようにしている。これにより、ソースに電圧が印加されてもオンをせずに逆流を防止している。また、スイッチＳ１がオンとなると、ソース−ゲート間抵抗に定電流により電圧降下を発生させてＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）はオンとなる。

ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）は、オフ時には、図２で説明したバッテリ電圧ショートによる逆流を、寄生ダイオードにより防止する。オン時には、電圧降下が非常に小さい状態となり、通電が可能となる。
点火信号が入力されると、センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）がオンをして点火電流が流れる点は、基本回路（図１）と同様である。

センスＭＯＳのミラー側トランジスタＴｒ１の電源側では、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）のオン時の電圧降下Ｖ２と電流検出抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖ１が発生する。ソース側のトランジスタＴｒ２の電源側では、逆流防止ダイオードＤ１における順方向電圧降下ＶＦが発生する。したがって、ミラー側トランジスタＴｒ１のドレイン電圧ＶＤＳは、ＶＳＵ−（Ｖ１＋Ｖ２）となり、ソース側トランジスタＴｒ２のドレイン電圧ＶＤＳは、ＶＳＵ−ＶＦとなる。

ＰｃｈＭＯＳＴｒ４のオン抵抗は十分小さいのでＶ２≒０となる。したがって、Ｖ１＝ＶＦとすれば、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のドレイン電圧ＶＤＳは等しくできる。つまり、電流検出抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖ１を逆流防止ダイオードＤ１の電圧降下ＶＦと同等に設定しておけば、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のドレイン電圧ＶＤＳは等しくなる。

その結果、図３のＶＤＳ−ＩＤ特性において、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のドレイン電圧ＶＤＳが等しくなり、電源電圧ＶＳＵの低下によりドレイン電圧ＶＤＳが低下しても、トランジスタＴｒ１とＴｒ２のドレイン電流ＩＤの差は発生しない。これにより、電源電圧−点火電流特性も図４の理想的な動作電流特性となる。
したがって、本例によれば、エアバッグ点火保証電圧ＶＬを下げることができるので、不要にコンデンサＣＢＵの容量を大きくする必要がなくなる。

図６を用いて、本発明の実施例２を説明する。
図６のエアバッグ点火回路は、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）をエアバッグ制御ＩＣ６に内蔵させた点が図５の回路と異なる。したがって、これまでの説明と重複する説明は省略する。

実施例１（図５）の回路では、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）の発熱量を考慮して、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）をＩＣ６の外に設けている。このため、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）はＩＣ６と別に製作しなければならない。また、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）と抵抗Ｒ１とを接続する端子をＩＣ６に設けなければならない。

これに対して、センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）のミラー比ｎを大（例、ｎ＝１０００）にすることで、ミラー側トランジスタＴｒ１の電流を小さくすることができる。これにより、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）の発熱量を低下させることができる。したがって、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）をＩＣ６内に内蔵できる。
本例によれば、実施例１と同等の効果を奏すると共に、エアバッグ制御ＩＣ６の製作時にＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）を製作することができ、コストを抑えることができる。また、ＩＣ６の端子数も削減することができる。

図７を用いて本発明の実施例３を説明する。
本例は、実施例１、２で説明したＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）のオンオフ制御を具体化したものである。したがって、これまでの説明と重複する説明は省略する。
図７の回路は、実施例２（図６）の回路のＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）のオンオフを制御するスイッチＳ１を、点火信号によりオンオフするものである。

本例では、ＥＣＵから点火信号が入力され、センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）がオンとなっている間、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）がオンする。また、未点火動作時あるいは点火動作終了後は、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）はオフとなる。このとき、寄生ダイオードは、図２で説明した逆電流に対して逆方向となり、逆電流がトランジスタＴｒ４を通して流れるのを阻止する。したがって、本例においても、実施例１で説明したとおりの動作が実行される。

なお、本例においては、スイッチＳ１を省略し、ＥＣＵにより直接トランジスタＴｒ４をオンオフ制御することが可能である。
また、図７の回路では、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）をＩＣ６に内蔵しているが、実施例１（図５）と同様に、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）とスイッチＳ１を外付けとすることもできる。

図８を用いて本発明の実施例４を説明する。
図８のエアバッグ点火回路は、実施例３（図７）におけるＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）のオンオフ制御の異なる方法を提供するものである。したがって、これまでの説明と重複する説明は省略する。

