JP4369392B2 - 充放電制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流出力回路とインバータ回路とを接続する一対の直流母線間に設けられた平滑用コンデンサの充放電を制御する充放電制御装置に関する。

この種の充放電制御装置は、電源投入時に直流出力回路から平滑用コンデンサに流れ込む初期充電電流を抑制する機能と、負荷例えば交流電動機からの回生電力が蓄積された平滑用コンデンサを放電する機能とを併せ持っている。

図６は、充放電制御回路を具備したインバータ装置の従来構成を示している。インバータ装置１は、遮断器２を介して交流電源３に接続される整流回路４、負荷例えば交流電動機５が接続されるインバータ回路６、直流母線７、８間に接続された平滑用コンデンサ９および充放電制御回路１０を備えている。充放電制御回路１０は、初期充電電流を抑制する抵抗１１、放電電流を流して回生電力を熱消費させる抵抗１２、電磁スイッチ１３、ＩＧＢＴ１４およびダイオード１５から構成されている。

この充放電制御回路１０は、動作目的および動作時期が異なり且つ熱容量の大きい２つの抵抗１１、１２を備えているので、インバータ装置１の大形化と高価格化を招いていた。特許文献１に記載された充放電制御回路は、これら２つの抵抗１１、１２を共用化することにより抵抗数を低減し、小形低廉化を図ったものである。
特開平７−９９７８４号公報

図７は、上記特許文献１に記載されたインバータ装置の構成を示している。このインバータ装置１６の充放電制御回路１７は、整流回路４と平滑用コンデンサ９との間に設けられており、抵抗１８、電磁スイッチ１９、ＩＧＢＴ２０およびダイオード２１から構成されている。遮断器２をオンした時の充電電流とＩＧＢＴ２０をオンした時の放電電流は、何れも抵抗１８を介して流れるようになっている。

しかしながら、交流電源３に繋がる遮断器２を誤って負荷側端子（交流電動機側端子）１６Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗに接続すると、遮断器２をオンした時にインバータ回路６の還流ダイオードＤup、Ｄun、Ｄvp、Ｄvn、Ｄwp、Ｄwn（図７には、還流ダイオードＤup、Ｄunのみを示す）が整流回路として作用し、平滑用コンデンサ９に充電電流が流れる。平滑用コンデンサ９への充電経路には電流制限抵抗が存在しないため、還流ダイオードＤup〜Ｄwnに過大な充電電流が流れることになる。このため、インバータ回路６の電流耐量を高める必要が生じ、インバータ装置１６の大形化と高価格化とを招く結果となる。こうした不都合は、図６に示したインバータ装置１でも同様に生じる。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、インバータ回路の出力端子（負荷側端子）に誤って電源を接続した場合でも過大な充電電流が流れることを防止できる充放電制御装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、請求項１記載の充放電制御装置は、
直流出力回路の出力端とインバータ回路の入力端とを接続する一対の直流母線の間に設けられ、当該直流母線の間に設けられた平滑用コンデンサの充放電を制御する充放電制御装置であって、
第１の直流母線と前記平滑用コンデンサの一端子との間に、前記平滑用コンデンサに充電電流を流し得る向きに順に直列接続された電流制限素子および一方向性素子と、
これら電流制限素子と一方向性素子とからなる直列回路に対して並列接続された第１のスイッチ手段と、
前記電流制限素子と前記一方向性素子との接続点と第２の直流母線との間に接続された第２のスイッチ手段とを備えて構成されていることを特徴とする。

この構成によれば、電源投入時において第１のスイッチ手段はオフされており、直流出力回路から電流制限素子と一方向性素子を介して平滑用コンデンサに充電電流が流れる。そして、電源投入から所定時間が経過した時、平滑用コンデンサの充電電圧が所定値に達した時、充電電流が所定値以下にまで低減した時など過大な充電電流が流れる虞がなくなった時に第１のスイッチ手段はオンされ、平滑用コンデンサは直流母線間に直接接続される。一方、インバータ回路を介した電力回生により平滑用コンデンサの電圧が所定値に達した時などに第２のスイッチ手段がオンされ、平滑用コンデンサから第１のスイッチ手段、電流制限素子および第２のスイッチ手段を介して放電電流が流れる。

この充放電制御装置は、直流出力回路側から見た構成とインバータ回路側から見た構成とが等しく、第１のスイッチ手段がオフしている状態では、何れの側からも電流制限素子と平滑用コンデンサとが直列接続された回路構成となっている。従って、インバータ装置に対し誤って電源と負荷とを取り違えて逆に接続した場合でも、第１のスイッチ手段がオフしている電源投入時には電流制限素子により充電電流が制限される。