差動増幅器ＡＭＰ３が設けられ、その反転入力端子（−）に電源３が接続され、非反転入力端子（＋）に任意の基準電圧を発生する基準電圧源７が接続され、その出力でスイッチＤ１がオンオフされる。したがって、電源電圧ＶＳＵが基準電圧以上にあるときに点火信号が入力されると、スイッチＳ１をオンにする。一方、電源電圧ＶＳＵが基準電圧より高い間は、点火信号が入力されても差動増幅器ＡＭＰ３は出力を出さず、スイッチＳ１はオフに保たれ、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）はオフのままとなる。

本例によれば、ＥＣＵから点火信号が入力されても、電源電圧ＶＳＵが高い間は、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）はオフのままである。この間、センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）のミラー側電流はＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）の寄生ダイオードを通して流れることになる。
したがって、本例では、寄生ダイオードの電圧降下Ｖ２により、センスＭＯＳのミラー側トランジスタＴｒ１のドレイン電圧ＶＤＳがソース側トランジスタＴｒ２のドレイン電圧ＶＤＳより低下する。しかし、電源電圧ＶＳＵが高いのであるから、図３、図４で説明したように、点火電流が増加するという問題は生じない。

そして、コンデンサＣＢＵの放電により電源電圧ＶＳＵが低下すると、スイッチＳ１はオンとなり、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）がオンとなり、実施例１で説明した動作が実行される。
なお、図８の回路では、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）をＩＣ６に内蔵しているが、実施例１（図５）と同様に、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）とスイッチＳ１は外付けとすることもできる。

図９を用いて本発明の実施例５を説明する。
図９のエアバッグ点火回路では、差動増幅器ＡＭＰ３の接続関係が、実施例４の回路（図８）と異なるのみである。したがって、これまでの説明と重複する説明は省略する。
図９の差動増幅器ＡＭＰ３は、反転入力端子（−）に電源３が接続され、非反転入力端子（＋）に基準電圧源７が接続される。また、点火信号の入力とは無関係に動作する。

差動増幅器ＡＭＰ３は、電源電圧ＶＳＵとバッテリ電圧とを比較し、電源電圧ＶＳＵの方が高くなったときにスイッチＳ１をオンさせる。また、電源電圧ＶＳＵの方が低い場合は、スイッチＳ１をオフさせる。
イグニッションスイッチＩＧをオンさせ、ステップアップコンバータ２により電源電圧ＶＳＵが上昇し、バッテリ電圧より高くなると、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）はオンとなる。したがって、ＥＣＵから点火信号が入力されたときは、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）はオンとなっており、実施例１で説明した動作が実行される。

なお、このスイッチＳ１がオンとなっている状態では、図２に示したバッテリ配線のショートが発生しても、電源電圧ＶＳＵの方がバッテリ電圧より高いのであるから、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）をオフさせなくとも、電源３側へ逆電流が流れることはない。
一方、バッテリ電圧より電源電圧ＶＳＵの方が低い状態では、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）はオフとなるので、図２に示したショートが発生しても、スクイブ５側からＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）を通して電源３へ電流が逆流することはない。

また、自動車の衝突時にバッテリ１が外れた場合は、電源電圧ＶＳＵはバッテリ電圧より高くなるから、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）はオンとなる。したがって、コンデンサＣＢＵの放電により電源電圧ＶＳＵが低下していくと、実施例１−４で説明した動作が実行される。
なお、図９の回路は、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）をＩＣ６に内蔵しているが、実施例１（図５）と同様に、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）とスイッチＳ１は外付けとすることもできる。

図１０を用いて本願発明の実施例６を説明する。
エアバッグ制御ＩＣには、通常、複数のエアバッグ点火回路が内蔵される。本例は、複数のエアバッグ点火回路でＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）を共用するものである。
図１０の回路は、実施例２（図６）のエアバッグ点火回路を複数化したものである。したがって、これまでの説明と重複する説明は省略する。

複数のエアバッグ点火回路がＩＣ６内に形成される。本例では、逆流防止用ダイオードＤ１とＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）が複数の回路に対して共通に用いられる。各エアバッグ点火回路には、それぞれ異なる点火信号が入力され、それぞれ別個に動作をする。
本例では、点火信号が１つの回路だけに入力された場合又は、複数の回路に同時に入力された場合のいずれでも、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）はオンになる。したがって、各回路においては、実施例１で説明したとおりの動作が実行される。

本例によれば、逆流防止用ダイオードＤ１とＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）を共用化することにより、エアバッグ制御ＩＣのチップ面積の低減が図れ、ＩＣのコストを低減できる。
また、図９に示した例は、エアバッグ点火回路が２個の場合であるが、３個以上の場合も同様に実施できる。
さらに、図１０の回路では、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）をＩＣ６に内蔵しているが、実施例１（図５）と同様に、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）とスイッチＳ１を外付けとすることもできる。

図１１を用いて、本発明の実施例７を説明する。
実施例６の複数エアバッグ点火回路（図１０）のＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）のオンオフ制御は、実施例３−５のいずれの方法によっても行うことができる。
実施例３（図７）のように、点火信号によりＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）をオンさせようとする場合は、以下に説明するように、各回路の点火信号のオアで動作をさせるようにすれば良い。

図１１の回路は、実施例６（図１０）の回路で、スイッチＳ１を点火信号によりオンさせるものである。したがって、これまでの説明と重複する説明は省略する。
各エアバッグ点火回路に入力される点火信号は、各添加回路のスイッチＳ３をオンさせると同時に、オア回路ＯＲに入力される。オア回路ＯＲの出力によりスイッチＳ１がオンオフ制御される。したがって、エアバッグ点火回路が１つでも動作すれば、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）がオンとなる。

実施例６に実施例４（図８）の方法を適用する場合は、差動増幅器ＡＭＰ３に入力する点火信号を、図１１に示したように、オア回路ＯＲを通すようにすればよい。
実施例６に実施例５（図９）の方法を適用する場合は、点火信号がＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）のオンオフ制御に使用されていないので、図９の差動増幅器ＡＭＰ３に関する回路をそのまま図１１の回路に適用すればよい。

また、図１１の回路では、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）とスイッチＳ１をＩＣ６に内蔵しているが、実施例１（図５）と同様に、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）とスイッチＳ１は外付けとすることもできる。

図１２を用いて本発明の実施例８を説明する。
図１２の回路は、基本回路（図１）の逆流防止用ダイオードＤ１の代わりに低飽和逆流防止回路であるＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ５）を適用したものである。したがって、これまでの説明と重複する説明は省略する。
ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ５）は、ドレインが電源側に、ソースがＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）側に接続される。ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ５）のオンオフは、ＩＣ６に内蔵されたスイッチＳ１により制御される。

スイッチＳ１のオンオフ制御は、実施例３−５のいずれかの方法で行うことができる。第１には、実施例３のように、点火信号に応答してオンとされる。第２には、実施例４のように、電源電圧ＶＳＵと基準電圧とを比較する差動増幅器ＡＭＰ３を設け、電源電圧ＶＳＵが基準電圧より低下したときのみ、点火信号に応答してＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ５）をオンとする。第３には、実施例５のように、バッテリ電圧と電源電圧ＶＳＵとを比較する差動増幅器ＡＭＰ３を設け、電源電圧ＶＳＵがバッテリ電圧より高いときは、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ５）をオンとする。

ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ５）がオフの間に、図２に示したようなバッテリ回路とのショートが発生すると、スクイブ５、センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）の寄生ダイオードを通して電源３に逆電流が流れ込もうとする。しかし、この逆電流は、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ５）がオフ、その寄生ダイオードが逆方向であることから、阻止される。

ＥＣＵから点火信号が入力されると、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ５）は、同時にオンとなるか又は、それ以前にオンとなっている。
本例においては、センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）と電流検出抵抗Ｒ１との接続関係が基本回路（図１）と同様になっているので、図３、図４で説明したと同様に、電源電圧ＶＳＵの低下により、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のドレイン電流に差が生じ、ある電圧ＶＬ２まで低下すると点火電流が増加するという現象が起こる。しかしながら、本例においては、この減少による悪影響を、以下に説明するように軽減することができる。

基本回路（図１）においては、逆流防止ダイオードＤ１による順方向電圧降下ＶＦがあるため、ドレイン電圧ＶＤＳは、電源電圧ＶＳＵより電圧降下ＶＦだけ低下したものとなっている。これに対し、本例では、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ５）のオン抵抗はほぼ０となるので、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のドレイン電圧ＶＤＳは電源電圧ＶＳＵと等しくなり、従来例より電圧降下ＶＦ分だけ、ドレイン電圧ＶＤＳが高くなる。