本発明の充放電制御装置によれば、インバータ回路の出力端子に誤って電源を接続した場合でも平滑用コンデンサに過大な充電電流が流れることを防止できる。

（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１を参照しながら説明する。
図１は、インバータ装置の電気的構成を示しており、従来構成を示す図６と同一部分には同一符号を付している。このインバータ装置３１は、遮断器２を介して交流電源３に接続される整流回路４、負荷例えば交流電動機５が接続されるインバータ回路６、直流母線７、８間に接続される平滑用コンデンサ９、充放電制御回路３２および制御回路（図示せず）を備えている。整流回路４の入力側には電源側端子３１Ｒ、３１Ｓ、３１Ｔが設けられており、インバータ回路６の出力側には負荷側端子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗが設けられている。

整流回路４（直流出力回路に相当）は、第１、第２の直流母線７、８間に６つのダイオードを三相ブリッジ接続して構成されており、インバータ回路６は、直流母線７、８間に６つのスイッチング素子例えばＩＧＢＴを三相ブリッジ接続して構成されている。図１には、インバータ回路６についてＵ相上アーム、下アームのＩＧＢＴＱup、Ｑunおよび還流ダイオードＤup、Ｄunのみが示されている。また、インバータ回路６に流れる電流を検出する電流検出器６１（電流検出手段に相当）が設けられており、ゲート遮断回路６２（スイッチ遮断手段に相当）は、この電流検出器６１による検出電流が所定のしきい値を超えると、過電流状態としてインバータ回路６の各ＩＧＢＴＱup、Ｑun、…のゲートを遮断するようになっている。

充放電制御回路３２（充放電制御装置に相当）は、直流母線７と８との間に設けられており、整流回路４の出力側から当該充放電制御回路３２を見た構成とインバータ回路６の入力側から当該充放電制御回路３２を見た構成とが相等しくなっている。平滑用コンデンサ９のマイナス端子は直流母線８に接続されており、直流母線７と平滑用コンデンサ９のプラス端子との間には、抵抗３３（電流制限素子に相当）とダイオード３４（一方向性素子に相当）がこの順序で直列に接続されている。ダイオード３４は、直流母線７から平滑用コンデンサ９に充電電流を流し得るように、抵抗３３側がアノード、平滑用コンデンサ９側がカソードとされている。

抵抗３３とダイオード３４とからなる直列回路には、電磁接触器などの電磁スイッチ３５（第１のスイッチ手段に相当）が並列接続されている。また、抵抗３３とダイオード３４との接続点には半導体スイッチであるＩＧＢＴ３６（第２のスイッチ手段に相当）のコレクタが接続されており、そのＩＧＢＴ３６のエミッタは直流母線８に接続されている。このＩＧＢＴ３６のゲートには、制御回路からゲート駆動回路（図示せず）を介して放電指令に応じたゲート信号が与えられるようになっている。

次に、本実施形態の作用について説明する。
平滑用コンデンサ９には例えば放電用高抵抗（図示せず）が並列に接続されており、遮断器２がオフした状態では、平滑用コンデンサ９の電荷は放電されてほぼ０になっている。このとき、電磁スイッチ３５およびＩＧＢＴ３６はともにオフの状態にある。この状態で遮断器２をオンすると、整流回路４は直流母線７、８間に三相交流電圧を整流した電圧を出力し、整流回路４から直流母線７、抵抗３３、ダイオード３４、平滑用コンデンサ９、直流母線８を介して初期充電電流が流れる。この充電経路には抵抗３３が介在しているため、上記充電電流は、整流回路４やダイオード３４の最大許容電流以下となるように制限される。

平滑用コンデンサ９の電圧が所定値に達すると、図示しない制御回路によって電磁スイッチ３５がオンとされ、平滑用コンデンサ９のプラス端子が直流母線７に直接接続される。その後、遮断器２がオフした場合、交流電源３に停電が生じた場合などを除き、電磁スイッチ３５はオンし続ける。

インバータ装置３１の運転中に減速制御により交流電動機５から回転エネルギーに応じた電力が回生されると、その回生電力は平滑用コンデンサ９に蓄積され、それに応じて平滑用コンデンサ９の電圧が上昇する。平滑用コンデンサ９の電圧が所定値以上になると、上記制御回路によってＩＧＢＴ３６がオンとされ、平滑用コンデンサ９から電磁スイッチ３５、抵抗３３、ＩＧＢＴ３６を介して放電電流が流れる。この放電経路にも抵抗３３が介在しているため、抵抗３３において放電電流に応じた熱損失が発生し、これにより回生電力が消費される。