これにより、コンデンサＣＢＵの放電開始時のドレイン電圧ＶＤＳとエアバッグ点火保証電圧ＶＬ２との間の電圧差が大きくなる。したがって、コンデンサ容量を大きくしなくても、エアバッグを動作させるに必要な点火電流を得ることが可能となる。

図１３を用いて、本発明の実施例９を説明する。
図１３の回路は、実施例８（図１２）の逆流防止にＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ５）を使用する例に、実施例１−７（図５−図１１）のセンスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）のミラー側電路にＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）を挿入する例を適用したものである。したがって、これまでの説明と重複する説明は省略する。

図１３において、センスＭＯＳのソース側トランジスタＴｒ２と電源との間に、逆流防止用のＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ５）が挿入される。ミラー側トランジスタＴｒ１に電流検出抵抗Ｒ１とＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）が接続される。ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）は、電源３ではなく、バックアップコンデンサＣＢＵに接続される。

実施例１−７では、逆流防止ダイオードＤ１の電圧降下ＶＦと、ミラー側の上流の電圧降下Ｖ１とを等しくすることで、センスＭＯＳのトランジスタＴｒ１とＴｒ２のドレイン電圧ＶＤＳを等しくしている。本例のように、ソース側の上流にＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ５）を使用すると、逆流防止ダイオードＤ１の電圧降下ＶＦが０になる。このため、電圧降下ＶＦを作り出さなければならない。

本例では、抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖ１に見合う電圧降下として、バックアップコンデンサＣＢＵの放電ダイオードＤ２の順方向電圧降下ＶＦを利用する。このため、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）をバックアップコンデンサＣＢＵに接続する。これにより、センスＭＯＳのトランジスタＴｒ１とＴｒ２のドレイン電圧ＶＤＳを等しくすることができる。

また、実施例１−７では、センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）のドレイン電圧ＶＤＳは、電源電圧ＶＳＵより逆流防止ダイオードＤ１の電圧降下ＶＦだけ低くなっている。本例では、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ５）のオン抵抗は０であるから、ＶＤＳ＝ＶＳＵとなり、ダイオードＤ１の電圧降下ＶＦ分だけトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のドレイン電圧ＶＤＳが高くなる。

本例によれば、実施例１−７と同様に、センスＭＯＳのトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のドレイン電圧ＶＤＳを等しくすることで、バックアップコンデンサＣＢＵの容量を低減する。また、実施例８と同様に放電開始時のトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のドレイン電圧ＶＤＳを高くすることで、更にコンデンサＣＢＵの容量を低減できる。
なお、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）及びＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ５）をオンオフするスイッチＳ１は、実施例３−実施例５のいずれかの方法で実施することができる。

図１４を用いて、本発明の実施例１０の説明をする。
図１４の回路は、基本回路（図１）において、バックアップコンデンサＣＢＵの放電ダイオードＤ２の代わりに、低飽和逆流防止回路を適用したものである。したがって、これまでの説明と重複する説明は省略する。

バックアップコンデンサＣＢＵと電源３との間に、放電ダイオードＤ２の代わりに低飽和逆流防止回路のＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）が挿入される。このとき、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）のドレイン側がコンデンサＣＢＵに接続され、寄生ダイオードが放電ダイオードＤ２と同方向になるように接続される。したがって、ＰｃｈＭＯＳ３（Ｔｒ６）がオフであっても、コンデンサＣＢＵから電源３に対して電力の供給は遮断されることはない。

ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）をオンオフ制御するスイッチＳ２が、ＩＣ６に内蔵される。スイッチＳ２のオンオフ制御は、実施例３−５のいずれかの方法で行うことができる。
点火信号が入力されたとき、又はそれ以前にＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）はオンとなっており、電源電圧ＶＳＵは、基本回路（図１）よりも、放電ダイオードＤ２の電圧降下ＶＦがなくなった分、高くなっている。

本例では、基本回路（図１）と同様に、電流検出抵抗Ｒ１は逆流防止用ダイオードＤ１の負荷側に接続されている。したがって、基本回路と同様に、電源電圧ＶＳＵが低下すると、電圧ＶＬ２（図４）以下で点火電流が急激に増加する。つまり、エアバッグ点火保証電圧ＶＬ２は高いままである。しかしながら、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）オン時には、電源電圧ＶＳＵは基本回路の場合よりも電圧降下ＶＦ分だけ高くなっている。これにより、電源電圧ＶＳＵとエアバッグ点火保証電圧ＶＬ２との間の電圧差が大きくなる。したがって、コンデンサ容量を大きくしなくても、エアバッグを動作させるに必要な点火電流を得ることが可能となる。

図１５を用いて、本発明の実施例１１を説明する。
図１５の回路は、実施例２の回路（図６）において、バックアップコンデンサＣＢＵの放電ダイオードＤ２の代わりに、実施例１０のＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）を適用したものである。したがって、これまでの説明と重複する説明は省略する。

本例では、実施例２（図６）と同様に、センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）のミラー側において、電流検出抵抗Ｒ１をＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）を通して電源３に接続する。したがって、逆流防止ダイオードＤ１の電圧降下ＶＦと抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖ１を等しくすることで、図３、図４を用いて説明したエアバッグ点火保証電圧ＶＬを低電圧化できる。
本例は、更に、実施例１０（図１４）と同様に、放電ダイオードＤ２の代わりにＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）を適用したことで、電源電圧ＶＳＵを高くしている。

本例によれば、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）を使用したことによるエアバッグ点火保証電圧ＶＬの低下と、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）を使用したことによる電源電圧ＶＳＵの上昇により、バックアップコンデンサＣＢＵの容量を更に低減できる。
また、本例は、実施例２の回路に実施例１０のＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）を適用したものであるが、同様に、実施例１、実施例８の回路に実施例１０のＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）を適用しても同様の効果を得ることができる。

図１６を用いて、本発明の実施例１２を説明する。
ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）を制御するスイッチＳ２のオンオフは、前述のように、実施例３−５のいずれかの方法で制御することができる。
本例は、スイッチＳ２のオンオフ制御の、更にほかの例を示すものである。
図１６の回路は、実施例１１の回路（図１５）において、スイッチＳ２のオンオフ制御を行う差動増幅器を追加したものである。したがって、これまでの説明と重複する説明は省略する。

通常、バッテリ電圧が印加されている間は、バックアップコンデンサＣＢＵは充電状態にある。このため、放電用ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）をオンすると、バックアップコンデンサＣＢＵに大電流が流れることとなる。したがって、バッテリ電圧が検出されている間は、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）をオフしなければならない。また、バッテリ電圧が検出されないときは、コンデンサＣＢＵからＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）を通して放電がされるので、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）自体の発熱を低減するために、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）をオンさせる必要がある。

スイッチＳ２をオンオフ制御する差動増幅器ＡＭＰ４が設けられる。差動増幅器ＡＭＰ４は、非反転入力端子にバッテリ電圧が入力され、反転入力端子に基準電圧源８が接続される。
差動増幅器ＡＭＰ４は、バッテリ電圧を監視し、基準電圧以下となるとＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）をオンさせて、コンデンサＣＢＵからの放電電流によるＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）の発熱を低減する。バッテリ電圧が基準電圧以上であれば、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ６）をオフさせて、電源３からコンデンサＣＢＵに大電流が流れるのを防止する。

図１７を用いて、本発明の実施例１３を説明する。
図１７の回路は、実施例２（図６）のＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）を、増幅器でリニアに制御することで、センスＭＯＳのトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のドレイン電圧が等しくなるようにするものである。したがって、これまでの説明と重複する説明は省略する。
センスＭＯＳのミラー側トランジスタＴｒ１のドレイン電圧ＶＤＳを差動増幅器器ＡＭＰ１の非反転入力端子に、ソース側トランジスタＴｒ２のドレイン電圧ＶＤＳを差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に接続する。

点火信号が入力されると、差動増幅器ＡＭＰ１は動作を開始し、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）に発生する電圧降下Ｖ２、電流検出抵抗Ｒ１に発生する電圧降下Ｖ１、逆流防止ダイオードに発生する電圧降下ＶＦとの間に、ＶＦ＝Ｖ１＋Ｖ２の関係が成立するようにＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）を制御する。この結果、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）のオン抵抗がリニアに制御されることとなる。