抵抗３３の熱容量は、電源投入時における抵抗３３での電力損失、電源投入頻度、電力回生時における抵抗３３での電力損失、電力回生頻度、インバータ装置３１に取り付けられた冷却装置（図示せず）の冷却能力などに基づいて決定される。従来のインバータ装置１（図６参照）との関係では、抵抗１１の熱容量と抵抗１２の熱容量との何れか大きい方に設定される。

ところで、インバータ装置３１の電源側端子３１Ｒ、３１Ｓ、３１Ｔと負荷側端子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗは、表示ラベル等により容易に識別可能とされているが、ユーザの不注意等による誤接続を完全に防止することは難しい。そこで、インバータ装置３１の負荷側端子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗに誤って遮断器２を接続し、遮断器２をオンして交流電源３がインバータ回路６に接続された場合について説明する。

この場合、インバータ回路６の還流ダイオードＤup、Ｄun、…が整流回路として作用するため、インバータ回路６から直流母線７、抵抗３３、ダイオード３４、平滑用コンデンサ９、直流母線８を介して充電電流が流れる。しかしながら、従来構成（図６、図７参照）とは異なり充電経路に抵抗３３が介在しているため、充電電流は、インバータ回路６の還流ダイオードＤup、Ｄun、…の最大許容電流以下に制限され、誤接続による過電流は流れない。

以上説明したように、本実施形態のインバータ装置３１によれば、直流母線７、８間に平滑用コンデンサ９に対する充放電制御回路３２を設けたので、電源投入時における初期充電電流（突入電流）を制限できるとともに、平滑用コンデンサ９を放電させることにより交流電動機５からの回生電力を消費できる。充放電制御回路３２に設けられた抵抗３３は、充電電流を制限するための抵抗と回生電力を熱消費させる抵抗とを共用化したものであるため、抵抗数の低減による小形化、低コスト化が図られる。

充放電制御回路３２は、整流回路４の出力側から見た構成とインバータ回路６の入力側から見た構成とが相等しく、電磁スイッチ３５がオフしている状態では、何れの側からも直流母線７と平滑用コンデンサ９との間に抵抗３３とダイオード３４とが直列接続されている。この構成により、負荷側端子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗに誤って（遮断器２を介して）交流電源３を接続しても、インバータ回路６側から平滑用コンデンサ９に流れ込む充電電流は抵抗３３によって制限される。

このように、交流電源３をインバータ回路６の負荷側に誤接続しても、抵抗３３を介して電流が流れるためインバータ回路６が故障することはない。また、その後にインバータ回路６をスイッチング動作させたときにはインバータ回路６において電源短絡回路が形成されるが、電流検出器６１およびゲート遮断回路６２が短絡電流を検出してインバータ回路６の各ＩＧＢＴＱup、Ｑun、…のゲートを遮断するので、インバータ回路６を保護することができる。

これにより、電源側端子３１Ｒ、３１Ｓ、３１Ｔと負荷側端子３１Ｕ、３１Ｖ、３１Ｗとの取り違えによる誤接続からインバータ装置３１を保護することができ、信頼性を高めることができる。また、誤接続に備えて最大許容電流の大きいインバータ回路６を採用する必要がないので、インバータ装置３１の一層の小形化、低コスト化が可能となる。

（第２の実施形態）
図２は、本発明の第２の実施形態を示しており、図１と同一部分には同一符号を付している。このインバータ装置３７は、整流回路を備えておらず、電源側端子３７Ｐ、３７Ｎには遮断器３８を介して直流電源３９（直流出力回路に相当）が接続されるようになっている。充放電制御回路３２の作用および効果は第１の実施形態と同様である。

この構成では、電源側端子３７Ｐ、３７Ｎの端子数（＝２）と負荷側端子３７Ｕ、３７Ｖ、３７Ｗの端子数（＝３）とが異なるため、両者の取り違えによる誤接続は起こりにくいと考えられるが、直流電源３９を負荷側端子３７Ｕ、３７Ｖ、３７Ｗに誤接続した場合でも、第１の実施形態と同様にインバータ回路６から平滑用コンデンサ９に流れ込む充電電流を制限することができる。

（第３の実施形態）
図３は、本発明の第３の実施形態を示しており、図１と同一部分には同一符号を付している。このインバータ装置４０の充放電制御回路４１（充放電制御装置に相当）は、電磁スイッチ３５に替えて、互いに逆極性に並列接続された２つのサイリスタからなる双方向サイリスタ４２（第１のスイッチ手段、双方向性の半導体スイッチに相当）を用いている。本実施形態によっても、第１の実施形態と同様の作用および効果が得られる。また、双方向サイリスタ４２を用いることにより一層の小形化が図れ、この双方向サイリスタ４２を整流回路４やインバータ回路６で用いられるヒートシンク上に設置することにより別途ヒートシンクを設ける必要もなくなる。