これにより、センスＭＯＳのトランジスタＴｒ１とＴｒ２のドレイン電圧を精度良く一致させることができるようになる。
また、本例によれば、外付けダイオードである逆流防止ダイオードＤ１の電圧降下ＶＦが温度変動により変化をした場合の補償も行われる。
図１７の回路では、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）とスイッチＳ１をＩＣ６に内蔵しているが、実施例１（図５）と同様に、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）とスイッチＳ１は外付けとすることもできる。

図１８を用いて、本発明の実施例１４を説明する。
図１８の回路は、実施例６（図１０）の複数の点火回路を有するエアバッグ点火回路において、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）のオン抵抗を実施例１３（図１７）のようにリニアに制御できるようにしたものである。したがって、これまでの説明と重複する説明は省略する。

図１７のようにＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）のオン抵抗をリニアに制御する場合、センスＭＯＳのミラー側トランジスタＴｒ１のドレイン電圧ＶＤＳを差動増幅器ＡＭＰ１に接続しなければならない。しかしながら、差動増幅器ＡＭＰ１を複数の点火回路に共用する場合、異なる点火回路のトランジスタＴｒ１のドレイン電圧ＶＤＳを一緒に接続することはできない。また、一方の点火回路のトランジスタＴｒ１のみを接続し、他方の点火回路については省略することもできない。

これに対して、切り替えスイッチなどを用いて、点火動作をする回路のセンスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）を差動増幅器ＡＭＰ１に接続することが考えられる。しかし、この場合、複数の点火回路が同時に点火動作をした場合に、両方のスイッチが閉じて、複数の点火回路のセンスＭＯＳのミラー側トランジスタＴｒ１が同時に差動増幅器ＡＭＰ１に接続されることとなり、動作が不安定になる。

そこで、図１８の回路では、点火電流の基準を発生している抵抗Ｒ２のグラウンド側電位をセンスＭＯＳのミラー側トランジスタＴｒ２のドレイン電圧ＶＤＳとして利用する。
定電流制御を行う差動増幅器ＡＭＰ２は、抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖ１と抵抗Ｒ２の電圧降下Ｖ１が等しくなるようにセンスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）を制御している。したがって、抵抗Ｒ２のグラウンド側電位を利用することで、差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子には、センスＭＯＳのミラー側トランジスタＴｒ１のドレイン電圧ＶＤＳと同等の電圧が入力されたこととなる。

差動増幅器ＡＭＰ１は、オア回路ＯＲの出力により動作を開始する。オア回路ＯＲには、ＥＣＵから各点火回路に入力される点火信号が入力される。したがって、１つ又は複数の点火回路に点火信号が入力されると、差動増幅器ＡＭＰ１は、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）をリニアに制御する動作を開始する。
このとき複数の点火回路が同時に動作をしても、それぞれの定電流制御回路は別々に動作可能で、互いに影響を及ぼすことがない。

図１９を用いて本願発明の実施例１５を説明する。
実施例１３（図１７）では、ＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）を制御する差動増幅器ＡＭＰ１の入力部を変更したものである。したがって、これまでの説明と重複する説明は省略する。

ＩＣ６内に、ダイオードＤ３を設ける。このダイオードＤ３に定電流源により定電流を供給し、逆流防止ダイオードＤ１の電圧降下ＶＦと同等の電圧降下を発生させ、差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に入力する。電源電圧ＶＳＵ−電圧降下ＶＦ＝センスＭＯＳのトランジスタＴｒ２のドレイン電圧ＶＤＳであるから、作動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子には、トランジスタＴｒ２のドレイン電圧ＶＤＳと同等の電圧が入力されることになる。

本例では、センスＭＯＳ（Ｔｒ１、Ｔｒ２）のドレイン電圧ＶＤＳの制御精度は、実施例１３と比較すると若干低下する。しかしながら、外付けの逆流防止ダイオードＤ１の温度変動分を補正する方法としては、本例でも十分に実施可能である。
なお、本例は、実施例１４（図１８）に示す複数の点火回路でＰｃｈＭＯＳ（Ｔｒ４）を共用する回路にも適用可能である。

一般的なエアバッグ点火回路を示す図である。 図１の回路における逆流を示す図である。 図１のセンスＭＯＳの特性を示す図である。 図１の回路における電源電圧ＶＳＵと点火電流との関係を示す図である。 本発明のエアバッグ点火回路の第１の実施例を示す図である。 本発明のエアバッグ点火回路の第２の実施例を示す図である。 本発明のエアバッグ点火回路の第３の実施例を示す図である。 本発明のエアバッグ点火回路の第４の実施例を示す図である。 本発明のエアバッグ点火回路の第５の実施例を示す図である。 本発明のエアバッグ点火回路の第６の実施例を示す図である。 本発明のエアバッグ点火回路の第７の実施例を示す図である。 本発明のエアバッグ点火回路の第８の実施例を示す図である。 本発明のエアバッグ点火回路の第９の実施例を示す図である。 本発明のエアバッグ点火回路の第１１の実施例を示す図である。 本発明のエアバッグ点火回路の第１２の実施例を示す図である。 本発明のエアバッグ点火回路の第１３の実施例を示す図である。 本発明のエアバッグ点火回路の第１４の実施例を示す図である。 本発明のエアバッグ点火回路の第１５の実施例を示す図である。 本発明のエアバッグ点火回路の第１６の実施例を示す図である。

符号の説明

１…バッテリ
２…ステップアップコンバータ
３…点火電源
４…チャージャ
５…スクイブ
６…エアバッグ制御ＩＣ
７、８…基準電圧源
ＡＭＰ１−ＡＭＰ４…増幅器
ＣＢＵ…バックアップコンデンサ
Ｄ１…逆流防止用ダイオード
Ｄ２…放電ダイオード
Ｄ３…ＩＣ内蔵ダイオード
ＩＤ…ドレイン電流
ＩＧ…イグニッションスイッチ
ＯＲ…オア回路
Ｒ１…電流検出抵抗
Ｒ２…点火電流発生基準抵抗
Ｓ１−Ｓ３…スイッチ
Ｔｒ１、Ｔｒ２…センスＭＯＳ
Ｔｒ３…ＭＯＳ
Ｔｒ４−Ｔｒ６…ＰｃｈＭＯＳ
Ｖ１…抵抗Ｒ１の電圧降下
Ｖ２…ダイオードＤ２の電圧降下
ＶＤＳ…センスＭＯＳのドレイン電圧
ＶＦ…ダイオードＤ１の電圧降下
ＶＬ…エアバッグ点火保証電圧
ＶＳＵ…電源電圧

Claims (4)

1. エアバック点火回路において、
   電源に接続された逆流防止用ダイオードを介して電流が供給されるソース側トランジスタと、電源に接続された低飽和逆流防止用回路を介して電流が供給されるミラー側トランジスタとを有し、点火信号を入力すると、電源から供給された電流をスクイブに出力するカレントミラー回路と、
   前記ミラー側トランジスタのドレインに接続された電流検知抵抗と、
   を有することを特徴とするエアバック点火回路。
2. エアバック点火回路において、
   電源に接続された低飽和逆流防止用回路を介して電流が供給されるソース側トランジスタと、電源からの電流が供給されるミラー側トランジスタとを有し、点火信号を入力すると、電源から供給された電流をスクイブに出力するカレントミラー回路と、
   前記ミラー側トランジスタのドレインに接続された電流検知抵抗と、
   を有することを特徴とするエアバック点火回路。
3. エアバック点火装置であって、
   電源と、
   スクイブと、
   ミラー側トランジスタ及びソース側トランジスタを有し、点火信号を入力すると前記電源から供給された電流を前記スクイブに出力するカレントミラー回路と、
   前記カレントミラー回路の前記ミラー側トランジスタのドレインに接続された電流検出抵抗と、
   前記電源と前記カレントミラー回路の前記ソース側トランジスタとの間に接続された逆流防止用ダイオードと、
   前記電源と前記電流検出抵抗との間に接続された低飽和逆流防止回路と、
   を有することを特徴とするエアバック点火装置。
4. エアバック点火装置であって、
   電源と、
   スクイブと、
   ミラー側トランジスタ及びソース側トランジスタを有し、点火信号を入力すると前記電源から供給された電流を前記スクイブに出力するカレントミラー回路と、
   前記カレントミラー回路の前記ミラー側トランジスタのドレインに接続された電流検出抵抗と、
   前記電源と前記カレントミラー回路の前記ソース側トランジスタとの間に接続された低飽和逆流防止回路と、
   を有することを特徴とするエアバック点火装置。

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