（第４の実施形態）
図４は、本発明の第４の実施形態を示しており、図１と同一部分には同一符号を付している。このインバータ装置４３の充放電制御回路４４（充放電制御装置に相当）は、抵抗３３に替えて、所定温度を超えると急激にその抵抗値を増大させる抵抗温度特性を有するＰＴＣサーミスタ４５（電流制限素子に相当）を用いている。この構成によれば、平滑用コンデンサ９を放電させて回生電力を消費する場合に、発熱による温度上昇によりＰＴＣサーミスタ４５の抵抗値が急増するので、過大な放電電流によるＰＴＣサーミスタ４５の焼損を未然に防ぐことができる。

（第５の実施形態）
図５は、本発明の第５の実施形態を示しており、図３、図４と同一部分には同一符号を付している。このインバータ装置４６は、上述した第３の実施形態と第４の実施形態とを組み合わせたものであり、これら実施形態と同様の作用および効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
第２ないし第５の実施形態においても、電流検出器６１およびゲート遮断回路６２を設けるとよい。
第１のスイッチ手段は、上述した電磁スイッチ３５や双方向サイリスタ４２に限られず、双方向性を有する開閉手段であればよい。

第２のスイッチ手段は、上述したＩＧＢＴ３６に限られず、バイポーラトランジスタやＦＥＴ、サイリスタ等であってもよく、さらに電磁スイッチであってもよい。
各実施形態において、遮断器２をオンしてから所定時間が経過した時、初期充電電流が所定値以下にまで低減した時など過大な初期充電電流が流れる虞がなくなった時に電磁スイッチ３５または双方向サイリスタ（第１のスイッチ手段）をオンするように制御してもよい。

本発明の第１の実施形態を示すインバータ装置の電気的構成図 本発明の第２の実施形態を示す図１相当図 本発明の第３の実施形態を示す図１相当図 本発明の第４の実施形態を示す図１相当図 本発明の第５の実施形態を示す図１相当図 第１の従来技術を示す図１相当図 第２の従来技術を示す図１相当図

符号の説明

４は整流回路（直流出力回路）、６はインバータ回路、７、８は直流母線（第１、第２の直流母線）、９は平滑用コンデンサ、３１、３７、４０、４３、４６はインバータ装置、３２、４１、４４、４７は充放電制御回路（充放電制御装置）、３３は抵抗（電流制限素子）、３４はダイオード（一方向性素子）、３５は電磁スイッチ（第１のスイッチ手段）、３６はＩＧＢＴ（第２のスイッチ手段、半導体スイッチ）、３９は直流電源（直流出力回路）、４２は双方向サイリスタ（第１のスイッチ手段、双方向性の半導体スイッチ）、４５はＰＴＣサーミスタ（電流制限素子）、６１は電流検出器（電流検出手段）、６２はゲート遮断回路（スイッチ遮断手段）である。

Claims (6)

1. 直流出力回路の出力端とインバータ回路の入力端とを接続する一対の直流母線の間に設けられ、当該直流母線の間に設けられた平滑用コンデンサの充放電を制御する充放電制御装置であって、
   第１の直流母線と前記平滑用コンデンサの一端子との間に、前記平滑用コンデンサに充電電流を流し得る向きに順に直列接続された電流制限素子および一方向性素子と、
   これら電流制限素子と一方向性素子とからなる直列回路に対して並列接続された第１のスイッチ手段と、
   前記電流制限素子と前記一方向性素子との接続点と第２の直流母線との間に接続された第２のスイッチ手段とを備えて構成されていることを特徴とする充放電制御装置。
2. 前記第１のスイッチ手段は、電磁スイッチまたは双方向性の半導体スイッチであることを特徴とする請求項１記載の充放電制御装置。
3. 前記第２のスイッチ手段は、半導体スイッチであることを特徴とする請求項１または２記載の充放電制御装置。
4. 前記電流制限素子は、抵抗またはＰＴＣサーミスタであることを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の充放電制御装置。
5. 前記直流出力回路は、整流回路または直流電源であることを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載の充放電制御装置。
6. 前記インバータ回路に流れる電流を検出する電流検出手段と、
   この電流検出手段により検出された電流に基づいて前記インバータ回路のスイッチ動作を遮断するスイッチ遮断手段とを備えたことを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載の充放電制御装置。
   
   

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